JPH07254996A

JPH07254996A - 水平偏向回路

Info

Publication number: JPH07254996A
Application number: JP6071455A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Kashiwagi; 茂柏木; Chitsu Kimura; 秩木村
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1994-03-15
Filing date: 1994-03-15
Publication date: 1995-10-03

Abstract

(57)【要約】【目的】電源チョークコイルと平滑コンデンサを不要
にした水平偏向回路を提供する。【構成】水平チョークコイル６の巻線を流れる電流Ｉ
ｔは、電子スイッチ７から出力される方形波Ｖｏのハイ
レベル期間ｔonでは、電流は直線的に増加していく。Ｖ
ｏのローレベル期間ｔoff 期間に入ると、ｔoff 直前の
値をそのまま保つことになる。従って、電流Ｉｔのｐ−
ｐ値はｔoff 期間の長さによって調整される。Ｓ字補正
コンデンサ５から水平偏向コイル４を経て、水平出力ト
ランジスタ１またはダンパーダイオード２を流れる電流
ループの起電力は、Ｓ字補正コンデンサ５の両端電圧Ｖ
ｓであり、これによって流れる偏向コイル電流Ｉｙの波
形は、Ｓ字補正を伴った滑らかなノコギリ波となる。ｔ
off の時間長を調整すれば、Ｖｏ及びＶｓの平均値が変
わり、偏向コイルのノコギリ波電流Ｉｙのｐ−ｐ値を変
えることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【０００２】

【産業上の利用分野】本発明は、テレビジョン受像機等
における受像管の電子ビームを水平方向に偏向し、その
水平振幅を可変することのできる水平偏向回路に関す
る。

【０００３】

【０００２】

【０００４】

【従来の技術】テレビジョン受像機における従来の水平
偏向回路と、それに係わる制御回路の一例を図８に示
す。ここで、１は図示しない前段からの励振方形波Ｖ１
に応じてスイッチング動作を行う水平出力トランジス
タ、２は同じく水平出力トランジスタ１と共にスイッチ
ング動作を行うダンパーダイオード、３は帰線共振コン
デンサ、４は受像管の頸部に装着されて電子ビームの水
平偏向作用を行う水平偏向コイル、５はＳ字補正コンデ
ンサ、６は水平チョークコイルまたは水平出力トランス
である。

【０００５】また、７ａは直流電源Ｅb からの直流を断
続して負荷側に流すための電子スイッチ、８はフライホ
イールダイオード、９は電源チョークコイル、１０は平
滑コンデンサである。

【０００６】

【０００３】このように構成すると、電子スイッチ７
ａ，フライホイールダイオード８，電源チョークコイル
９，及び平滑コンデンサ１０は、良く知られたチョッパ
ー型の電圧制御回路として働き、平滑コンデンサ１０の
両端には本来の電源電圧Ｅb が降圧された直流電圧Ｅbo
として現れ、これが前述した水平出力トランジスタ１か
ら水平チョークコイル６までの要素で構成される水平偏
向出力回路の実質的な電源電圧として働く。直流電圧Ｅ
boの値は、電子スイッチ７ａがオンするデューティサイ
クルによって定まる。従って、電子スイッチ７ａのオン
・オフを定める励振波形Ｖ２のデューティサイクルを変
えれば、直流電圧Ｅboの値を自在に制御できることにな
る。

【０００７】

【０００４】一方、水平出力トランジスタ１から水平チ
ョークコイル６までは、これも良く知られた水平偏向出
力回路であって、出力トランジスタ１のスイッチング周
期に応じたノコギリ波電流Ｉy を水平偏向コイル４に流
し、そのピーク−ピーク（ｐ−ｐ）値は実質的な電源電
圧であるＥboに比例する。

【０００８】以上のことから、電子スイッチ７ａの励振
波形であるＶ２のデューティサイクルを変えれば、ノコ
ギリ波電流Ｉy のｐ−ｐ値、即ち受像管上の画像の水平
振幅を変えることができる。従って、励振波形Ｖ２のデ
ューティサイクルをここに図示しない波形整形回路によ
って、手動的あるいは自動的に制御することにより、受
像管画像の水平振幅が目的に合わせて制御できる。この
時、この励振波形Ｖ２は、その周波数や位相に関係なく
デューティサイクルさえ定まれば、電圧Ｅboが決定する
が、実際には受像機内の他の回路部分への妨害を防ぐた
めに、その周波数を水平偏向周波数に一致させることが
多い。

【０００９】

【０００５】なお、同時に水平出力トランジスタ１のコ
レクタ端子には、偏向の帰線期間内に正弦半波のパルス
Ｖｃが発生する。チョークコイル６ではなく、１１のよ
うな二次巻線を設けて、このパルスＶｃを必要なｐ−ｐ
値に変圧した後、受像機内の各部に供給しても良い。ま
た、その先に整流ダイオードを設けて、直流電圧を得、
同じく受像機内の各部に供給しても良い。例えば、受像
管の陽極電圧や、他の低圧回路用の直流電源等に用いら
れる。

【００１０】

【０００６】

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかし、この図８に示
す回路は、良好に動作はするものの、電源のチョークコ
イル９が大型化してしまい、重量、コストの点で大きな
問題であった。また、チョークコイル９中を流れる交流
電流の値も大きくなるため、ここから外部に漏れる漏洩
磁束の量も多くなり、受像機内外の回路に妨害を与えて
誤動作の原因になることがあった。更に、平滑コンデン
サ１０には多量のリップル電流が流れるため、その信頼
性を保つためにはやはりこれも大型で高価な耐リップル
型のコンデンサを使用する必要があり、問題となってい
た。

