JP3138998B2 - トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング損失
及びノイズを低減できかつ高効率化を図れるトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
及びノイズを低減できかつ高効率化を図れるトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】直流電源とトランスの１次巻線とスイッ
チング素子とを直列に接続し、スイッチング素子をオン
・オフ動作させることにより、トランスの２次巻線から
整流平滑回路を介して直流電源の電圧とは異なる定電圧
の直流出力を負荷に供給するトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータは従来から電源回路等の電子機器に広く使用
されている。例えば、図５に示す従来のトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータは、バッテリ又はコンデンサ入力
型整流回路等の直流電源１と、１次巻線２a及び２次巻
線２bを有するトランス２と、直流電源１の両端に直列
接続されたトランス２の１次巻線２a及びスイッチング
素子としてのトランジスタ３と、トランス２の２次巻線
２bに接続された整流ダイオード４及び平滑コンデンサ
５から成る整流平滑回路(4, 5)と、平滑コンデンサ５と
並列に接続された負荷６と、トランジスタ３のベース端
子に制御パルス信号ＶBを付与してトランジスタ３をオ
ン・オフ動作させる制御回路７とを備えている。図示し
ないが、制御回路７内には、一定の周期の三角波電圧を
発生する発振回路部と、基準電圧に対する負荷６の端子
電圧の誤差電圧を演算増幅する誤差増幅回路部と、誤差
増幅回路部の誤差出力電圧及び発振回路部の三角波電圧
を比較する比較回路部と、比較回路部の出力電圧に比例
した時間幅の制御パルス信号ＶBを発生してトランジス
タ３のベース端子に付与する制御パルス発生回路部とが
設けられる。このトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
では、制御回路７によりトランジスタ３のベース端子に
付与する制御パルス信号ＶBのパルス幅を負荷６の端子
電圧に応じて変化させ、トランジスタ３のオン・オフ期
間を制御することにより、直流電源１の電圧Ｅとは異な
る定電圧の直流出力ＶOを負荷６に供給する。
チング素子とを直列に接続し、スイッチング素子をオン
・オフ動作させることにより、トランスの２次巻線から
整流平滑回路を介して直流電源の電圧とは異なる定電圧
の直流出力を負荷に供給するトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータは従来から電源回路等の電子機器に広く使用
されている。例えば、図５に示す従来のトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータは、バッテリ又はコンデンサ入力
型整流回路等の直流電源１と、１次巻線２a及び２次巻
線２bを有するトランス２と、直流電源１の両端に直列
接続されたトランス２の１次巻線２a及びスイッチング
素子としてのトランジスタ３と、トランス２の２次巻線
２bに接続された整流ダイオード４及び平滑コンデンサ
５から成る整流平滑回路(4, 5)と、平滑コンデンサ５と
並列に接続された負荷６と、トランジスタ３のベース端
子に制御パルス信号ＶBを付与してトランジスタ３をオ
ン・オフ動作させる制御回路７とを備えている。図示し
ないが、制御回路７内には、一定の周期の三角波電圧を
発生する発振回路部と、基準電圧に対する負荷６の端子
電圧の誤差電圧を演算増幅する誤差増幅回路部と、誤差
増幅回路部の誤差出力電圧及び発振回路部の三角波電圧
を比較する比較回路部と、比較回路部の出力電圧に比例
した時間幅の制御パルス信号ＶBを発生してトランジス
タ３のベース端子に付与する制御パルス発生回路部とが
設けられる。このトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
では、制御回路７によりトランジスタ３のベース端子に
付与する制御パルス信号ＶBのパルス幅を負荷６の端子
電圧に応じて変化させ、トランジスタ３のオン・オフ期
間を制御することにより、直流電源１の電圧Ｅとは異な
る定電圧の直流出力ＶOを負荷６に供給する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】図６は、図５に示すト
ランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランジスタ３の
コレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCEとトランジスタ３の
コレクタ電流波形ＩCとの波形図を示す。図６に示すよ
うに、トランジスタ３のターンオン及びターンオフ時に
トランジスタ３のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCEと
トランジスタ３のコレクタ電流波形ＩCとの重複部分Ｗ
に基づく大きなスイッチング損失が発生する欠点があっ
た。また、トランジスタ３のコレクタ−エミッタ間電圧
波形ＶCE及びコレクタ電流波形ＩCの立上りが急峻であ
るため、スパイク状のサージ電圧Ｖsr、サージ電流Ｉsr
が発生し、これらに基づくノイズが発生する欠点があっ
た。従って、スイッチング損失やノイズ等の発生により
コンバータ内部での電力損失が増大し、コンバータの効
率が低下する欠点があった。
ランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランジスタ３の
コレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCEとトランジスタ３の
コレクタ電流波形ＩCとの波形図を示す。図６に示すよ
うに、トランジスタ３のターンオン及びターンオフ時に
