JP6890080B2

JP6890080B2 - スイッチング電源装置

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Publication number: JP6890080B2
Application number: JP2017211423A
Authority: JP
Inventors: 和志高見; 泉実熊田
Original assignee: Cosel Co Ltd
Current assignee: Cosel Co Ltd
Priority date: 2017-11-01
Filing date: 2017-11-01
Publication date: 2021-06-18
Anticipated expiration: 2037-11-01
Also published as: JP2019083669A

Description

本発明は、力率改善回路等に用いられ、負荷サイズに応じて電流臨界モード又は電流不連続モードに切り替えられるスイッチング電源装置に関する。

従来、電流臨界モードで動作する力率改善回路のコンバータにあっては、インダクタに流れる電流が零になってからスイッチング素子をオンするようにしているが、負荷電流が少ない軽負荷時（負荷サイズ小）や高い電圧入力を受けた時に、動作周波数が高くなるため、入力に帰還するノイズが規格上要求された周波数、例えば１５０ｋＨｚ以上となることで、雑音端子電圧等の対策のために大型のノイズフィルタを設ける必要があり、これを回避するためには、負荷サイズが大きい場合は電流臨界モードで動作し、負荷サイズが小さくなったら電流不連続モードに切り替える必要がある。

例えば特許文献１の力率改善回路にあっては、力率改善用のコンバータの動作モードとして、負荷サイズに応じて電流連続モード、電流不連続モード及び電流臨界モード（「臨界導通モード」といわれる場合もある）の３種類の動作モードがあり、各動作モードには、実用上、適切な電源電圧範囲や負荷サイズの範囲があることが示されている。

このような力率改善回路にあっては、スイッチング素子のオンオフにより交流電源からインダクタを通して負荷に供給される電流を制御しており、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）を用いたディジタル信号処理回路により、負荷サイズが所定の閾値より重いとき（負荷の抵抗が小さいとき）は電流臨界モードで動作し、負荷サイズが所定の閾値より軽いとき（負荷の抵抗が大きいとき）は電流不連続モードで動作することで、電流オン期間と電流オフ期間の時間分解能を高くすることなく、広範囲の電源電圧や負荷サイズに対して出力リップル等の性能を劣化させることなく使用可能としている。

特開２０１４−２３３１１０号公報

ところで、このような従来の電流臨界モードと電流不連続モードを切り替える力率改善回路に設けられたスイッチング電源装置にあっては、インダクタに流れる電流をインダクタの二次巻線の誘起電圧から検出するインダクタ電流検出部を設けており、インダクタ電流が零となった時にスイッチング素子をオンするためのリスタートトリガをインダクタ電流検出部で兼ねた構成となっていたため、負荷が軽くなった再には、スイッチング素子のオン時間を一定のまま、インダクタ電流を零とする期間を設けることで電流不連続モードに入る動作となっていたため、負荷が軽くなっていくのに合わせて三角波となる電流波形の面積を減らして平均電流を下げるためには、昇圧電圧を上昇させる必要があり、発熱や部品の定格電圧等の問題から事実上、部品の信頼性を低下させない範囲までしか、負荷を軽くすることができない問題があった。

また、インダクタンス電流検出部で検出しているインダクタ電流が零となったときをトリガにスイッチング素子をオンするリスタートを行っているが、インダクタに蓄積された励磁エネルギーがスイッチング素子のオフにより負荷側に放出されてインダクタを流れる電流が零となると、インダクタの共振電流により二次巻線にリンキングが生ずる場合があり、リンキングがあるとインダクタ電流の検出信号が変化して零電流が複数回検出されリスタートが繰り返される問題があり、そのためリンキングの部分をマスクさせるリスタートマスクとが必須となり、回路が複雑化する問題もある。

本発明は、負荷による制約を受けることなく、電流臨界モードと電流不連続モードを切り替えることができ、更に、最大動作周波数を制限できるようにしたスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

