JP3458961B2 - 偏向回路 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、テレビジョン受像機ま
たは他の同様な表示装置における陰極線管（ＣＲＴ）の
偏向回路に関する。 【０００２】 【発明の背景】種々のカラーテレビジョン受像機に用い
られる典型的な水平偏向回路は水平発振器を含んでお
り、水平発振器は、偏向回路の出力段の出力トランジス
タの制御端子に、変成器を有する駆動段を介して結合さ
れる。駆動段は、更に１次巻線と２次巻線を有する結合
変成器を含んでいる。所定の偏向サイクルのトレース期
間の一部の間、結合変成器に貯えられた磁気エネルギは
フライバック状態で巻線電流を発生し、巻線電流が結合
変成器の２次巻線に流れ、出力トランジスタの順方向ベ
ース電流を形成する。順方向ベース電流は偏向出力トラ
ンジスタを駆動して飽和状態にする。 【０００３】このような水平偏向出力段において、偏向
巻線はリトレースコンデンサに結合され、偏向サイクル
のリトレース期間の間、リトレース共振回路を形成す
る。水平出力トランジスタは、水平発振器の出力から発
生される、偏向周波数に関連する周波数で結合変成器の
２次巻線の電流に応答する。出力トランジスタのコレク
タはリトレース共振回路に結合され、偏向巻線に偏向電
流を発生する。フライバック変成器の１次巻線は、Ｂ＋
供給電圧と出力トランジスタのコレクタの間に結合され
る。トレース期間の一部の間、偏向電流とフライバック
変成器の１次電流は出力トランジスタのコレクタに流れ
る。 【０００４】出力トランジスタの切換え動作の結果とし
て、フライバック変成器の２次巻線に発生したフライバ
ックパルス電圧は、整流されフィルタコンデンサに供給
されて、テレビジョン受像機の種々の段を働かせるため
に用いられる出力供給電圧を発生する。 【０００５】従来技術による構成では、Ｂ＋電源回路を
簡単にするためにＢ＋供給電圧は、待機動作モードの間
と通常の“ラン”（ｒｕｎ）実行動作モードの間の両方
で発生される。出力トランジスタの切換え動作を可能に
するために、水平発振器の出力から発生されて出力トラ
ンジスタのベースに供給される電流は、オン／オフ制御
信号の制御の下で可能にされる。オン／オフ制御信号
は、例えば、リモートコントロール受信機から出力トラ
ンジスタの切換え動作を可能にするように供給される。
待機動作モードから通常の実行動作モードに遷移する期
間の直前に、出力トランジスタのベース電流がまだ不能
にされているとき、各フィルタコンデンサは完全に放電
されている。遷移期間内のフライバック期間の間、放電
されたフィルタコンデンサはフライバック変成器に対し
て重負荷となる。 【０００６】前述の遷移期間の間、出力トランジスタは
各サイクル期間に、実行動作モードの場合と同じ長さの
時間、導通していると仮定する。この状態は、２分の１
以上の衝撃係数を有する導通と呼ばれる。この場合、ま
だ十分に充電されてないフィルタコンデンサが重負荷と
なるため、出力トランジスタが導通している各サイクル
の期間の間に出力トランジスタのコレクタ電流が過大に
なり、このような過大なコレクタ電流は出力トランジス
タを損傷するかも知れず、このような過大電流を防止す
ることが望ましい。 【０００７】従来技術の駆動段では、駆動変成器の巻線
は出力トランジスタのコレクタ電流の電流通路に結合さ
れている。出力トランジスタが導通しているサイクルの
部分において、出力トランジスタのコレクタ電流は傾斜
状に上昇する。傾斜状に上昇するコレクタ電流は結合変
成器を介して出力トランジスタのベースへ正帰還状に戻
される。その結果、傾斜状に上昇するベース電流が発生
される。正帰還されるので、コレクタ電流は、上述の遷
移期間の間に正帰還が行われない場合よりも多く増加す
る。従って、このような正帰還が利用されるときには、
遷移期間の間、出力トランジスタのコレクタ電流を制限
することが望ましい。 【０００８】 【発明の概要】本発明の特徴を具体化する偏向回路は入
力供給電圧源を含んでおり、入力供給電圧は少なくとも
待機動作モードに続く遷移期間の間および実行動作モー
ド期間の間に発生される。供給インダクタンスは供給電
圧源に結合される。偏向巻線はリトレースコンデンサに
結合され、偏向サイクルのリトレース期間の間、リトレ
ース共振回路を形成する。第１の制御信号は偏向周波数
に関連する周波数で発生される。第１の切換えトランジ
スタは、第１の制御信号に応答し、共振回路と供給イン
ダクタンスとに結合され、遷移期間の間および実行動作
モード期間の間、周期的に切換え動作を行う。偏向電流
は偏向巻線に発生され、フライバックパルス電圧は、切
換え動作が起こったとき、供給インダクタンスに発生さ
れる。第１の切換えトランジスタの衝撃係数は、実行動
作モード期間の間の衝撃係数に比べて遷移期間の間の衝
撃係数をかなり小さくするよう制御される。衝撃係数を
小さくすると、緩やかな始動が行われ、且つ、遷移期間
の間、第１の切換えトランジスタにおける過大電流が防
止される。特許請求の範囲に記載された事項と実施例と
の対応関係を、図面で使われている参照符号で示すと次
の通りである。 （請求項１） オン／オフ制御信号（ＳＴＢＹ）により
開始され、待機動作モードの後に続く少なくとも遷移期
間の間および実行動作モードの間に発生される入力供給
電圧源（Ｂ＋）と、 前記供給電圧源に結合されるインダ
クタンス（Ｔ２ａ）と、 リトレースコンデンサ（Ｃ４）
に結合され、偏向サイクルのリトレース期間の間リトレ
ース共振回路（１０１）を形成する偏向巻線（Ｌ H ）