トランジスタ３のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCEと
トランジスタ３のコレクタ電流波形ＩCとの重複部分Ｗ
に基づく大きなスイッチング損失が発生する欠点があっ
た。また、トランジスタ３のコレクタ−エミッタ間電圧
波形ＶCE及びコレクタ電流波形ＩCの立上りが急峻であ
るため、スパイク状のサージ電圧Ｖsr、サージ電流Ｉsr
が発生し、これらに基づくノイズが発生する欠点があっ
た。従って、スイッチング損失やノイズ等の発生により
コンバータ内部での電力損失が増大し、コンバータの効
率が低下する欠点があった。
【０００４】そこで、本発明はスイッチング損失及びノ
イズを低減できかつ効率を向上できるトランス絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
イズを低減できかつ効率を向上できるトランス絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明のトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源(1)の一端と、トラ
ンス(2)の１次巻線(2a)と、スイッチング素子(3)とを直
列に接続し、スイッチング素子(3)をオン・オフ動作さ
せることによりトランス(2)の２次巻線(2b)から整流平
滑回路(4, 5)を介して直流電源(1)の電圧とは異なる定
電圧の直流出力を負荷(6)に供給する。このトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランス(2)の１次巻線
(2a)及びスイッチング素子(3)の接続点に一端が接続さ
れた第１の整流素子(11)と、第１の整流素子(11)の他端
と直流電源(1)の他端との間に接続された共振用コンデ
ンサ(12)と、共振用コンデンサ(12)及び第１の整流素子
(11)の接続点とトランス(2)の１次巻線(2a)及び第１の
整流素子(11)の接続点との間に直列に接続された前記ト
ランス(2)の補助巻線(2c)及び第２の整流素子(14)とを
備えている。
ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源(1)の一端と、トラ
ンス(2)の１次巻線(2a)と、スイッチング素子(3)とを直
列に接続し、スイッチング素子(3)をオン・オフ動作さ
せることによりトランス(2)の２次巻線(2b)から整流平
滑回路(4, 5)を介して直流電源(1)の電圧とは異なる定
電圧の直流出力を負荷(6)に供給する。このトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランス(2)の１次巻線
(2a)及びスイッチング素子(3)の接続点に一端が接続さ
れた第１の整流素子(11)と、第１の整流素子(11)の他端
と直流電源(1)の他端との間に接続された共振用コンデ
ンサ(12)と、共振用コンデンサ(12)及び第１の整流素子
(11)の接続点とトランス(2)の１次巻線(2a)及び第１の
整流素子(11)の接続点との間に直列に接続された前記ト
ランス(2)の補助巻線(2c)及び第２の整流素子(14)とを
備えている。
【０００６】スイッチング素子(3)をオン状態からオフ
状態に切り替えると、トランス(2)の１次巻線(2a)から
スイッチング素子(3)に流れる電流が第１の整流素子(1
1)を介して共振用コンデンサ(12)に流れる電流に切り替
わり、共振用コンデンサ(12)が正弦波状に充電される。
これにより、スイッチング素子(3)の両端の電圧が０Ｖ
から正弦波状に上昇するので、スイッチング素子(3)の
ターンオフ時にゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）とな
り、スイッチング損失が低減される。
状態に切り替えると、トランス(2)の１次巻線(2a)から
スイッチング素子(3)に流れる電流が第１の整流素子(1
1)を介して共振用コンデンサ(12)に流れる電流に切り替
わり、共振用コンデンサ(12)が正弦波状に充電される。
これにより、スイッチング素子(3)の両端の電圧が０Ｖ
から正弦波状に上昇するので、スイッチング素子(3)の
ターンオフ時にゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）とな
り、スイッチング損失が低減される。
【０００７】また、スイッチング素子(3)をオフ状態か
らオン状態にすると、オフ期間中に直流電源(1)の電圧
まで充電された共振用コンデンサ(12)が放電を開始し、
共振用コンデンサ(12)及びトランス(2)の補助巻線(2c)
及び第２の整流素子(14)及びスイッチング素子(3)で形
成される閉回路中に共振電流が流れる。これにより、ト
ランス(2)の補助巻線(2c)に発生する電圧がトランス(2)
の２次巻線(2b)及び整流平滑回路(4, 5)を介して負荷
(6)に印加され、スイッチング素子(3)の電流が０から正
弦波状に増加するので、スイッチング素子(3)のターン
オン時にゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）となり、スイ
ッチング損失が低減される。
らオン状態にすると、オフ期間中に直流電源(1)の電圧
まで充電された共振用コンデンサ(12)が放電を開始し、
共振用コンデンサ(12)及びトランス(2)の補助巻線(2c)
及び第２の整流素子(14)及びスイッチング素子(3)で形
成される閉回路中に共振電流が流れる。これにより、ト
ランス(2)の補助巻線(2c)に発生する電圧がトランス(2)
の２次巻線(2b)及び整流平滑回路(4, 5)を介して負荷
(6)に印加され、スイッチング素子(3)の電流が０から正
弦波状に増加するので、スイッチング素子(3)のターン
オン時にゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）となり、スイ
ッチング損失が低減される。
【０００８】スイッチング素子(3)のターンオフ時及び
ターンオン時に発生するスパイク状のサージ電圧及び電
流は、共振用コンデンサ(12)及びトランス(2)の漏洩イ
