JP3104874B2

JP3104874B2 - 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP3104874B2
Application number: JP11350671A
Authority: JP
Inventors: 萬太郎中村
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1999-12-09
Filing date: 1999-12-09
Publication date: 2000-10-30
Anticipated expiration: 2019-12-09
Also published as: JP2000134915A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、降圧型ＤＣ−ＤＣコン
バータ、特にスイッチング損失を低減できる降圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング素子をオン・オフ制御する
ことにより、直流電源の電圧よりも低い定電圧の直流出
力を負荷に供給する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは従来
から電子機器等の電源回路等に広く使用されている。図
８に示す従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電
源１と、コレクタ端子（一方の主端子）が直流電源１の
一端に接続された主スイッチング素子としての主トラン
ジスタ２と、主トランジスタ２のエミッタ端子（他方の
主端子）と直流電源１の他端との間に接続された主還流
用整流素子としての主還流用ダイオード３と、主還流用
ダイオード３と並列に接続された平滑リアクトル４及び
平滑コンデンサ５の直列回路と、平滑コンデンサ５と並
列に接続された負荷６と、主トランジスタ２のベース端
子に制御パルス信号を付与する制御回路７とを備えてい
る。この降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、負荷６の端
子電圧の変動に比例して主トランジスタ２のベース端子
に付与する制御パルス信号の時間幅を変化させることに
より、主トランジスタ２のオン期間を制御し、負荷６に
供給される直流電力の安定化を図っている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図８の降圧
型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トランジスタ２のター
ンオン又はターンオフ時において、図９に示すように主
トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間電圧波形Ｖ_CEと
主トランジスタ２のコレクタ電流波形Ｉ_Cとの重複部分
Ｗが生じ、この重複部分Ｗに基づく大きなスイッチング
損失が発生する欠点があった。また、主トランジスタ２
のコレクタ−エミッタ間電圧波形Ｖ_CE及びコレクタ電流
波形Ｉ_Cの立上り時にスパイク状のサージ電圧Ｖ_sr、サ
ージ電流Ｉ_s _r及びノイズが発生する欠点があった。

【０００４】そこで、本発明はスイッチング損失やサー
ジ電圧及び電流等を低減できる降圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを提供することを目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明による降圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータは、直流電源(1)と、一方の主端子が
直流電源(1)の一端に接続された主スイッチング素子(2)
と、主スイッチング素子(2)の他方の主端子と直流電源
(1)の他端との間に接続された主還流用整流素子(3)と、
主還流用整流素子(3)と並列に接続された平滑リアクト
ル(4)及び平滑コンデンサ(5)の直列回路と、平滑コンデ
ンサ(5)と並列に接続された負荷(6)とを備え、主スイッ
チング素子(2)をオン・オフ制御することにより直流電
源(1)の電圧よりも低い電圧の直流出力を負荷(6)に供給
する。この降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、主スイッチ
ング素子(2)の他方の主端子と平滑リアクトル(4)との間
に挿入された共振用リアクトル(10)と、主スイッチング
素子(2)及び共振用リアクトル(10)の接続点と直流電源
(1)の他端との間に接続された第１及び第２の補助還流
用整流素子(11, 12)の直列回路と、直列回路の接続点と
共振用リアクトル(10)及び平滑リアクトル(4)の接続点
との間に接続された共振用コンデンサ(8)と、主スイッ
チング素子(2)の一方の主端子と共振用リアクトル(10)
及び平滑リアクトル(4)の接続点との間に接続された循
環電流用整流素子(13)と、主スイッチング素子(2)の制
御端子に主制御パルス信号を付与する制御回路とを備え
ている。循環電流用整流素子(13)と並列に他の共振用コ
ンデンサ(14)を接続してもよい。