（スイッチング電源装置）
本発明は、
スイッチング素子のオンにより入力電源からインダクタに励磁エネルギーを蓄積し、スイッチング素子のオフによりインダクタの励磁エネルギーを放出して負荷に供給される電流を制御するコンバータと、
コンバータを負荷サイズに応じて電流臨界モード又は電流不連続モードで動作し、スイッチング駆動信号によりスイッチング素子をオンオフすると共にスイッチング素子をオフした後に負荷に流れる電流の零電流を検出してスイッチング素子をリスタートするスイッチング制御部と、
を備えたスイッチング電源装置に於いて、
スイッチング素子のオンオフにより、インダクタに流れるインダクタ電流並びにインダクタ、スイッチング素子の寄生容量及びスイッチング素子に並列接続された外付けコンデンサを含む共振回路部に流れる共振電流を検出して共振検出信号を出力する共振検出部と、
スイッチング駆動信号のスイッチング素子をオンさせる信号エッジを検出した場合に、予め定めた期間継続する固定周期パルス信号を出力する固定周期パルス発生部と、
共振検出信号を固定周期パルス信号によりマスクし、共振検出信号の中のインダクタ電流及び共振電流が零電流であることを最初に示すタイミングが固定周期パルス信号の期間内の場合はスイッチング制御部に固定周期パルス信号の停止により零電流の検出を判定させてスイッチング素子をリスタートさせ、共振検出信号の当該タイミングが固定周期パルス信号の期間を超えた場合はスイッチング制御部に共振検出信号の停止により零電流の検出を判定させてスイッチング素子をリスタートさせるリスタート入力部と、
を備えたことを特徴とする。

（リスタート入力部）
リスタート入力部は、共振検出信号の信号ラインに、固定周期パルス信号の信号ラインをダイオードを介して接続する。

（共振検出部）
スイッチング素子はＭＯＳ型ＦＥＴであり、
共振検出部は、ＭＯＳ型ＦＥＴのドレイン端子側とソース端子側との間に、コンデンサと分圧抵抗を接続し、分圧抵抗の分圧電圧を共振検出信号として出力する。

（共振検出部のバッファ回路）
共振検出部は、共振電流を検出して出力するバッファ回路を備える。

（正転論理と反転論理）
共振検出部及び固定周期パルス発生部は、正転論理又は反転論理の信号を出力する。

（インダクタのピーク電流検出）
共振検出部は、インダクタの電流検出機能を兼用しており、
固定周期パルス発生部とリスタート入力部との間に、スイッチング駆動信号がオンレベルの間、固定周期パルス信号の出力を禁止して共振検出部の共振検出信号からスイッチング制御部がインダクタに流れるピーク電流を検出して過電流保護制御を可能とする論路回路が設けられる。

（制御ＩＣとコンピュータ回路）
スイッチング制御部は、コンバータを電流臨界モードで制御する制御ＩＣとし、固定周期パルス発生部は、コンピュータ回路によるプログラムの実行で実現される機能とする。

（力率改善回路）
スイッチング電源装置は、交流電圧の位相に交流電流の位相を一致させる力率改善回路とする。

（制御ＩＣとコンピュータ回路）
請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記スイッチング電源装置は、所定電圧に安定化された直流電圧を出力する昇圧コンバータ回路とする。

（基本的な効果）
本発明は、スイッチング素子のオンにより入力電源からインダクタに励磁エネルギーを蓄積し、スイッチング素子のオフによりインダクタの励磁エネルギーを放出して負荷に供給される電流を制御するコンバータと、コンバータを負荷サイズに応じて電流臨界モード又は電流不連続モードで動作し、スイッチング駆動信号によりスイッチング素子をオンオフすると共にスイッチング素子をオフした後に負荷に流れる電流の零電流を検出してスイッチング素子をリスタートするスイッチング制御部とを備えたスイッチング電源装置に於いて、スイッチング素子のオンオフにより、インダクタに流れるインダクタ電流並びにインダクタ、スイッチング素子の寄生容量及びスイッチング素子に並列接続された外付けコンデンサを含む共振回路部に流れる共振電流を検出して共振検出信号を出力する共振検出部と、スイッチング駆動信号のスイッチング素子をオンさせる信号エッジを検出した場合に、予め定めた期間継続する固定周期パルス信号を出力する固定周期パルス発生部と、共振検出信号を固定周期パルス信号によりマスクし、共振検出信号の中のインダクタ電流及び共振電流が零電流であることを最初に示すタイミングが固定周期パルス信号の期間内の場合はスイッチング制御部に固定周期パルス信号の停止により零電流の検出を判定させてスイッチング素子をリスタートさせ、共振検出信号の当該タイミングが固定周期パルス信号の期間を超えた場合はスイッチング制御部に共振検出信号の停止により零電流の検出を判定させてスイッチング素子をリスタートさせるリスタート入力部とが設けられたため、固定周期パルス信号の期間内にインダクタ放出電流及び共振電流を検出している共振検出信号が停止してマスクされた場合は、電流波形に零期間が入る不連続モードの動作となり、固定周期パルス信号の期間を超えて共振検出信号が出力されることでマスクされない場合には電流波形に零期間が入らない電流臨界モードの動作となり、固定周期パルス信号をスタートさせるトリガを、スイッチング素子をオンさせるスイッチング駆動信号の信号エッジとすることで、電流不連続モードの動作においても負荷が軽くなっていくのに合わせてスイッチング素子のオン時間を変えることで三角波となる電流波形の面積を減らして平均電流を下げる制御が可能となり、電流波形の面積を減らすために昇圧電圧を上昇させる必要がなく、これにより部品の信頼性を損なうことかなく、また、負荷の制約を受けることなく広い負荷サイズの範囲で動作することができる。