と、 偏向周波数に関連する周波数で第１の制御信号（Ｉ
b2 ）を発生する手段（Ｑ３、Ｑ１、Ｔ１）と、 前記第１
の制御信号（Ｉ b2 ）に応答し、前記共振回路（１０１）
と前記インダクタンス（Ｔ２ａ）に結合され、前記遷移
期間の間および前記実行動作モードの間に周期的に切換
え動作を行い、切換え動作が起こるとき、前記偏向巻線
中（Ｌ H ）に偏向電流（Ｉ H ）を発生して前記インダクタ
ンス（Ｔ２ａ）中にフライバッ クパルス電圧（Ｖ C2 ）を
発生する切換えトランジスタ（Ｑ２）と、 前記第１の制
御信号（Ｉ b2 ）の衝撃係数を制御するための手段（１０
２）と、 前記待機動作モードの間、前記衝撃係数を第１
の値に設定する手段（Ｒ２０、Ｒ４０）と、 前記実行動
作モードの間、前記衝撃係数を第２の値に設定する手段
（Ｒ５０、Ｒ６０）と、 第１のスイッチ手段（ＣＲ１）
と、前記衝撃係数を第１の値に設定する手段（Ｒ２０、
Ｒ４０）と、第２のスイッチ手段（ＣＲ２）とが、この
順序で直列に接続されている手段であって、前記オン／
オフ制御信号（ＳＴＢＹ）に応答して、前記待機動作モ
ードの後に続く前記遷移期間の間、前記衝撃係数を前記
第１の値から前記第２の値に徐々に増大させる手段（２
００）とを具えた、ビデオ表示装置の偏向回路。 【０００９】 【実施例】図１は、テレビジョン受像機の水平偏向回路
出力段１０１の切換え出力トランジスタＱ２を駆動する
駆動段１００を示す。図２の位相制御段１０２の中に含
まれる水平発振器は出力信号ＶＯＳＣを発生する。信号
ＶＯＳＣは水平周波数が２×ｆＨで、約３２ｋＨｚであ
る。信号ＶＯＳＣはエミッタホロワトランジスタＱ３を
経て、駆動トランジスタＱ１のベース電極に結合され
る。周波数ｆＨ（約１６ｋＨｚ）は、例えば、ＮＴＳＣ
標準における水平偏向周波数である。従って、周波数２
×ｆＨは１６ｋＨｚよりもかなり高い。位相制御段１０
２の発振器は、リモートコントロール受信機３００で発
生される図２のオン／オフ制御信号により制御される。
待機期間の間、オン／オフ信号が“オフ”状態にあると
き、図１のトランジスタは持続的にオンにされ、トラン
ジスタＱ１を導通状態に保つ。 【００１０】図１のトランジスタＱ１のコレクタは結合
変成器Ｔ１の１次巻線Ｗ１の一方の端子に結合される。
巻線Ｗ１の他方の端子は、フィルタコンデンサＣ１によ
り大地にバイパスされ、また電流制限抵抗Ｒ１を介して
供給電圧源Ｖ＋に結合され、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１
はリプルフィルタを形成する。変成器Ｔ１の２次巻線Ｗ
２は、トランジスタＱ２のベース／エミッタ接合部と抵
抗Ｒ４に結合される。巻線Ｗ２と抵抗Ｒ４とトランジス
タＱ２のエミッタの接続点で結合される接続端子１０１
ａは、変成器Ｔ１の巻線Ｗ３の一方の端子に結合され
る。巻線Ｗ３の他方の端子は接地される。 【００１１】トランジスタＱ２のコレクタは、ダイオー
ドＤ３と直列に、水平偏向回路１０３の普通のダンパー
ダイオードＤ２に結合される。回路１０３には、水平偏
向巻線ＬＨ、リトレースコンデンサＣ４、トレースコン
デンサＣＳ、直線性コイルＬＩＮ、および既知の方法で
結合されるスナバ抵抗Ｒ５が含まれている。図１の巻線
ＬＨは、例えば、投射型テレビジョン受像機内の３個の
陰極線管に並列に結合される３個の水平偏向巻線（図示
せず）を表わす。ダイオードＤ３は、逆コレクタ電流が
トランジスタＱ２および巻線Ｗ２またはＷ３に流れ込む
のを防止する。 【００１２】供給電圧Ｂ＋は、水平フライバック変成器
Ｔ２の巻線Ｔ２ａを介して水平偏向回路１０３に結合さ
れる。リトレースすなわちフライバック期間の間、回路
１０３は、コンデンサＣ４、巻線ＬＨおよび巻線ＬＩＮ
を含むリトレース共振回路を形成する。フライバックす
なわちリトレース期間の間、フライバックパルス電圧は
変成器Ｔ２の種々の巻線に発生され、コンデンサＣＵの
ようなフィルタコンデンサを充電し、アルタ（ｕｌｔｏ
ｒ）電極に結合される電圧ＵＬＴＯＲのような供給電圧
を発生する。トレース期間の間、回路１０３は、トレー
スコンデンサＣＳと巻線ＬＨを含むトレース共振回路を
形成し、巻線Ｔ２ａ内のコレクタ電流Ｉｃ２は上向きに
傾斜しつつある。トレース期間の間、トランジスタＱ２
は導通しており、巻線Ｔ２ｃはトレース電圧を発生し、
トレース電圧は整流器Ｄ５を介してコンデンサＣＴに結
合される。整流器Ｄ５はトレース期間の間導通してい
る。例えば、＋２４Ｖの供給電圧がコンデンサＣＴに発
生され、受像機内の負荷回路に供給される。電源回路を
簡単にするために、電圧Ｂ＋とＶ＋は、通常の方法（図
示せず）で待機モードと実行動作モードの両方で発生さ
れる。 【００１３】図３のａ〜ｄは、図１と図２の回路の実行
動作モードの動作を説明するのに役立つ、理想波形また
は近似波形を実線で示す。破線で示す波形は、待機モー
ドから実行動作モードの動作に遷移する期間に関連す
る。図１、図２および図３のａ〜ｄにおける類似した記
号および数字は類似した要素または機能を示す。 【００１４】通常の実行動作モードの動作において、図
１の駆動トランジスタＱ１は、時刻ｔ１まで、図３のａ
の信号ＶＯＳＣが正になる結果として導通しており、図
１のトランジスタＱ２は非導通となる。トランジスタＱ
１のコレクタ電流Ｉｃ１により供給される磁気エネルギ
は巻線Ｗ１に貯えられる。図３のａの時刻ｔ１〜ｔ３の
期間の間、トランジスタＱ１がオフになる時、貯えられ
たエネルギは図１の巻線Ｗ２にトランジスタＱ２の順方
向ベース電流Ｉｂ２を発生する。ベース電流Ｉｂ２は、