【０００６】

【作用】主スイッチング素子(2)をオンした状態で負荷
(6)側に電流が流れかつ共振用コンデンサ(8)が電源電圧
まで充電されている時に主スイッチング素子(2)をオフ
状態に切り替えると、主スイッチング素子(2)に流れて
いた電流が直ちに共振用コンデンサ(8)に流れる電流に
切り替わり共振用コンデンサ(8)が徐々に放電して行
く。このとき、主スイッチング素子(2)の両端の電圧が
０Ｖから緩やかに上昇する。これにより、主スイッチン
グ素子(2)のターンオフ時におけるゼロ電圧スイッチン
グ（ＺＶＳ）が達成されるので、主スイッチング素子
(2)のターンオフ時のスイッチング損失を低減すること
ができる。共振用リアクトル(10)の電流の増加に伴って
主還流用整流素子(3)の電流は直線的に減少して行き、
共振用リアクトル(10)の電流が負荷電流に等しくなる
と、主還流用整流素子(3)はカットオフする。このと
き、主スイッチング素子(2)をオン状態にすると、主ス
イッチング素子(2)の電圧が直ちに０Ｖまで降下する。
これにより、主スイッチング素子(2)のターンオン時に
おけるゼロ電圧スイッチングが達成されるので、主スイ
ッチング素子(2)のターンオン時のスイッチング損失を
低減することができる。以上により、主スイッチング素
子(2)のオン・オフ動作時のスイッチング損失を低減す
ることができる。また、主スイッチング素子(2)のター
ンオン及びターンオフ時に発生するスパイク状のサージ
電圧及び電流は共振用コンデンサ(8)及び共振用リアク
トル(10)により吸収されるから、主スイッチング素子
(2)のオン・オフ動作時のサージ電圧及び電流を低減す
ることができる。なお、主スイッチング素子(2)と並列
に他の共振用コンデンサ(14)を接続した場合には、主ス
イッチング素子(2)のターンオン時のゼロ電圧スイッチ
ングがより確実になり、更にスイッチング損失を低減す
ることが可能である。

【０００７】

【実施例】まず、本発明の関連技術として、補助スイッ
チング素子を備えた降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの例を
図１〜図５について説明し、その後、本発明による降圧
型ＤＣ−ＤＣコンバータの実施例を図６及び図７につい
て説明する。但し、図１、図３、図５及び図６では図８
に示す箇所と同一の部分には同一の符号を付し、その説
明を省略する。本発明の関連技術としての降圧型ＤＣ−
ＤＣコンバータは、図１に示すように、主トランジスタ
２と並列に接続された補助スイッチング素子としての補
助トランジスタ９及び共振用リアクトル１０の直列回路
と、この直列回路の接続点と直流電源１の他端との間に
接続された第１及び第２の補助還流用ダイオード（補助
還流用整流素子）１１、１２の直列回路と、第１及び第
２の補助還流用ダイオード１１、１２の直列回路の接続
点と主トランジスタ２のエミッタ端子との間に接続され
た共振用コンデンサ８と、主トランジスタ２と並列に接
続された循環電流用ダイオード（循環電流用整流素子）
１３とを図８の回路に追加したものである。また、制御
回路７は主トランジスタ２のベース端子（制御端子）に
主制御パルス信号を付与する前に補助トランジスタ９の
ベース端子に補助制御パルス信号を付与する。図１の降
圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トランジスタ２及び
補助トランジスタ９として接合型パワートランジスタを
使用している。

【０００８】特に図示はしないが、制御回路７内には、
一定周期の三角波電圧を発生する発振回路部と、基準電
圧に対する負荷６の端子電圧の誤差電圧を演算増幅する
誤差増幅回路部と、誤差増幅回路部の誤差出力電圧及び
発振回路部の三角波電圧を比較する比較回路部と、比較
回路部の出力電圧に比例した時間幅の主制御パルス信号
を発生して主トランジスタ２のベース端子に付与する主
制御パルス発生回路部と、主制御パルス発生回路部の主
制御パルス信号が立ち上がる前に補助トランジスタ９の
ベース端子に付与する一定時間幅の補助制御パルス信号
を発生する補助制御パルス発生回路部とが設けられてい
る。補助制御パルス発生回路部から発生する補助制御パ
ルス信号の時間幅は主トランジスタ２のオフ時間より極
めて小さい。