また、電流臨界モードから電流不連続モードに切替えた場合にも、固定周期パルス信号の周期で決まる動作周波数は変化せず、固定周期パルス信号の周期設定により最大動作周波数が制限され、電流不連続モードの動作中に負荷サイズの低下により動作周波数が高くなってスイッチング素子の損失の増加や入力に帰還する周波数によるノイズ発生の問題を未然に防止できる。

（リスタート制御部の効果）
また、リスタート入力部は、共振検出信号の信号ラインに、固定周期パルス信号の信号ラインを、ダイオードを介して接続するようにしたため、簡単な構成により共振検出信号を固定周期パルス信号によりマスクして電力不連続モード又は電流臨界モードによるスイッチング素子のリスタートを制御することができる。

（共振検出部の効果）
また、スイッチング素子はＭＯＳ型ＦＥＴであり、共振検出部は、ＭＯＳ型ＦＥＴのドレイン端子側とソース端子側との間に、コンデンサと分圧抵抗を接続し、分圧抵抗の分圧電圧を共振検出信号として出力するようにしたため、抵抗とコンデンサといった簡単な回路によりインダクタの電流及び共振回路部の共振電流を検出してスイッチング制御に使用することができる。

（共振検出部のバッファ回路の効果）
共振検出部は、共振電流を検出して出力するバッファ回路を備えたため、広い入力電圧範囲に対応して、インダクタの電流及び共振回路部の共振電流を確実に検出して出力することができる。

（正転論理と反転論理の効果）
また、共振検出部及び固定周期パルス発生部は、正転論理又は反転論理の信号を出力するようにしたため、正転論理として、共振検出信号をＨレベル出力した場合は固定周期パルス信号もＨレベル出力とすることで、固定周期パルス信号により共振検出信号をマスクでき、また、反転論理として、共振検出信号をＬレベル出力した場合は固定周期パルス信号もＬレベル出力とすることで、固定周期パルス信号により共振検出信号をマスクできる。

（インダクタのピーク電流検出による効果）
また、共振検出部は、インダクタの電流検出機能を兼用しており、固定周期パルス発生部とリスタート入力部との間に、スイッチング駆動信号がオンレベルの間、固定周期パルス信号の出力を禁止して共振検出部の共振検出信号からスイッチング制御部がインダクタに流れるピーク電流を検出して過電流保護制御を可能とする論路回路が設けられたため、装置の起動時に、スイッチング制御部がインダクタに流れるピーク電流から過電流保護動作を行う機能を備えている場合には、インダクタのピーク電流が発生するスイッチング駆動信号のオン期間の間、固定周期パルス信号の出力を禁止することで、スイッチング制御部にインダクタの電流を検出している共振検出信号をマスクすることなく有効に入力させ、これによりインダクタのピーク電流を確実に検出して過電流保護動作を可能とする。

（制御ＩＣとコンピュータ回路による効果）
スイッチング制御部は、コンバータを電流臨界モードで制御する制御ＩＣとし、固定周期パルス発生部は、コンピュータ回路によるプログラムの実行で実現される機能とするようにしたため、スイッチング制御部は、市販の電流臨界モードの制御ＩＣをそのまま使用し、制御ＩＣのインダクタ電流検出端子にリスタート入力部からのリスタート信号をくわえるだけで、負荷に応じて電流臨界モード又は電流不連続モードの制御動作を簡単におこなうことができる。固定周期パルス信号の発生はデジタルシグナルプロセッサ等のコンピュータ回路によるプログラムの実行により簡単に実現でき、固定周期パルス信号の周期も必要に応じて適宜に設定できる。