偏向トランジスタＱ２をオンにするのに十分であり且つ
図３のｂの時刻ｔ２までトランジスタＱ２を飽和状態に
保つのに十分である。 【００１５】トレース前半の後の部分、ｔ１〜ｔ２の期
間の間、電流Ｉｂ２の振幅はほぼ一定のままである。そ
の理由は、図１の巻線Ｗ２とＷ３がトランジスタＱ２の
ベース／エミッタ接合部の低インピーダンスにより重く
負荷されているためである。時刻ｔ２で、図１の偏向巻
線ＬＨ内の偏向電流ＩＨは極性を反転する。図１の回路
１０３の偏向巻線ＬＨ内およびフライバック変成器巻線
Ｔ２ａ内で電流が反転する結果として、図３のｃの時刻
ｔ２後、コレクタ電流Ｉｃ２は図１のトランジスタＱ２
の中を上向き傾斜状に流れる。 【００１６】上向き傾向コレクタ電流Ｉｃ２は、図１の
巻線Ｗ３を通るエミッタ電流として流れ、電流変成器Ｔ
１を介して、巻線Ｗ２とＷ３の巻数比Ｎ２対Ｎ３に従っ
てトランジスタＱ２のベースに結合される。変成器を介
して結合されるコレクタ電流Ｉｃ２は、コレクタ電流Ｉ
ｃ２が上向き傾斜しているトレースの後半、ｔ２〜ｔ３
の期間の間、トランジスタＱ２の上向き傾斜順方向ベー
ス電流Ｉｂ２の大部分を供給する。トランジスタＱ２の
ベース／エミッタ接合部は巻線Ｗ２の両端間に非常に低
いインピーダンスを形成する。従って、巻線Ｗ３の電流
を巻線Ｗ２に結合させるために、理想的な電流変成器と
同様な性能が変成器Ｔ１において得られる。巻線Ｗ２と
巻線Ｗ３間で必要とされる巻数比はトランジスタＱ２の
電流利得ｈＦＥにより決定される。電流利得ｈＦＥは、
例えば、４および７の許容範囲内にある。 【００１７】上向き傾斜ベース電流は、電流Ｉｃ２に比
例し、図３のｂの時刻ｔ２後に初めて図１の巻線Ｗ２内
に誘起される。図３のｃに示す、変成器を介して結合さ
れる上向き傾斜電流Ｉｃ２は、図１の変成器Ｔ１に貯え
られた磁気エネルギによりすでに供給されている上述の
電流に加えられ、図３のｂの上向き傾斜ベース電流Ｉ
ｂ２を形成する。ｔ２〜ｔ３の期間の間、ベース電流Ｉ
ｂ２は、主として図３のｃの電流Ｉｃ２から得られる。
図３のｂの電流Ｉｂ２の変化率により、図３のｃの上向
き傾斜コレクタ電流Ｉｃ２を有する図１の偏向トランジ
スタＱ２に必要なベース電流はぴったりと追従される。
図１のトランジスタＱ２のカットオフは、図３のｃの時
刻ｔ３で開始され、このとき図１のトランジスタＱ１
は、本文中に参考とされているブルノイ−ヘニグ氏名儀
の“ビデオ装置における偏向ドライバ”という名称の出
願係属中の米国特許出願第４８１，４２６号で説明され
ているように、スイッチされて飽和状態となる。 【００１８】図２のオン／オフ信号はオン／オフ・トラ
ンジスタ・スイッチＱ４のベースに結合される。トラン
ジスタＱ４のコレクタはプルアップ抵抗Ｒ１０を介し
て、ツエナダイオードＺ１２に発生される＋１２ボルト
の電圧ＶＣＣに結合される。ツエナダイオードＺ１２に
おける＋１２ボルトの電圧は、待機モードと実行動作モ
ードの両モードにおいて電圧Ｖ＋から発生される。待機
モードにおいて、トランジスタＱ４が非導通の時、トラ
ンジスタＱ４のコレクタ電圧ＳＴＢＹは約＋９．５ボル
トである。従って、トランジスタＱ５は導通しており、
待機モードの期間の間ずっとトランジスタＱ１をオンに
して、トランジスタＱ２の切換え動作を防止する。 【００１９】図２の位相制御段１０２（例えば、モトロ
ーラ社製のよく知られた集積回路ＩＣ ＭＣ１３９１に
より実現される）は、ビデオ検波器（図示せず）から得
られる水平同期パルスで同期化される２ループシステム
の普通の位相ロックループ回路から周波数２×ｆＨの同
期信号ＳＹＮＣを受け取る。また、位相制御段１０２は
変成器Ｔ２で発生される帰還信号ＦＬＹＢＡＣＫを受け
取る。位相制御段１０２は信号ＶＯＳＣを発生し、２ル
ープシステムの位相制御ループを形成する。 【００２０】集積回路ＭＣ１３９１の端子における電圧
ＶＤＣの一部分は、抵抗Ｒ６０と直列の抵抗Ｒ５０によ
り形成される分圧器により発生される。端子Ｍ／Ｓにお
ける電圧ＶＤＣは信号ＶＯＳＣの衝撃係数を制御する。
抵抗Ｒ５０とＲ６０の直列構成は、＋１２ボルトの供給
電圧ＶＣＣと大地との間に結合され、実行動作モードの
間、信号ＶＯＳＣの衝撃係数（２分の１より大きい）を
確立する。衝撃係数は、一定の周期の内でトランジスタ
Ｑ２が導通している期間とその周期全体の長さとの割合
により定められる。電圧ＶＣＣはツエナダイオードＺ１
２によって供給電圧Ｖ＋から発生される。ツエナダイオ
ードＺ１２は、待機モードおよび実行動作モードの間電
圧ＶＣＣを発生し、電圧ＶＣＣは位相制御段１０２のＩ
Ｃ１３５９の電源ともなる。 【００２１】本発明の特徴を具体化する回路構成２００
は、直列に結合されるダイオードＣＲ１と抵抗Ｒ２０と
抵抗Ｒ４０とダイオードＣＲ２を含んでおり、待機モー
ド中にのみ発生される電圧ＳＴＢＹを位相制御段１０２
のＩＣ ＭＣ１３９１の入力端子Ｍ／Ｓに結合させる。
その結果、入力端子Ｍ／Ｓにおける衝撃係数制御電圧Ｖ
ＤＣは、通常の実行動作モードのときよりも正方向に大
きくなる。 【００２２】オン／オフ信号が“オン”状態に変わり、
遷移期間が開始すると、電圧ＳＴＢＹはゼロになり、ト
ランジスタＱ４は導通し、図１の抑止トランジスタＱ５
は非導通となる。従って、トランジスタＱ１のベースへ
の信号ＶＯＳＣの結合が可能となり、トランジスタＱ２
において切換え動作が開始される。 【００２３】遷移期間の開始前、端子Ｍ／Ｓの電圧は実
行動作モードのときより大きく、信号ＶＯＳＣの衝撃係
数は５０％よりかなり小さく（例えば、８％に）なる。
