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JPH07245955A - 力率改善型安定化電源回路および無停電電源回路 - Google Patents

力率改善型安定化電源回路および無停電電源回路

Info

Publication number
JPH07245955A
JPH07245955A JP6056667A JP5666794A JPH07245955A JP H07245955 A JPH07245955 A JP H07245955A JP 6056667 A JP6056667 A JP 6056667A JP 5666794 A JP5666794 A JP 5666794A JP H07245955 A JPH07245955 A JP H07245955A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
circuit
input
voltage
negative
power factor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP6056667A
Other languages
English (en)
Inventor
Koichi Ito
浩一 伊藤
Haruo Kumada
春雄 熊田
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Yutaka Electric Mfg Co Ltd
Original Assignee
Yutaka Electric Mfg Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Yutaka Electric Mfg Co Ltd filed Critical Yutaka Electric Mfg Co Ltd
Priority to JP6056667A priority Critical patent/JPH07245955A/ja
Priority to CA002122307A priority patent/CA2122307C/en
Priority to US08/235,313 priority patent/US5519306A/en
Publication of JPH07245955A publication Critical patent/JPH07245955A/ja
Pending legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC
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    • H02M5/458—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
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  • Stand-By Power Supply Arrangements (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 共通ラインに対して正側と負側をそれぞれ昇
圧するコンデンサインプット型の半波整流回路におい
て、基本的な回路部分を変更せずに、簡単な回路構成で
力率改善することを目的とする。 【構成】 交流入出力線のそれぞれの一方を結合して共
通ライン１６とし、半波整流した各直流電圧を、正方向
の昇圧チョッパ回路３１と負方向の昇圧チョッパ回路３
２で昇圧し、これらの直流電圧を再び交流に変換して出
力するようにした安定化電源装置において、正方向の昇
圧チョッパ回路３１と負方向の昇圧チョッパ回路３２を
それぞれ力率改善用フィルタとして用い、これらの昇圧
チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１、３２により入
力電流波形を、出力電圧を位相調整回路で調整した信号
を使用して、または、入力電圧をそのまま使用して入力
電圧に相似し、かつ、位相の合った正弦波状にする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、力率改善を施した安定
化電源回路および無停電電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】交流入力線と出力線とのそれぞれの一方
を共通ラインとして結合した従来の安定化電源回路に
は、本出願人が先に提案した図９に示す回路（特開昭６
４−５３３８）がある。この図９において、交流入力端