【０００９】上記の構成において、図２(Ａ)に示すよう
にｔ₀以前において主トランジスタ２がオン状態のとき
は、図２(Ｃ)に示すように主トランジスタ２及び平滑リ
アクトル４を通して負荷６へ電流Ｉが流れている。この
とき、図２(Ｆ)に示すように共振用コンデンサ８は図１
に示す極性で直流電源１の電圧Ｅまで充電されている。
図２(Ａ)に示すように、ｔ₀において制御回路７から主
トランジスタ２のベース端子に付与された主制御パルス
信号電圧Ｖ_B1が高レベルから低レベルになり、主トラン
ジスタ２がオン状態からオフ状態になると、図２(Ｃ)及
び(Ｄ)に示すように主トランジスタ２に流れていた電流
Ｉ_TR1、即ち負荷６の電流Ｉが直ちに第２の補助還流用
ダイオード１２、共振用コンデンサ８及び平滑リアクト
ル４の経路で流れる電流Ｉ_C1に切り替わる。このとき、
図２(Ｆ)に示すように共振用コンデンサ８が徐々に放電
して行き、共振用コンデンサ８の両端の電圧Ｖ_C1が直流
電源１の電圧Ｅから直線的に降下して行く。これに伴っ
て、図２(Ｅ)に示すように主トランジスタ２の両端の電
圧Ｖ_TR1が０Ｖから直線的に上昇する。このため、主ト
ランジスタ２のターンオフ時は電圧波形と電流波形の重
なりが少ないゼロ電圧スイッチングとなる。

【００１０】図２(Ｆ)に示すように、ｔ₁において共振
用コンデンサ８の両端の電圧Ｖ_C1が０Ｖになると、主還
流用ダイオード３が順バイアスになり、図２(Ｄ)及び
(Ｇ)に示すように共振用コンデンサ８に流れていた電流
Ｉ_C1に代わって主還流用ダイオード３に流れる
（Ｉ_D）。このときの主トランジスタ２の両端の電圧Ｖ
_TR1は図２(Ｅ)に示すように直流電源１の電圧Ｅに等し
い。また、主トランジスタ２がオフ状態のとき、負荷６
の電流Ｉは主還流用ダイオード３から平滑リアクトル４
へ流れている。

【００１１】図２(Ｂ)に示すように、ｔ₂において制御
回路７から補助トランジスタ９のベース端子に付与され
た補助制御パルス信号電圧Ｖ_B2が低レベルから高レベル
になり、補助トランジスタ９がオン状態になると、主還
流用ダイオード３が導通している期間は共振用リアクト
ル１０に直流電源１の電圧Ｅが印加され、図２(Ｈ)に示
すように共振用リアクトル１０に電流Ｉ_L1が流れ始め
る。この電流Ｉ_L1は負荷６の電流Ｉに等しくなるまで直
線的に増加する。一方、主還流用ダイオード３に流れて
いた電流Ｉ_Dは図２(Ｇ)に示すように直線的に減少して
行く。したがって、補助トランジスタ９のターンオン時
においてゼロ電流スイッチングとなる。

【００１２】図２(Ｈ)に示すように、ｔ₃において共振
用リアクトル１０の電流Ｉ_L1が負荷６の電流Ｉに等しく
なると主還流用ダイオード３がカットオフし、図２(Ｇ)
に示すように主還流用ダイオード３には電流が流れなく
なる。そして、主還流用ダイオード３の電流Ｉ_Dが０と
なるとき、制御回路７は図２(Ａ)に示すように主トラン
ジスタ２のベース端子に付与する主制御パルス信号電圧
Ｖ_B1を低レベルから高レベルにして主トランジスタ２を
オフ状態からオン状態にする。このとき、図２(Ｅ)に示
すように主トランジスタ２の両端の電圧Ｖ_TR1は直ちに
０Ｖまで降下する。したがって、主トランジスタ２のタ
ーンオン時においてゼロ電圧スイッチングとなる。