（力率改善回路の効果）
また、スイッチング電源装置は、交流電圧の位相に交流電流の位相を一致させる力率改善回路としたため、負荷の制約を受けることなく広い負荷サイズの範囲で臨界電流モード又は電流不連続モードで動作して力率改善を図ることができる。

（安定化電源装置）
また、スイッチング電源装置は、所定電圧に安定化された直流電圧を出力する昇圧コンバータ回路としたため、負荷の制約を受けることなく広い負荷サイズの範囲で臨界電流モード又は電流不連続モードで動作して安定化された直流電圧を出力できる。

力率改善回路を例にとってスイッチング電源装置の第１実施形態を示した回路ブロック図図１のスイッチング制御部の概略を示した回路ブロック図図１のスイッチング電源装置が電流不連続モードで動作しているときの各部の信号波形を示したタイムチャート図１のスイッチング電源装置が電流臨界モードで動作しているときの各部の信号波形を示したタイムチャート図１のスイッチング電源装置による電流電圧波形を示したタイムチャートスイッチング電源装置の第２実施形態を示した回路ブロック図スイッチング電源装置の第３実施形態を示した回路ブロック図図７の第２実施形態が電流不連続モードで動作しているときの各部の信号波形を示したタイムチャート図７の第２実施形態が電流臨界モードで動作しているときの各部の信号波形を示したタイムチャートスイッチング電源装置の第４実施形態を示した回路ブロック図

［スイッチング電源装置の第１実施形態］
図１は力率改善回路を例にとってスイッチング電源装置の第１実施形態を示した回路ブロック図、図２は図１のスイッチング制御部の概略を示した回路ブロック図である。

（コンバータの概要）
図１に示すように、スイッチング電源装置の主回路として機能するコンバータ１０は、商用交流電源１２からの交流入力を全波整流回路１４で全波整流して入力し、全波整流された電圧波形の位相に対し電流位相が同一となるように電流をスイッチング制御し、負荷に対し力率改善された交流電力を供給する。なお、全波整流回路１４に代えて半波整流回路としても良い。

（スイッチング電源装置の回路）
コンバータ１０は、入力コンデンサ１６、インダクタ１８、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いたス
イッチング素子２０、整流用ダイオード２２及び出力コンデンサ２４で構成され、更に、スイッチング素子２０のドレイン端子Ｄとソース端子Ｄの間に共振コンデンサ２６を外付けして接続しており、スイッチング素子２０はドレイン・ソース間に寄生容量２８を持つことから、実際の共振容量は共振コンデンサ２６と寄生容量２８を加算した容量となり、インダクタ１８と直列接続された共振回路を形成している。

コンバータ１０に対する制御部として、スイッチング制御部３０、共振検出部３６、マイクロコンピュータ４４及びリスタート入力部５０が設けられている。

（共振検出部）
共振検出部３６は、スイッチング素子２０のドレイン端子Ｄ側にコンデンサ３８、抵抗４０及び抵抗４２を直列接続しており、抵抗４０と抵抗４２の間の接続点から共振検出信号Ｅ２を、リスタート入力部５０を介してスイッチング制御部３０に入力している。

ここで、共振検出部３６はスイッチング素子２０をオンした後のオフに伴うインダクタ放出電流及び共振電流の検出信号を共振検出信号Ｅ２として出力する。スイッチング素子２０がオンすると入力側からインダクタ１８に電流が流れて励磁エネルギーが蓄積される。続いて、スイッチング素子２０をオフすると、インダクタ１８に蓄積された励磁エネルギーが放出され、インダクタ１８から整流用ダイオード２２を介して出力コンデンサ２４に電流（インダクタ放出電流）が流れ、出力端子２５ａ，２５ｂから負荷側に供給される。

続いて、インダクタ１８の励磁エネルギーの放出が終了すると、インダクタ１８、共振コンデンサ２６及び寄生容量２８で構成される共振回路により共振電流が流れる。従って、共振検出部３６は、スイチング素子２０のドレイン電圧の変化として、インダクタ検出電流と共振電流を検出した共振検出信号Ｅ２を出力することになる。

（スイッチング制御部）
コンバータ１０のスイッチング素子２０はスイッチング制御部３０によりオン、オフ制御される。スイッチング制御部３０としては、コンバータ１０を電流臨界モードで動作させる市販の制御ＩＣを用いることができる。