ンダクタンスの共振作用により吸収され、スイッチング
素子(3)の電圧及び電流波形の立下り及び立上りが緩や
かになるので、サージ電圧及び電流に基づくノイズを低
減することができる。また、スイッチング素子(3)のタ
ーンオン時に、前記閉回路中に流れる共振電流によりト
ランス(2)の補助巻線(2c)に発生する電圧がトランス(2)
の２次巻線(2b)及び整流平滑回路(4, 5)を介して負荷
(6)に供給されるので、共振用コンデンサ(12)の放電エ
ネルギの大部分が負荷(6)に供給され、より簡素な回路
構成で、コンバータ内部の電力損失を低減して効率を向
上することができる。
ターンオン時に発生するスパイク状のサージ電圧及び電
流は、共振用コンデンサ(12)及びトランス(2)の漏洩イ
ンダクタンスの共振作用により吸収され、スイッチング
素子(3)の電圧及び電流波形の立下り及び立上りが緩や
かになるので、サージ電圧及び電流に基づくノイズを低
減することができる。また、スイッチング素子(3)のタ
ーンオン時に、前記閉回路中に流れる共振電流によりト
ランス(2)の補助巻線(2c)に発生する電圧がトランス(2)
の２次巻線(2b)及び整流平滑回路(4, 5)を介して負荷
(6)に供給されるので、共振用コンデンサ(12)の放電エ
ネルギの大部分が負荷(6)に供給され、より簡素な回路
構成で、コンバータ内部の電力損失を低減して効率を向
上することができる。
【０００９】本発明の実施の形態では、トランス(2)の
１次巻線(2a)とスイッチング素子(3)との間に限流用リ
アクトル(16)を接続すると、スイッチング素子(3)のタ
ーンオン時にトランス(2)の１次巻線(2a)からトランジ
スタ(3)に流れるサージ電流が限流用リアクトル(16)の
自己誘導作用により吸収され、スイッチング素子(3)に
流れる電流が０から緩やかに増加するので、トランス
(2)が漏洩インダクタンスのない理想的なトランスでも
確実にゼロ電流スイッチングとなり、スイッチング素子
(3)のターンオン時のスイッチング損失及びノイズをよ
り低減することができる。
１次巻線(2a)とスイッチング素子(3)との間に限流用リ
アクトル(16)を接続すると、スイッチング素子(3)のタ
ーンオン時にトランス(2)の１次巻線(2a)からトランジ
スタ(3)に流れるサージ電流が限流用リアクトル(16)の
自己誘導作用により吸収され、スイッチング素子(3)に
流れる電流が０から緩やかに増加するので、トランス
(2)が漏洩インダクタンスのない理想的なトランスでも
確実にゼロ電流スイッチングとなり、スイッチング素子
(3)のターンオン時のスイッチング損失及びノイズをよ
り低減することができる。
【００１０】本発明の他の実施の形態によるトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランス(2)の１次巻線
(2a)とスイッチング素子(3)との間に接続されたトラン
ス(2)の補助巻線(2c)と、トランス(2)の補助巻線(2c)及
びスイッチング素子(3)の接続点に一端が接続された第
１の整流素子(11)と、第１の整流素子(11)の他端と直流
電源(1)の他端との間に接続された共振用コンデンサ(1
2)と、共振用コンデンサ(12)及び第１の整流素子(11)の
接続点とトランス(2)の１次巻線(2a)及び補助巻線(2c)
の接続点との間に接続された第２の整流素子(14)とを備
えている。
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランス(2)の１次巻線
(2a)とスイッチング素子(3)との間に接続されたトラン
ス(2)の補助巻線(2c)と、トランス(2)の補助巻線(2c)及
びスイッチング素子(3)の接続点に一端が接続された第
１の整流素子(11)と、第１の整流素子(11)の他端と直流
電源(1)の他端との間に接続された共振用コンデンサ(1
2)と、共振用コンデンサ(12)及び第１の整流素子(11)の
接続点とトランス(2)の１次巻線(2a)及び補助巻線(2c)
の接続点との間に接続された第２の整流素子(14)とを備
えている。
【００１１】スイッチング素子(3)をオン状態からオフ
状態に切り替えると、トランス(2)の１次巻線(2a)から
補助巻線(2c)を介してスイッチング素子(3)に流れる電
流が第１の整流素子(11)を介して共振用コンデンサ(12)
に流れる電流に切り替わり、共振用コンデンサ(12)が正
弦波状に充電される。これにより、スイッチング素子
(3)の両端の電圧が０Ｖから正弦波状に上昇するので、
スイッチング素子(3)のターンオフ時にゼロ電圧スイッ
チングとなり、スイッチング損失が低減される。
状態に切り替えると、トランス(2)の１次巻線(2a)から
補助巻線(2c)を介してスイッチング素子(3)に流れる電
流が第１の整流素子(11)を介して共振用コンデンサ(12)
に流れる電流に切り替わり、共振用コンデンサ(12)が正
弦波状に充電される。これにより、スイッチング素子
(3)の両端の電圧が０Ｖから正弦波状に上昇するので、
スイッチング素子(3)のターンオフ時にゼロ電圧スイッ
チングとなり、スイッチング損失が低減される。
【００１２】また、スイッチング素子(3)をオフ状態か
らオン状態にすると、オフ期間中に直流電源(1)の電圧
まで充電された共振用コンデンサ(12)が放電を開始し、
共振用コンデンサ(12)及び第２の整流素子(14)及びトラ
ンス(2)の補助巻線(2c)及びスイッチング素子(3)で形成
される閉回路中に共振電流が流れる。これにより、トラ
ンス(2)の補助巻線(2c)に発生する電圧がトランス(2)の
２次巻線(2b)及び整流平滑回路(4, 5)を介して負荷(6)
に印加され、スイッチング素子(3)の電流が０から正弦
波状に増加するので、スイッチング素子(3)のターンオ
ン時にゼロ電流スイッチングとなり、スイッチング損失
が低減される。スイッチング素子(3)のターンオフ時及
びターンオン時に発生するスパイク状のサージ電圧及び
電流は、共振用コンデンサ(12)及びトランス(2)の漏洩
インダクタンスの共振作用により吸収され、スイッチン