【００１３】その後少し遅れて、図２(Ｂ)に示すよう
に、ｔ₄において制御回路７は補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する補助制御パルス信号電圧Ｖ_B2を高レ
ベルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にする。このとき、共振用リアクトル１０
に蓄積されたエネルギが放出されて共振用リアクトル１
０及び共振用コンデンサ８が共振するので、共振用リア
クトル１０の電流Ｉ_L1は共振用コンデンサ８、第１の補
助還流用ダイオード１１及び共振用リアクトル１０の経
路で流れる共振電流となる。これにより、共振用コンデ
ンサ８が正弦波形で充電されて行くので、図２(Ｆ)に示
すように共振用コンデンサ８の両端の電圧Ｖ_C1が０Ｖか
ら正弦波状に上昇して行く。これと共に、図２(Ｄ)及び
(Ｈ)に示すように共振用コンデンサ８の電流Ｉ_C1及び共
振用リアクトル１０の電流Ｉ_L1は余弦波状に減少して行
く。また、平滑リアクトル４の電流、即ち負荷６の電流
Ｉは、図２(Ｃ)に示すように主トランジスタ２を通して
流れる（Ｉ_TR1）。したがって、補助トランジスタ９の
ターンオフ時は、共振用コンデンサ８の両端の電圧Ｖ _C1
が０Ｖであるため、ゼロ電圧スイッチングとなる。

【００１４】図２(Ｆ)に示すように、ｔ₅において共振
用コンデンサ８の両端の電圧Ｖ_C1が略最大値、即ち直流
電源１の電圧Ｅに達すると、図２(Ｄ)及び(Ｈ)に示すよ
うに共振用コンデンサ８の電流Ｉ_C1及び共振用リアクト
ル１０の電流Ｉ_L1は０となり、第１の補助還流用ダイオ
ード１１がカットオフする。また、補助トランジスタ９
のターンオフ時において共振用コンデンサ８の両端の電
圧Ｖ_C1が直流電源１の電圧Ｅ以上になろうとするとき、
共振用コンデンサ８の充電エネルギは第２の補助還流用
ダイオード１２、第１の補助還流用ダイオード１１、共
振用リアクトル１０及び循環電流用ダイオード１３の経
路で直流電源１へ帰還されて行く。

【００１５】上記のように、図１の回路では主トランジ
スタ２及び補助トランジスタ９のターンオン及びターン
オフ時においてゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングが達
成されるので、主トランジスタ２及び補助トランジスタ
９のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイッチング損
失を低減することができる。また、主トランジスタ２及
び補助トランジスタ９のターンオン及びターンオフ時に
発生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流は共振
用コンデンサ８及び共振用リアクトル１０により吸収さ
れるので、主トランジスタ２のオン・オフ動作時のサー
ジ電圧、サージ電流及びノイズを低減することができ
る。

【００１６】次に、図１に示す降圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの変更例を図３及び図４に基づいて説明する。但
し、図３において図１と同一の部分には同一の符号を付
し、その説明を省略する。なお、図３の制御回路７内の
詳細は、図１の実施例で示した制御回路７と全く同様で
あるので、説明は省略する。図３に示す降圧型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、図１に示す回路の主トランジスタ２と
並列に他の共振用コンデンサ１４を接続し、主トランジ
スタ２のターンオン時（ｔ₄）のゼロ電圧スイッチング
をより確実にしたものである。その他の構成は図１に示
す回路と同一である。

【００１７】上記の構成において、図４(Ａ)〜(Ｈ)に示
すようにｔ₃までは図１の回路における動作と同一であ
る。したがって、この図３の回路ではｔ₃以降の動作に
ついて説明する。図４(Ｈ)に示すように、ｔ₃において
共振用リアクトル１０の電流Ｉ_L1が負荷６の電流Ｉに等
しくなると主還流用ダイオード３がカットオフし、図４
(Ｇ)に示すように主還流用ダイオード３には電流が流れ
なくなる。このとき、図３の極性で充電されていた共振
用コンデンサ１４のエネルギが放出されて共振用コンデ
ンサ１４及び共振用リアクトル１０が共振し、共振用コ
ンデンサ１４、補助トランジスタ９及び共振用リアクト
ル１０の経路で共振電流が流れる。このため、共振用リ
アクトル１０には、正弦波状の電流が負荷６の電流Ｉに
重畳して流れるので、共振用リアクトル１０の電流Ｉ_L1
は図４(Ｈ)に示すように引き続き正弦波状に増加して行
く（Ｉ_L1）。一方、共振用コンデンサ１４の両端の電圧
Ｖ_C2は図４(Ｅ)に示すように余弦波状に降下して行く。