スイッチング制御部３０は図２に示すように、誤差アンプ５４、零検出部６０、パルス発生部５８及びドライバ６２で構成され、出力検出電圧入力端子３０ａ、インダクタ検出電流入力端子３０ｂ及びスイッチング出力端子３０ｃを備える。

誤差アンプ５４の一方の入力には出力電圧を抵抗３２，３４で分圧した出力電圧検出信号Ｅ０が出力検出電圧入力端子３０ａから入力され、基準電圧源５６により設定された基準電圧ｖｒｅｆとの誤差電圧が出力される。

零検出部６０は、共振検出部３６から出力された共振検出信号Ｅ２がインダクタ検出電流入力端子３０ｂを介して入力され、共振検出信号Ｅ２に含まれる零電流を検出した場合、所定の遅延時間後にパルス発生部５８に零電流検出信号を出力する。

パルス発生部５８は零検出部６０から零電流検出信号が入力すると、そのとき誤差アンプ５４から入力している誤差信号に応じたオン周期期間のあいだＨレベル（オンレベル）となるパルス幅のパルス信号を出力する。パルス発生部５８が出力するパルス信号のパルス幅は、誤差信号が大きいと広くなり、誤差信号が小さいと狭くなるように制御される。

パルス発生部５８からのパルス信号はドライバ６２でスイッチング駆動信号Ｅ１に変換され、スイッチング出力端子３０ｃからスイッチング素子２０のゲート端子Ｇに出力され、スイッチング駆動信号Ｅ１がＨレベルとなっている期間のあいだスイッチング素子２０をオンする。

ここで、仮にスイッチング制御部３０に共振検出信号Ｅ２のみを入力させた場合、スイッチング制御部３０はコンバータ１０を電流臨界モードで動作することとなり、電流臨界モードの動作中に負荷が軽くなると、スイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベル期間が短くなり、これにより電流に零期間が入る電流不連続モードの動作に移行するが、同時に、動作周波数が増加するようになる。

これに対し本実施形態にあっては、マイクロコンピュータ４４によりスイッチング素子２０に対するスイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベルへの立上りをトリガとして所定期間継続する固定周期パルス信号Ｅ３を発生し、リスタート入力部５０によりダイオード５２を介して共振検出部３６からの共振検出信号Ｅ２に加算してマスクし、これをリスタート信号Ｅ４としてスイッチング制御部３０に入力することで、コンバータ１０の動作モードが電流臨界モードから電流不連続モードに移行しても、動作周波数は固定周期パルス信号Ｅ３の期間Ｔで決まる最大動作周波数に制限され、電流不連続モードで動作周波数が増加して入力側端子からのノイズ放射や発熱等の問題は起きない。

ここで、リスタート入力部５０は、インダクタ電流及び共振電流を検出した共振検出信号Ｅ２を固定周期パルス信号Ｅ４でダイオード５２によるダイオードＯＲによりマスクするものであるが、機能的には、共振検出信号Ｅ２が固定周期パルス信号Ｅ３の期間内の場合（マスクが有効な場合）は、スイッチング制御部３０に固定周期パルス信号Ｅ３の停止となるＨレベルからＬレベルへの立下りにより零電流の検出を判定させてスイッチング駆動信号Ｅ１をリスタートさせる制御を行い、共振検出信号Ｅ２が固定周期パルス信号Ｅ３の期間を超えた場合（マスクが効かない場合）はスイッチング制御部３０に共振検出信号Ｅ２の停止となるＨレベルからＬレベルへの立下りにより零電流の検出を判定させてスイッチング駆動信号Ｅ１をリスタートさせる制御を行う、ということができる。

（マイクロコンピュータ）
マイクロコンピュータ４４は、ＣＰＵ、メモリ、各種の入出力ポートを備えたコンピュータ回路で構成され、ＣＰＵによるプログラムの実行によりトリガ検出部４６と固定周期パルス発生部４８の機能が実現される。

トリガ検出部４６は、スイッチング制御部３０から出力されるスイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベル（オンレベル）への立上りエッジを検出してトリガ検出信号を固定周期パルス発生部４８に出力する。固定周期パルス発生部４８は、スイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベルへの立上りエッジを検出したトリガ検出信号が入力すると、トリガ検出を起点に所定の期間ＴのあいだＨレベルとなる固定周期パルス信号Ｅ３を出力する。