子２、３間に、図５（ａ）に示すような交流電源１０の
電圧Ｖｉが印加されると、倍電圧整流回路２１には、図
５（ｂ）に示すような直流電圧＋Ｖ1と−Ｖ2が共通ライ
ン１６に対して正側と負側に略等しい電圧となって得ら
れる。これらの直流電圧＋Ｖ1と−Ｖ2は昇圧チョッパ回
路３１、３２で昇圧される。このとき、図５（ｃ）に示
すように、スイッチング素子であるトランジスタ２５、
２６の開閉によってコンデンサ２９、３０の両端には、
直流電圧＋Ｖ1よりも高い電圧＋Ｖ3が得られる。−Ｖ2
に対する−Ｖ4についても同様である。
【０００３】この図５（ｃ）において、周期ｔ＝１／ｆ
（ｆ＝２０ｋＨｚ以上）となり、また、トランジスタ２
５のオン時間をｔ1とすると、斜線部（ｍ）と（ｎ）は
面積が等しい。言い換えれば、電圧＋Ｖ3と−Ｖ4が高く
なれば制御回路４３、４４でそれを検出し、駆動回路４
１、４２でトランジスタ２５、２６のオン時間ｔ1を短
くし、逆に電圧＋Ｖ3と−Ｖ4が低くなればｔ1を長くす
る。図５（ｃ）に示すパルス電圧は、整流素子２７、２
８とコンデンサ２９、３０で平滑化され、ＤＣ−ＡＣイ
ンバータ３７へ送られる。このＤＣ−ＡＣインバータ３
７のトランジスタ３３、３４は、交互にオン、オフし、
かつ、オン、オフの時間幅が交流出力波形に対応し、図
５（ｄ）の実線のようなパルス電圧波形Ｖ5となる。こ
のパルス電圧Ｖ5がリアクトル３５とコンデンサ３６か
らなるフィルタ回路９６で高調波成分を圧縮し、図５
（ｄ）の点線のような交流出力電圧Ｖ0が得られる。
【０００４】停電等により交流電圧が入力されなくなる
と、バッテリ３８ａ、３８ｂからダイオード３９、４０
を介してそれぞれ昇圧チョッパ回路３１、３２へ直流電
圧が送られ、同様の作用にて交流出力電圧Ｖ0が得られ
る。なお、バッテリ３８ａ、３８ｂの直流出力電圧は、
交流入力電圧を整流平滑化した図５（ｂ）に示す電圧＋
Ｖ1と−Ｖ2よりやや小さい値に設定する。つぎに、ＤＣ
−ＡＣインバータ３７の故障や過大な負荷電流が流れる
と、負荷電流検出回路１３と出力電圧検出回路１２でそ
れを検出し、切換回路１４を直送回路に切換えて交流入
力端子２から直送ライン１を通り、負荷６、７（図１
０）に直接供給する。このとき、他方の入出力端子３、
９間が共通ライン１６で結合されているため、支障はな
い。なお、正側と負側のそれぞれのバッテリ３８ａ、３
８ｂは、交流電圧の入力時に図示しない充電回路で充電
される。
【０００５】従来例では、図１０に示すように、共通ラ
イン１６に対して正側と負側をそれぞれ整流するコンデ
ンサインプット型の倍電圧整流回路２１において、ダイ
オード１７、１８の直後のコンデンサ１９、２０への入
力電圧は、図１１（ａ）にて示すように正弦波半波とな
り、これが平滑化されてコンデンサ１９、２０の電圧
は、商用のリップル電圧が重畳した直流となる。ところ
が、コンデンサ１９への入力電流は、コンデンサ１９の
電圧が低下したときだけしか流れず、入力電圧が正弦波
であるにも拘らず、電流波形としては、図１１（ｂ）の
ように、導通角の狭い、ピークの大きな波形となり、波
高値が高くなる。したがって、力率が０．５程度と極め
て悪くなる。図１１（ａ）（ｂ）では、正側の波形を実
線で示して説明したが、負側の波形では、図１１（ａ）
（ｂ）の点線のように電圧、電流が負側となり、電流の
導通角や入力力率について正側と全く同一である。以上
のような、共通ライン１６に対して正側と負側をそれぞ
れ整流するコンデンサインプット型の倍電圧整流回路２
１においては、従来より力率改善の回路が見られなかっ
た。
【０００６】ただし、全波整流して正側だけ昇圧する回
路においては、従来より種々の力率改善回路が知られて
いる。例えば、従来の力率改善回路は、図１２に示すよ
うに、昇圧チョッパと呼ばれるブースト回路が使用さ
れ、制御ＩＣには、力率改善専用ＩＣ４８が使用されて
いる。この図１２においては、出力電圧を一定にし、か
つ、入力電流を入力電圧に相似した波形にするために、
力率改善専用ＩＣ４８の入力信号としては、入力電圧波
形、実効入力電圧、入力電流波形および出力電圧を、そ
れぞれ適当な検出手段にて検出し、４つの個別の入力端
子である〔６〕ピン、〔８〕ピン、〔５〕ピンおよび
〔１１〕ピンへの入力を同時に制御することによって達
成されるものである。前記力率改善専用ＩＣ４８は、制
御が複雑であるばかりか、力率改善専用ＩＣ４８の周辺
の回路部品が多くなるため、複雑で高価な制御回路にな
るという問題があった。
【０００７】そこで、本出願人は、スイッチング電源回
路に使用されるコンデンサ・インプット型整流回路など
の力率改善回路において、制御が簡素化され、かつ、安
価な制御回路を得ることを目的とするものを提案した
（特開平５−１１１２４６）。