【００１８】図４(Ｈ)に示すように、ｔ₄において共振
用リアクトル１０の電流Ｉ_L1が略最大値、即ち負荷６の
電流Ｉと共振電流の最大値Ｉ_pとの和に達すると、循環
電流用ダイオード１３が順バイアスになり、共振電流分
は循環電流用ダイオード１３、補助トランジスタ９及び
共振用リアクトル１０の経路で循環電流となって流れ続
ける。これと共に、共振用コンデンサ１４の両端の電圧
Ｖ_C2が図４(Ｅ)に示すように０Ｖとなる。このとき、制
御回路７は図４(Ａ)に示すように主トランジスタ２のベ
ース端子に付与する主制御パルス信号電圧Ｖ_B1を低レベ
ルから高レベルにして主トランジスタ２をオフ状態から
オン状態にする。このときの主トランジスタ２の両端の
電圧Ｖ_TR1は、図４(Ｅ)に示すように０Ｖであるから、
主トランジスタ２のターンオン時においてゼロ電圧スイ
ッチングとなる。

【００１９】その後少し遅れて、図４(Ｂ)に示すよう
に、ｔ₅において制御回路７は補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する補助制御パルス信号電圧Ｖ_B2を高レ
ベルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にする。このとき、共振用リアクトル１０
に蓄積されたエネルギが放出されて共振用リアクトル１
０及び共振用コンデンサ８が共振するので、共振用リア
クトル１０の電流Ｉ_L1は共振用リアクトル１０、共振用
コンデンサ８及び第１の補助還流用ダイオード１１の経
路で流れる共振電流となる。これにより、共振用コンデ
ンサ８が正弦波形で充電されて行くので、図４(Ｆ)に示
すように共振用コンデンサ８の両端の電圧Ｖ_C1が０Ｖか
ら正弦波状に上昇して行く。これと共に、図４(Ｄ)及び
(Ｈ)に示すように共振用コンデンサ８の電流Ｉ_C1及び共
振用リアクトル１０の電流Ｉ_L1は余弦波状に減少して行
く。また、平滑リアクトル４の電流、即ち負荷６の電流
Ｉは、図４(Ｃ)に示すように補助トランジスタ９のター
ンオフと同時に主トランジスタ２を通して流れる（Ｉ
_TR1）。したがって、補助トランジスタ９のターンオフ
時は、共振用コンデンサ８、１４の両端の電圧Ｖ_C1、Ｖ
_C2が０Ｖであるため、ゼロ電圧スイッチングとなる。

【００２０】図４(Ｆ)に示すように、ｔ₆において共振
用コンデンサ８の両端の電圧Ｖ_C1が略最大値、即ち直流
電源１の電圧Ｅに達すると、図４(Ｈ)に示すように共振
用リアクトル１０の電流Ｉ_L1は負荷６の電流Ｉに等しく
なる。このとき、図４(Ｃ)及び(Ｄ)に示すように主トラ
ンジスタ２の電流Ｉ_TR1及び共振用コンデンサ８の電流
Ｉ_C1が０となる。このときの残りの共振用リアクトル１
０のエネルギは、第２の補助還流用ダイオード１２、第
１の補助還流用ダイオード１１、共振用リアクトル１０
及び循環電流用ダイオード１３の経路で直流電源１へ帰
還されて行く。これにより、共振用リアクトル１０の電
流Ｉ_L1は図４(Ｈ)に示すように直線的に引き続いて減少
して行くと共に、図４(Ｃ)に示すように主トランジスタ
２の電流が０から直線的に増加して行く。そして、ｔ₇
において共振用リアクトル１０の電流Ｉ_L1は図４(Ｈ)に
示すように０となり、主トランジスタ２の電流Ｉ_TR1は
図４(Ｃ)に示すように負荷６の電流Ｉに等しくなる。し
たがって、ｔ₇以降は直流電源１から主トランジスタ２
及び平滑リアクトル４を通して負荷６へ電流Ｉが流れ
る。