グ素子(3)の電圧及び電流波形の立下り及び立上りが緩
やかになるので、サージ電圧及び電流に基づくノイズを
低減することができる。また、スイッチング素子(3)の
ターンオン時に、前記閉回路中に流れる共振電流により
トランス(2)の補助巻線(2c)に発生する電圧がトランス
(2)の２次巻線(2b)及び整流平滑回路(4, 5)を介して負
荷(6)に供給されるので、共振用コンデンサ(12)の放電
エネルギの大部分が負荷(6)に供給され、コンバータ内
部の電力損失を低減して効率を向上することができる。
更に、スイッチング素子(3)のターンオン時に、トラン
ス(2)の１次巻線(2a)から補助巻線(2c)を介してスイッ
チング素子(3)に流れるサージ電流がトランス(2)の補助
巻線(2c)の自己誘導作用により吸収され、スイッチング
素子(3)に流れる電流が０から緩やかに増加するので、
トランス(2)が漏洩インダクタンスのない理想的なトラ
ンスである場合に必要とした限流用リアクトル(16)が不
要となる。従って、少ない部品点数でスイッチング素子
(3)のターンオン時にゼロ電流スイッチングをより確実
にしてスイッチング損失やノイズをより低減することが
できる。
らオン状態にすると、オフ期間中に直流電源(1)の電圧
まで充電された共振用コンデンサ(12)が放電を開始し、
共振用コンデンサ(12)及び第２の整流素子(14)及びトラ
ンス(2)の補助巻線(2c)及びスイッチング素子(3)で形成
される閉回路中に共振電流が流れる。これにより、トラ
ンス(2)の補助巻線(2c)に発生する電圧がトランス(2)の
２次巻線(2b)及び整流平滑回路(4, 5)を介して負荷(6)
に印加され、スイッチング素子(3)の電流が０から正弦
波状に増加するので、スイッチング素子(3)のターンオ
ン時にゼロ電流スイッチングとなり、スイッチング損失
が低減される。スイッチング素子(3)のターンオフ時及
びターンオン時に発生するスパイク状のサージ電圧及び
電流は、共振用コンデンサ(12)及びトランス(2)の漏洩
インダクタンスの共振作用により吸収され、スイッチン
グ素子(3)の電圧及び電流波形の立下り及び立上りが緩
やかになるので、サージ電圧及び電流に基づくノイズを
低減することができる。また、スイッチング素子(3)の
ターンオン時に、前記閉回路中に流れる共振電流により
トランス(2)の補助巻線(2c)に発生する電圧がトランス
(2)の２次巻線(2b)及び整流平滑回路(4, 5)を介して負
荷(6)に供給されるので、共振用コンデンサ(12)の放電
エネルギの大部分が負荷(6)に供給され、コンバータ内
部の電力損失を低減して効率を向上することができる。
更に、スイッチング素子(3)のターンオン時に、トラン
ス(2)の１次巻線(2a)から補助巻線(2c)を介してスイッ
チング素子(3)に流れるサージ電流がトランス(2)の補助
巻線(2c)の自己誘導作用により吸収され、スイッチング
素子(3)に流れる電流が０から緩やかに増加するので、
トランス(2)が漏洩インダクタンスのない理想的なトラ
ンスである場合に必要とした限流用リアクトル(16)が不
要となる。従って、少ない部品点数でスイッチング素子
(3)のターンオン時にゼロ電流スイッチングをより確実
にしてスイッチング損失やノイズをより低減することが
できる。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明によるトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を図１及び図２に
ついて説明する。但し、図１では図５に示す箇所と実質
的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略
する。本実施形態のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タは、図１に示すように、トランス２の１次巻線２a及
びトランジスタ３の接続点にアノード端子（一端）が接
続された第１の整流素子としてのダイオード１１と、ダ
イオード１１のカソード端子（他端）と直流電源１の陰
極端子（他端）との間に接続された共振用コンデンサ１
２と、共振用コンデンサ１２及びダイオード１１のカソ
ード端子の接続点とトランス２の１次巻線２a及びダイ
オード１１のアノード端子の接続点との間に直列に接続
されたトランス２の補助巻線２ｃ及び第２の整流素子と
してのダイオード１４とを備えている。補助巻線２cの
巻数は１次巻線２aの巻数より極めて小さく設定され
る。
型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を図１及び図２に
ついて説明する。但し、図１では図５に示す箇所と実質
的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略
する。本実施形態のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タは、図１に示すように、トランス２の１次巻線２a及
びトランジスタ３の接続点にアノード端子（一端）が接
続された第１の整流素子としてのダイオード１１と、ダ
イオード１１のカソード端子（他端）と直流電源１の陰
極端子（他端）との間に接続された共振用コンデンサ１
２と、共振用コンデンサ１２及びダイオード１１のカソ
ード端子の接続点とトランス２の１次巻線２a及びダイ
オード１１のアノード端子の接続点との間に直列に接続
されたトランス２の補助巻線２ｃ及び第２の整流素子と
してのダイオード１４とを備えている。補助巻線２cの
巻数は１次巻線２aの巻数より極めて小さく設定され
る。
【００１４】次に、図１に示すトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの動作について説明する。図２(Ａ)に示す
ように時点ｔ1以前にトランジスタ３がオン状態のと
き、トランス２の１次巻線２a及びトランジスタ３に電
流Ｉ0が流れる。このとき、トランス２の２次巻線２bに
１次巻線２aの電圧と同極性の電圧が誘起され、整流ダ
イオード４が導通状態であるため、トランス２の２次巻
