JPH0833341A - 力率改善型スイッチング電源回路 - Google Patents
力率改善型スイッチング電源回路Info
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- JPH0833341A JPH0833341A JP6190993A JP19099394A JPH0833341A JP H0833341 A JPH0833341 A JP H0833341A JP 6190993 A JP6190993 A JP 6190993A JP 19099394 A JP19099394 A JP 19099394A JP H0833341 A JPH0833341 A JP H0833341A
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 部品点数を削減し、かつ信頼性を向上した力
率改善回路型スイッチング電源回路を得ることを目的と
する。 【構成】 昇圧チョッパ回路２０は、スイッチング素子
１６のオフ時に、ブリッジ型全波整流器１１、インダク
タンス素子１４、ダイオード１７、トランス２１の１次
巻線２２、平滑コンデンサ１２、整流器１１の閉回路を
形成し、スイッチング素子１６がオフしたときのインダ
クタンス素子１４の電流とトランス２１のフライバック
電圧を利用して平滑コンデンサ１２に電荷を蓄える。ス
イッチング素子１６のオフ時に、スイッチング素子１
６、１次巻線２２、平滑コンデンサ１２、スイッチング
素子１６の閉回路を形成し、蓄えた電荷をスイッチング
素子１６で高周波スイッチングして、２次側に電力を伝
達することにより、スイッチング電源の入力電流を正弦
波に近付け、力率を改善する。昇圧される電圧が低くな
り、平滑コンデンサ１２は、低耐圧のものを使用するこ
とができる。
率改善回路型スイッチング電源回路を得ることを目的と
する。 【構成】 昇圧チョッパ回路２０は、スイッチング素子
１６のオフ時に、ブリッジ型全波整流器１１、インダク
タンス素子１４、ダイオード１７、トランス２１の１次
巻線２２、平滑コンデンサ１２、整流器１１の閉回路を
形成し、スイッチング素子１６がオフしたときのインダ
クタンス素子１４の電流とトランス２１のフライバック
電圧を利用して平滑コンデンサ１２に電荷を蓄える。ス
イッチング素子１６のオフ時に、スイッチング素子１
６、１次巻線２２、平滑コンデンサ１２、スイッチング
素子１６の閉回路を形成し、蓄えた電荷をスイッチング
素子１６で高周波スイッチングして、２次側に電力を伝
達することにより、スイッチング電源の入力電流を正弦
波に近付け、力率を改善する。昇圧される電圧が低くな
り、平滑コンデンサ１２は、低耐圧のものを使用するこ
とができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、部品点数を削減し、か
つ信頼性を向上した力率改善回路型スイッチング電源回
路に関するものである。
つ信頼性を向上した力率改善回路型スイッチング電源回
路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、スイッチング電源回路は、図４
に示すように、交流電源１０をブリッジ型全波整流器１
１で全波整流し、さらに平滑コンデンサ１２で平滑化し
て、スイッチング電源のコンバータ１３に供給してなる
ものである。このスイッチング電源回路において、ブリ
ッジ型全波整流器１１の直後の平滑コンデンサ１２への
入力電圧は、図６（ａ）に示すように、正弦波で、これ
が平滑化されて平滑コンデンサ１２の直後はリップル電
圧となる。
に示すように、交流電源１０をブリッジ型全波整流器１
１で全波整流し、さらに平滑コンデンサ１２で平滑化し
て、スイッチング電源のコンバータ１３に供給してなる
ものである。このスイッチング電源回路において、ブリ
ッジ型全波整流器１１の直後の平滑コンデンサ１２への
入力電圧は、図６（ａ）に示すように、正弦波で、これ
が平滑化されて平滑コンデンサ１２の直後はリップル電
圧となる。
【０００３】しかるに、平滑コンデンサ１２への入力電
流は、平滑コンデンサ１２の電圧が低下したときだけし
か流れず、入力電圧が正弦波であるのに対し、電流波形
としては、図６（ｂ）に示すように、導通角の狭い、ピ
ークの大きな波形となり、波高値が高くなる。したがっ
て、力率が０．５程度と極めて悪くなる。
流は、平滑コンデンサ１２の電圧が低下したときだけし
か流れず、入力電圧が正弦波であるのに対し、電流波形
としては、図６（ｂ）に示すように、導通角の狭い、ピ
ークの大きな波形となり、波高値が高くなる。したがっ
て、力率が０．５程度と極めて悪くなる。
【０００４】そこで、従来より力率改善型スイッチング
電源回路が使用されている。従来の力率改善型スイッチ
ング電源回路は、図５に示すように、昇圧チョッパと呼
ばれるブースト回路が使用されている。これをさらに詳
しく説明すると、ブリッジ型全波整流器１１の正端子に
インダクタンス素子１４と昇圧用ダイオード１５を直列
に接続し、昇圧用ダイオード１５のカソードを平滑コン
デンサ１２の正電極に接続し、この平滑コンデンサ１２
の負電極をブリッジ型全波整流器１１の負端子に接続
し、さらに、インダクタンス素子１４と昇圧用ダイオー
ド１５の接続点からもう一方のダイオード１７を介して
ＭＯＳ−ＦＥＴからなるスイッチング素子１６のドレイ
ンに接続し、このスイッチング素子１６のソースを平滑
コンデンサ１２の負電極とブリッジ型全波整流器１１の
負端子の接続点に接続し、ブリッジ型全波整流器１１の
正負端子間にコンデンサ１８を接続して構成される。そ
して、インダクタンス素子１４、ダイオード１７、スイ
ッチング素子１６および昇圧用ダイオード１５によって
昇圧チョッパ回路２０が構成されている。
電源回路が使用されている。従来の力率改善型スイッチ
ング電源回路は、図５に示すように、昇圧チョッパと呼
ばれるブースト回路が使用されている。これをさらに詳
しく説明すると、ブリッジ型全波整流器１１の正端子に
インダクタンス素子１４と昇圧用ダイオード１５を直列
に接続し、昇圧用ダイオード１５のカソードを平滑コン
デンサ１２の正電極に接続し、この平滑コンデンサ１２
の負電極をブリッジ型全波整流器１１の負端子に接続
し、さらに、インダクタンス素子１４と昇圧用ダイオー
ド１５の接続点からもう一方のダイオード１７を介して
ＭＯＳ−ＦＥＴからなるスイッチング素子１６のドレイ
ンに接続し、このスイッチング素子１６のソースを平滑
コンデンサ１２の負電極とブリッジ型全波整流器１１の
負端子の接続点に接続し、ブリッジ型全波整流器１１の
正負端子間にコンデンサ１８を接続して構成される。そ
して、インダクタンス素子１４、ダイオード１７、スイ
ッチング素子１６および昇圧用ダイオード１５によって
昇圧チョッパ回路２０が構成されている。
【０００５】以上の回路において、スイッチング電源回
路としての作用は、つぎのとおりである。平滑コンデン
サ１２の正電極に、コンバータ１３におけるトランス２
１の１次巻線２２の他端を接続し、トランス２１の１次
巻線２２の一端をスイッチング素子１６のドレインに接
続することにより、昇圧用ダイオード１５によって平滑
コンデンサ１２の充電電圧を昇圧し、この電圧をスイッ
チング素子１６で高周波スイッチングしてトランス２１
の１次巻線２２と２次巻線２３を介して２次側に電力を
供給するものである。
路としての作用は、つぎのとおりである。平滑コンデン
サ１２の正電極に、コンバータ１３におけるトランス２
１の１次巻線２２の他端を接続し、トランス２１の１次
巻線２２の一端をスイッチング素子１６のドレインに接
続することにより、昇圧用ダイオード１５によって平滑
コンデンサ１２の充電電圧を昇圧し、この電圧をスイッ
チング素子１６で高周波スイッチングしてトランス２１
の１次巻線２２と２次巻線２３を介して２次側に電力を
供給するものである。
【０００６】以上の回路において、昇圧チョッパ回路２
０の力率改善としての作用は、つぎのとおりである。ト
ランス２１を介して電力を変換し２次側に伝達する高周
波スイッチングと同期して動作するように、インダクタ
ンス素子１４とダイオード１７、スイッチング素子１６
および昇圧用ダイオード１５で昇圧チョッパ回路２０を
構成する。この昇圧チョッパ回路２０において、交流入
力電流を商用サイクル内で高周波スイッチングすること
により、入力電流を平均化して入力力率を改善するもの
である。すなわち、図６（ａ）に示すように、交流入力
を全波整流した電圧は、商用半サイクル毎に電圧の山部
と谷部があり、これを図６（ｃ）のように高周波スイッ
チングすることにより、図６（ｂ）に示すような一般的
な平滑コンデンサ１２入力における導通角の狭い電流
を、図６（ｄ）に示すような正弦波状に広げて入力力率
を改善するものである。
０の力率改善としての作用は、つぎのとおりである。ト
ランス２１を介して電力を変換し２次側に伝達する高周
波スイッチングと同期して動作するように、インダクタ
ンス素子１４とダイオード１７、スイッチング素子１６
および昇圧用ダイオード１５で昇圧チョッパ回路２０を
構成する。この昇圧チョッパ回路２０において、交流入
力電流を商用サイクル内で高周波スイッチングすること
により、入力電流を平均化して入力力率を改善するもの
である。すなわち、図６（ａ）に示すように、交流入力
を全波整流した電圧は、商用半サイクル毎に電圧の山部
と谷部があり、これを図６（ｃ）のように高周波スイッ
チングすることにより、図６（ｂ）に示すような一般的
な平滑コンデンサ１２入力における導通角の狭い電流
を、図６（ｄ）に示すような正弦波状に広げて入力力率
を改善するものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来回路における力率
改善は、商用半サイクル全般に昇圧動作を行なうため、
平滑コンデンサ１２の耐圧が一般的なコンデンサ入力の
整流回路に比較すると高くなり、特にＡＣ２００Ｖ系の
入力電圧では例えば５００Ｖ以上のコンデンサが必要と
なる。しかし、一般的な電解コンデンサとしては最大４
５０Ｖまでしかなく、現状では、２５０Ｖか３００Ｖを
２本直列にして使用している。また、半導体について
も、昇圧用ダイオード１５とダイオード１７の２個使用
しているため、これらによる部品点数の増加によって価
格が上昇するとともに、信頼性が低下するという問題が
あった。
改善は、商用半サイクル全般に昇圧動作を行なうため、
平滑コンデンサ１２の耐圧が一般的なコンデンサ入力の
整流回路に比較すると高くなり、特にＡＣ２００Ｖ系の
入力電圧では例えば５００Ｖ以上のコンデンサが必要と
なる。しかし、一般的な電解コンデンサとしては最大４
５０Ｖまでしかなく、現状では、２５０Ｖか３００Ｖを
２本直列にして使用している。また、半導体について
も、昇圧用ダイオード１５とダイオード１７の２個使用
しているため、これらによる部品点数の増加によって価
格が上昇するとともに、信頼性が低下するという問題が
あった。
【０００８】本発明は、部品点数を削減し、かつ信頼性
を向上した力率改善回路型スイッチング電源回路を得る
ことを目的とするものである。
を向上した力率改善回路型スイッチング電源回路を得る
ことを目的とするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、交流電源１０
をブリッジ型全波整流器１１で整流し、昇圧チョッパ回
路２０とコンバータ１３を介して直流電源を得るように
したスイッチング電源回路において、前記昇圧チョッパ
回路２０は、前記ブリッジ型全波整流器１１の正端子を
インダクタンス素子１４を介してダイオード１７のアノ
ードに接続し、このダイオード１７のカソードをスイッ
チング素子１６の一端に接続するとともに、前記コンバ
ータ１３におけるトランス２１の１次巻線２２の一端に
接続し、前記スイッチング素子１６の他端を前記ブリッ
ジ型全波整流器１１の負端子に接続し、前記１次巻線２
２の他端を平滑コンデンサ１２の正電極に接続し、この
平滑コンデンサ１２の負電極を前記スイッチング素子１
６の他端に接続し、前記ブリッジ型全波整流器１１の正
負両端子間にコンデンサ１８を接続してなることを特徴
とする力率改善型スイッチング電源回路である。
をブリッジ型全波整流器１１で整流し、昇圧チョッパ回
路２０とコンバータ１３を介して直流電源を得るように
したスイッチング電源回路において、前記昇圧チョッパ
回路２０は、前記ブリッジ型全波整流器１１の正端子を
インダクタンス素子１４を介してダイオード１７のアノ
ードに接続し、このダイオード１７のカソードをスイッ
チング素子１６の一端に接続するとともに、前記コンバ
ータ１３におけるトランス２１の１次巻線２２の一端に
接続し、前記スイッチング素子１６の他端を前記ブリッ
ジ型全波整流器１１の負端子に接続し、前記１次巻線２
２の他端を平滑コンデンサ１２の正電極に接続し、この
平滑コンデンサ１２の負電極を前記スイッチング素子１
６の他端に接続し、前記ブリッジ型全波整流器１１の正
負両端子間にコンデンサ１８を接続してなることを特徴
とする力率改善型スイッチング電源回路である。
【００１０】
【作用】スイッチング素子１６がオフしたときのインダ
クタンス素子１４の電流とトランス２１のフライバック
電圧を利用して平滑コンデンサ１２に電荷を蓄える。こ
の電荷をスイッチング素子１６で高周波スイッチングし
て、トランス２１の巻線を介して２次側に電力を伝達す
ることにより、スイッチング電源の入力電流を正弦波に
近付け、力率を改善する。
クタンス素子１４の電流とトランス２１のフライバック
電圧を利用して平滑コンデンサ１２に電荷を蓄える。こ
の電荷をスイッチング素子１６で高周波スイッチングし
て、トランス２１の巻線を介して２次側に電力を伝達す
ることにより、スイッチング電源の入力電流を正弦波に
近付け、力率を改善する。
【００１１】従来回路では、昇圧された電圧をそのまま
平滑コンデンサ１２に充電するが、本発明の回路では、
スイッチング素子１６がオフしたときのフライバック・
エネルギーを平滑コンデンサ１２に充電するとともに、
トランス２１で２次側に供給するので、昇圧される電圧
が低くなり、平滑コンデンサ１２は、４００Ｖ耐圧のも
のを使用することが可能となる。
平滑コンデンサ１２に充電するが、本発明の回路では、
スイッチング素子１６がオフしたときのフライバック・
エネルギーを平滑コンデンサ１２に充電するとともに、
トランス２１で２次側に供給するので、昇圧される電圧
が低くなり、平滑コンデンサ１２は、４００Ｖ耐圧のも
のを使用することが可能となる。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の第１実施例を図１に基づいて
説明する。従来回路では、複数個のダイオード１５、１
７を用いている。しかし、本発明の基本的考えは、図１
に示すように、ダイオード１７だけを用い、スイッチン
グ素子１６がオフしたときのインダクタンス素子１４の
電流とトランス２１のフライバック電圧を利用して平滑
コンデンサ１２に図示実線方向の経路で電荷を蓄え、ス
イッチングのつぎのサイクルでこの電荷をスイッチング
素子１６で高周波スイッチングしてトランス２１の巻線
を介して２次側に電力を伝達するものである。
説明する。従来回路では、複数個のダイオード１５、１
７を用いている。しかし、本発明の基本的考えは、図１
に示すように、ダイオード１７だけを用い、スイッチン
グ素子１６がオフしたときのインダクタンス素子１４の
電流とトランス２１のフライバック電圧を利用して平滑
コンデンサ１２に図示実線方向の経路で電荷を蓄え、ス
イッチングのつぎのサイクルでこの電荷をスイッチング
素子１６で高周波スイッチングしてトランス２１の巻線
を介して２次側に電力を伝達するものである。
【００１３】また、フライバック電圧によるエネルギー
Ｐは、インダクタンス素子１４のインダクタンスと１次
巻線２２によるリーケージ・インダクタンス（漏洩イン
ダクタンス）の合成インダクタンスＬ、スイッチング素
子１６オフ直前の通過電流Ｉおよびスイッチング周波数
ｆにより以下のように表すことができる。 フライバックエネルギーＰ＝１／２・Ｌ・Ｉ2・ｆ
（Ｗ）
Ｐは、インダクタンス素子１４のインダクタンスと１次
巻線２２によるリーケージ・インダクタンス（漏洩イン
ダクタンス）の合成インダクタンスＬ、スイッチング素
子１６オフ直前の通過電流Ｉおよびスイッチング周波数
ｆにより以下のように表すことができる。 フライバックエネルギーＰ＝１／２・Ｌ・Ｉ2・ｆ
（Ｗ）
【００１４】本発明の具体的回路を図１に基づき説明す
ると、図１において、交流電源１０にブリッジ型全波整
流器１１を接続し、このブリッジ型全波整流器１１の正
端子に直列にインダクタンス素子１４とダイオード１７
を介在し、このダイオード１７のカソードをＭＯＳ−Ｆ
ＥＴからなるスイッチング素子１６のドレインに接続
し、スイッチング素子１６のソースをブリッジ型全波整
流器１１の負端子に接続し、ダイオード１７とスイッチ
ング素子１６の接続点にトランス２１の１次巻線２２の
一端を接続し、トランス２１の１次巻線２２の他端に平
滑コンデンサ１２の正電極を接続して、かつ平滑コンデ
ンサ１２の負電極をブリッジ型全波整流器１１とスイッ
チング素子１６の接続点に接続し、ブリッジ型全波整流
器１１の正負端子間にコンデンサ１８を接続して構成し
ている。
ると、図１において、交流電源１０にブリッジ型全波整
流器１１を接続し、このブリッジ型全波整流器１１の正
端子に直列にインダクタンス素子１４とダイオード１７
を介在し、このダイオード１７のカソードをＭＯＳ−Ｆ
ＥＴからなるスイッチング素子１６のドレインに接続
し、スイッチング素子１６のソースをブリッジ型全波整
流器１１の負端子に接続し、ダイオード１７とスイッチ
ング素子１６の接続点にトランス２１の１次巻線２２の
一端を接続し、トランス２１の１次巻線２２の他端に平
滑コンデンサ１２の正電極を接続して、かつ平滑コンデ
ンサ１２の負電極をブリッジ型全波整流器１１とスイッ
チング素子１６の接続点に接続し、ブリッジ型全波整流
器１１の正負端子間にコンデンサ１８を接続して構成し
ている。
【００１５】以上のような構成において、スイッチング
素子１６オン時に、インダクタンス素子１４、ダイオー
ド１７、トランス２１の１次巻線２２、平滑コンデンサ
１２、コンデンサ１８、インダクタンス素子１４の閉回
路が形成され、図２の実線矢印方向に電流が流れる。ま
た、スイッチング素子１６オフ時に、平滑コンデンサ１
２、トランス２１の１次巻線２２、スイッチング素子１
６、平滑コンデンサ１２の閉回路が形成され、図２の点
線矢印方向に電流が流れる。
素子１６オン時に、インダクタンス素子１４、ダイオー
ド１７、トランス２１の１次巻線２２、平滑コンデンサ
１２、コンデンサ１８、インダクタンス素子１４の閉回
路が形成され、図２の実線矢印方向に電流が流れる。ま
た、スイッチング素子１６オフ時に、平滑コンデンサ１
２、トランス２１の１次巻線２２、スイッチング素子１
６、平滑コンデンサ１２の閉回路が形成され、図２の点
線矢印方向に電流が流れる。
【００１６】このとき、前記トランス２１の１次巻線２
２に流れる電流波形は、図２（ｂ）に示すように、スイ
ッチング素子１６オン時にトランス２１の励磁インダク
タンスによって流れる２次伝達電流が正方向に流れ、オ
フ時にインダクタンス素子１４の電流を継続して平滑コ
ンデンサ１２を充電する負方向の電流が観測される。ま
た２次側のダイオード２４の電流は、図２（ａ）に示す
ように、インダクタンス素子１４のインダクタンスによ
る傾斜と、トランス２１のリーケージ・インダクタンス
による傾斜との異なる２段の電流となる。スイッチング
素子１６の電圧は、図２（ｃ）に示される。
２に流れる電流波形は、図２（ｂ）に示すように、スイ
ッチング素子１６オン時にトランス２１の励磁インダク
タンスによって流れる２次伝達電流が正方向に流れ、オ
フ時にインダクタンス素子１４の電流を継続して平滑コ
ンデンサ１２を充電する負方向の電流が観測される。ま
た２次側のダイオード２４の電流は、図２（ａ）に示す
ように、インダクタンス素子１４のインダクタンスによ
る傾斜と、トランス２１のリーケージ・インダクタンス
による傾斜との異なる２段の電流となる。スイッチング
素子１６の電圧は、図２（ｃ）に示される。
【００１７】図１および図２で説明したように、スイッ
チング素子１６がオフしたときのインダクタンス素子１
４の電流とトランス２１のフライバック電圧を利用して
平滑コンデンサ１２に電荷を蓄え、この電荷をスイッチ
ング素子１６で高周波スイッチングして、トランス２１
の巻線を介して２次側に電力を伝達することにより、ス
イッチング電源の入力電流を正弦波に近付け、力率を改
善するものである。
チング素子１６がオフしたときのインダクタンス素子１
４の電流とトランス２１のフライバック電圧を利用して
平滑コンデンサ１２に電荷を蓄え、この電荷をスイッチ
ング素子１６で高周波スイッチングして、トランス２１
の巻線を介して２次側に電力を伝達することにより、ス
イッチング電源の入力電流を正弦波に近付け、力率を改
善するものである。
【００１８】このような構成とすることにより、従来の
回路で使用している昇圧用ダイオード１５を省くことが
できる。また、従来回路では、昇圧された電圧をそのま
ま平滑コンデンサ１２に充電するが、本発明の回路で
は、スイッチング素子１６がオフしたときのフライバッ
ク・エネルギーを平滑コンデンサ１２に充電するととも
に、トランス２１で２次巻線２３側に供給するので、昇
圧される電圧が低くなり、平滑コンデンサ１２は、４０
０Ｖ耐圧のものを使用することが可能となる。
回路で使用している昇圧用ダイオード１５を省くことが
できる。また、従来回路では、昇圧された電圧をそのま
ま平滑コンデンサ１２に充電するが、本発明の回路で
は、スイッチング素子１６がオフしたときのフライバッ
ク・エネルギーを平滑コンデンサ１２に充電するととも
に、トランス２１で２次巻線２３側に供給するので、昇
圧される電圧が低くなり、平滑コンデンサ１２は、４０
０Ｖ耐圧のものを使用することが可能となる。
【００１９】なお、出力端子２６、２７間の電圧に変動
があったときは、フィードバック回路２８、絶縁手段２
９を介して、ＰＷＭ制御用ＩＣ１９に誤差信号を送り、
パルス幅制御をして安定した電圧を得ることは従来通り
である。
があったときは、フィードバック回路２８、絶縁手段２
９を介して、ＰＷＭ制御用ＩＣ１９に誤差信号を送り、
パルス幅制御をして安定した電圧を得ることは従来通り
である。
【００２０】本発明の第２実施例を説明する。図３にお
いて、交流電源１０にブリッジ型全波整流器１１を接続
し、このブリッジ型全波整流器１１の正端子に直列にダ
イオード１７を介在し、このダイオード１７のカソード
をスイッチング素子１６のドレインに接続し、スイッチ
ング素子１６のソースにインダクタンス素子１４を介し
てブリッジ型全波整流器１１の負端子に接続し、ダイオ
ード１７とスイッチング素子１６の接続点にトランス２
１の１次巻線２２の一端を接続し、トランス２１の１次
巻線２２の他端に平滑コンデンサ１２の正電極を接続し
て、かつ平滑コンデンサ１２の負電極をインダクタンス
素子１４とスイッチング素子１６の接続点に接続し、ブ
リッジ型全波整流器１１の正負端子間にコンデンサ１８
を接続して構成している。
いて、交流電源１０にブリッジ型全波整流器１１を接続
し、このブリッジ型全波整流器１１の正端子に直列にダ
イオード１７を介在し、このダイオード１７のカソード
をスイッチング素子１６のドレインに接続し、スイッチ
ング素子１６のソースにインダクタンス素子１４を介し
てブリッジ型全波整流器１１の負端子に接続し、ダイオ
ード１７とスイッチング素子１６の接続点にトランス２
１の１次巻線２２の一端を接続し、トランス２１の１次
巻線２２の他端に平滑コンデンサ１２の正電極を接続し
て、かつ平滑コンデンサ１２の負電極をインダクタンス
素子１４とスイッチング素子１６の接続点に接続し、ブ
リッジ型全波整流器１１の正負端子間にコンデンサ１８
を接続して構成している。
【００２１】このような構成とすることにより、図１と
同様、従来の回路で使用している昇圧用ダイオード１５
を省くことができるとともに、昇圧される電圧が低くな
り、平滑コンデンサ１２は、４００Ｖ耐圧のものを使用
することが可能となる。
同様、従来の回路で使用している昇圧用ダイオード１５
を省くことができるとともに、昇圧される電圧が低くな
り、平滑コンデンサ１２は、４００Ｖ耐圧のものを使用
することが可能となる。
【００２２】また、図６で説明したように、スイッチン
グ素子１６がオフしたときのインダクタンス素子１４の
電流とトランス２１のフライバック電圧を利用して平滑
コンデンサ１２に電荷を蓄え、この電荷をスイッチング
素子１６で高周波スイッチングして、トランス２１の巻
線を介して２次側に電力を伝達することにより、スイッ
チング電源の入力電流を正弦波に近付け、力率を改善し
ている。
グ素子１６がオフしたときのインダクタンス素子１４の
電流とトランス２１のフライバック電圧を利用して平滑
コンデンサ１２に電荷を蓄え、この電荷をスイッチング
素子１６で高周波スイッチングして、トランス２１の巻
線を介して２次側に電力を伝達することにより、スイッ
チング電源の入力電流を正弦波に近付け、力率を改善し
ている。
【００２３】図１および図３において、コンデンサ１８
は、スイッチング素子１６による高周波電流を流すため
の小容量フィルムコンデンサによるバイパスコンデンサ
であり、電解コンデンサのような大容量でないため、商
用半サイクル毎に略０Ｖになり、入力力率を悪化するこ
とはない。
は、スイッチング素子１６による高周波電流を流すため
の小容量フィルムコンデンサによるバイパスコンデンサ
であり、電解コンデンサのような大容量でないため、商
用半サイクル毎に略０Ｖになり、入力力率を悪化するこ
とはない。
【００２４】前記実施例では、スイッチング素子１６を
ＭＯＳ−ＦＥＴで構成したが、バイポーラトランジスタ
やＩＧＢＴで構成することも可能である。
ＭＯＳ−ＦＥＴで構成したが、バイポーラトランジスタ
やＩＧＢＴで構成することも可能である。
【００２５】
（１）本発明は、上述のようにスイッチング素子１６が
オフしたときのインダクタンス素子１４の電流とトラン
ス２１のフライバック電圧を利用して平滑コンデンサ１
２に電荷を蓄え、この電荷をスイッチング素子１６で高
周波スイッチングして、トランス２１の巻線を介して２
次側に電力を伝達することにより、スイッチング電源の
入力電流を正弦波に近付けるように構成したので、半導
体の数を少なくしながら、従来と同様に入力電流を正弦
波状にすることができ、力率の高いスイッチング電源が
簡単な構成で得られる。
オフしたときのインダクタンス素子１４の電流とトラン
ス２１のフライバック電圧を利用して平滑コンデンサ１
２に電荷を蓄え、この電荷をスイッチング素子１６で高
周波スイッチングして、トランス２１の巻線を介して２
次側に電力を伝達することにより、スイッチング電源の
入力電流を正弦波に近付けるように構成したので、半導
体の数を少なくしながら、従来と同様に入力電流を正弦
波状にすることができ、力率の高いスイッチング電源が
簡単な構成で得られる。
【００２６】（２）従来の回路で使用している昇圧用ダ
イオード１５を省くことができ、回路構成が簡単で安価
になる。
イオード１５を省くことができ、回路構成が簡単で安価
になる。
【００２７】（３）また、従来回路では、昇圧された電
圧をそのまま平滑コンデンサ１２に充電するが、本発明
の回路では、スイッチング素子１６がオフしたときのフ
ライバック・エネルギーを平滑コンデンサ１２に充電す
るとともに、トランス２１で２次巻線２３側に供給する
ので、昇圧される電圧が低くなり、平滑コンデンサ１２
は、従来よりも耐圧の低い、４００Ｖ耐圧のものを使用
することが可能となる。
圧をそのまま平滑コンデンサ１２に充電するが、本発明
の回路では、スイッチング素子１６がオフしたときのフ
ライバック・エネルギーを平滑コンデンサ１２に充電す
るとともに、トランス２１で２次巻線２３側に供給する
ので、昇圧される電圧が低くなり、平滑コンデンサ１２
は、従来よりも耐圧の低い、４００Ｖ耐圧のものを使用
することが可能となる。
【図１】本発明による力率改善型スイッチング電源回路
の第１実施例を示す電気回路図である。
の第１実施例を示す電気回路図である。
【図２】（ａ）は２次側のダイオード２４の電流波形
図、（ｂ）は１次巻線２２の電流波形図、（ｃ）はスイ
ッチング素子１６の印加電圧波形図である。
図、（ｂ）は１次巻線２２の電流波形図、（ｃ）はスイ
ッチング素子１６の印加電圧波形図である。
【図３】本発明による力率改善型スイッチング電源回路
の第２実施例を示す電気回路図である。
の第２実施例を示す電気回路図である。
【図４】一般的なスイッチング電源回路を示す電気回路
図である。
図である。
【図５】従来の力率改善型スイッチング電源回路を示す
電気回路図である。
電気回路図である。
【図６】（ａ）は全波整流電圧とリップル電圧波形図、
（ｂ）は平滑コンデンサ１２への入力電流波形図、
（ｃ）は昇圧チョッパ回路２０の電圧波形図、（ｄ）は
力率改善後の平滑コンデンサ１２への入力電流波形図で
ある。
（ｂ）は平滑コンデンサ１２への入力電流波形図、
（ｃ）は昇圧チョッパ回路２０の電圧波形図、（ｄ）は
力率改善後の平滑コンデンサ１２への入力電流波形図で
ある。
１０…交流電源、１１…ブリッジ型全波整流器、１２…
平滑コンデンサ、１３…コンバータ、１４…インダクタ
ンス素子、１５…昇圧用ダイオード、１６…スイッチン
グ素子、１７…ダイオード、１８…コンデンサ、１９…
ＰＷＭ制御用ＩＣ、２０…昇圧チョッパ回路、２１…ト
ランス、２２…１次巻線、２３…２次巻線、２４…ダイ