待機モード期間の間に電圧ＳＴＢＹにより充電されるコ
ンデンサＣ１０および抵抗Ｒ３０は並列回路を形成し、
抵抗Ｒ２０とＲ４０との接続点に結合される。 【００２４】発明の特徴を具体化するに当り、遷移期間
の初めにおける信号ＶＯＳＣの衝撃係数は、通常の実行
動作モードのときよりもかなり小さく（例えば、８％
に）なるよう、回路構成２００により制御される。これ
を行う目的は、トランジスタＱ２のコレクタ電流Ｉｃ２
が遷移期間の間に過大になる傾向を減じるためである。
トランジスタＱ２のコレクタ電流が過大になる傾向が生
じるのは、フィルタコンデンサおよび容量性負荷（この
うちコンデンサＣＵとＣＴのみを図示する）は遷移期間
以前に完全に放電されているからである。例えば、遷移
期間の初めにフィルタコンデンサＣＴは完全に放電して
いるので、コンデンサＣＴが充電されるまで、変成器Ｔ
２に関して短絡を形成する。その結果、巻線Ｔ２Ｃ内の
電流ｉＴ２ｃはトランジスタＱ２が初めてオンになると
き高い値を有する。巻線Ｔ２ｃとＴ２ａの結合がきつい
ので、電流Ｉｃ２のうち巻線Ｔ２ａを流れる部分は高い
変化率で増加する。トランジスタＱ２の衝撃係数が、実
行動作モードのときと同じようにかなり大きければ、電
流Ｔｃ２の最大値は２７Ａのような過大な値となるであ
ろう。 【００２５】変成器Ｔ１を通る正帰還のゆえに、コレク
タ電流が非常に高いレベルにあっても、トランジスタＱ
２内でベース電流Ｉｂ２は飽和状態を保持することがで
きる。有利なことに、遷移期間の間に回路構成２００に
より信号ＶＯＳＣの衝撃係数を減じると、トランジスタ
Ｑ２内のコレクタ電流が過大になる傾向が減少する。従
って、遷移期間の間、信号ＶＯＳＣの衝撃係数をかなり
小さくしておくことにより、フィルタコンデンサはより
長い期間にわたって充電され、最大コレクタ電流Ｉｃ２
は、２４Ａ（これはトランジスタＱ２に許容される最大
電流）よりも小さな値に保たれる。２４Ａと比較して、
電流Ｉｃ２は、実行動作モードの間、最大９．５Ａであ
る。その結果、緩始動が行われる。 【００２６】遷移期間の間、コンデンサＣ１０は、ダイ
オードＣＲ１を介して、導通トランジスタＱ４から減結
合される。従って、コンデンサＣ１０は抵抗Ｒ３０を介
してゆっくりと放電し、コンデンサＣＴのようなフィル
タコンデンサが充電されるまで、衝撃係数は十分に小さ
く保たれる。コンデンサＣ１０の電圧が減少すると、端
子Ｍ／Ｓの電圧ＶＤＣも減少し、信号ＶＯＳＣおよびト
ランジスタＱ２の衝撃係数は次第に増加する。有利なこ
とに、コンデンサＣ１０の電圧がダイオードＣＲ２を非
導通にさせるレベルまで減少すると、端子Ｍ／Ｓの電圧
は、抵抗Ｒ５０とＲ６０によって決定される実行動作モ
ードのレベルになる。従って、実行動作モードでは回路
構成２００は信号ＶＯＳＣの衝撃係数に少しも影響を及
ぼさない。 【００２７】図４のａ〜ｄは、それぞれ以下に述べる動
作状態の下で、オン／オフ信号が“オン”状態に変化し
た直後の、最初の周期とそれに続く周期の間の図１のコ
レクタ電流１ｃ２の波形を示す。 【００２８】図４のａとｂの波形は、図２に示すように
抵抗Ｒ２０の値が４７０Ωのときに得られる。この場
合、緩始動を行うために、信号ＶＯＳＣの上述の衝撃係
数８％は遷移期間の初めに得られる。 【００２９】図４のｃの波形は、図２の括弧内に示すよ
うに、抵抗Ｒ２の値が４７０Ωでなく１０Ωのときに得
られるものである。その結果、図４のＣの電流Ｉｃ２の
衝撃係数は、かなり小さな値から次第に増加する。この
ような回路構成では、図２の信号ＶＯＳＣは待機モード
の間に発生されない。その結果、電流Ｉｃ２の最大値１
２Ａは、抵抗Ｒ２０が４７０Ωのときの値２２Ａよりも
小さい。 【００３０】図４のｄの波形は、緩始動の特徴を排除す
るために、図２のダイオードＣＲ２を除去した場合に得
られる。その結果、Ｉｃ２の最大電流２７Ａは、不都合
なほど過大であり、遷移期間の間、Ｉｃ２の衝撃係数は
５０％よりも大きくなる。
たは他の同様な表示装置における陰極線管（ＣＲＴ）の
偏向回路に関する。 【０００２】 【発明の背景】種々のカラーテレビジョン受像機に用い
られる典型的な水平偏向回路は水平発振器を含んでお
り、水平発振器は、偏向回路の出力段の出力トランジス
タの制御端子に、変成器を有する駆動段を介して結合さ
れる。駆動段は、更に１次巻線と２次巻線を有する結合
変成器を含んでいる。所定の偏向サイクルのトレース期
間の一部の間、結合変成器に貯えられた磁気エネルギは
フライバック状態で巻線電流を発生し、巻線電流が結合
変成器の２次巻線に流れ、出力トランジスタの順方向ベ
ース電流を形成する。順方向ベース電流は偏向出力トラ
ンジスタを駆動して飽和状態にする。 【０００３】このような水平偏向出力段において、偏向
巻線はリトレースコンデンサに結合され、偏向サイクル
のリトレース期間の間、リトレース共振回路を形成す
る。水平出力トランジスタは、水平発振器の出力から発
生される、偏向周波数に関連する周波数で結合変成器の
２次巻線の電流に応答する。出力トランジスタのコレク
タはリトレース共振回路に結合され、偏向巻線に偏向電
流を発生する。フライバック変成器の１次巻線は、Ｂ＋
供給電圧と出力トランジスタのコレクタの間に結合され
る。トレース期間の一部の間、偏向電流とフライバック
変成器の１次電流は出力トランジスタのコレクタに流れ
る。 【０００４】出力トランジスタの切換え動作の結果とし
て、フライバック変成器の２次巻線に発生したフライバ
ックパルス電圧は、整流されフィルタコンデンサに供給
されて、テレビジョン受像機の種々の段を働かせるため