線２bから整流ダイオード４を介して平滑コンデンサ５
を充電すると共に、負荷６に直流電力を供給しる。一
方、時点ｔ1以前に共振用コンデンサ１２は充電され
ず、両端の電圧は０Ｖである。
Ｃコンバータの動作について説明する。図２(Ａ)に示す
ように時点ｔ1以前にトランジスタ３がオン状態のと
き、トランス２の１次巻線２a及びトランジスタ３に電
流Ｉ0が流れる。このとき、トランス２の２次巻線２bに
１次巻線２aの電圧と同極性の電圧が誘起され、整流ダ
イオード４が導通状態であるため、トランス２の２次巻
線２bから整流ダイオード４を介して平滑コンデンサ５
を充電すると共に、負荷６に直流電力を供給しる。一
方、時点ｔ1以前に共振用コンデンサ１２は充電され
ず、両端の電圧は０Ｖである。
【００１５】図２(Ａ)に示すように、時点ｔ1に制御回
路７からトランジスタ３のベース端子に付与される制御
パルス信号電圧ＶBが高レベルから低レベルになり、ト
ランジスタ３がオン状態からオフ状態になると、トラン
ジスタ３に流れるトランス２の１次巻線２aの電流Ｉ0が
ダイオード１１を介して共振用コンデンサ１２に流れる
電流に切り替わる。従って、図２(Ｃ)に示すように、ト
ランジスタ３に流れる電流ＩTRは０となる。このとき、
共振用コンデンサ１２に流れる電流が正弦波状に増加し
て共振用コンデンサ１２が図１に示す極性で充電され、
共振用コンデンサ１２の電圧が０Ｖから正弦波状に上昇
する。これにより、図２(Ｂ)に示すようにトランジスタ
３の両端の電圧ＶTRが０Ｖから正弦波状に上昇する。こ
のため、トランジスタ３のターンオフ時に電圧波形と電
流波形の重なりが少ないゼロ電圧スイッチングとなる。
時点ｔ2になると、共振用コンデンサ１１が直流電源１
の電圧Ｅまで充電され、図２(Ｂ)に示すように、トラン
ジスタ３の両端の電圧ＶTRが直流電源１の電圧Ｅに等し
くなる。このため、トランス２の２次巻線２bの電圧が
０Ｖとなるので、整流ダイオード４が逆バイアスされて
非導通状態となり、トランジスタ３のオン期間中に平滑
コンデンサ５に充電された電荷が負荷６へ放出される。
路７からトランジスタ３のベース端子に付与される制御
パルス信号電圧ＶBが高レベルから低レベルになり、ト
ランジスタ３がオン状態からオフ状態になると、トラン
ジスタ３に流れるトランス２の１次巻線２aの電流Ｉ0が
ダイオード１１を介して共振用コンデンサ１２に流れる
電流に切り替わる。従って、図２(Ｃ)に示すように、ト
ランジスタ３に流れる電流ＩTRは０となる。このとき、
共振用コンデンサ１２に流れる電流が正弦波状に増加し
て共振用コンデンサ１２が図１に示す極性で充電され、
共振用コンデンサ１２の電圧が０Ｖから正弦波状に上昇
する。これにより、図２(Ｂ)に示すようにトランジスタ
３の両端の電圧ＶTRが０Ｖから正弦波状に上昇する。こ
のため、トランジスタ３のターンオフ時に電圧波形と電
流波形の重なりが少ないゼロ電圧スイッチングとなる。
時点ｔ2になると、共振用コンデンサ１１が直流電源１
の電圧Ｅまで充電され、図２(Ｂ)に示すように、トラン
ジスタ３の両端の電圧ＶTRが直流電源１の電圧Ｅに等し
くなる。このため、トランス２の２次巻線２bの電圧が
０Ｖとなるので、整流ダイオード４が逆バイアスされて
非導通状態となり、トランジスタ３のオン期間中に平滑
コンデンサ５に充電された電荷が負荷６へ放出される。
【００１６】図２(Ａ)に示すように、時点ｔ3に制御回
路７からトランジスタ３のベース端子に付与される制御
パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルになり、ト
ランジスタ３がオフ状態からオン状態になると、図２
(Ｂ)に示すようにトランジスタ３の両端の電圧ＶTRが速
やかに０Ｖまで降下する。これと同時に、共振用コンデ
ンサ１２が放電を開始し、共振用コンデンサ１２−トラ
ンス２の補助巻線２c−ダイオード１４−トランジスタ
３で形成される閉回路中に流れる共振電流によりトラン
ス２の補助巻線２cに電圧が発生し、この電圧がトラン
ス２の２次巻線２b及び整流ダイオード４及び平滑コン
デンサ５を介して負荷６に供給される。このため、トラ
ンジスタ３のターンオン時に共振用コンデンサ１２の放
電エネルギの大部分がトランス２の補助巻線２cから２
次巻線２b及び整流ダイオード４及び平滑コンデンサ５
を介して負荷６に供給される。また、トランジスタ３の
ターンオン時にトランス２の１次巻線２aからトランジ
スタ３に流れる電流ＩTRは図２(Ｃ)に示すように０から
直線的に増加し、時点ｔ4にトランジスタ３の電流ＩTR
がトランス２の１次巻線２aの電流Ｉ0に等しくなると、
それ以降は正弦波状に増加する。従って、トランジスタ
３のターンオン時に電圧波形と電流波形の重なりが少な
いゼロ電流スイッチングとなる。時点ｔ5に、トランジ
スタ３の電流ＩTRの共振電流分が０となり、図２(Ｃ)に
示すようにトランス２の１次巻線２aの電流Ｉ0に等しく
なると、それ以降は直流電源１からトランス２の１次巻
線２a及びトランジスタ３に電流Ｉ0が流れる。これによ
り、トランス２の２次巻線２bに１次巻線２aの電圧と同
極性の電圧が誘起されて整流ダイオード４が導通状態と
なり、トランス２の２次巻線２bから整流ダイオード４
を介して平滑コンデンサ５が充電されると共に、負荷６
に直流電力が供給される。
路７からトランジスタ３のベース端子に付与される制御
パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルになり、ト
ランジスタ３がオフ状態からオン状態になると、図２
(Ｂ)に示すようにトランジスタ３の両端の電圧ＶTRが速
やかに０Ｖまで降下する。これと同時に、共振用コンデ
ンサ１２が放電を開始し、共振用コンデンサ１２−トラ
ンス２の補助巻線２c−ダイオード１４−トランジスタ
３で形成される閉回路中に流れる共振電流によりトラン
ス２の補助巻線２cに電圧が発生し、この電圧がトラン
ス２の２次巻線２b及び整流ダイオード４及び平滑コン
デンサ５を介して負荷６に供給される。このため、トラ
ンジスタ３のターンオン時に共振用コンデンサ１２の放
電エネルギの大部分がトランス２の補助巻線２cから２