【００１２】

【０００７】

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述した従来
の技術の課題を解決するため、(1) 水平偏向周期に同期
したパルスに応じて、スイッチング動作を行う水平出力
トランジスタと、前記水平出力トランジスタに並列に接
続されたダンパーダイオードと、前記水平出力トランジ
スタに並列に接続された共振コンデンサと、前記水平出
力トランジスタに並列に接続された水平偏向コイル及び
Ｓ字補正コンデンサの直列回路と、前記水平出力トラン
ジスタのコレクタ端子に接続された水平チョークコイル
または水平出力トランスの一次巻線と、前記水平チョー
クコイルまたは水平出力トランスの一次巻線と直流電源
との間に設けられた電子スイッチと、前記電子スイッチ
と前記チョークコイルまたは水平出力トランスの一次巻
線との接続点と接地との間に接続され、前記電子スイッ
チのオフ期間に導通するフライホイールダイオードと、
水平偏向周期に同期し、前記水平出力トランジスタのオ
ン期間から、前記水平出力トランジスタのオフ期間の一
部または全部を含む期間、前記電子スイッチをオフにす
るパルスを生成する波形発生回路とから構成されること
を特徴とする水平偏向回路を提供し、(2) 前記電子スイ
ッチから出力されるパルスを平均化する低域フィルタ
と、前記低域フィルタの出力と基準電圧とを比較する比
較器とからなり、前記比較器の出力を前記波形発生回路
の基準信号とし、波形発生回路から出力されるパルスの
パルス幅を制御し、前記電子スイッチをオフにする期間
を可変する水平振幅安定化回路を備えたことを特徴とす
る(1) 記載の水平偏向回路を提供し、(3) 前記Ｓ字補正
コンデンサの両端電圧を平均化する低域フィルタと、前
記低域フィルタの出力と基準電圧とを比較する比較器と
からなり、前記比較器の出力を前記波形発生回路の基準
信号とし、前記波形発生回路から出力されるパルスのパ
ルス幅を制御し、前記電子スイッチをオフにする期間を
可変する水平振幅安定化回路を備えたことを特徴とする
(1) 記載の水平偏向回路を提供し、(4) 直流電圧に垂直
偏向周期のパラボラ状の波形を重畳して前記基準電圧と
する手段を備えたことを特徴とする(2) 及び(3) 記載の
水平偏向回路を提供するものである。

【００１４】

【０００８】

【００１５】

【実施例】以下、本発明の水平偏向回路について、添付
図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施例
を示す回路図、図２及び図３は図１に示す回路の動作を
説明するための波形図、図４は本発明の第２の実施例を
示す回路図、図５は本発明の第３の実施例を示す回路
図、図６は図５に示す回路の動作を説明するための波形
図、図７は本発明の第４の実施例を示す回路図である。
なお、図１，図４，図５において、図８と同一部分には
同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。

【００１６】

【０００９】図１に示す回路において、水平出力トラン
ジスタ１が水平偏向周期に同期したパルスである励振波
形Ｖ１によってスイッチング動作を行って、水平偏向コ
イル４に水平偏向周期のノコギリ波電流が流れることに
は変わりはない。また、直流電源電圧Ｅb が電子スイッ
チ７によって断続され、フライホイールダイオード８の
電流と共に水平チョークコイル６の一端に加えるように
したことも類似しているが、図１に示す回路では、図８
に示した従来回路の電源チョークコイル９と平滑コンデ
ンサ１０がなく、直流電圧Ｅboの代りに、電子スイッチ
７の出力の方形波電圧Ｖo が直接水平チョークコイル６
の一端に加えられる。

【００１７】

【００１０】ここで、電子スイッチ７は、ｐ型ＭＯＳＦ
ＥＴ（以下、単にＦＥＴと略記する場合もある）１２と
再生ダイオード１３との並列回路で構成されている。ま
た、１４は電源側の平滑コンデンサ、１５は水平偏向周
期のパルスＶ３に同期して、ＦＥＴ１２のゲート電極に
加えるゲートパルスＶｇを生成する波形発生回路であ
る。

【００１８】図１に示す回路は、一見、図８に示す回路
から電源チョークコイル９と平滑コンデンサ１０を取り
除いただけのように見える。しかし、実際には波形発生
回路によって、ゲートパルスＶｇの位相を水平出力パル
スＶｃとある定められた関係に保つようにしないと、目
的の回路動作は行われない。このことに関して、その各
部の波形関係を表したものが図２である。

【００１９】

【００１１】まず、この図２（Ａ）に示す励振波形Ｖ１
のハイレベル部分とそれに続く蓄積期間ｔｓの間、水平
出力トランジスタ１が導通して、図２（Ｂ）に示すよう
に、直線的に増加するコレクタ電流Ｉｃが流れる。ま
た、図２（Ｃ）に示すように、このコレクタ電流Ｉｃが
遮断した時刻より回路定数によって定まる一定の帰線時
間ｔｒの間だけ、正弦半波のコレクタパルスＶｃが発生
する。このコレクタパルスＶｃが帰線時間ｔｒの後、再
びゼロレベルに達した時点から図２（Ｂ）の破線で示す
ように自動的にダンパー電流Ｉｄが流れ出して、先のコ
レクタ電流Ｉｃに滑らかにつながっていく。

【００２０】

【００１２】一方、図２（Ｄ）は、ＦＥＴ１２のゲート
に加わるゲートパルスＶｇを示している。ここで、ゲー
トパルスＶｇは水平偏向周期に同期し、水平出力トラン
ジスタ１がオンとなる期間中に立ち上がり、コレクタパ
ルスＶｃが発生する時点で立ち下がるパルスである。

【００２１】このゲートパルスＶｇのハイレベル期間ｔ
off でＦＥＴ１２のソース・ドレイン間が遮断する。そ
の結果、ドレインの出力電圧Ｖｏは、図２（Ｅ）に示す
ように、このｔoff 期間だけゼロにボトミングし、他の
期間ｔonでは電源電圧Ｅb であるような方形波となる。
すると、このときの水平チョークコイルまたはトランス
６の巻線を流れる電流Ｉｔは、図２（Ｆ）に示すように
なる。即ち、ｔonの期間では、水平チョークコイルまた
はトランス６の一端には電圧Ｅb が加わり、他の一端は
トランジスタ１あるいはダンパーダイオード２が導通し
ていて、接地されたのと同じ状態になっており、従っ
て、電流は直線的に増加していく。

【００２２】ところが、ｔoff 期間に入ると、この電流
ループ中に起電力がなくなるので、電流は増加すること
はなく、ｔoff 直前の値をそのまま保つことになり、こ
の時の電流は、フライホイールダイオード８を通して流
れ、その電流波形Ｉd1は図２（Ｇ）に示すようなものに
なる。