に用いられる出力供給電圧を発生する。 【０００５】従来技術による構成では、Ｂ＋電源回路を
簡単にするためにＢ＋供給電圧は、待機動作モードの間
と通常の“ラン”（ｒｕｎ）実行動作モードの間の両方
で発生される。出力トランジスタの切換え動作を可能に
するために、水平発振器の出力から発生されて出力トラ
ンジスタのベースに供給される電流は、オン／オフ制御
信号の制御の下で可能にされる。オン／オフ制御信号
は、例えば、リモートコントロール受信機から出力トラ
ンジスタの切換え動作を可能にするように供給される。
待機動作モードから通常の実行動作モードに遷移する期
間の直前に、出力トランジスタのベース電流がまだ不能
にされているとき、各フィルタコンデンサは完全に放電
されている。遷移期間内のフライバック期間の間、放電
されたフィルタコンデンサはフライバック変成器に対し
て重負荷となる。 【０００６】前述の遷移期間の間、出力トランジスタは
各サイクル期間に、実行動作モードの場合と同じ長さの
時間、導通していると仮定する。この状態は、２分の１
以上の衝撃係数を有する導通と呼ばれる。この場合、ま
だ十分に充電されてないフィルタコンデンサが重負荷と
なるため、出力トランジスタが導通している各サイクル
の期間の間に出力トランジスタのコレクタ電流が過大に
なり、このような過大なコレクタ電流は出力トランジス
タを損傷するかも知れず、このような過大電流を防止す
ることが望ましい。 【０００７】従来技術の駆動段では、駆動変成器の巻線
は出力トランジスタのコレクタ電流の電流通路に結合さ
れている。出力トランジスタが導通しているサイクルの
部分において、出力トランジスタのコレクタ電流は傾斜
状に上昇する。傾斜状に上昇するコレクタ電流は結合変
成器を介して出力トランジスタのベースへ正帰還状に戻
される。その結果、傾斜状に上昇するベース電流が発生
される。正帰還されるので、コレクタ電流は、上述の遷
移期間の間に正帰還が行われない場合よりも多く増加す
る。従って、このような正帰還が利用されるときには、
遷移期間の間、出力トランジスタのコレクタ電流を制限
することが望ましい。 【０００８】 【発明の概要】本発明の特徴を具体化する偏向回路は入
力供給電圧源を含んでおり、入力供給電圧は少なくとも
待機動作モードに続く遷移期間の間および実行動作モー
ド期間の間に発生される。供給インダクタンスは供給電
圧源に結合される。偏向巻線はリトレースコンデンサに
結合され、偏向サイクルのリトレース期間の間、リトレ
ース共振回路を形成する。第１の制御信号は偏向周波数
に関連する周波数で発生される。第１の切換えトランジ
スタは、第１の制御信号に応答し、共振回路と供給イン
ダクタンスとに結合され、遷移期間の間および実行動作
モード期間の間、周期的に切換え動作を行う。偏向電流
は偏向巻線に発生され、フライバックパルス電圧は、切
換え動作が起こったとき、供給インダクタンスに発生さ
れる。第１の切換えトランジスタの衝撃係数は、実行動
作モード期間の間の衝撃係数に比べて遷移期間の間の衝
撃係数をかなり小さくするよう制御される。衝撃係数を
小さくすると、緩やかな始動が行われ、且つ、遷移期間
の間、第１の切換えトランジスタにおける過大電流が防
止される。特許請求の範囲に記載された事項と実施例と
の対応関係を、図面で使われている参照符号で示すと次
の通りである。 （請求項１） オン／オフ制御信号（ＳＴＢＹ）により
開始され、待機動作モードの後に続く少なくとも遷移期
間の間および実行動作モードの間に発生される入力供給
電圧源（Ｂ＋）と、 前記供給電圧源に結合されるインダ
クタンス（Ｔ２ａ）と、 リトレースコンデンサ（Ｃ４）
に結合され、偏向サイクルのリトレース期間の間リトレ
ース共振回路（１０１）を形成する偏向巻線（Ｌ H ）
と、 偏向周波数に関連する周波数で第１の制御信号（Ｉ
b2 ）を発生する手段（Ｑ３、Ｑ１、Ｔ１）と、 前記第１
の制御信号（Ｉ b2 ）に応答し、前記共振回路（１０１）
と前記インダクタンス（Ｔ２ａ）に結合され、前記遷移
期間の間および前記実行動作モードの間に周期的に切換
え動作を行い、切換え動作が起こるとき、前記偏向巻線
中（Ｌ H ）に偏向電流（Ｉ H ）を発生して前記インダクタ
ンス（Ｔ２ａ）中にフライバッ クパルス電圧（Ｖ C2 ）を
発生する切換えトランジスタ（Ｑ２）と、 前記第１の制
御信号（Ｉ b2 ）の衝撃係数を制御するための手段（１０
２）と、 前記待機動作モードの間、前記衝撃係数を第１
の値に設定する手段（Ｒ２０、Ｒ４０）と、 前記実行動
作モードの間、前記衝撃係数を第２の値に設定する手段
（Ｒ５０、Ｒ６０）と、 第１のスイッチ手段（ＣＲ１）
と、前記衝撃係数を第１の値に設定する手段（Ｒ２０、
Ｒ４０）と、第２のスイッチ手段（ＣＲ２）とが、この
順序で直列に接続されている手段であって、前記オン／
オフ制御信号（ＳＴＢＹ）に応答して、前記待機動作モ
ードの後に続く前記遷移期間の間、前記衝撃係数を前記
第１の値から前記第２の値に徐々に増大させる手段（２
００）とを具えた、ビデオ表示装置の偏向回路。 【０００９】 【実施例】図１は、テレビジョン受像機の水平偏向回路
出力段１０１の切換え出力トランジスタＱ２を駆動する
駆動段１００を示す。図２の位相制御段１０２の中に含
まれる水平発振器は出力信号ＶＯＳＣを発生する。信号
ＶＯＳＣは水平周波数が２×ｆＨで、約３２ｋＨｚであ
る。信号ＶＯＳＣはエミッタホロワトランジスタＱ３を
経て、駆動トランジスタＱ１のベース電極に結合され
る。周波数ｆＨ（約１６ｋＨｚ）は、例えば、ＮＴＳＣ
標準における水平偏向周波数である。従って、周波数２
×ｆＨは１６ｋＨｚよりもかなり高い。位相制御段１０
２の発振器は、リモートコントロール受信機３００で発
生される図２のオン／オフ制御信号により制御される。
待機期間の間、オン／オフ信号が“オフ”状態にあると
き、図１のトランジスタは持続的にオンにされ、トラン
ジスタＱ１を導通状態に保つ。 【００１０】図１のトランジスタＱ１のコレクタは結合
変成器Ｔ１の１次巻線Ｗ１の一方の端子に結合される。
巻線Ｗ１の他方の端子は、フィルタコンデンサＣ１によ
り大地にバイパスされ、また電流制限抵抗Ｒ１を介して
供給電圧源Ｖ＋に結合され、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１
はリプルフィルタを形成する。変成器Ｔ１の２次巻線Ｗ
２は、トランジスタＱ２のベース／エミッタ接合部と抵
抗Ｒ４に結合される。巻線Ｗ２と抵抗Ｒ４とトランジス
タＱ２のエミッタの接続点で結合される接続端子１０１
ａは、変成器Ｔ１の巻線Ｗ３の一方の端子に結合され
る。巻線Ｗ３の他方の端子は接地される。 【００１１】トランジスタＱ２のコレクタは、ダイオー
ドＤ３と直列に、水平偏向回路１０３の普通のダンパー
ダイオードＤ２に結合される。回路１０３には、水平偏
向巻線ＬＨ、リトレースコンデンサＣ４、トレースコン
デンサＣＳ、直線性コイルＬＩＮ、および既知の方法で
結合されるスナバ抵抗Ｒ５が含まれている。図１の巻線
ＬＨは、例えば、投射型テレビジョン受像機内の３個の
陰極線管に並列に結合される３個の水平偏向巻線（図示
せず）を表わす。ダイオードＤ３は、逆コレクタ電流が
トランジスタＱ２および巻線Ｗ２またはＷ３に流れ込む
のを防止する。 【００１２】供給電圧Ｂ＋は、水平フライバック変成器
Ｔ２の巻線Ｔ２ａを介して水平偏向回路１０３に結合さ
れる。リトレースすなわちフライバック期間の間、回路
１０３は、コンデンサＣ４、巻線ＬＨおよび巻線ＬＩＮ
を含むリトレース共振回路を形成する。フライバックす
なわちリトレース期間の間、フライバックパルス電圧は
変成器Ｔ２の種々の巻線に発生され、コンデンサＣＵの
ようなフィルタコンデンサを充電し、アルタ（ｕｌｔｏ
ｒ）電極に結合される電圧ＵＬＴＯＲのような供給電圧
を発生する。トレース期間の間、回路１０３は、トレー
スコンデンサＣＳと巻線ＬＨを含むトレース共振回路を
形成し、巻線Ｔ２ａ内のコレクタ電流Ｉｃ２は上向きに
傾斜しつつある。トレース期間の間、トランジスタＱ２
は導通しており、巻線Ｔ２ｃはトレース電圧を発生し、
トレース電圧は整流器Ｄ５を介してコンデンサＣＴに結
合される。整流器Ｄ５はトレース期間の間導通してい
る。例えば、＋２４Ｖの供給電圧がコンデンサＣＴに発
生され、受像機内の負荷回路に供給される。電源回路を
簡単にするために、電圧Ｂ＋とＶ＋は、通常の方法（図
示せず）で待機モードと実行動作モードの両方で発生さ
れる。 【００１３】図３のａ〜ｄは、図１と図２の回路の実行
動作モードの動作を説明するのに役立つ、理想波形また
は近似波形を実線で示す。破線で示す波形は、待機モー
ドから実行動作モードの動作に遷移する期間に関連す
る。図１、図２および図３のａ〜ｄにおける類似した記
号および数字は類似した要素または機能を示す。 【００１４】通常の実行動作モードの動作において、図
１の駆動トランジスタＱ１は、時刻ｔ１まで、図３のａ
の信号ＶＯＳＣが正になる結果として導通しており、図
１のトランジスタＱ２は非導通となる。トランジスタＱ
１のコレクタ電流Ｉｃ１により供給される磁気エネルギ
は巻線Ｗ１に貯えられる。図３のａの時刻ｔ１〜ｔ３の
期間の間、トランジスタＱ１がオフになる時、貯えられ
たエネルギは図１の巻線Ｗ２にトランジスタＱ２の順方
向ベース電流Ｉｂ２を発生する。ベース電流Ｉｂ２は、
偏向トランジスタＱ２をオンにするのに十分であり且つ
図３のｂの時刻ｔ２までトランジスタＱ２を飽和状態に
保つのに十分である。 【００１５】トレース前半の後の部分、ｔ１〜ｔ２の期
間の間、電流Ｉｂ２の振幅はほぼ一定のままである。そ
の理由は、図１の巻線Ｗ２とＷ３がトランジスタＱ２の
ベース／エミッタ接合部の低インピーダンスにより重く
負荷されているためである。時刻ｔ２で、図１の偏向巻
線ＬＨ内の偏向電流ＩＨは極性を反転する。図１の回路
１０３の偏向巻線ＬＨ内およびフライバック変成器巻線
Ｔ２ａ内で電流が反転する結果として、図３のｃの時刻
ｔ２後、コレクタ電流Ｉｃ２は図１のトランジスタＱ２
の中を上向き傾斜状に流れる。 【００１６】上向き傾向コレクタ電流Ｉｃ２は、図１の
巻線Ｗ３を通るエミッタ電流として流れ、電流変成器Ｔ
１を介して、巻線Ｗ２とＷ３の巻数比Ｎ２対Ｎ３に従っ
てトランジスタＱ２のベースに結合される。変成器を介
して結合されるコレクタ電流Ｉｃ２は、コレクタ電流Ｉ
ｃ２が上向き傾斜しているトレースの後半、ｔ２〜ｔ３
の期間の間、トランジスタＱ２の上向き傾斜順方向ベー
ス電流Ｉｂ２の大部分を供給する。トランジスタＱ２の
ベース／エミッタ接合部は巻線Ｗ２の両端間に非常に低
いインピーダンスを形成する。従って、巻線Ｗ３の電流
を巻線Ｗ２に結合させるために、理想的な電流変成器と
同様な性能が変成器Ｔ１において得られる。巻線Ｗ２と
巻線Ｗ３間で必要とされる巻数比はトランジスタＱ２の
電流利得ｈＦＥにより決定される。電流利得ｈＦＥは、
例えば、４および７の許容範囲内にある。 【００１７】上向き傾斜ベース電流は、電流Ｉｃ２に比
例し、図３のｂの時刻ｔ２後に初めて図１の巻線Ｗ２内
に誘起される。図３のｃに示す、変成器を介して結合さ
れる上向き傾斜電流Ｉｃ２は、図１の変成器Ｔ１に貯え
られた磁気エネルギによりすでに供給されている上述の
電流に加えられ、図３のｂの上向き傾斜ベース電流Ｉ
ｂ２を形成する。ｔ２〜ｔ３の期間の間、ベース電流Ｉ
ｂ２は、主として図３のｃの電流Ｉｃ２から得られる。
図３のｂの電流Ｉｂ２の変化率により、図３のｃの上向
き傾斜コレクタ電流Ｉｃ２を有する図１の偏向トランジ
スタＱ２に必要なベース電流はぴったりと追従される。
図１のトランジスタＱ２のカットオフは、図３のｃの時
刻ｔ３で開始され、このとき図１のトランジスタＱ１
は、本文中に参考とされているブルノイ−ヘニグ氏名儀
の“ビデオ装置における偏向ドライバ”という名称の出
願係属中の米国特許出願第４８１，４２６号で説明され
ているように、スイッチされて飽和状態となる。 【００１８】図２のオン／オフ信号はオン／オフ・トラ
ンジスタ・スイッチＱ４のベースに結合される。トラン
ジスタＱ４のコレクタはプルアップ抵抗Ｒ１０を介し
て、ツエナダイオードＺ１２に発生される＋１２ボルト
の電圧ＶＣＣに結合される。ツエナダイオードＺ１２に
おける＋１２ボルトの電圧は、待機モードと実行動作モ
ードの両モードにおいて電圧Ｖ＋から発生される。待機
モードにおいて、トランジスタＱ４が非導通の時、トラ
ンジスタＱ４のコレクタ電圧ＳＴＢＹは約＋９．５ボル
トである。従って、トランジスタＱ５は導通しており、
待機モードの期間の間ずっとトランジスタＱ１をオンに
して、トランジスタＱ２の切換え動作を防止する。 【００１９】図２の位相制御段１０２（例えば、モトロ
ーラ社製のよく知られた集積回路ＩＣ ＭＣ１３９１に
より実現される）は、ビデオ検波器（図示せず）から得
られる水平同期パルスで同期化される２ループシステム
の普通の位相ロックループ回路から周波数２×ｆＨの同
期信号ＳＹＮＣを受け取る。また、位相制御段１０２は
変成器Ｔ２で発生される帰還信号ＦＬＹＢＡＣＫを受け
取る。位相制御段１０２は信号ＶＯＳＣを発生し、２ル
ープシステムの位相制御ループを形成する。 【００２０】集積回路ＭＣ１３９１の端子における電圧
ＶＤＣの一部分は、抵抗Ｒ６０と直列の抵抗Ｒ５０によ
り形成される分圧器により発生される。端子Ｍ／Ｓにお
ける電圧ＶＤＣは信号ＶＯＳＣの衝撃係数を制御する。
抵抗Ｒ５０とＲ６０の直列構成は、＋１２ボルトの供給
電圧ＶＣＣと大地との間に結合され、実行動作モードの
間、信号ＶＯＳＣの衝撃係数（２分の１より大きい）を
確立する。衝撃係数は、一定の周期の内でトランジスタ
Ｑ２が導通している期間とその周期全体の長さとの割合
により定められる。電圧ＶＣＣはツエナダイオードＺ１
２によって供給電圧Ｖ＋から発生される。ツエナダイオ
ードＺ１２は、待機モードおよび実行動作モードの間電
圧ＶＣＣを発生し、電圧ＶＣＣは位相制御段１０２のＩ
Ｃ１３５９の電源ともなる。 【００２１】本発明の特徴を具体化する回路構成２００
は、直列に結合されるダイオードＣＲ１と抵抗Ｒ２０と
抵抗Ｒ４０とダイオードＣＲ２を含んでおり、待機モー
ド中にのみ発生される電圧ＳＴＢＹを位相制御段１０２
のＩＣ ＭＣ１３９１の入力端子Ｍ／Ｓに結合させる。
その結果、入力端子Ｍ／Ｓにおける衝撃係数制御電圧Ｖ
ＤＣは、通常の実行動作モードのときよりも正方向に大
きくなる。 【００２２】オン／オフ信号が“オン”状態に変わり、
遷移期間が開始すると、電圧ＳＴＢＹはゼロになり、ト
ランジスタＱ４は導通し、図１の抑止トランジスタＱ５
は非導通となる。従って、トランジスタＱ１のベースへ
の信号ＶＯＳＣの結合が可能となり、トランジスタＱ２
において切換え動作が開始される。 【００２３】遷移期間の開始前、端子Ｍ／Ｓの電圧は実
行動作モードのときより大きく、信号ＶＯＳＣの衝撃係
数は５０％よりかなり小さく（例えば、８％に）なる。
待機モード期間の間に電圧ＳＴＢＹにより充電されるコ
ンデンサＣ１０および抵抗Ｒ３０は並列回路を形成し、
抵抗Ｒ２０とＲ４０との接続点に結合される。 【００２４】発明の特徴を具体化するに当り、遷移期間
の初めにおける信号ＶＯＳＣの衝撃係数は、通常の実行
動作モードのときよりもかなり小さく（例えば、８％
に）なるよう、回路構成２００により制御される。これ
を行う目的は、トランジスタＱ２のコレクタ電流Ｉｃ２
が遷移期間の間に過大になる傾向を減じるためである。
トランジスタＱ２のコレクタ電流が過大になる傾向が生
じるのは、フィルタコンデンサおよび容量性負荷（この
うちコンデンサＣＵとＣＴのみを図示する）は遷移期間
以前に完全に放電されているからである。例えば、遷移
期間の初めにフィルタコンデンサＣＴは完全に放電して
いるので、コンデンサＣＴが充電されるまで、変成器Ｔ
２に関して短絡を形成する。その結果、巻線Ｔ２Ｃ内の
電流ｉＴ２ｃはトランジスタＱ２が初めてオンになると
き高い値を有する。巻線Ｔ２ｃとＴ２ａの結合がきつい
ので、電流Ｉｃ２のうち巻線Ｔ２ａを流れる部分は高い
変化率で増加する。トランジスタＱ２の衝撃係数が、実
行動作モードのときと同じようにかなり大きければ、電
流Ｔｃ２の最大値は２７Ａのような過大な値となるであ
ろう。 【００２５】変成器Ｔ１を通る正帰還のゆえに、コレク
タ電流が非常に高いレベルにあっても、トランジスタＱ
２内でベース電流Ｉｂ２は飽和状態を保持することがで
きる。有利なことに、遷移期間の間に回路構成２００に
より信号ＶＯＳＣの衝撃係数を減じると、トランジスタ
Ｑ２内のコレクタ電流が過大になる傾向が減少する。従
って、遷移期間の間、信号ＶＯＳＣの衝撃係数をかなり
小さくしておくことにより、フィルタコンデンサはより