【００２１】上述の通り、図３に示す回路でも、スイッ
チング損失に関して図１に示す回路と同一の効果が得ら
れる。なお、図３の回路では、共振用コンデンサ１４と
共振用リアクトル１０との共振作用により、図４(Ｅ)に
示すようにｔ₃〜ｔ₄において共振用コンデンサ１４の両
端の電圧Ｖ_C2が余弦波状に降下するので、主トランジス
タ２のターンオン時（ｔ₄）のゼロ電圧スイッチングが
より確実になり、更にスイッチング損失を低減できる利
点を有する。

【００２２】また、図１に示す回路は図５に示すように
変更してもよい。図５に示す回路は、図１に示す回路の
第１及び第２の補助還流用ダイオード１１、１２の直列
回路の接続点と直流電源１の他端との間に補充電用抵抗
１５を接続したものである。図５に示す回路では、主ト
ランジスタ２のオン期間中に主トランジスタ２を介して
共振用コンデンサ８を補充電できるので、図１に示す回
路において共振用コンデンサ８の充電電圧が直流電源１
の電圧Ｅに満たない場合でも、主トランジスタ２のター
ンオン時のゼロ電圧スイッチングが可能となる。なお、
補充電用抵抗１５の代わりに主トランジスタ２のオン期
間中にオン状態となる補充電用スイッチを接続してもよ
い。補充電用スイッチの具体例としては、トランジスタ
等の半導体スイッチング素子がある。

【００２３】以下、本発明による降圧型ＤＣ−ＤＣコン
バータの実施例を図６及び図７について説明する。図６
に示す本実施例の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図３
に示す関連技術としての回路の主トランジスタ２を省略
すると共に補助トランジスタ９を主トランジスタ２とし
て動作させることにより、循環電流型の降圧コンバータ
としたものである。

【００２４】次に、図６の回路の動作を図７の波形図に
基づいて説明する。図７(Ａ)に示すようにｔ₀以前にお
いて主トランジスタ２がオフ状態のときは、図７(Ｂ)に
示すように主還流用ダイオード３及び平滑リアクトル４
を介して負荷６へ電流Ｉが流れている（Ｉ_D）。このと
き、共振用コンデンサ１４は図７(Ｄ)に示すように図示
の極性で直流電源１の電圧Ｅまで充電されている
（Ｖ_C2）。図７(Ａ)に示すように、ｔ₀において制御回
路７から主トランジスタ２のベース端子に付与された主
制御パルス信号電圧Ｖ_B1が低レベルから高レベルにな
り、主トランジスタ２がオフ状態からオン状態になる
と、共振用リアクトル１０に直流電源１の電圧Ｅが印加
され、図７(Ｃ)に示すように共振用リアクトル１０に電
流Ｉ_L1が流れ始め、０より直線的に増加して行く。これ
と共に、主還流用ダイオード３に流れていた電流Ｉ_Dは
図７(Ｂ)に示すように直線的に減少して行く。このと
き、負荷６の電流Ｉは主トランジスタ２を通して流れ、
主トランジスタ２の両端の電圧Ｖ_TR1は図７(Ｅ)に示す
ように直ちに０Ｖまで降下する。したがって、主トラン
ジスタ２のターンオン時において、共振用リアクトル１
０の電流Ｉ_L1が０から緩やかに立ち上がるためにゼロ電
流スイッチングとなる。