【００２３】

【００１３】以上のことから、電流Ｉｔのｐ−ｐ値は、
ゲートパルスＶｇのハイレベル期間即ちＦＥＴ１２がオ
フとなる期間ｔoff の長さによって左右され、ｔoff の
長さが短いほど、電流Ｉｔのｐ−ｐ値が大きくなること
になる。図２において、ｔoff 期間が短い場合を破線で
表し、ｔoff 期間が長い場合を一点破線で表す。

【００２４】この時、水平偏向コイル４を流れる電流Ｉ
ｙを考えてみる。この電流のループは、Ｓ字補正コンデ
ンサ５から水平偏向コイル４を経て、水平出力トランジ
スタ１またはダンパーダイオード２を流れる経路であ
る。回路中の起電力は、Ｓ字補正コンデンサ５の両端電
圧Ｖｓであるが、これは決してＶｏの場合のような方形
波ではなく、パラボラ波のリップルを持つ直流電圧であ
る。従って、これによって流れる電流Ｉｙの波形は、図
２（Ｈ）のように、Ｓ字補正を伴った滑らかなノコギリ
波となる。そして、電圧Ｖｓの平均値は、電圧Ｖｏの平
均値に等しいから、ｔoff の時間長を調整すれば、Ｖｏ
及びＶｓの平均値が変わり、図２（Ｈ）の破線に示すよ
うに、自在に偏向コイルのノコギリ波電流Ｉｙのｐ−ｐ
値を変えることができる。

【００２５】

【００１４】このように、本発明においては、この電子
スイッチ７の制御によって、水平チョークコイル電流Ｉ
ｔの波形は、完全なノコギリ波ではなく、頂部がスライ
スされた形になるものの、水平偏向コイル４に流れる偏
向電流は、ノコギリ波状を保ち、しかも時間ｔoff の調
整によって、そのままの波形を保ちながら、その振幅を
変えられる点が特徴である。

【００２６】ここで、このようなｔoff 期間を持ったゲ
ートパルスＶｇを生成するための波形発生回路１５につ
いて考える。これは図２（Ｉ）に示すように、帰線時間
ｔｒの始め付近でボトミングした後、ある傾斜を持って
上昇するようなノコギリ波電圧Ｖstと、参照直流電圧Ｅ
rfとを比較し、ノコギリ波電圧Ｖstが電圧Ｅrfを越えた
時、ゲートパルスＶｇがハイレベルになるようにすれば
良い。このようにして、参照電圧Ｅrfの値を上下すれ
ば、図２（Ｄ）に示すように、ゲートパルスＶｇの前縁
が前後し、先の説明のような原理で偏向電流Ｉｙの振幅
を制御できる。

【００２７】

【００１５】この参照電圧Ｅrfは手動的に動かしても良
いし、また何か他の電気的出力に応じて自動的に動くよ
うにしても良い。また、ノコギリ波電圧Ｖstは、水平偏
向に係わるパルス、例えば水平偏向周期のパルスＶ３等
から、遅延、積分等の適当な手段により生成することが
できる。

【００２８】

【００１６】さて、これまでの図２に示す波形は、電子
スイッチ７のオフ期間ｔoff の後縁がほぼ帰線時間ｔｒ
の前縁に一致するものとして説明してきた。しかし、図
１に示す回路においては、先の説明のようにｔoff の前
縁の位置によって、偏向電流Ｉｙが制御されるものの、
後縁の位置は帰線時間開始点より後であれば構わない。
図３を用いて、このｔoff が帰線時間ｔｒの後にまでま
たがった場合について説明する。

【００２９】

【００１７】図３（Ａ）に示すコレクタパルスＶｃの帰
線時間ｔｒに対して、図３（Ｂ）に示す方形波のゲート
パルスＶｇのｔoff は後の方まで続いている。しかし、
帰線時間ｔｒの中央であるＴｏ以降では、チョークコイ
ル電流Ｉｔのエネルギー再生作用によって、電源のコン
デンサ１４をチャージバックするように流れ、このとき
ダイオード１３は自動的に導通するので、電子スイッチ
７全体の作用としてはＴｏ以降は導通したのと同じこと
になる。従って、電子スイッチ７の出力電圧Ｖｏの波形
は、図３（Ｃ）に示すように、帰線時間ｔｒの中心Ｔｏ
でハイレベルに戻り、これはｔoff の後縁の位置には関
係がない。なお、このときのダイオード１３に流れる電
流Ｉd2は、図３（Ｄ）に示すように、ｔoff 期間のＴｏ
以降のみ導通する。

【００３０】

【００１８】このことは、もしｔoff の後縁をＴｏより
前に設定すれば、電流Ｉd2が流れないので、特にダイオ
ード１３は設ける必要はない。この時、ＦＥＴ１２には
ドレインからソース方向に電流が流れ、これはｐ型ＭＯ
ＳＦＥＴとしては逆方向であるが、ＦＥＴは通常のバイ
ポーラトランジスタに比べて対称性が良く、この逆向き
電流が問題となることはない。

【００３１】また、これまで、６を水平チョークコイル
として説明してきたが、これは勿論２次巻線１１を設け
て、ここに発生するパルスを受像機内部の各回路に供給
しても良い。また、発生したパルスを図示しない整流ダ
イオードで整流して得た直流電圧、例えば、受像管陽極
用の高圧や、小信号回路用の低圧等を供給することが可
能である。

【００３２】

【００１９】次に、図４に本発明の具体的な回路例を示
す。ここで、やはり符号１から１４までの動作は先の図
１と同じである。１６と１７はバイアス用抵抗、１８は
直流阻止用コンデンサ、１９は比較器、２０は演算増幅
器、２１，２２はそれぞれ発振防止用の抵抗及びコンデ
ンサ、２３は水平振幅調整用の可変抵抗器、２４，２５
は分圧用抵抗である。