【０００８】これは、図１３に示すように、全波整流し
た電圧を昇圧チョッパ回路３１でスイッチングして正側
に昇圧した一定の出力電圧を負荷に供給する回路におい
て、力率改善用としてＰＷＭ制御用のＩＣ５２（詳細は
図３に示す）を兼用し、このＰＷＭ制御用ＩＣ５２内の
非反転誤差増幅器７３の＋入力端子〔１〕に、入力電流
を全波整流した入力電圧に相似した波形にするための回
路を結合し、前記非反転誤差増幅器７３の−入力端子
〔２〕に、前記＋入力端子〔１〕の信号と位相を合わせ
て出力するための位相調整回路を結合し、前記ＰＷＭ制
御用ＩＣ５２において、非反転誤差増幅器７３、７４の
出力と３角波とを比較するコンパレータ７５を介してＰ
ＷＭ制御用ＩＣ５２の出力を前記昇圧チョッパ回路３１
に結合してなる力率改善回路である。
【０００９】このような回路構成において、出力電圧を
一定にし、かつ、入力電流を入力電圧と相似形にするに
は、非反転誤差増幅器７３の−入力端子〔２〕に、基準
電圧Ｖｒｅｆを印加する。また、＋入力端子〔１〕に
は、出力電圧信号を加える。これらの信号の位相を合わ
せるため、また、入力電流を入力波形に相似した波形に
するために、非反転誤差増幅器７３の−入力端子〔２〕
に、入力電圧に対して反転している微小信号を注入す
る。また、非反転誤差増幅器７３の＋入力端子〔１〕の
入力電圧Ｖ（＋）は、出力電圧を抵抗で分圧した信号が
入力される。
【００１０】このままの信号では、非反転誤差増幅器７
３の＋入力端子〔１〕と−入力端子〔２〕の電圧の位相
が一致していないので、コンデンサ５５を結合して、抵
抗５３とコンデンサ５５の充電時定数により、電圧の変
化を遅らせて、これを非反転誤差増幅器７３の＋入力端
子〔１〕の入力電圧とし、−入力端子〔２〕の入力電圧
と同じ位相にする。非反転誤差増幅器７３の信号と、発
振器７９の３角波信号とが、コンパレータ７５で比較さ
れ、出力が得られる。この信号は、駆動回路４１として
のトランジスタを介してＭＯＳ−ＦＥＴなどのスイッチ
ング素子２５のゲート信号となり、昇圧チョッパ回路３
１が動作する。このように、ＰＷＭ制御用ＩＣ５２を用
いて入力電流波形と出力電圧だけで制御することができ
るものである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図９に
示すような共通ライン１６に対して正側と負側をそれぞ
れ整流するコンデンサインプット型の半波整流回路にお
ける正側と負側にそれぞれ図１３の力率改善回路を挿入
しようとしても、制御回路４４がスイッチング素子３４
のソース側を基準に動作するので、負側には、電流がと
れず、したがって、このままでは利用することができな
い。
【００１２】本発明は、共通ラインに対して正側と負側
をそれぞれ昇圧するコンデンサインプット型の半波整流
回路において、基本的な回路部分を変更せずに、簡単な
回路構成で力率改善することを目的とするものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、第１実施例で
は、交流入出力線のそれぞれの一方を結合して共通ライ
ン１６とし、交流電圧整流回路２１で半波整流した正側
と負側の各直流電圧を、正方向の昇圧チョッパ回路３１
と負方向の昇圧チョッパ回路３２で昇圧し、これらの直
流電圧を再び交流に変換して出力するようにした安定化
電源装置において、前記正方向の昇圧チョッパ回路３１
と負方向の昇圧チョッパ回路３２をそれぞれ力率改善用
フィルタとして用いて、出力電圧を位相調整回路で調整
した信号により、入力電流波形を入力電圧波形に相似し
た正弦波状にするものである。
【００１４】また、第２実施例では、前記正方向の昇圧
チョッパ回路３１と負方向の昇圧チョッパ回路３２をそ
れぞれ力率改善用・アクティブフィルタとして用いて、
入力電圧により入力電流波形を入力電圧波形に相似した
正弦波状にすることもできる。
【００１５】
【作用】第１実施例において、正側では、正方向の昇圧
チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１内のＰＷＭ制御
用ＩＣ５２の誤差増幅器７３で、入力電流検出兼絶縁手
段４６からの入力電圧に対応した信号と、抽出した出力
電圧を正側の整流入力電圧に相似した波形にするととも
に、位相を合わせした信号とを比較し、この誤差増幅器
７３の出力信号と３角波とのコンパレータ７５の出力で
スイッチング素子２５の開閉を制御する。負側でも同様
の作用となる。
【００１６】また、第２実施例において、正側では、正
方向の昇圧チョッパ回路兼力率改善用・アクティブフィ
ルタ３１内のＰＷＭ制御用ＩＣ８７は、誤差増幅器８８
で直流出力電圧と基準電圧との差を検出し、この誤差増