次巻線２b及び整流ダイオード４及び平滑コンデンサ５
を介して負荷６に供給される。また、トランジスタ３の
ターンオン時にトランス２の１次巻線２aからトランジ
スタ３に流れる電流ＩTRは図２(Ｃ)に示すように０から
直線的に増加し、時点ｔ4にトランジスタ３の電流ＩTR
がトランス２の１次巻線２aの電流Ｉ0に等しくなると、
それ以降は正弦波状に増加する。従って、トランジスタ
３のターンオン時に電圧波形と電流波形の重なりが少な
いゼロ電流スイッチングとなる。時点ｔ5に、トランジ
スタ３の電流ＩTRの共振電流分が０となり、図２(Ｃ)に
示すようにトランス２の１次巻線２aの電流Ｉ0に等しく
なると、それ以降は直流電源１からトランス２の１次巻
線２a及びトランジスタ３に電流Ｉ0が流れる。これによ
り、トランス２の２次巻線２bに１次巻線２aの電圧と同
極性の電圧が誘起されて整流ダイオード４が導通状態と
なり、トランス２の２次巻線２bから整流ダイオード４
を介して平滑コンデンサ５が充電されると共に、負荷６
に直流電力が供給される。
【００１７】このように、本実施形態ではトランジスタ
３のターンオフ及びターンオン時にゼロ電圧スイッチン
グ及びゼロ電流スイッチングとなるので、スイッチング
損失を低減することができる。また、トランジスタ３の
ターンオフ時及びターンオン時に発生するスパイク状の
サージ電圧及びサージ電流は、共振用コンデンサ１１と
トランス２及び補助トランス２１の漏洩インダクタンス
との共振作用により吸収され、トランジスタ３の電圧及
び電流波形の立上り及び立下りが緩やかになるので、ト
ランジスタ３のオン・オフ動作時のサージ電圧、サージ
電流に基づくノイズを低減することができる。更に、ト
ランジスタ３のターンオン時に共振用コンデンサ１２の
放電エネルギの大部分が補助トランス１３及びダイオー
ド１５を介して直流電源１に回生されるので、より簡素
な回路構成でコンバータ内部における電力損失を低減し
て効率を向上することができる。
３のターンオフ及びターンオン時にゼロ電圧スイッチン
グ及びゼロ電流スイッチングとなるので、スイッチング
損失を低減することができる。また、トランジスタ３の
ターンオフ時及びターンオン時に発生するスパイク状の
サージ電圧及びサージ電流は、共振用コンデンサ１１と
トランス２及び補助トランス２１の漏洩インダクタンス
との共振作用により吸収され、トランジスタ３の電圧及
び電流波形の立上り及び立下りが緩やかになるので、ト
ランジスタ３のオン・オフ動作時のサージ電圧、サージ
電流に基づくノイズを低減することができる。更に、ト
ランジスタ３のターンオン時に共振用コンデンサ１２の
放電エネルギの大部分が補助トランス１３及びダイオー
ド１５を介して直流電源１に回生されるので、より簡素
な回路構成でコンバータ内部における電力損失を低減し
て効率を向上することができる。
【００１８】図１に示す実施形態のトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータは変更が可能である。例えば、図１に
示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランス２
の１次巻線２aとトランジスタ３との間に限流用リアク
トル１６を接続すると、図３に示す実施形態のトランス
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが得られる。この場合、ト
ランス２は理想的に製作された漏洩インダクタンスのな
いトランスを使用してもよい。その他の構成は、図１に
示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと略同様であ
る。従って、図３に示す実施形態のトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータでも図１の場合と略同様の作用効果が
得られる。また、図３に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータでは、トランジスタ３のターンオン時にトラ
ンス２の１次巻線２aからトランジスタ３に流れるサー
ジ電流が限流用リアクトル１６の自己誘導作用により吸
収され、トランジスタ３に流れる電流ＩTRが０から緩や
かに増加する。このため、トランス２が漏洩インダクタ
ンスのない理想的なトランスである場合でもサージ電流
が発生しない。従って、トランジスタ３のターンオン時
におけるゼロ電流スイッチングがより確実になり、トラ
ンジスタ３のターンオン時のスイッチング損失やノイズ
をより低減することができる。
−ＤＣコンバータは変更が可能である。例えば、図１に
示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランス２
の１次巻線２aとトランジスタ３との間に限流用リアク
トル１６を接続すると、図３に示す実施形態のトランス
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが得られる。この場合、ト
ランス２は理想的に製作された漏洩インダクタンスのな
いトランスを使用してもよい。その他の構成は、図１に
示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと略同様であ
る。従って、図３に示す実施形態のトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータでも図１の場合と略同様の作用効果が
得られる。また、図３に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータでは、トランジスタ３のターンオン時にトラ
ンス２の１次巻線２aからトランジスタ３に流れるサー
ジ電流が限流用リアクトル１６の自己誘導作用により吸
収され、トランジスタ３に流れる電流ＩTRが０から緩や
かに増加する。このため、トランス２が漏洩インダクタ
ンスのない理想的なトランスである場合でもサージ電流
が発生しない。従って、トランジスタ３のターンオン時
におけるゼロ電流スイッチングがより確実になり、トラ