【００２５】図７(Ｃ)に示すように、ｔ₁において共振
用リアクトル１０の電流Ｉ_L1が負荷６の電流Ｉに等しく
なると主還流用ダイオード３がカットオフし、図７(Ｂ)
に示すように主還流用ダイオード３の電流Ｉ_Dが０とな
る。このとき、共振用コンデンサ１４に充電されたエネ
ルギが放出されて共振用コンデンサ１４及び共振用リア
クトル１０が共振し、共振用コンデンサ１４、主トラン
ジスタ２及び共振用リアクトル１０の経路で共振電流が
流れる。このため、共振用リアクトル１０には、正弦波
状の電流が負荷６の電流Ｉに重畳して流れるので、共振
用リアクトル１０の電流Ｉ_L1は図７(Ｃ)に示すように引
き続き正弦波状に増加して行く（Ｉ_L1）。一方、共振用
コンデンサ１４の両端の電圧Ｖ_C2は図７(Ｄ)に示すよう
に余弦波状に降下して行く。

【００２６】図７(Ｃ)に示すように、ｔ₂において共振
用リアクトル１０の電流Ｉ_L1が略最大値、即ち負荷６の
電流Ｉと共振電流の最大値Ｉ_pとの和に達すると、共振
用リアクトル１０の両端の電圧が０Ｖとなる。このと
き、循環電流用ダイオード１３が順バイアスになり、共
振用リアクトル１０の電流Ｉ_L1は共振用リアクトル１
０、循環電流用ダイオード１３及び主トランジスタ２の
経路で循環電流となって流れ続ける。これと共に、共振
用コンデンサ１４の両端の電圧Ｖ_C2が図７(Ｄ)に示すよ
うに０Ｖとなる。

【００２７】図７(Ａ)に示すように、ｔ₃において制御
回路７から主トランジスタ２のベース端子に付与された
主制御パルス信号電圧Ｖ_B1が高レベルから低レベルにな
り、主トランジスタ２がオン状態からオフ状態になる
と、負荷６の電流Ｉは共振用コンデンサ１４を通して流
れる。このとき、共振用リアクトル１０の電流Ｉ_L1は共
振用リアクトル１０、共振用コンデンサ８及び第１の補
助還流用ダイオード１１の経路で共振電流となって流
れ、共振用コンデンサ８を充電する。このため、図７
(Ｆ)及び(Ｄ)に示すように共振用コンデンサ８の電圧Ｖ
_C1及び共振用コンデンサ１４の電圧Ｖ_C2が共に０Ｖから
緩やかに上昇するから、主トランジスタ２のターンオフ
時においてゼロ電圧スイッチングとなる。

【００２８】図７(Ｆ)及び(Ｄ)に示すように、ｔ₄にお
いて共振用コンデンサ８の電圧Ｖ_C1と共振用コンデンサ
１４の電圧Ｖ_C2との和が直流電源１の電圧Ｅに等しくな
ると、共振用リアクトル１０の電流Ｉ_L1は図７(Ｃ)に示
すように緩やかに０まで減少して行く。そして、ｔ₅に
おいて共振用リアクトル１０の電流Ｉ_L1が０になると、
負荷６の電流Ｉにより共振用コンデンサ８、１４が充放
電されて行き、ｔ₆において共振用コンデンサ１４の電
圧Ｖ_C2が図７(Ｄ)に示すように直流電源１の電圧Ｅに等
しくなると、主還流用ダイオード３の電圧が０Ｖとな
る。このとき、負荷６の電流Ｉが図７(Ｂ)に示すように
主還流用ダイオード３を通して流れ(Ｉ_D)、ｔ₆以降は主
還流用ダイオード３及び平滑リアクトル４を介して負荷
６へ電流Ｉが流れる。

【００２９】上述のように、図６に示す本発明の実施例
では主トランジスタ２のターンオン及びターンオフ時に
おいてゼロ電流又はゼロ電圧スイッチングが達成される
ので、主トランジスタ２のスイッチング損失を低減する
ことができる。なお、図６の実施例の回路では、主トラ
ンジスタ２のみで降圧コンバータ回路を構成できるの
で、図１、図３及び図５に示す回路に比較してスイッチ
ング損失による発生熱量を抑制できかつ部品点数を少な
くすることができる。