幅器８８の出力と正側の直流入力電圧とを掛け算回路８
９で掛け算し、この掛け算信号と入力電流検出兼絶縁手
段４６を介して入力した入力電流とを比較し、かつ変調
してスイッチング素子２５の開閉を制御する。負側でも
同様の作用となる。
【００１７】
【実施例】本発明の基本的原理は、共通ラインに対して
正方向と負方向に昇圧するための昇圧チョッパ回路は、
電力部品の基本構成がインダクタンス素子、スイッチン
グ素子およびダイオード素子の３点を具備する点で、力
率改善用・アクティブフィルタと同様であり、昇圧チョ
ッパ回路を力率改善用・アクティブフィルタに置き換え
ることにより、若干の信号回路を追加するだけで従来の
電圧の昇圧と、力率の改善を同時に行なうことができる
ようにしたものである。
【００１８】以下、本発明の第１実施例を図１に基づき
説明する。なお、第９図と同一部分は同一符号とする。
２、３は、商用電源の交流入力端子、８、９は、安定化
後の交流出力端子である。これらの入出力端子のうち一
方の交流入力端子２と一方の交流出力端子８間が直送ラ
イン１と切換回路１４を介して結合されるとともに、他
方の交流入力端子３と他方の交流出力端子９間が共通ラ
イン１６で直結されて直送回路を構成している。
【００１９】前記交流入力端子２、３間には、半波整流
回路として整流ダイオード１７、１８からなる倍電圧整
流回路２１が結合されている。これらの倍電圧整流回路
２１の後段には、入力電流検出手段兼絶縁手段としての
カレントトランス４６、４７を介して力率改善用フィル
タとしても作用せしめる昇圧チョッパ回路兼力率改善用
フィルタ３１、３２が結合され、この昇圧チョッパ回路
兼力率改善用フィルタ３１、３２の後段には、ＤＣ−Ａ
Ｃインバータ３７、フィルタ回路９６、出力電圧検出回
路１２が結合されている。
【００２０】前記昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィル
タ３１、３２は、インダクタンス素子であるリアクトル
２３、２４、スイッチング素子であるトランジスタ２
５、２６、整流ダイオード２７、２８、コンデンサ２
９、３０を主体として構成され、それぞれが前記共通ラ
イン１６に対し正側と負側に結合されている。正側の昇
圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１の制御回路４
３は、交流入力線の共通ライン１６を基準に動作し、負
側の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３２の制御
回路４４は、負側にフローティングされており、入力電
流検出手段として前述のようにカレントトランス４６、
４７などの絶縁されたものが使用され、正側ではカレン
トトランス４６がダイオード１７のカソード側に結合さ
れ、また、負側ではカレントトランス４７がダイオード
１８のアノード側に結合される。
【００２１】なお、正側と負側で別個のカレントトラン
ス４６、４７を用いるのではなく、図８に示すように、
２出力の２次巻線４６ａ、４６ｂをもつタイプのカレン
トトランス４６を共通ライン１６に直列に挿入するよう
にしてもよい。
【００２２】前記ＤＣ−ＡＣインバータ３７は、スイッ
チング素子としてのトランジスタ３３、３４、コンデン
サ２９、３０からなるハーフブリッジ型で、コンデンサ
２９、３０は、昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ
３１、３２と兼用している。このＤＣ−ＡＣインバータ
３７の後段のリアクトル３５、コンデンサ３６は、発生
した交流電圧の高調波成分を圧縮するフィルタ回路９６
を構成している。
【００２３】前記ダイオード１７、１８と並列に、停電
時に電力を供給するバッテリ３８ａ、３８ｂとサイリス
タなどの逆流阻止スイッチ素子３９、４０の直列回路が
それぞれ結合されている。この回路では、図９に示すよ
うな平滑コンデンサ１９、２０がないため、交流入力電
圧が商用半サイクル毎に低下した時にバッテリ３８ａ、
３８ｂを放電させないため、逆流阻止スイッチ素子３
９、４０が必要になる。前記昇圧チョッパ回路兼力率改
善用フィルタ３１、３２のトランジスタ２５、２６のゲ
ートには、２０ｋＨｚ以上の高周波で開閉する制御回路
４３、４４が結合されているが、このうち正側の制御回
路４３は、トランジスタ２５のゲートに直接結合され、
負側の制御回路４４は、トランジスタ２６のベースに絶
縁手段としてのフォトカプラ１５を介して結合されてい
る。
【００２４】前記ＤＣ−ＡＣインバータ３７のトランジ
スタ３３、３４のゲートには２０ｋＨｚ以上で開閉し、
かつ交流入力電圧波形に対応したパルス幅変調をするパ
ルス幅変調回路４５が結合されている。前記直送回路１