長い期間にわたって充電され、最大コレクタ電流Ｉｃ２
は、２４Ａ（これはトランジスタＱ２に許容される最大
電流）よりも小さな値に保たれる。２４Ａと比較して、
電流Ｉｃ２は、実行動作モードの間、最大９．５Ａであ
る。その結果、緩始動が行われる。 【００２６】遷移期間の間、コンデンサＣ１０は、ダイ
オードＣＲ１を介して、導通トランジスタＱ４から減結
合される。従って、コンデンサＣ１０は抵抗Ｒ３０を介
してゆっくりと放電し、コンデンサＣＴのようなフィル
タコンデンサが充電されるまで、衝撃係数は十分に小さ
く保たれる。コンデンサＣ１０の電圧が減少すると、端
子Ｍ／Ｓの電圧ＶＤＣも減少し、信号ＶＯＳＣおよびト
ランジスタＱ２の衝撃係数は次第に増加する。有利なこ
とに、コンデンサＣ１０の電圧がダイオードＣＲ２を非
導通にさせるレベルまで減少すると、端子Ｍ／Ｓの電圧
は、抵抗Ｒ５０とＲ６０によって決定される実行動作モ
ードのレベルになる。従って、実行動作モードでは回路
構成２００は信号ＶＯＳＣの衝撃係数に少しも影響を及
ぼさない。 【００２７】図４のａ〜ｄは、それぞれ以下に述べる動
作状態の下で、オン／オフ信号が“オン”状態に変化し
た直後の、最初の周期とそれに続く周期の間の図１のコ
レクタ電流１ｃ２の波形を示す。 【００２８】図４のａとｂの波形は、図２に示すように
抵抗Ｒ２０の値が４７０Ωのときに得られる。この場
合、緩始動を行うために、信号ＶＯＳＣの上述の衝撃係
数８％は遷移期間の初めに得られる。 【００２９】図４のｃの波形は、図２の括弧内に示すよ
うに、抵抗Ｒ２の値が４７０Ωでなく１０Ωのときに得
られるものである。その結果、図４のＣの電流Ｉｃ２の
衝撃係数は、かなり小さな値から次第に増加する。この
ような回路構成では、図２の信号ＶＯＳＣは待機モード
の間に発生されない。その結果、電流Ｉｃ２の最大値１
２Ａは、抵抗Ｒ２０が４７０Ωのときの値２２Ａよりも
小さい。 【００３０】図４のｄの波形は、緩始動の特徴を排除す
るために、図２のダイオードＣＲ２を除去した場合に得
られる。その結果、Ｉｃ２の最大電流２７Ａは、不都合
なほど過大であり、遷移期間の間、Ｉｃ２の衝撃係数は
５０％よりも大きくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の特徴を具体化する、出力段の水平偏向
回路出力トランジスタを駆動する駆動回路を示す。 【図２】本発明の特徴を具体化する、出力段の水平偏向
回路出力トランジスタを駆動する駆動回路を示す。 【図３】通常の動作および始動または遷移期間における
図１および図２の回路の動作を説明するのに役立つ波形
を示す。 【図４】種々の条件の下で始動する間の図１の出力トラ
ンジスタのコレクタ電流の波形を示す。 【符号の説明】 １００ 駆動段 １０１ 水平偏向回路出力段 １０２ 位相制御段 １０３ 水平偏向回路 ２００ 本発明の特徴を具体化する回路構成 ３００ リモートコントロール受信機
回路出力トランジスタを駆動する駆動回路を示す。 【図２】本発明の特徴を具体化する、出力段の水平偏向
回路出力トランジスタを駆動する駆動回路を示す。 【図３】通常の動作および始動または遷移期間における
図１および図２の回路の動作を説明するのに役立つ波形
を示す。 【図４】種々の条件の下で始動する間の図１の出力トラ
ンジスタのコレクタ電流の波形を示す。 【符号の説明】 １００ 駆動段 １０１ 水平偏向回路出力段 １０２ 位相制御段 １０３ 水平偏向回路 ２００ 本発明の特徴を具体化する回路構成 ３００ リモートコントロール受信機
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 ロバート ジヨセフ グリース
アメリカ合衆国 インデイアナ州 イン
デイアナポリス アーウイン・コート
6143
(56)参考文献 特開 昭53−37327（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−301371（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 オン／オフ制御信号により開始され、待
機動作モードの後に続く少なくとも遷移期間の間および
実行動作モードの間に発生される入力供給電圧源と、 前記供給電圧源に結合されるインダクタンスと、 リトレースコンデンサに結合され、偏向サイクルのリト
レース期間の間リトレース共振回路を形成する偏向巻線
と、 偏向周波数に関連する周波数で第１の制御信号を発生す
る手段と、 前記第１の制御信号に応答し、前記共振回路と前記イン
ダクタンスに結合され、前記遷移期間の間および前記実
行動作モードの間に周期的に切換え動作を行い、切換え
動作が起こるとき、前記偏向巻線中に偏向電流を発生し
て前記インダクタンス中にフライバックパルス電圧を発
生する切換えトランジスタと、前記第１の制御信号の衝撃係数を制御するための手段
と、 前記待機動作モードの間、前記衝撃係数を第１の値に設
定する手段と、 前記実行動作モードの間、前記衝撃係数を第２の値に設
定する手段と、 第１のスイッチ手段と、前記衝撃係数を第１の値に設定
する手段と、第２のスイッチ手段とが、この順序で直列
に接続されている手段であって、前記オン／オフ制御信
号に応答して、前記待機動作モードの後に続く前記遷移
期間の間、前記衝撃係数を前記第１の値から前記第２の
値に徐々に増大させる手段 とを具えた、ビデオ表示装置
の偏向回路。
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