【００３３】図１に示した回路で提案したような水平偏
向回路を用いて、水平振幅を安定化するためには、何か
制御した結果の値を取り出して、基準値と比較するよう
な自動制御回路を用いる。ところが、従来の図８に示し
た回路においては、制御した結果であって、しかもそれ
が水平振幅と一対一に対応する直流電圧Ｅboがあるの
で、これを適当に分圧した後、基準値と比較すれば良
い。ところが、図１に示す本発明の回路の場合は、得ら
れた出力方形波電圧Ｖｏを直接水平チョークコイル６の
一端に加えてしまうので、直流電圧Ｅboに相当するもの
がない。

【００３４】

【００２０】そこで、図４では方形波Ｖｏを抵抗２６，
２７とコンデンサ２８で構成する低域フィルタを通して
直流電圧Ｅo1を得て、これを演算増幅器２０に加えて基
準電圧Ｅｓと比較するようにする。すると、電圧Ｅo1は
方形波Ｖｏのハイレベル側のデューティサイクルに比例
し、これは先の説明から分かるように、水平偏向コイル
電流Ｉｙの振幅に比例する。従って、電圧Ｅo1が安定化
されれば、水平振幅も安定化されることになる。

【００３５】

【００２１】図４に示す回路で、直流電圧Ｅから可変抵
抗器２３と抵抗２４，２５とで分圧されて演算増幅器２
０の非反転端子に加えられた基準電圧Ｅｓと、同じく反
転端子に加えられた、先の電圧Ｅo1とが比較され、出力
として得られた参照電圧Ｅrfが次の比較器１９の反転端
子に加えられる。さらに、この比較器１９の非反転端子
には先に説明したノコギリ波電圧Ｖstが加えられる。そ
して、この比較器１９の出力波形が直流阻止用コンデン
サ１８を通して、ゲートパルスＶｇとなってＦＥＴ１２
のゲート端子に加えられる。バイアス抵抗１６，１７は
ゲートパルスＶｇのローレベル部分で十分にＦＥＴ１２
が導通し、ハイレベルの部分で完全に遮断するように設
定される。

【００３６】上述した比較器２０〜コンデンサ２８によ
り、水平振幅安定化回路３０を構成し、この出力が比較
器１９の参照電圧（基準信号）Ｅrfとなり、水平振幅を
安定化させる。

【００３７】

【００２２】このようにすると、もし何等かの原因で方
形波Ｖｏのデューティサイクルが大き過ぎ、水平振幅が
規定値以上に大きくなろうとすると、電圧Ｅo1が基準電
圧Ｅｓの値を越えようとし、その結果、参照電圧Ｅrfが
減少するので、先に説明した通り、ノコギリ波電圧Ｖst
との比較の結果のゲートパルスＶｇのハイレベルの期
間、ひいては方形波電圧Ｖｏのローレベル期間が広が
り、Ｖｏのデューティサイクルは元に戻されるような作
用が全体として働くことになる。

【００３８】これは勿論、逆にＶｏのデューティサイク
ルが小さくなるような動きに対しても、同じく負の帰還
が働き、結果として、電圧Ｅo1は常に基準電圧Ｅｓに一
致するようになる。従って、可変抵抗器２３を動かし
て、基準電圧Ｅｓの値を動かしてやれば、電圧Ｖｏのデ
ューティサイクルが自在に変わり、水平振幅の値を任意
に調整することができる。

【００３９】

【００２３】また、図４に示す回路では、このような安
定化作用があるため、例えば、電源電圧Ｅｂが変動して
も、水平偏向周波数が変わっても水平偏向コイル電流Ｉ
ｙのｐ−ｐ値は全く影響を受けずに、一定値を保つこと
ができ、水平振幅は安定化される。また、さらに、当然
トランスとしての２次巻線１１から得られるパルスも電
源電圧や水平周波数の変動に対して無関係になるので、
これを利用する受像機内各部の回路の動作も安定する。

【００４０】

【００２４】さらに、図５は本発明の他の応用例を示し
た回路図である。図５に示す回路が先の図４に示す回路
と異なる点は、水平振幅の検知にＳ字補正コンデンサの
電圧Ｖｓを使ったことにある。即ち、この点の電圧Ｖｓ
をフィルタ用の抵抗２６，２７とコンデンサ２８を通し
て直流電圧Ｅo2を得て、これを演算増幅器２０の反転端
子に加えて、基準電圧Ｅｓと比較するようにしたもので
ある。この電圧Ｖｓは、図６に示すような直流分にパラ
ボラ波が重畳したものであるが、その直流分の電圧Ｅb1
は、先に説明した通り、方形波Ｖｏの平均値に一致し、
しかも水平偏向コイル電流Ｉｙの値に対応する。

【００４１】従って、電圧Ｖｓを低域フィルタを通して
得た直流電圧Ｅo2を演算増幅器２０に加えて常に基準電
圧Ｅｓに一致させるようにすれば、目的の水平偏向の安
定化が達成できる。この場合、電圧Ｖｓは方形波Ｖｏに
比べて、リップル含有率が小さいので、フィルタコンデ
ンサ２８の値が小さくて済む利点があり、Ｓ字コンデン
サの一端が接地される回路形式であるなら、図４に示す
回路より図５に示す回路のほうが有利となる。

【００４２】

【００２５】また、このように、基準電圧Ｅｓの大小に
応じて、水平振幅の調整ができるということは、このＥ
ｓの電圧値をダイナミックに動かしてやれば、それに応
じて画像の横幅が変わることを意味する。従って、この
電圧を垂直周期のパラボラ状の波形で変調してやれば、
画像左右端の縦線が内側に湾曲する、いわゆるサイドピ
ンクッション歪みを効果的に補正することができる。

【００４３】図７は本発明の図４及び図５に適用した、
上記サイドピンクッション歪み補正の具体的回路図であ
る。即ち、演算増幅器２０の非反転端子に結合コンデン
サ２９を通して、垂直偏向周期で上方に凸のパラボラ状
波形Ｖpbを加えてやれば良い。この波形Ｖpbは図示しな
い垂直偏向回路中に生じる波形を適当に整形することに
よって容易に得ることができる。このようにすれば、画
面上部と下部での水平振幅は縮み、中央部での水平振幅
は伸びるので、サイドピンクッション歪みが効果的に補
正できる。

【００４４】

【０００２６】

【００４５】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明(1)
の水平偏向回路は、電源チョークコイルと平滑コンデン
サを不要にしたので、小型軽量化やコスト削減ができ、
漏洩磁束による受像機内外の回路に悪影響を及ぼすこと
もない。また、本発明(2),(3)の水平偏向回路は、電源
電圧や水平周波数の変動等に対しても、安定した水平振
幅を得ることができる。さらに、本発明(4) の水平偏向
回路は、画像のサイドピンクッション歪みを補正するこ
とができるという実用上極めて優れた効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の水平偏向回路の第１の実施例を示す回
路図である。

【図２】図１に示す回路の動作を説明するための波形図
である。

【図３】図１に示す回路の動作を説明するための波形図
である。

【図４】本発明の第２の実施例を示す回路図である。

【図５】本発明の第３の実施例を示す回路図である。

【図６】図５に示す回路の動作を説明するための波形図
である。

【図７】本発明の第４の実施例を示す回路図である。

【図８】従来の水平偏向回路を示す回路図である。

【符号の説明】

１水平出力トランジスタ２ダンパーダイオード３共振コンデンサ４水平偏向コイル５Ｓ字補正コンデンサ６チョークコイル（トランスの一次巻線）７電子スイッチ８フライホールダイオード１２ｐ型ＭＯＳＦＥＴ（電子スイッチ）１３再生ダイオード（電子スイッチ）１５波形発生回路３０水平振幅安定化回路

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【手続補正書】

【提出日】平成６年８月２３日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正内容】

【書類名】明細書

【発明の名称】水平偏向回路

【特許請求の範囲】

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【０００２】

【従来の技術】テレビジョン受像機における従来の水平
偏向回路と、それに係わる制御回路の一例を図８に示
す。ここで、１は図示しない前段からの励振方形波Ｖ１
に応じてスイッチング動作を行う水平出力トランジス
タ、２は同じく水平出力トランジスタ１と共にスイッチ
ング動作を行うダンパーダイオード、３は帰線共振コン
デンサ、４は受像管の頸部に装着されて電子ビームの水
平偏向作用を行う水平偏向コイル、５はＳ字補正コンデ
ンサ、６は水平チョークコイルまたは水平出力トランス
である。また、７ａは直流電源Ｅｂからの直流を断続し
て負荷側に流すための電子スイッチ、８はフライホイー
ルダイオード、９は電源チョークコイル、１０は平滑コ
ンデンサである。

【０００３】このように構成すると、電子スイッチ７
ａ，フライホイールダイオード８，電源チョークコイル
９，及び平滑コンデンサ１０は、良く知られたチョッパ
ー型の電圧制御回路として働き、平滑コンデンサ１０の
両端には本来の電源電圧Ｅｂが降圧された直流電圧Ｅｂ
ｏとして現れ、これが前述した水平出力トランジスタ１
から水平チョークコイル６までの要素で構成される水平
偏向出力回路の実質的な電源電圧として働く。直流電圧
Ｅｂｏの値は、電子スイッチ７ａがオンするデューティ
サイクルによって定まる。従って、電子スイッチ７ａの
オン・オフを定める励振波形Ｖ２のデューティサイクル
を変えれば、直流電圧Ｅｂｏの値を自在に制御できるこ
とになる。

【０００４】一方、水平出力トランジスタ１から水平チ
ョークコイル６までは、これも良く知られた水平偏向出
力回路であって、出力トランジスタ１のスイッチング周
期に応じたノコギリ波電流Ｉｙを水平偏向コイル４に流
し、そのピーク−ピーク（ｐ−ｐ）値は実質的な電源電
圧であるＥｂｏに比例する。以上のことから、電子スイ
ッチ７ａの励振波形であるＶ２のデューティサイクルを
変えれば、ノコギリ波電流Ｉｙのｐ−ｐ値、即ち受像管
上の画像の水平振幅を変えることができる。従って、励
振波形Ｖ２のデューティサイクルをここに図示しない波
形整形回路によって、手動的あるいは自動的に制御する
ことにより、受像管画像の水平振幅が目的に合わせて制
御できる。この時、この励振波形Ｖ２は、その周波数や
位相に関係なくデューティサイクルさえ定まれば、電圧
Ｅｂｏが決定するが、実際には受像機内の他の回路部分
への妨害を防ぐために、その周波数を水平偏向周波数に
一致させることが多い。

【０００６】

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述した従来
の技術の課題を解決するため、（１）水平偏向周期に
同期したパルスに応じて、スイッチング動作を行う水平
出力トランジスタと、前記水平出力トランジスタに並列
に接続されたダンパーダイオードと、前記水平出力トラ
ンジスタに並列に接続された共振コンデンサと、前記水
平出力トランジスタに並列に接続された水平偏向コイル
及びＳ字補正コンデンサの直列回路と、前記水平出力ト
ランジスタのコレクタ端子に接続された水平チョークコ
イルまたは水平出力トランスの一次巻線と、前記水平チ
ョークコイルまたは水平出力トランスの一次巻線と直流
電源との間に設けられた電子スイッチと、前記電子スイ
ッチと前記チョークコイルまたは水平出力トランスの一
次巻線との接続点と接地との間に接続され、前記電子ス
イッチのオフ期間に導通するフライホイールダイオード
と、水平偏向周期に同期し、前記水平出力トランジスタ
のオン期間から、前記水平出力トランジスタのオフ期間
の一部または全部を含む期間、前記電子スイッチをオフ
にするパルスを生成する波形発生回路とから構成される
ことを特徴とする水平偏向回路を提供し、（２）前記電
子スイッチから出力されるパルスを平均化する低域フィ
ルタと、前記低域フィルタの出力と基準電圧とを比較す
る比較器とからなり、前記比較器の出力を前記波形発生
回路の基準信号とし、波形発生回路から出力されるパル
スのパルス幅を制御し、前記電子スイッチをオフにする
期間を可変する水平振幅安定化回路を備えたことを特徴
とする（１）記載の水平偏向回路を提供し、（３）前記
Ｓ字補正コンデンサの両端電圧を平均化する低域フィル
タと、前記低域フィルタの出力と基準電圧とを比較する
比較器とからなり、前記比較器の出力を前記波形発生回
路の基準信号とし、前記波形発生回路から出力されるパ
ルスのパルス幅を制御し、前記電子スイッチをオフにす
る期間を可変する水平振幅安定化回路を備えたことを特
徴とする（１）記載の水平偏向回路を提供し、（４）直
流電圧に垂直偏向周期のパラボラ状の波形を重畳して前
記基準電圧とする手段を備えたことを特徴とする（２）
または（３）記載の水平偏向回路を提供するものであ
る。

【０００８】

【０００９】図１に示す回路において、水平出力トラン
ジスタ１が水平偏向周期に同期したパルスである励振波
形Ｖ１によってスイッチング動作を行って、水平偏向コ
イル４に水平偏向周期のノコギリ波電流が流れることに
は変わりはない。また、直流電源電圧Ｅｂが電子スイッ
チ７によって断続され、フライホイールダイオード８の
電流と共に水平チョークコイル６の一端に加えるように
したことも類似しているが、図１に示す回路では、図８
に示した従来回路の電源チョークコイル９と平滑コンデ
ンサ１０がなく、直流電圧Ｅｂｏの代りに、電子スイッ
チ７の出力の方形波電圧Ｖｏが直接水平チョークコイル
６の一端に加えられる。

【００１０】ここで、電子スイッチ７は、ｐ型ＭＯＳＦ
ＥＴ（以下、単にＦＥＴと略記する場合もある）１２と
再生ダイオード１３との並列回路で構成されている。ま
た、１４は電源側の平滑コンデンサ、１５は水平偏向周
期のパルスＶ３に同期して、ＦＥＴ１２のゲート電極に
加えるゲートパルスＶｇを生成する波形発生回路であ
る。図１に示す回路は、一見、図８に示す回路から電源
チョークコイル９と平滑コンデンサ１０を取り除いただ
けのように見える。しかし、実際には波形発生回路によ
って、ゲートパルスＶｇの位相を水平出力パルスＶｃと
ある定められた関係に保つようにしないと、目的の回路
動作は行われない。このことに関して、その各部の波形
関係を表したものが図２である。

【００１２】一方、図２（Ｄ）は、ＦＥＴ１２のゲート
に加わるゲートパルスＶｇを示している。ここで、ゲー
トパルスＶｇは水平偏向周期に同期し、水平出力トラン
ジスタ１がオンとなる期間中に立ち上がり、コレクタパ
ルスＶｃが発生する時点で立ち下がるパルスである。こ
のゲートパルスＶｇのハイレベル期間ｔｏｆｆでＦＥＴ
１２のソース・ドレイン間が遮断する。その結果、ドレ
インの出力電圧Ｖｏは、図２（Ｅ）に示すように、この
ｔｏｆｆ期間だけゼロにボトミングし、他の期間ｔｏｎ
では電源電圧Ｅｂであるような方形波となる。すると、
このときの水平チョークコイルまたはトランス６の巻線
を流れる電流Ｉｔは、図２（Ｆ）に示すようになる。即
ち、ｔｏｎの期間では、水平チョークコイルまたはトラ
ンス６の一端には電圧Ｅｂが加わり、他の一端はトラン
ジスタ１あるいはダンパーダイオード２が導通してい
て、接地されたのと同じ状態になっており、従って、電
流は直線的に増加していく。ところが、ｔｏｆｆ期間に
入ると、この電流ループ中に起電力がなくなるので、電
流は増加することはなく、ｔｏｆｆ直前の値をそのまま
保つことになり、この時の電流は、フライホイールダイ
オード８を通して流れ、その電流波形Ｉｄ１は図２
（Ｇ）に示すようなものになる。

【００１３】以上のことから、電流Ｉｔのｐ−ｐ値は、
ゲートパルスＶｇのハイレベル期間即ちＦＥＴ１２がオ
フとなる期間ｔｏｆｆの長さによって左右され、ｔｏｆ
ｆの長さが短いほど、電流Ｉｔのｐ−ｐ値が大きくなる
ことになる。図２において、ｔｏｆｆ期間が短い場合を
破線で表し、ｔｏｆｆ期間が長い場合を一点破線で表
す。この時、水平偏向コイル４を流れる電流Ｉｙを考え
てみる。この電流のループは、Ｓ字補正コンデンサ５か
ら水平偏向コイル４を経て、水平出力トランジスタ１ま
たはダンパーダイオード２を流れる経路である。回路中
の起電力は、Ｓ字補正コンデンサ５の両端電圧Ｖｓであ
るが、これは決してＶｏの場合のような方形波ではな
く、パラボラ波のリップルを持つ直流電圧である。従っ
て、これによって流れる電流Ｉｙの波形は、図２（Ｈ）
のように、Ｓ字補正を伴った滑らかなノコギリ波とな
る。そして、電圧Ｖｓの平均値は、電圧Ｖｏの平均値に
等しいから、ｔｏｆｆの時間長を調整すれば、Ｖｏ及び
Ｖｓの平均値が変わり、図２（Ｈ）の破線に示すよう
に、自在に偏向コイルのノコギリ波電流Ｉｙのｐ−ｐ値
を変えることができる。

【００１４】このように、本発明においては、この電子
スイッチ７の制御によって、水平チョークコイル電流Ｉ
ｔの波形は、完全なノコギリ波ではなく、頂部がスライ
スされた形になるものの、水平偏向コイル４に流れる偏
向電流は、ノコギリ波状を保ち、しかも時間ｔｏｆｆの
調整によって、そのままの波形を保ちながら、その振幅
を変えられる点が特徴である。ここで、このようなｔｏ
ｆｆ期間を持ったゲートパルスＶｇを生成するための波
形発生回路１５について考える。これは図２（Ｉ）に示
すように、帰線時間ｔｒの始め付近でボトミングした
後、ある傾斜を持って上昇するようなノコギリ波電圧Ｖ
ｓｔと、参照直流電圧Ｅｒｆとを比較し、ノコギリ波電
圧Ｖｓｔが電圧Ｅｒｆを越えた時、ゲートパルスＶｇが
ハイレベルになるようにすれば良い。このようにして、
参照電圧Ｅｒｆの値を上下すれば、図２（Ｄ）に示すよ
うに、ゲートパルスＶｇの前縁が前後し、先の説明のよ
うな原理で偏向電流Ｉｙの振幅を制御できる。

【００１５】この参照電圧Ｅｒｆは手動的に動かしても
良いし、また何か他の電気的出力に応じて自動的に動く
ようにしても良い。また、ノコギリ波電圧Ｖｓｔは、水
平偏向に係わるパルス、例えば水平偏向周期のパルスＶ
３等から、遅延、積分等の適当な手段により生成するこ
とができる。

【００１６】さて、これまでの図２に示す波形は、電子
スイッチ７のオフ期間ｔｏｆｆの後縁がほぼ帰線時間ｔ
ｒの前縁に一致するものとして説明してきた。しかし、
図１に示す回路においては、先の説明のようにｔｏｆｆ
の前縁の位置によって、偏向電流Ｉｙが制御されるもの
の、後縁の位置は帰線時間開始点より後であれば構わな
い。図３を用いて、このｔｏｆｆが帰線時間ｔｒの後に
までまたがった場合について説明する。

【００１７】図３（Ａ）に示すコレクタパルスＶｃの帰
線時間ｔｒに対して、図３（Ｂ）に示す方形波のゲート
パルスＶｇのｔｏｆｆは後の方まで続いている。しか
し、帰線時間ｔｒの中央であるＴｏ以降では、チョーク
コイル電流Ｉｔのエネルギー再生作用によって、電源の
コンデンサ１４をチャージバックするように流れ、この
ときダイオード１３は自動的に導通するので、電子スイ
ッチ７全体の作用としてはＴｏ以降は導通したのと同じ
ことになる。従って、電子スイッチ７の出力電圧Ｖｏの
波形は、図３（Ｃ）に示すように、帰線時間ｔｒの中心
Ｔｏでハイレベルに戻り、これはｔｏｆｆの後縁の位置
には関係がない。なお、このときのダイオード１３に流
れる電流Ｉｄ２は、図３（Ｄ）に示すように、ｔｏｆｆ
期間のＴｏ以降のみ導通する。

【００１８】このことは、もしｔｏｆｆの後縁をＴｏよ
り前に設定すれば、電流Ｉｄ２が流れないので、特にダ
イオード１３は設ける必要はない。この時、ＦＥＴ１２
にはドレインからソース方向に電流が流れ、これはｐ型
ＭＯＳＦＥＴとしては逆方向であるが、ＦＥＴは通常の
バイポーラトランジスタに比べて対称性が良く、この逆
向き電流が問題となることはない。また、これまで、６
を水平チョークコイルとして説明してきたが、これは勿
論２次巻線１１を設けて、ここに発生するパルスを受像
機内部の各回路に供給しても良い。また、発生したパル
スを図示しない整流ダイオードで整流して得た直流電
圧、例えば、受像管陽極用の高圧や、小信号回路用の低
圧等を供給することが可能である。

【００１９】次に、図４に本発明の具体的な回路例を示
す。ここで、やはり符号１から１４までの動作は先の図
１と同じである。１６と１７はバイアス用抵抗、１８は
直流阻止用コンデンサ、１９は比較器、２０は演算増幅
器、２１，２２はそれぞれ発振防止用の抵抗及びコンデ
ンサ、２３は水平振幅調整用の可変抵抗器、２４，２５
は分圧用抵抗である。図１に示した回路で提案したよう
な水平偏向回路を用いて、水平振幅を安定化するために
は、何か制御した結果の値を取り出して、基準値と比較
するような自動制御回路を用いる。ところが、従来の図
８に示した回路においては、制御した結果であって、し
かもそれが水平振幅と一対一に対応する直流電圧Ｅｂｏ
があるので、これを適当に分圧した後、基準値と比較す
れば良い。ところが、図１に示す本発明の回路の場合
は、得られた出力方形波電圧Ｖｏを直接水平チョークコ
イル６の一端に加えてしまうので、直流電圧Ｅｂｏに相
当するものがない。

【００２０】そこで、図４では方形波Ｖｏを抵抗２６，
２７とコンデンサ２８で構成する低域フィルタを通して
直流電圧Ｅｏ１を得て、これを演算増幅器２０に加えて
基準電圧Ｅｓと比較するようにする。すると、電圧Ｅｏ
１は方形波Ｖｏのハイレベル側のデューティサイクルに
比例し、これは先の説明から分かるように、水平偏向コ
イル電流Ｉｙの振幅に比例する。従って、電圧Ｅｏ１が
安定化されれば、水平振幅も安定化されることになる。

【００２１】図４に示す回路で、直流電圧Ｅから可変抵
抗器２３と抵抗２４，２５とで分圧されて演算増幅器２
０の非反転端子に加えられた基準電圧Ｅｓと、同じく反
転端子に加えられた、先の電圧Ｅｏ１とが比較され、出
力として得られた参照電圧Ｅｒｆが次の比較器１９の反
転端子に加えられる。さらに、この比較器１９の非反転
端子には先に説明したノコギリ波電圧Ｖｓｔが加えられ
る。そして、この比較器１９の出力波形が直流阻止用コ
ンデンサ１８を通して、ゲートパルスＶｇとなってＦＥ
Ｔ１２のゲート端子に加えられる。バイアス抵抗１６，
１７はゲートパルスＶｇのローレベル部分で十分にＦＥ
Ｔ１２が導通し、ハイレベルの部分で完全に遮断するよ
うに設定される。上述した比較器２０〜コンデンサ２８
により、水平振幅安定化回路３０を構成し、この出力が
比較器１９の参照電圧（基準信号）Ｅｒｆとなり、水平
振幅を安定化させる。

【００２２】このようにすると、もし何等かの原因で方
形波Ｖｏのデューティサイクルが大き過ぎ、水平振幅が
規定値以上に大きくなろうとすると、電圧Ｅｏ１が基準
電圧Ｅｓの値を越えようとし、その結果、参照電圧Ｅｒ
ｆが減少するので、先に説明した通り、ノコギリ波電圧
Ｖｓｔとの比較の結果のゲートパルスＶｇのハイレベル
の期間、ひいては方形波電圧Ｖｏのローレベル期間が広
がり、Ｖｏのデューティサイクルは元に戻されるような
作用が全体として働くことになる。これは勿論、逆にＶ
ｏのデューティサイクルが小さくなるような動きに対し
ても、同じく負の帰還が働き、結果として、電圧Ｅｏ１
は常に基準電圧Ｅｓに一致するようになる。従って、可
変抵抗器２３を動かして、基準電圧Ｅｓの値を動かして
やれば、電圧Ｖｏのデューティサイクルが自在に変わ
り、水平振幅の値を任意に調整することができる。