の切換回路１４には、負荷電流検出回路１３または出力
電圧検出回路１２が結合されている。
【００２５】前記昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィル
タ３１、３２は、基本的には、正側と負側が共通なの
で、正側の場合を図２によりさらに詳しく説明する。前
記昇圧チョッパ回路３１を力率改善用・アクティブフィ
ルタとして作用せしめるには、リアクタ２３、スイッチ
ング素子２５、ダイオード２７の他に、汎用のＰＷＭ制
御用ＩＣ５２を含む制御回路４３を用い、入力電圧波
形、実効入力電圧、入力電流波形および出力電圧の４つ
の個別の入力のうち、第１実施例では、入力電圧波形と
実効入力電圧とを使用しないで、入力電流波形と出力電
圧だけで制御するものである。
【００２６】前記ＰＷＭ制御用ＩＣ５２は、図３に示す
ように、第１の非反転誤差増幅器７３、第２の非反転誤
差増幅器７４、コンパレータ７５、アンド回路７６、イ
ンバータ回路７７、フリップ・フロップ回路７８、発振
器７９、基準電圧調整器８０、ナンド回路８１、８２、
トランジスタ８３、８４からなる。また、＋入力端子
〔１〕ピン〜〔１６〕ピンは、入出力端子である。
【００２７】図２において、前記コンデンサ２９の両端
間には、分圧用の抵抗５３、５４が結合され、また、抵
抗５４と並列に位相を揃えるためのコンデンサ５５が挿
入されている。前記カレントトランス４６の２次巻線と
並列に入力電流検出用抵抗７２が挿入され、この抵抗７
２の一端側が抵抗５９を介して−入力端子としての
〔２〕ピンに結合されている。〔１４〕ピンの基準電圧
Ｖｒｅｆは、抵抗５７を介して前記〔２〕ピンに結合さ
れ、さらに抵抗５８を介して〔３〕ピンに結合されてい
る。その他、７０、７１は、駆動回路４１のトランジス
タを示し、６１ないし６７は抵抗を示し、５６、６８、
６９はコンデンサを示している。
【００２８】以上のような構成における作用を説明す
る。まず、交流電源１０の正側が倍電圧整流回路２１で
半波整流され、図４（ａ）に示すような半波整流電圧が
得られる。これが昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィル
タ３１によって昇圧チョッピングされてコンデンサ２９
の両端に図４（ｂ）のようなリプル電圧が発生する。同
様に、負側でも半波整流され、昇圧チョッピングされて
正側に対して反転した電圧が得られる。これら正側と負
側の電圧がＤＣ−ＡＣインバータ３７で交流となり、フ
ィルタ回路９６で高周波成分が除かれて交流電圧が負荷
６、７に供給される。
【００２９】つぎに、力率改善作用を説明する。出力電
圧を一定にし、かつ、入力電流を入力電圧と相似形にす
るには、図３における第１の非反転誤差増幅器７３の−
入力端子〔２〕ピンの入力を、出力電圧検出用の基準と
して使用するため、抵抗５７を介して基準電圧Ｖｒｅｆ
を印加する。また、＋入力端子〔１〕ピンには、出力電
圧信号を加える。これらの信号を第１の非反転誤差増幅
器７３で誤差増幅するに先立ち、互いに位相を一致させ
なければならない。そうしないと、出力電圧が一定にな
っても力率改善回路の入力電流は入力電圧に相似した波
形にならないからである。
【００３０】そこで、第１の非反転誤差増幅器７３の＋
入力端子〔１〕ピンと−入力端子〔２〕ピンの入力信号
の位相を合わせるため、また、入力電流を入力波形に相
似した波形にするため、第１の非反転誤差増幅器７３の
−入力端子〔２〕ピンに、入力電圧に対して反転してい
る微小信号を注入する。具体的には、入力電流検出手段
兼絶縁手段としてのカレントトランス４６により、正側
の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１から絶縁
され、かつ特定の巻数比に変流した出力電流検出用抵抗
７２に流れる図４（ｈ）に示すような電流によって生ず
る電圧Ｒｏ・ｉを用いて注入すると、第１の非反転誤差
増幅器７３の−入力端子〔２〕ピンの入力電圧Ｖ（−）
は、図４（ｄ）に示すように、基準電圧Ｖｒｅｆと、入
力電圧に対して反転している微小信号とが加算された波
形となる。 また、第１の非反転誤差増幅器７３の＋入力端子の
〔１〕ピンの入力電圧Ｖ（＋）は、出力電圧を抵抗で分
圧したつぎのような信号が入力される。
【００３１】このままの信号では、第１の非反転誤差増
幅器７３の＋入力端子〔１〕ピンと−入力端子〔２〕ピ
ンの電圧の位相が一致していないので、位相を合わせな
ければならない。そこで、抵抗５４と並列にコンデンサ
５５を結合して、抵抗５３とコンデンサ５５の充電時定
数により、図４（ｃ）のように電圧の変化を遅らせて、
これを第１の非反転誤差増幅器７３の＋入力端子〔１〕