オード、２５…コンデンサ、２６…＋出力端子、２７…
−出力端子、２８…フィードバック回路、２９…絶縁手
段。
平滑コンデンサ、１３…コンバータ、１４…インダクタ
ンス素子、１５…昇圧用ダイオード、１６…スイッチン
グ素子、１７…ダイオード、１８…コンデンサ、１９…
ＰＷＭ制御用ＩＣ、２０…昇圧チョッパ回路、２１…ト
ランス、２２…１次巻線、２３…２次巻線、２４…ダイ
オード、２５…コンデンサ、２６…＋出力端子、２７…
−出力端子、２８…フィードバック回路、２９…絶縁手
段。
Claims (4)
- 【請求項１】 交流電源１０をブリッジ型全波整流器１
１で整流し、昇圧チョッパ回路２０とコンバータ１３を
介して直流電源を得るようにしたスイッチング電源回路
において、前記昇圧チョッパ回路２０は、前記ブリッジ
型全波整流器１１の正端子をインダクタンス素子１４を
介してダイオード１７のアノードに接続し、このダイオ
ード１７のカソードをスイッチング素子１６の一端に接
続するとともに、前記コンバータ１３におけるトランス
２１の１次巻線２２の一端に接続し、前記スイッチング
素子１６の他端を前記ブリッジ型全波整流器１１の負端
子に接続し、前記１次巻線２２の他端を平滑コンデンサ
１２の正電極に接続し、この平滑コンデンサ１２の負電
極を前記スイッチング素子１６の他端に接続し、前記ブ
リッジ型全波整流器１１の正負両端子間にコンデンサ１
８を接続してなることを特徴とする力率改善型スイッチ
ング電源回路。 - 【請求項２】 交流電源１０をブリッジ型全波整流器１
１で整流し、昇圧チョッパ回路２０とコンバータ１３を
介して直流電源を得、この直流電源を帰還してＭＯＳ−
ＦＥＴからなるスイッチング素子１６をＰＷＭ制御する
ようにしたスイッチング電源回路において、前記昇圧チ
ョッパ回路２０は、前記ブリッジ型全波整流器１１の正
端子をインダクタンス素子１４を介してダイオード１７
のアノードに接続し、このダイオード１７のカソードを
スイッチング素子１６のドレインに接続するとともに、
前記コンバータ１３におけるトランス２１の１次巻線２
２の一端に接続し、前記スイッチング素子１６のソース
を前記ブリッジ型全波整流器１１の負端子に接続し、前
記１次巻線２２の他端を平滑コンデンサ１２の正電極に
接続し、この平滑コンデンサ１２の負電極を前記スイッ
チング素子１６のソースに接続し、前記ブリッジ型全波
整流器１１の正負両端子間にコンデンサ１８を接続して
なリ、前記コンバータ１３は、前記トランス２１の２次
巻線２３をダイオード２４とコンデンサ２５を介して出
力端子２６、２７に接続し、この出力端子２６、２７を
フィードバック回路２８と絶縁手段２９を介して前記ス
イッチング素子１６のＰＷＭ制御用ＩＣ１９に接続して
なることを特徴とする力率改善型スイッチング電源回
路。 - 【請求項３】 交流電源１０をブリッジ型全波整流器１
１で整流し、昇圧チョッパ回路２０とコンバータ１３を
介して直流電源を得るようにしたスイッチング電源回路
において、前記昇圧チョッパ回路２０は、前記ブリッジ
型全波整流器１１の正端子をダイオード１７のアノード
に接続し、このダイオード１７のカソードをスイッチン
グ素子１６の一端に接続するとともに、前記コンバータ
１３におけるトランス２１の１次巻線２２の一端に接続
し、前記スイッチング素子１６の他端をインダクタンス
素子１４を介して前記ブリッジ型全波整流器１１の負端
子に接続し、前記１次巻線２２の他端を平滑コンデンサ
１２の正電極に接続し、この平滑コンデンサ１２の負電
極を前記スイッチング素子１６の他端に接続し、前記ブ
リッジ型全波整流器１１の正負両端子間にコンデンサ１
８を接続してなることを特徴とする力率改善型スイッチ
ング電源回路。 - 【請求項４】 交流電源１０をブリッジ型全波整流器１
１で整流し、昇圧チョッパ回路２０とコンバータ１３を
介して直流電源を得、この直流電源を帰還してＭＯＳ−
ＦＥＴからなるスイッチング素子１６をＰＷＭ制御する
ようにしたスイッチング電源回路において、前記昇圧チ
ョッパ回路２０は、前記ブリッジ型全波整流器１１の正
端子をダイオード１７のアノードに接続し、このダイオ
ード１７のカソードをスイッチング素子１６のドレイン
に接続するとともに、前記コンバータ１３におけるトラ
ンス２１の１次巻線２２の一端に接続し、前記スイッチ
ング素子１６のソースをインダクタンス素子１４を介し
て前記ブリッジ型全波整流器１１の負端子に接続し、前
記１次巻線２２の他端を平滑コンデンサ１２の正電極に
接続し、この平滑コンデンサ１２の負電極を前記スイッ
チング素子１６のソースに接続し、前記ブリッジ型全波
整流器１１の正負両端子間にコンデンサ１８を接続して
なリ、前記コンバータ１３は、前記トランス２１の２次
巻線２３をダイオード２４とコンデンサ２５を介して出
力端子２６、２７に接続し、この出力端子２６、２７を
フィードバック回路２８と絶縁手段２９を介して前記ス
イッチング素子１６のＰＷＭ制御用ＩＣ１９に接続して