【００３０】更に、本発明の実施態様は前記の実施例に
限定されず、種々の変更が可能である。例えば、上記の
実施例では主スイッチング素子として接合型パワートラ
ンジスタを使用した例を示したが、ＦＥＴ（電界効果ト
ランジスタ）、ＳＣＲ（逆阻止３端子サイリスタ）等の
他のスイッチング素子を使用してもよい。特に、ＦＥＴ
を使用する場合にはＦＥＴと一体に形成された内蔵ダイ
オードを使用できるので、上記の実施例での循環電流用
ダイオード１３を省略することが可能である。また、主
スイッチング素子は同種の組合せに限定されない。ま
た、図６の回路における共振用コンデンサ１４は省略し
てもよい。

【００３１】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、スイッ
チング素子のゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングを容易
に達成できるので、スイッチング素子の電圧波形と電流
波形との重複部分を少なくして降圧コンバータ回路のス
イッチング素子のオン・オフ動作時の電力損失、即ち降
圧コンバータ回路におけるスイッチング損失を低減する
ことができる。また、降圧コンバータ回路のスイッチン
グ素子のスイッチング動作時におけるサージ電圧、サー
ジ電流及びノイズを低減することができる。更に、主ス
イッチング素子と並列に他の共振用コンデンサを接続し
た場合には、より確実にスイッチング素子のゼロ電圧ス
イッチングを達成できるので、スイッチング素子の電圧
波形と電流波形との重複部分が更に少なくなり、降圧コ
ンバータ回路におけるスイッチング損失を更に低減する
ことが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの
関連技術を示す電気回路図

【図２】図１の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図

【図３】図１の回路の変更例を示す電気回路図

【図４】図３の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図

【図５】図１の回路の別の変更例を示す電気回路図

【図６】本発明による降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの
実施例を示す電気回路図

【図７】図６の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図

【図８】従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す電
気回路図

【図９】図８の回路のスイッチング電圧波形とスイッ
チング電流波形との重複部分を示す波形図

【符号の説明】

１．．．直流電源、２．．．主トランジスタ（主スイッ
チング素子）、３．．．主還流用ダイオード（主還流用
整流素子）、４．．．平滑リアクトル、５．．．平滑コ
ンデンサ、６．．．負荷、７．．．制御回路、８、１
４．．．共振用コンデンサ、１０．．．共振用リアクト
ル、１１、１２．．．第１及び第２の補助還流用ダイオ
ード（第１及び第２の補助還流用整流素子）、１
３．．．循環電流用ダイオード（循環電流用整流素子）

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/155

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、一方の主端子が前記直流電
源の一端に接続された主スイッチング素子と、該主スイ
ッチング素子の他方の主端子と前記直流電源の他端との
間に接続された主還流用整流素子と、該主還流用整流素
子と並列に接続された平滑リアクトル及び平滑コンデン
サの直列回路と、前記平滑コンデンサと並列に接続され
た負荷とを備え、前記主スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り前記直流電源の電圧よりも低い電圧の直流出力を前記
負荷に供給する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記主スイッチング素子の他方の主端子と前記平滑リア
クトルとの間に挿入された共振用リアクトルと、前記主
スイッチング素子及び前記共振用リアクトルの接続点と
前記直流電源の他端との間に接続された第１及び第２の
補助還流用整流素子の直列回路と、該直列回路の接続点
と前記共振用リアクトル及び前記平滑リアクトルの接続
点との間に接続された共振用コンデンサと、前記主スイ
ッチング素子の一方の主端子と前記共振用リアクトル及
び前記平滑リアクトルの接続点との間に接続された循環
電流用整流素子と、前記主スイッチング素子の制御端子
に主制御パルス信号を付与する制御回路とを備えたこと
を特徴とする降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】前記循環電流用整流素子と並列に他の共
振用コンデンサを接続した請求項１に記載の降圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータ。