JPH0681267B2 - 水平出力回路 - Google Patents
水平出力回路Info
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- JPH0681267B2 JPH0681267B2 JP61007912A JP791286A JPH0681267B2 JP H0681267 B2 JPH0681267 B2 JP H0681267B2 JP 61007912 A JP61007912 A JP 61007912A JP 791286 A JP791286 A JP 791286A JP H0681267 B2 JPH0681267 B2 JP H0681267B2
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Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 64
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 18
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 4
- 241000226585 Antennaria plantaginifolia Species 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N3/00—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages
- H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
- H04N3/16—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical by deflecting electron beam in cathode-ray tube, e.g. scanning corrections
- H04N3/22—Circuits for controlling dimensions, shape or centering of picture on screen
- H04N3/23—Distortion correction, e.g. for pincushion distortion correction, S-correction
- H04N3/233—Distortion correction, e.g. for pincushion distortion correction, S-correction using active elements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Details Of Television Scanning (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、水平出力回路に係り、特に、左右系巻歪補
正，水平サイズ補正に関する。
正，水平サイズ補正に関する。
従来の装置は、第２図に示すとおり、特開昭53−3119号
公報記載の通りであった。
公報記載の通りであった。
１は水平発振回路であり、２は水平出力駆動回路になっ
ている。水平出力トランジスタ３と、歪補正トランジス
タ４を同位相で制御し、水平出力回路は成っている。
ている。水平出力トランジスタ３と、歪補正トランジス
タ４を同位相で制御し、水平出力回路は成っている。
16はパルス幅変調器であり、Ａ端子から垂直周期に同期
したパラボラ電圧が供給されて、水平発振回路１からの
水平周期のパルスをパラボラ電圧に応じて、パルス幅変
調するものである。
したパラボラ電圧が供給されて、水平発振回路１からの
水平周期のパルスをパラボラ電圧に応じて、パルス幅変
調するものである。
パルス幅周期によりトランジスタ14がスイッチング制御
され、トランジスタ14のオン期間が多くなるとコンデン
サ11の放電量が多くなり電圧が下がる。又、コンデンサ
８の充電量は多くなりコンデンサ８の電圧が上昇する。
され、トランジスタ14のオン期間が多くなるとコンデン
サ11の放電量が多くなり電圧が下がる。又、コンデンサ
８の充電量は多くなりコンデンサ８の電圧が上昇する。
コンデンサ８の電圧上昇により、水平偏向コイル７を流
れる電流が増大し、水平サイズが増大する。ゆえに垂直
パラボラ電圧に見合ってトランジスタ14をスイッチング
制御することにより、左右系巻歪補正することが出来
る。
れる電流が増大し、水平サイズが増大する。ゆえに垂直
パラボラ電圧に見合ってトランジスタ14をスイッチング
制御することにより、左右系巻歪補正することが出来
る。
この回路に於いては、回路構成が複雑であり高価にな
る。
る。
第３図は、特開昭49−111542号公報記載の回路である。
本例に於いて、直流電源電圧18の電圧が、コンデンサ８
の電圧，コンデンサ12の電圧に分割されて、水平出力回
路が成っている。
の電圧，コンデンサ12の電圧に分割されて、水平出力回
路が成っている。
左右系巻歪補正量に見合った電圧が、コンデンサ12に充
電されなくてはならない。コンデンサ12の電圧を上昇さ
せるためには、コイル11,コンデンサ12,コンデンサ９で
形成される共振回路の、コイル11のエネルギーを大きく
することが必要であり、上段、水平偏向コイル7,S字補
正コンデンサ8,コンデンサ５で構成される共振回路の偏
向コイル７のエネルギーに応じて、コイル11のエネルギ
ーが決定される必要がある。普通数アンペアー流せ、数
百μＨの大型コイルが必要となる欠点があった。
電されなくてはならない。コンデンサ12の電圧を上昇さ
せるためには、コイル11,コンデンサ12,コンデンサ９で
形成される共振回路の、コイル11のエネルギーを大きく
することが必要であり、上段、水平偏向コイル7,S字補
正コンデンサ8,コンデンサ５で構成される共振回路の偏
向コイル７のエネルギーに応じて、コイル11のエネルギ
ーが決定される必要がある。普通数アンペアー流せ、数
百μＨの大型コイルが必要となる欠点があった。
第４図は、特開昭59−186470号公報記載の回路図であ
る。
る。
水平ドライブトランス20より水平出力トランジスタ３と
歪補正トランジスタ４が駆動される。
歪補正トランジスタ４が駆動される。
トランジスタ３と、トランジスタ４は同位相でオンされ
るが、トランジスタ４のほうが先にオフするようになっ
ている。このため、水平出力トランジスタ３の継続電流
がコンデンサ９を充電し、コンデンサ９の電圧発生が大
きい。容易に左右糸巻歪補正に必要な電圧が得られる。
るが、トランジスタ４のほうが先にオフするようになっ
ている。このため、水平出力トランジスタ３の継続電流
がコンデンサ９を充電し、コンデンサ９の電圧発生が大
きい。容易に左右糸巻歪補正に必要な電圧が得られる。
コンデンサ９に発生する電圧波形が、コンデンサ５の電
圧波形と相似でないため、フライバックトランス17の１
次巻線電圧が、コンデンサ９の電圧により変調を受け
て、これによりフライバックトランス17の２次巻線電圧
が変化する問題点がある。
圧波形と相似でないため、フライバックトランス17の１
次巻線電圧が、コンデンサ９の電圧により変調を受け
て、これによりフライバックトランス17の２次巻線電圧
が変化する問題点がある。
本発明の目的は、左右糸巻歪補正，水平サイズ調整を廉
価に達成することにある。
価に達成することにある。
トランジスタ，ダンパーダイオードを利用した水平偏向
電流作成共振回路と、FBT １次流入電流に応じて共振
電圧を発生させる、トランジスタを用いた共振回路とを
直列に接続し、上記２つの共振パルス波形を相似にし、
トランジスタを用いた共振回路の共振エネルギーを、垂
直パラボラ状に変調する。
電流作成共振回路と、FBT １次流入電流に応じて共振
電圧を発生させる、トランジスタを用いた共振回路とを
直列に接続し、上記２つの共振パルス波形を相似にし、
トランジスタを用いた共振回路の共振エネルギーを、垂
直パラボラ状に変調する。
以下、本発明の実施例につき第１図及び第５図（波形
図）を用いに説明する。
図）を用いに説明する。
第１図において、水平発振器（記載なし）からの水平発
振信号が、水平ドライブトランジスタ22,ドライブトラ
ンス20で増大され、ドライブトランス20の２次側２巻線
に同極性駆動信号を得、この出力信号により水平出力ト
ランジスタ３と歪補正用スイッチングトランジスタ４を
同期させてスイッチング駆動させる。
振信号が、水平ドライブトランジスタ22,ドライブトラ
ンス20で増大され、ドライブトランス20の２次側２巻線
に同極性駆動信号を得、この出力信号により水平出力ト
ランジスタ３と歪補正用スイッチングトランジスタ４を
同期させてスイッチング駆動させる。
水平出力トランジスタ３のベース電流波形を第５図
（Ｃ）に、又、スイッチングトランジスタ４のベース電
流波形を同図（ｄ）に示す。第５図（Ｃ）において、
の部分すなわち水平出力トランジスタ３のオン期間に
は、Ｓ字補正コンデンサ８からの水平偏向コイル７を通
じ、オンした水平出力トランジスタ３を通じ、Ｓ字補正
コンデンサ８に戻る水平偏向電流と同時に、電源18から
フライバックトランス（FBT）17の１次巻線を通じ、水
平出力トランジスタ3,スイッチングトランジスタ４を通
じアースを通って電源18に戻る電流も流れる。この電流
は、FBT17の入力電流でありブラウン管の高圧負荷に応
じた電流振幅となる。又、同様に、第５図（ｄ）のの
部分により同期してオンしたスイッチングトランジスタ
４には、水平出力トランジスタ３を通るFBTの１次巻線
電流とコンデンサ12からの電流が共振コイル11を通って
流れる。
（Ｃ）に、又、スイッチングトランジスタ４のベース電
流波形を同図（ｄ）に示す。第５図（Ｃ）において、
の部分すなわち水平出力トランジスタ３のオン期間に
は、Ｓ字補正コンデンサ８からの水平偏向コイル７を通
じ、オンした水平出力トランジスタ３を通じ、Ｓ字補正
コンデンサ８に戻る水平偏向電流と同時に、電源18から
フライバックトランス（FBT）17の１次巻線を通じ、水
平出力トランジスタ3,スイッチングトランジスタ４を通
じアースを通って電源18に戻る電流も流れる。この電流
は、FBT17の入力電流でありブラウン管の高圧負荷に応
じた電流振幅となる。又、同様に、第５図（ｄ）のの
部分により同期してオンしたスイッチングトランジスタ
４には、水平出力トランジスタ３を通るFBTの１次巻線
電流とコンデンサ12からの電流が共振コイル11を通って
流れる。
ここで、共振コイル11のインダクタンス値が、水平偏向
コイル７のインダクタンス値より大きいと、スイッチン
グトランジスタ４を流れる電流の合計値は当然、水平出
力トランジスタ３を流れる電流の合計値より小さい。そ
して、当然、スイッチングトランジスタ４は、水平出力
トランジスタ３より小型に出来る。又、スイッチングト
ランジスタ４のベース電流は、コレクタ電流に見合った
電流値に設定する必要があり、ベース電極にシリーズ抵
抗23を接続して、水平出力トランジスタ３ベース電流よ
り減少させている。これにより、トランジスタがオン時
のベース蓄積電荷は、スイッチングトランジスタ４の方
が水平出力トランジスタ３より小となる。次に、ドライ
ブトランスよりのオフ信号で、トランジスタがオフに移
行した場合は、スイッチングトランジスタ４の方が蓄積
電荷が少ない分、水平出力トランジスタ３より先にオフ
する。これを第５図（ｄ）のの時点で示す。このた
め、電源18からFBTの１次巻線を通って流れているブラ
ウン管の高圧負荷に応じた入力電流は、まだオンしてい
る水平出力トランジスタ３を通ってコンデンサ９を充電
する。又、コンデンサ12から共振コイル11を通じて流れ
ているコイル電流もコンデンサ９を充電する。これによ
りコンデンサ９の電圧は上昇する。その後、水平出力ト
ランジスタは数ms後にオフする。これを第５図（ｃ）の
時点で示す。
コイル７のインダクタンス値より大きいと、スイッチン
グトランジスタ４を流れる電流の合計値は当然、水平出
力トランジスタ３を流れる電流の合計値より小さい。そ
して、当然、スイッチングトランジスタ４は、水平出力
トランジスタ３より小型に出来る。又、スイッチングト
ランジスタ４のベース電流は、コレクタ電流に見合った
電流値に設定する必要があり、ベース電極にシリーズ抵
抗23を接続して、水平出力トランジスタ３ベース電流よ
り減少させている。これにより、トランジスタがオン時
のベース蓄積電荷は、スイッチングトランジスタ４の方
が水平出力トランジスタ３より小となる。次に、ドライ
ブトランスよりのオフ信号で、トランジスタがオフに移
行した場合は、スイッチングトランジスタ４の方が蓄積
電荷が少ない分、水平出力トランジスタ３より先にオフ
する。これを第５図（ｄ）のの時点で示す。このた
め、電源18からFBTの１次巻線を通って流れているブラ
ウン管の高圧負荷に応じた入力電流は、まだオンしてい
る水平出力トランジスタ３を通ってコンデンサ９を充電
する。又、コンデンサ12から共振コイル11を通じて流れ
ているコイル電流もコンデンサ９を充電する。これによ
りコンデンサ９の電圧は上昇する。その後、水平出力ト
ランジスタは数ms後にオフする。これを第５図（ｃ）の
時点で示す。
これにより、今まで流れていたFBT17の１次巻線からの
電流は、トランジスタ側路についている共振コンデンサ
5,コンデンサ９を充電して流れると共に、Ｓ字補正コン
デンサ８から水平偏向コイル７を通って流れている水平
偏向電流も側路共振コンデンサ５を充電して流れるよう
になる。その後、共振コンデンサ５の電圧は、このコン
デンサ７と並列に接続されているインダクタンス値の間
で共振動作に入る。コンデンサ５よりFBT17の１次巻
線，電源18,コンデンサ９を通る戻り電流と、水平偏向
コイル7,S字補正コンデンサ８を通る戻り電流とが生じ
る。これによりインダクタンスには共振パルス電圧が発
生する。又、同様に、コンデンサ９に充電されていた電
圧も、並列についているインダクタンス値との間で共振
動作に入る。コンデンサ９より、共振コンデンサ5,FBT
の１次巻線を通る戻り電流と、共振コイル11,コンデン
サ12を通る戻り電流が生ずる。同様に、インダクタンス
値に共振パルス電圧を発生させる。ここで共振コンデン
サ５と水平偏向コイル７で決定される共振周波数と、コ
ンデンサ９と共振コイル11で決定される共振周波数との
値をほぼ同等にしておけば、水平偏向コイルに発生する
共振パルスと、共振コイル11に発生する共振パルスはほ
ぼ同位相で相似形となる。第１図のFBT17の１次巻線コ
イルの共振パルス電圧値は、共振コンデンサ５と水平偏
向コイル７で生じた共振パルスと、コンデンサ15と共振
コイル11で生じた共振パルスとの加算値となり、これを
共振コンデンサ５の電圧と、コンデンサ９の電圧の合計
値で表わされる。この加算値は、通常の水平出力回路の
共振パルス算式により、 電源電圧18＝E1＋E2 ……（１） 加算共振パルス＝E1｛（π/2）（Ts/Tr）＋１｝ ＋E2｛（π/2）（Ts/Tr）＋１｝ ……（２） ＝（E1＋E2）｛（π/2）（Ts/Tr）＋１｝ E1:S字補正コンデンサ電圧 E2:コンデンサ12電圧 Ts:水平走査期間時間（１水平期間−水平帰線期間） Tr:水平帰線期間時間 であり、加算値は電源電圧18で決定される一定ピーク値
となることが解る。
電流は、トランジスタ側路についている共振コンデンサ
5,コンデンサ９を充電して流れると共に、Ｓ字補正コン
デンサ８から水平偏向コイル７を通って流れている水平
偏向電流も側路共振コンデンサ５を充電して流れるよう
になる。その後、共振コンデンサ５の電圧は、このコン
デンサ７と並列に接続されているインダクタンス値の間
で共振動作に入る。コンデンサ５よりFBT17の１次巻
線，電源18,コンデンサ９を通る戻り電流と、水平偏向
コイル7,S字補正コンデンサ８を通る戻り電流とが生じ
る。これによりインダクタンスには共振パルス電圧が発
生する。又、同様に、コンデンサ９に充電されていた電
圧も、並列についているインダクタンス値との間で共振
動作に入る。コンデンサ９より、共振コンデンサ5,FBT
の１次巻線を通る戻り電流と、共振コイル11,コンデン
サ12を通る戻り電流が生ずる。同様に、インダクタンス
値に共振パルス電圧を発生させる。ここで共振コンデン
サ５と水平偏向コイル７で決定される共振周波数と、コ
ンデンサ９と共振コイル11で決定される共振周波数との
値をほぼ同等にしておけば、水平偏向コイルに発生する
共振パルスと、共振コイル11に発生する共振パルスはほ
ぼ同位相で相似形となる。第１図のFBT17の１次巻線コ
イルの共振パルス電圧値は、共振コンデンサ５と水平偏
向コイル７で生じた共振パルスと、コンデンサ15と共振
コイル11で生じた共振パルスとの加算値となり、これを
共振コンデンサ５の電圧と、コンデンサ９の電圧の合計
値で表わされる。この加算値は、通常の水平出力回路の
共振パルス算式により、 電源電圧18＝E1＋E2 ……（１） 加算共振パルス＝E1｛（π/2）（Ts/Tr）＋１｝ ＋E2｛（π/2）（Ts/Tr）＋１｝ ……（２） ＝（E1＋E2）｛（π/2）（Ts/Tr）＋１｝ E1:S字補正コンデンサ電圧 E2:コンデンサ12電圧 Ts:水平走査期間時間（１水平期間−水平帰線期間） Tr:水平帰線期間時間 であり、加算値は電源電圧18で決定される一定ピーク値
となることが解る。
ここで、コンデンサ12の電圧を強制的に垂直周期パラボ
ラ状に変化させた場合の動作を説明する。前述の様に、
画面明るさに応じて、FBTの１次巻線電流が流れ、これ
に応じてコンデンサ12には直流電圧が発生している。こ
の電圧の第５図（ａ）のパラボラ電圧発生出力電圧でト
ランジスタ14を定電流源駆動し、コンデンサ12の電圧を
放電させパラボラ状に変調する。変調波形を第５図
（ｂ）に示す。前述のような動作によりパラボラ状に変
調されたコンデンサ12電圧を電源にして得られるコンデ
ンサ９の共振パルス電圧波形を第５図（ｅ）に示す。前
式（１）より電源電圧18の電圧を一定とすると、E2（コ
ンデンサ12の電圧）が変化した場合、この電圧と逆極性
の電圧がE1（Ｓ字補正コンデンサ）に生ずる。このため
水平偏向コイル７に流れる偏向電流は Ipp＝{E１/(水平偏向コイルのインダクタンス値)}・Ts…
…（３） となり、E1が垂直パラボラ状に変調されているため、水
平偏向電流の振幅値も垂直周期のパラボラ状になる。こ
れを第５図（ｆ）に示す。これにより水平サイズ幅が垂
直周期でパラボラ状に変化し、左右ピン歪補正とするこ
とが出来る。又、前式（１），（２）よりE1,E2で決定
される共振コンデンサ５とコンデンサ９の電圧の共振パ
ルス加算値はほぼ一定であり、この共振パルスを昇圧し
たブラウン管の高圧もほぼ一定になり、左右ピン歪補正
による高圧変化の副作用を発生させることがない。又、
本回路の効果として、ブラウン管の高圧負荷が増大した
場合は、前述した様に、FBT17の１次巻線電流に応じた
電圧（E2）をコンデンサ12に発生させ、これによって水
平サイズが縮み、ブラウン管高圧負荷増大した時、高圧
の低下によって生ずる水平サイズの増大を押さえて該水
平サイズの適正化を図ることも出来る。
ラ状に変化させた場合の動作を説明する。前述の様に、
画面明るさに応じて、FBTの１次巻線電流が流れ、これ
に応じてコンデンサ12には直流電圧が発生している。こ
の電圧の第５図（ａ）のパラボラ電圧発生出力電圧でト
ランジスタ14を定電流源駆動し、コンデンサ12の電圧を
放電させパラボラ状に変調する。変調波形を第５図
（ｂ）に示す。前述のような動作によりパラボラ状に変
調されたコンデンサ12電圧を電源にして得られるコンデ
ンサ９の共振パルス電圧波形を第５図（ｅ）に示す。前
式（１）より電源電圧18の電圧を一定とすると、E2（コ
ンデンサ12の電圧）が変化した場合、この電圧と逆極性
の電圧がE1（Ｓ字補正コンデンサ）に生ずる。このため
水平偏向コイル７に流れる偏向電流は Ipp＝{E１/(水平偏向コイルのインダクタンス値)}・Ts…
…（３） となり、E1が垂直パラボラ状に変調されているため、水
平偏向電流の振幅値も垂直周期のパラボラ状になる。こ
れを第５図（ｆ）に示す。これにより水平サイズ幅が垂
直周期でパラボラ状に変化し、左右ピン歪補正とするこ
とが出来る。又、前式（１），（２）よりE1,E2で決定
される共振コンデンサ５とコンデンサ９の電圧の共振パ
ルス加算値はほぼ一定であり、この共振パルスを昇圧し
たブラウン管の高圧もほぼ一定になり、左右ピン歪補正
による高圧変化の副作用を発生させることがない。又、
本回路の効果として、ブラウン管の高圧負荷が増大した
場合は、前述した様に、FBT17の１次巻線電流に応じた
電圧（E2）をコンデンサ12に発生させ、これによって水
平サイズが縮み、ブラウン管高圧負荷増大した時、高圧
の低下によって生ずる水平サイズの増大を押さえて該水
平サイズの適正化を図ることも出来る。
コンデンサ12の電圧を、直流電圧で変調した場合は、水
平サイズ補正が出来ることが容易に解る。
平サイズ補正が出来ることが容易に解る。
前記説明より、第２共振回路のダンパーダイオード10の
取り付け位置は、トランジスタ４のコレクタ−エミッタ
間からベース−エミッタ間に変更し、ダンパー電流を、
ダイオード10,トランジスタ４のベース−コレクタ間を
通って流すことも考えられる。
取り付け位置は、トランジスタ４のコレクタ−エミッタ
間からベース−エミッタ間に変更し、ダンパー電流を、
ダイオード10,トランジスタ４のベース−コレクタ間を
通って流すことも考えられる。
又、廉価のため、ダイオード10を削除し、ダンパー電流
を、ドライブトランス20の２次巻線，抵抗23,トランジ
スタ４ベース−コレクタ間を通つて流すことも当然考え
られる。
を、ドライブトランス20の２次巻線，抵抗23,トランジ
スタ４ベース−コレクタ間を通つて流すことも当然考え
られる。
本発明によれば、廉価な回路構成で、高圧レギュレーシ
ョンを小さく押えて、左右糸巻歪補正することが出来る
と共に、フライバックトランス17の１次巻線電流に応じ
た電圧をコンデンサ９に発生させるため、フライバック
トランス17の負荷変動によって生ずる、画面歪もなくす
ことが出来る。
ョンを小さく押えて、左右糸巻歪補正することが出来る
と共に、フライバックトランス17の１次巻線電流に応じ
た電圧をコンデンサ９に発生させるため、フライバック
トランス17の負荷変動によって生ずる、画面歪もなくす
ことが出来る。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図、第３
図及び第４図は従来例を示す図、第５図は第１図の構成