の入力電圧とし、−入力端子〔２〕の入力電圧と同じ位
相にする。具体的には、第１の非反転誤差増幅器７３の
−入力端子の〔２〕ピンの入力電圧は、３×π／４だけ
位相が遅れるようにコンデンサ５５の容量を調整する。
【００３２】この状態で第１の非反転誤差増幅器７３に
より誤差増幅すると、増幅度が高すぎるので、抵抗５８
を調整することによって、第１の非反転誤差増幅器７３
の出力を図４（ｅ）のように設定する。この第１の非反
転誤差増幅器７３の図４（ｅ）の信号と、発振器７９の
図４（ｆ）の３角波信号とが、コンパレータ７５で比較
され、図４（ｇ）のような出力が得られる。この信号
は、そのままスイッチング素子２５のゲート信号とな
り、昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１が動作
する。このように、ＰＷＭ制御用ＩＣ５２を用いて入力
電流波形と出力電圧だけで制御することができる。
【００３３】負側の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィ
ルタ３２では、制御回路４４が負側にフローティングさ
れているので、絶縁手段としてのフォトカプラ１５によ
り絶縁されてスイッチング素子２６のゲート信号とな
る。このように、共通ライン１６に対し、正側と負側に
それぞれに昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３
１、３２で昇圧して、安定化された直流電圧が後段のＤ
Ｃ−ＡＣインバータ３７に送られる。
【００３４】このハーフブリッジ型のＤＣ−ＡＣインバ
ータ３７のスイッチング素子３３、３４は、パルス幅変
調回路４５からのパルス幅変調信号により高周波で交互
に開閉し、かつ、開閉の時間幅が交流出力電圧波形に対
応したパルス幅変調をして、図５（ｄ）の実線波形のよ
うなパルス電圧波形となる。このパルス電圧は、インダ
クタンス素子３５とコンデンサ３６からなるフィルタ回
路９６で高周波成分を除去し、図５（ｄ）の点線波形の
ような所定の電圧および周波数の交流出力が得られる。
【００３５】なお、本発明の力率改善回路の過電流保護
回路は、第２の非反転誤差増幅器７４の端子〔１６〕ピ
ンに、基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗６３を介して入力し、端
子〔１５〕ピンは、リアクタ２３の電流を検出して入力
し、基準電圧を越える電流に対してパルス幅を制御し、
スイッチング素子２５のオン時間を制限することでなし
得るものである。過電流動作点Ｉｏｃｐは、つぎのよう
になる。
【００３６】つぎに本発明の第２実施例を図６及び図７
により説明する。第１実施例では、出力電圧を位相調整
した信号で入力電流波形を正弦波にしたが、第２実施例
では、入力電圧波形をそのまま参照して入力波形を正弦
波にしたものである。そのため、図６に示すように、正
側と負側における半波整流直後の入力電圧波形をそれぞ
れ制御回路４３、４４に直接印加するようにしたもので
ある。この制御回路４３、４４には、例えば、図７に示
すようなＰＷＭ制御用ＩＣ４８が用いられ、入力電圧を
［３］ピンに接続する。そして［６］ピンに入力した直
流出力電圧と基準電圧が誤差アンプ８８で比較増幅さ
れ、その出力が前記［３］ピンの入力電圧と掛け算回路
８９で掛け算され、コンパレータ９０でこの掛け算出力
と［１６］ピンに入力した入力電流の差がとられ、これ
が発振器９２の信号により変調回路９１で変調され、
［８］ピンから出力し、スイッチング素子２５を開閉制
御する。
【００３７】なお、図１および図６において、停電その
他の事故により交流電力が入力されなくなったときは、
サイリスタなどの逆流阻止スイッチ素子３９、４０をオ
ンして、バッテリ３８ａ、３８ｂから電力が供給される
ことは前記同様である。前記実施例において、スイッチ
ング素子２５、２６、３３、３４は、ＭＯＳＦＥＴに限
られるものではなく、バイポーラトランジスタ、その他
の素子であってもよい。前記電流検出手段４６、４７
は、カレントトランスの他、ホール素子などであっても
よい。
【００３８】
【発明の効果】本発明は、昇圧チョッパ回路３１、３２
を力率改善用・アクティブフィルタとして用いるため、
従来回路の基本的な部分を変更せずに簡単な回路構成で
力率改善用・アクティブフィルタが得られる。
【００３９】力率改善用・アクティブフィルタの制御に
は、スイッチング電源などで使用される汎用のＰＷＭ制
御ＩＣを用いるため、大幅な部品の増加がなく、従来回
路におけるコンデンサ１９、２０が不要となり、価格の
低下と信頼性の向上が可能となる。
【００４０】停電その他の事故により交流電力が入力さ
れなくなったときは、サイリスタなどの逆流阻止スイッ
チ素子３９、４０をオンして、正側と負側のそれぞれの
バッテリ３８ａ、３８ｂからの直流電圧を昇圧チョッパ
回路兼力率改善用・アクティブフィルタ３１、３２でス
イッチングし、正側と負側にそれぞれに昇圧して、交流
電圧に変換し、さらにフィルタ回路９６で高周波成分を
除去し、所定の電圧および周波数の交流出力が得られ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による力率改善型安定化電源回路の第１
実施例を示す電気回路図である。
【図２】図１の正側だけを抽出した詳細な電気回路図で
ある。
【図３】汎用のＰＷＭ制御ＩＣの説明図である。
【図４】半波整流時の各部の波形図である。
【図５】全波整流時の各部の波形図である。
【図６】本発明による力率改善型安定化電源回路の第２
実施例を示す電気回路図である。
【図７】図６の正側だけを抽出した詳細な電気回路図で
ある。
【図８】本発明による力率改善型安定化電源回路の第３
実施例を示す電気回路図である。
【図９】従来のスイッチング電源回路図である。
【図１０】図９の要部の等価回路図である。
【図１１】各部の波形図である。
【図１２】力率改善専用ＩＣによる力率改善回路を用い
た従来のスイッチング電源回路図である。
【図１３】ＰＷＭ制御ＩＣによる力率改善回路を用いた
従来のスイッチング電源回路図である。
【符号の説明】
１…直送ライン、２、３…交流入力端子、６、７…負
荷、８、９…交流出力端子、１０…交流電源、１１…ブ
リッジ型全波整流器、１２…出力電圧検出回路、１３…
負荷電流検出回路、１４…切換回路、１５…ホトカプラ
などの絶縁手段、１６…共通ライン、１７、１８…ダイ
オード、１９、２０…コンデンサ、２１…倍電圧整流回
路、２３、２４…リアクトル、２５、２６…スイッチン
グ素子、２７、２８…整流素子、２９、３０…コンデン
サ、３１、３２…昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィル
タ、３３、３４…スイッチング素子、３５…リアクト
ル、３６…コンデンサ、３７…ＤＣ−ＡＣインバータ、
３８ａ、３８ｂ…バッテリ、３９、４０…逆流阻止スイ
ッチ素子、４１、４２…駆動回路、４３、４４…制御回
路、４５…パルス幅変調回路、４６、４７…入力電流検
出手段兼絶縁手段としてのカレントトランス、４８…力
率改善専用ＩＣ、４９、５０…抵抗、５１…コンデン
サ、５２…ＰＷＭ制御用ＩＣ、５３、５４…抵抗、５
５、５６…コンデンサ、５７、５８、５９…抵抗、６０
…入力電流検出用抵抗、６１、６２、６３、６４、６
５、６６、６７…抵抗、６８、６９…コンデンサ、７
０、７１…トランジスタ、７２…カレントトランス２次
電流検出用抵抗、７３…第１の非反転誤差増幅器、７４
…第２の非反転誤差増幅器、７５…コンパレータ、７６
…アンド回路、７７…インバータ回路、７８…フリップ
・フロップ回路、７９…発振器、８０…基準電圧調整
器、８１、８２…ナンド回路、８３、８４…トランジス
タ、８５、８６…結合ライン、８８…誤差アンプ、８９
…掛け算回路、９０…コンパレータ、９１…変調回路、
９２…発振器、９３、９４、９５…抵抗、９６…フィル
タ回路。

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 交流入出力線のそれぞれの一方を結合し
    て共通ライン１６とし、交流電圧整流回路２１で半波整
    流した正側と負側の各直流電圧を、正方向の昇圧チョッ
    パ回路３１と負方向の昇圧チョッパ回路３２で昇圧し、
    これらの直流電圧を再び交流に変換して出力するように
    した安定化電源装置において、前記正方向の昇圧チョッ
    パ回路３１と負方向の昇圧チョッパ回路３２をそれぞれ
    力率改善用フィルタとして用いて、出力電圧を位相調整
    回路で調整した信号により、入力電流波形を入力電圧波
    形に相似した正弦波状にしたことを特徴とする力率改善
    型安定化電源回路。
  2. 【請求項２】 交流入出力線のそれぞれの一方を結合し
    て共通ライン１６とし、交流電圧整流回路２１で半波整
    流した正側と負側の各直流電圧を、正方向の昇圧チョッ
    パ回路３１と負方向の昇圧チョッパ回路３２で昇圧し、
    これらの直流電圧を再び交流に変換して出力するように
    した安定化電源装置において、前記正側では、前記正方
    向の昇圧チョッパ回路３１を力率改善用フィルタとして
    用い、この昇圧チョッパ回路３１内のＰＷＭ制御用ＩＣ
    ５２の誤差増幅器７３の一方の入力端子に、入力電圧に
    対応した信号を供給する入力電流検出兼絶縁手段４６を
    結合し、前記誤差増幅器７３の他方の入力端子に、前記
    力率改善用フィルタ４から抽出した出力電圧を正側の整
    流入力電圧に相似した波形にするとともに、前記一方の
    入力端子の信号と位相を合わせて出力するための位相調
    整をする回路を結合し、前記誤差増幅器７３の出力側
    に、この出力信号と３角波とのコンパレータ７５を介し
    て前記昇圧チョッパ回路３１に結合してなり、また、前
    記負側でも同様の構成としたことを特徴とする力率改善
    型安定化電源回路。
  3. 【請求項３】 交流入出力線のそれぞれの一方を結合し
    て共通ライン１６とし、交流電圧整流回路２１で半波整
    流した正側と負側の各直流電圧を、正方向の昇圧チョッ
    パ回路３１と負方向の昇圧チョッパ回路３２で昇圧し、
    これらの直流電圧を再び交流に変換して出力するように
    した安定化電源装置において、前記正方向の昇圧チョッ
    パ回路３１と負方向の昇圧チョッパ回路３２をそれぞれ
    力率改善用フィルタとして用いて、入力電圧により入力
    電流波形を入力電圧波形に相似した正弦波状にしたこと
    を特徴とする力率改善型安定化電源回路。
  4. 【請求項４】 交流入出力線のそれぞれの一方を結合し
    て共通ライン１６とし、交流電圧整流回路２１で半波整
    流した正側と負側の各直流電圧を、正方向の昇圧チョッ
    パ回路３１と負方向の昇圧チョッパ回路３２で昇圧し、
    これらの直流電圧を再び交流に変換して出力するように
    した安定化電源装置において、前記正側では、前記正方
    向の昇圧チョッパ回路３１を力率改善用フィルタとして
    用い、この昇圧チョッパ回路３１内のＰＷＭ制御用ＩＣ
    ８７は、直流出力電圧と基準電圧との誤差増幅器８８
    と、この誤差増幅器８８の出力と正側の直流入力電圧と
    の掛け算回路８９と、この掛け算回路８９の出力と入力
    電流検出兼絶縁手段４６を介して入力した入力電流との
    コンパレータ９０と、このコンパレータ９０の出力信号
    の変調回路９１とを具備し、この変調回路９１を前記昇
    圧チョッパ回路３１のスイッチング素子２５に結合して
    なり、前記負側でも同様の構成としたことを特徴とする
    力率改善型安定化電源回路。
  5. 【請求項５】 入力電流検出兼絶縁手段４６は、正方向
    の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１の共通ラ
    イン１６に対する正側ラインのリアクトル２３と直列に
    挿入し、入力電流検出兼絶縁手段４７は、負方向の昇圧
    チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３２の共通ライン１
    ６に対する負側ラインのリアクトル２４と直列に挿入し
    たことを特徴とする請求項２または４記載の力率改善型
    安定化電源回路。
  6. 【請求項６】 入力電流検出兼絶縁手段４６は、共通ラ
    イン１６に直列に挿入し、この入力電流検出兼絶縁手段
    ４６の２組の２次巻線４６ａ、４６ｂをそれぞれ正側と
    負側の入力電流を検出するように接続したことを特徴と
    する請求項２または４記載の力率改善型安定化電源回
    路。
  7. 【請求項７】 交流入出力線のそれぞれの一方を結合し
    て共通ライン１６とし、交流電圧整流回路２１で半波整
    流した正側と負側の各直流電圧を、正方向の昇圧チョッ
    パ回路３１と負方向の昇圧チョッパ回路３２で昇圧し、
    これらの直流電圧を再び交流に変換して出力するように
    した安定化電源装置において、前記交流電圧整流回路２
    １の共通ライン１６に対する正側と負側に並列に、それ
    ぞれ逆流阻止スイッチ素子３９、４０と、バッテリ３８
    ａ、３８ｂとを直列に接続し、それぞれのバッテリ３８
    ａ、３８ｂに充電回路を設け、かつ前記昇圧チョッパ回
    路３１、３２をそれぞれ力率改善用・アクティブフィル
    タとして用い、この昇圧チョッパ回路兼力率改善用・ア
    クティブフィルタ３１、３２により、交流入力の停電時
    に前記逆流阻止スイッチ素子３９、４０をオンしてバッ
    テリ３８ａ、３８ｂからの各直流電圧を昇圧するととも
    に、入力電流波形を入力電圧波形に相似した正弦波状に
    したことを特徴とする力率改善型無停電電源回路。
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