【００２４】さらに、図５は本発明の他の応用例を示し
た回路図である。図５に示す回路が先の図４に示す回路
と異なる点は、水平振幅の検知にＳ字補正コンデンサの
電圧Ｖｓを使ったことにある。即ち、この点の電圧Ｖｓ
をフィルタ用の抵抗２６，２７とコンデンサ２８を通し
て直流電圧Ｅｏ２を得て、これを演算増幅器２０の反転
端子に加えて、基準電圧Ｅｓと比較するようにしたもの
である。この電圧Ｖｓは、図６に示すような直流分にパ
ラボラ波が重畳したものであるが、その直流分の電圧Ｅ
ｂ１は、先に説明した通り、方形波Ｖｏの平均値に一致
し、しかも水平偏向コイル電流Ｉｙの値に対応する。従
って、電圧Ｖｓを低域フィルタを通して得た直流電圧Ｅ
ｏ２を演算増幅器２０に加えて常に基準電圧Ｅｓに一致
させるようにすれば、目的の水平偏向の安定化が達成で
きる。この場合、電圧Ｖｓは方形波Ｖｏに比べて、リッ
プル含有率が小さいので、フィルタコンデンサ２８の値
が小さくて済む利点があり、Ｓ字コンデンサの一端が接
地される回路形式であるなら、図４に示す回路より図５
に示す回路のほうが有利となる。

【００２５】また、このように、基準電圧Ｅｓの大小に
応じて、水平振幅の調整ができるということは、このＥ
ｓの電圧値をダイナミックに動かしてやれば、それに応
じて画像の横幅が変わることを意味する。従って、この
電圧を垂直周期のパラボラ状の波形で変調してやれば、
画像左右端の縦線が内側に湾曲する、いわゆるサイドピ
ンクッション歪みを効果的に補正することができる。図
７は本発明の図４及び図５に適用した、上記サイドピン
クッション歪み補正の具体的回路図である。即ち、演算
増幅器２０の非反転端子に結合コンデンサ２９を通し
て、垂直偏向周期で上方に凸のパラボラ状波形Ｖｐｂを
加えてやれば良い。この波形Ｖｐｂは図示しない垂直偏
向回路中に生じる波形を適当に整形することによって容
易に得ることができる。このようにすれば、画面上部と
下部での水平振幅は縮み、中央部での水平振幅は伸びる
ので、サイドピンクッション歪みが効果的に補正でき
る。

【００２６】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、請求項１記
載の本発明の水平偏向回路は、電源チョークコイルと平
滑コンデンサを不要にしたので、小型軽量化やコスト削
減ができ、漏洩磁束による受像機内外の回路に悪影響を
及ぼすこともない。また、請求項２及び３記載の本発明
の水平偏向回路は、電源電圧や水平周波数の変動等に対
しても、安定した水平振幅を得ることができる。さら
に、請求項４記載の本発明の水平偏向回路は、画像のサ
イドピンクッション歪みを補正することができるという
実用上極めて優れた効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図４】本発明の第２の実施例を示す回路図である。

【図５】本発明の第３の実施例を示す回路図である。

【図７】本発明の第４の実施例を示す回路図である。

【図８】従来の水平偏向回路を示す回路図である。

【符号の説明】１水平出力トランジスタ２ダンパーダイオード３共振コンデンサ４水平偏向コイル５Ｓ字補正コンデンサ６チョークコイル（トランスの一次巻線）７電子スイッチ８フライホールダイオード１２Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ（電子スイッチ）１３再生ダイオード（電子スイッチ）１５波形発生回路３０水平振幅安定化回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】水平偏向周期に同期したパルスに応じて、
スイッチング動作を行う水平出力トランジスタと、前記水平出力トランジスタに並列に接続されたダンパー
ダイオードと、前記水平出力トランジスタに並列に接続された共振コン
デンサと、前記水平出力トランジスタに並列に接続された水平偏向
コイル及びＳ字補正コンデンサの直列回路と、前記水平
出力トランジスタのコレクタ端子に接続された水平チョ
ークコイルまたは水平出力トランスの一次巻線と、前記水平チョークコイルまたは水平出力トランスの一次
巻線と直流電源との間に設けられた電子スイッチと、前記電子スイッチと前記チョークコイルまたは水平出力
トランスの一次巻線との接続点と接地との間に接続さ
れ、前記電子スイッチのオフ期間に導通するフライホイ
ールダイオードと、水平偏向周期に同期し、前記水平出力トランジスタのオ
ン期間から、前記水平出力トランジスタのオフ期間の一
部または全部を含む期間、前記電子スイッチをオフにす
るパルスを生成する波形発生回路とから構成されること
を特徴とする水平偏向回路。
【請求項２】前記電子スイッチから出力されるパルスを
平均化する低域フィルタと、前記低域フィルタの出力と基準電圧とを比較する比較器
とからなり、前記比較器の出力を前記波形発生回路の基準信号とし、
波形発生回路から出力されるパルスのパルス幅を制御
し、前記電子スイッチをオフにする期間を可変する水平
振幅安定化回路を備えたことを特徴とする請求項１記載
の水平偏向回路。
【請求項３】前記Ｓ字補正コンデンサの両端電圧を平均
化する低域フィルタと、前記低域フィルタの出力と基準電圧とを比較する比較器
とからなり、前記比較器の出力を前記波形発生回路の基準信号とし、
前記波形発生回路から出力されるパルスのパルス幅を制
御し、前記電子スイッチをオフにする期間を可変する水
平振幅安定化回路を備えたことを特徴とする請求項１記
載の水平偏向回路。
【請求項４】直流電圧に垂直偏向周期のパラボラ状の波
形を重畳して前記基準電圧とする手段を備えたことを特
徴とする請求項２及び請求項３記載の水平偏向回路。