の回路の各部の波形図である。 １……水平発振回路 ２……水平駆動回路 ３……水平出力トランジスタ ４……歪補正トランジスタ ５……共振コンデンサ ６……ダンパーダイオード ７……水平偏向コイル ８……Ｓ字補正コンデンサ ９……コンデンサ、10……ダイオード 11……コンデンサ、12……コイル 13……トランス、14……トランジスタ 15……トランス 16……パルス幅変調器 17……フライバックトランス 18……直流電源、19……抵抗 20……水平ドライブトランス 21……水平ドライブ抵抗 22……水平ドライブトランジスタ
図及び第４図は従来例を示す図、第５図は第１図の構成
の回路の各部の波形図である。 １……水平発振回路 ２……水平駆動回路 ３……水平出力トランジスタ ４……歪補正トランジスタ ５……共振コンデンサ ６……ダンパーダイオード ７……水平偏向コイル ８……Ｓ字補正コンデンサ ９……コンデンサ、10……ダイオード 11……コンデンサ、12……コイル 13……トランス、14……トランジスタ 15……トランス 16……パルス幅変調器 17……フライバックトランス 18……直流電源、19……抵抗 20……水平ドライブトランス 21……水平ドライブ抵抗 22……水平ドライブトランジスタ
Claims (1)
- 【請求項１】水平出力トランジスタを備えたテレビジョ
ン受像機用水平出力回路において、 第１のNPN型水平出力トランジスタ（３）のエミッタ
と、第２のNPN型トランジスタ（４）のコレクタを接続
し、該水平出力トランジスタ（３）のコレクタをフライ
バックトランス（17）の１次巻線に接続し、該トランジ
スタ（４）のエミッタをアースし、該水平出力トランジ
スタ（３）のコレクタとエミッタ間にはダンパーダイオ
ード（６）、共振コンデンサ（５）、水平偏向コイル
（７）とＳ字補正コンデンサ（８）の直列回路を並列接
続し、該トランジスタ（４）のコレクタとエミッタ間に
はダイオード（10）、コンデンサ（９）、コイル（11）
とコンデンサ（12）の直列回路を並列接続し、該トラン
ジスタ（４）のベースには該水平出力トランジスタ
（３）のベース抵抗の値より大なる抵抗（23）を接続
し、両トランジスタ（３）、（４）を同極性電圧で駆動
すると共に、コンデンサ（12）の電圧を信号電圧に応じ
て変調することを特徴とするテレビジョン受像機用水平
出力回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61007912A JPH0681267B2 (ja) | 1986-01-20 | 1986-01-20 | 水平出力回路 |
| US07/005,238 US4733141A (en) | 1986-01-20 | 1987-01-20 | Horizontal output circuit for correcting pin cushion distortion of a raster |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61007912A JPH0681267B2 (ja) | 1986-01-20 | 1986-01-20 | 水平出力回路 |
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Family
ID=11678751
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61007912A Expired - Lifetime JPH0681267B2 (ja) | 1986-01-20 | 1986-01-20 | 水平出力回路 |
Country Status (2)
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| JP (1) | JPH0681267B2 (ja) |
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- 1987-01-20 US US07/005,238 patent/US4733141A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
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|---|---|
| US4733141A (en) | 1988-03-22 |
| JPS62166657A (ja) | 1987-07-23 |
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