ンジスタ３のターンオン時のスイッチング損失やノイズ
をより低減することができる。
【００１９】図１に示すトランス２の補助巻線２cの接
続位置を１次巻線２aとトランジスタ３との間に変更す
ると、図４に示す実施形態のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータが得られる。その他の構成は、図１に示すト
ランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと略同様であり、図
４に示す実施形態でも図１に示す実施形態と略同様の作
用効果が得られる。更に、図４に示すトランス絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータでは、トランジスタ３のターンオン
時にトランス２の１次巻線２aから補助巻線２cを介して
トランジスタ３に流れるサージ電流がトランス２の補助
巻線２cの自己誘導作用により吸収され、トランジスタ
３に流れる電流が０から緩やかに増加する。このため、
例えば図３に示すようにトランス２が漏洩インダクタン
スのない理想的なトランスでに必要とする限流用リアク
トル１６が不要であり且つサージ電流が発生しない。従
って、図４に示す実施形態のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータでは、トランス２が漏洩インダクタンスのな
い理想的なトランスでも、少ない部品点数でトランジス
タ３のターンオン時にゼロ電流スイッチングをより確実
にしてトランジスタ３のターンオン時のスイッチング損
失やノイズをより低減することができる。
続位置を１次巻線２aとトランジスタ３との間に変更す
ると、図４に示す実施形態のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータが得られる。その他の構成は、図１に示すト
ランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと略同様であり、図
４に示す実施形態でも図１に示す実施形態と略同様の作
用効果が得られる。更に、図４に示すトランス絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータでは、トランジスタ３のターンオン
時にトランス２の１次巻線２aから補助巻線２cを介して
トランジスタ３に流れるサージ電流がトランス２の補助
巻線２cの自己誘導作用により吸収され、トランジスタ
３に流れる電流が０から緩やかに増加する。このため、
例えば図３に示すようにトランス２が漏洩インダクタン
スのない理想的なトランスでに必要とする限流用リアク
トル１６が不要であり且つサージ電流が発生しない。従
って、図４に示す実施形態のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータでは、トランス２が漏洩インダクタンスのな
い理想的なトランスでも、少ない部品点数でトランジス
タ３のターンオン時にゼロ電流スイッチングをより確実
にしてトランジスタ３のターンオン時のスイッチング損
失やノイズをより低減することができる。
【００２０】本発明の実施態様は前記の各実施形態に限
定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、図３
に示す各実施形態ではトランス２の１次巻線２a及びダ
イオード１４の接続点とトランジスタ３及びダイオード
１１の接続点との間に限流用リアクトル１６を接続する
例を示したが、図３の破線に示すようにトランス２の１
次巻線２aと直列に限流用リアクトル１６を接続しても
同様の作用効果が得られる。また、上記の各実施形態で
はスイッチング素子としてバイポーラ型トランジスタを
使用した形態を示したが、ＭＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電
界効果型トランジスタ）、Ｊ-ＦＥＴ（接合型電界効果
トランジスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型トランジス
タ）又はサイリスタ等の他のスイッチング素子も使用で
きる。
定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、図３
に示す各実施形態ではトランス２の１次巻線２a及びダ
イオード１４の接続点とトランジスタ３及びダイオード
１１の接続点との間に限流用リアクトル１６を接続する
例を示したが、図３の破線に示すようにトランス２の１
次巻線２aと直列に限流用リアクトル１６を接続しても
同様の作用効果が得られる。また、上記の各実施形態で
はスイッチング素子としてバイポーラ型トランジスタを
使用した形態を示したが、ＭＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電
界効果型トランジスタ）、Ｊ-ＦＥＴ（接合型電界効果
トランジスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型トランジス
タ）又はサイリスタ等の他のスイッチング素子も使用で
きる。
【００２１】
【発明の効果】本発明では、スイッチング損失やノイズ
を低減できると共にコンバータ内部における電力損失を
低減できるので、トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
の変換効率を大幅に向上することが可能となる。
を低減できると共にコンバータ内部における電力損失を
低減できるので、トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
の変換効率を大幅に向上することが可能となる。
【図１】 本発明の一実施形態を示すトランス絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの電気回路図
Ｃ−ＤＣコンバータの電気回路図
【図２】 図１に示す回路の各部の電圧及び電流を示す
波形図
波形図
【図３】 図１の回路の変更実施形態を示す電気回路図
【図４】 図１の回路の別の変更実施形態を示す電気回