なることを特徴とする力率改善型スイッチング電源回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6190993A JPH0833341A (ja) | 1994-07-21 | 1994-07-21 | 力率改善型スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6190993A JPH0833341A (ja) | 1994-07-21 | 1994-07-21 | 力率改善型スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0833341A true JPH0833341A (ja) | 1996-02-02 |
Family
ID=16267087
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6190993A Pending JPH0833341A (ja) | 1994-07-21 | 1994-07-21 | 力率改善型スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0833341A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7405952B2 (en) | 2005-02-22 | 2008-07-29 | Tdk Corporation | Power supply device |
| CN102820658A (zh) * | 2011-06-08 | 2012-12-12 | 产晶积体电路股份有限公司 | 数字功率因数校正装置 |
| CN103280984A (zh) * | 2013-01-15 | 2013-09-04 | 中国矿业大学(北京) | 基于单级功率变换模块的级联式变流器 |
| CN103762866A (zh) * | 2014-01-25 | 2014-04-30 | 济南诺辉节能技术开发有限公司 | 室内能效管理终端电源模块 |
| CN103762608A (zh) * | 2014-01-28 | 2014-04-30 | 杭州电子科技大学 | 交流用电系统功率因数的无扰动多级补偿电路 |
| US8760887B2 (en) | 2011-04-20 | 2014-06-24 | Onkyo Corporation | Power supply circuit |
| WO2018179694A1 (ja) | 2017-03-29 | 2018-10-04 | Fdk株式会社 | 絶縁型スイッチング電源 |
-
1994
- 1994-07-21 JP JP6190993A patent/JPH0833341A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7405952B2 (en) | 2005-02-22 | 2008-07-29 | Tdk Corporation | Power supply device |
| US8760887B2 (en) | 2011-04-20 | 2014-06-24 | Onkyo Corporation | Power supply circuit |
| CN102820658A (zh) * | 2011-06-08 | 2012-12-12 | 产晶积体电路股份有限公司 | 数字功率因数校正装置 |
| CN103280984A (zh) * | 2013-01-15 | 2013-09-04 | 中国矿业大学(北京) | 基于单级功率变换模块的级联式变流器 |
| CN103280984B (zh) * | 2013-01-15 | 2017-03-15 | 中国矿业大学(北京) | 基于单级功率变换模块的级联式变流器 |
| CN103762866A (zh) * | 2014-01-25 | 2014-04-30 | 济南诺辉节能技术开发有限公司 | 室内能效管理终端电源模块 |
| CN103762608A (zh) * | 2014-01-28 | 2014-04-30 | 杭州电子科技大学 | 交流用电系统功率因数的无扰动多级补偿电路 |
| CN103762608B (zh) * | 2014-01-28 | 2015-09-02 | 杭州电子科技大学 | 交流用电系统功率因数的无扰动多级补偿电路 |
| WO2018179694A1 (ja) | 2017-03-29 | 2018-10-04 | Fdk株式会社 | 絶縁型スイッチング電源 |
| US11038429B2 (en) | 2017-03-29 | 2021-06-15 | Fdk Corporation | Insulation-type switching power supply |
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