路図
路図
【図５】 従来のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を示す電気回路図
を示す電気回路図
【図６】 図５の回路のスイッチング電圧波形とスイッ
チング電流波形との重複部分を示す波形図
チング電流波形との重複部分を示す波形図
１．．直流電源、 ２．．トランス、 ２a．．１次巻
線、 ２b．．２次巻線、 ２c．．補助巻線、 ３．．
トランジスタ（スイッチング素子）、 ４．．整流ダイ
オード、 ５．．平滑コンデンサ、 ６．．負荷、
７．．制御回路、１１．．ダイオード（第１の整流素
子）、 １２．．共振用コンデンサ、 １４．．ダイオ
ード（第２の整流素子）、 １６．．限流用リアクト
ル、
線、 ２b．．２次巻線、 ２c．．補助巻線、 ３．．
トランジスタ（スイッチング素子）、 ４．．整流ダイ
オード、 ５．．平滑コンデンサ、 ６．．負荷、
７．．制御回路、１１．．ダイオード（第１の整流素
子）、 １２．．共振用コンデンサ、 １４．．ダイオ
ード（第２の整流素子）、 １６．．限流用リアクト
ル、
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 福本 征也 埼玉県新座市北野３丁目６番３号 サン ケン電気株式会社内 (56)参考文献 特開 昭58−15469（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−31116（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−236738（ＪＰ，Ａ) 実開 昭58−145086（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭63−51584（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源の一端と、トランスの１次巻線
と、スイッチング素子とを直列に接続し、前記スイッチ
ング素子をオン・オフ動作させることにより前記トラン
スの２次巻線から整流平滑回路を介して前記直流電源の
電圧とは異なる定電圧の直流出力を負荷に供給するトラ
ンス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記トランスの１次巻線及び前記スイッチング素子の接
続点に一端が接続された第１の整流素子と、該第１の整
流素子の他端と前記直流電源の他端との間に接続された
共振用コンデンサと、該共振用コンデンサ及び前記第１
の整流素子の接続点と前記トランスの１次巻線及び前記
第１の整流素子の接続点との間に直列に接続された前記
トランスの補助巻線及び第２の整流素子とを備えたこと
を特徴とするトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記トランスの１次巻線と前記スイッチ
ング素子との間に限流用リアクトルを接続した請求項１
に記載のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 直流電源の一端と、トランスの１次巻線
と、スイッチング素子とを直列に接続し、前記スイッチ
ング素子をオン・オフ動作させることにより前記トラン
スの２次巻線から整流平滑回路を介して前記直流電源の
電圧とは異なる定電圧の直流出力を負荷に供給するトラ
ンス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記トランスの１次巻線と前記スイッチング素子との間
に接続された前記トランスの補助巻線と、該トランスの
補助巻線及び前記スイッチング素子の接続点に一端が接
続された第１の整流素子と、該第１の整流素子の他端と
前記直流電源の他端との間に接続された共振用コンデン
サと、該共振用コンデンサ及び前記第１の整流素子の接
続点と前記トランスの１次巻線及び前記補助巻線の接続
点との間に接続された第２の整流素子とを備えたことを
特徴とするトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10096099A JP3138998B2 (ja) | 1998-04-08 | 1998-04-08 | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10096099A JP3138998B2 (ja) | 1998-04-08 | 1998-04-08 | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11299236A JPH11299236A (ja) | 1999-10-29 |
| JP3138998B2 true JP3138998B2 (ja) | 2001-02-26 |
Family
ID=14155953
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10096099A Expired - Fee Related JP3138998B2 (ja) | 1998-04-08 | 1998-04-08 | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3138998B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012182932A (ja) * | 2011-03-02 | 2012-09-20 | Nichicon Corp | スイッチング電源装置 |
-
1998
- 1998-04-08 JP JP10096099A patent/JP3138998B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11299236A (ja) | 1999-10-29 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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