マイクロコンピュータ４４から出力された固定周期パルス信号Ｅ３は、前述したように、リスタート入力部５０に入力されてインダクタ放出電流及び共振電流を検出した共振検出信号Ｅ３をマスクしてリスタート信号Ｅ４を生成し、スイッチング制御部３０でリスタート信号Ｅ４がＬレベルに立ち下がることを判別することで、インダクタ放出電流又は共振電流の零電流を検出してスイッチング駆動信号Ｅ１をリスタートさせる制御を行う。

また、固定周期パルス信号Ｅ３の期間Ｔは、電流不連続モードで動作した場合の最大動作周波数を決めることになるが、ノイズ放射や発熱を考慮して最適な最大動作周波数となる期間Ｔの設定や変更は、マイクロコンピュータ４４を使用していることから、簡単且つ容易にできる。

［第１実施形態の制御動作］
（電流不連続モード）
図３は図１のスイッチング電源装置が電流不連続モードで動作しているときの各部の信号波形を示したタイムチャートであり、図３（Ａ）はスイッチング素子のドレイン電圧を示し、図３（Ｂ）はインダクタ電流を示し、図３（Ｃ）はスイッチング駆動信号Ｅ１を示し、図３（Ｄ）はインダクタ放出電流と共振電流の検出を含む共振検出信号Ｅ２を示し、図３（Ｅ）は固定周期パルス信号Ｅ３を示し、図３（Ｆ）はリスタート信号Ｅ４を示す。

図３に示すように、電流不連続モードにあっては、負荷が軽いことからスイッチング駆動信号Ｅ１がＨレベルとなるオン期間（パルス幅）は短くなる。スイッチング駆動信号Ｅ１がＨレベルに立ち上がるとスイッチング素子２０がオンしてドレイン電圧が零付近に低下し、インダクタ電流が直線的に増加する。また、スイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベルへの立上りエッジの検出に基づき発生された固定周期パルス信号Ｅ３が期間ＴのあいだＨレベルとなる。

続いてスイッチング駆動信号Ｅ１がＬレベルに立ち下がるとスイッチング素子２０がオフし、インダクタ１８に蓄積された励磁エネルギーの放出により負荷側にインダクタ放出電流が流れ、インダクタ放出電流は直線的に減少して零電流に近づくと、インダクタ１８、共振コンデンサ２６及び寄生容量２８で構成された共振回路に共振波形６４で示す電流が流れる。このため共振検出信号Ｅ２には、インダクタ放出電流の検出に対応したＨレベル部分に続いて共振波形６４で示す電流の検出に対応した複数のＨレベル部分が表れる。

共振検出信号Ｅ２は固定周期パルス信号Ｅ３の期間内に入ってマスクされるため、インダクタ電流と共振電流が電流零となる期間が断続的に発生しても、マスク結果とし得られたリスタート信号Ｅ４は、固定周期パルス信号Ｅ３と同じ信号となり、スイッチング制御部３０はリスタート信号Ｅ４がＬレベルに立ち下がったことからインダクタ電流の零電流を検出し、所定の遅延時間後にスイッチング駆動信号Ｅ１を再びＨレベルとして出力させるリスタートが行われる。

（電流臨界モード）
図４は図１のスイッチング電源装置が電流臨界モードで動作しているときの各部の信号波形を示したタイムチャートであり、図４（Ａ）はスイッチング素子のドレイン電圧を示し、図４（Ｂ）はインダクタ電流を示し、図４（Ｃ）はスイッチング駆動信号Ｅ１を示し、図４（Ｄ）はインダクタ放出電流及び共振電流を含む共振検出信号Ｅ２を示し、図４（Ｅ）は固定周期パルス信号Ｅ３を示し、図４（Ｆ）はリスタート信号Ｅ４を示す。

図４に示すように、電流臨界モードにあっては、負荷が重くなっていることからスイッチング駆動信号Ｅ１がＨレベルとなるオン期間（パルス幅）は長くなる。スイッチング駆動信号Ｅ１がＨレベルに立ち上がるとスイッチング素子２０がオンしてドレイン電圧が零付近に低下し、インダクタ電流が直線的に増加する。また、スイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベルへの立上りエッジの検出に基づき発生された固定周期パルス信号Ｅ３が期間ＴのあいだＨレベルとなる。

続いてスイッチング駆動信号Ｅ１がＬレベルに立ち下がるとスイッチング素子２０がオフし、インダクタ１８に蓄積された励磁エネルギーの放出により負荷側にインダクタ放出電流が流れ、インダクタ放出電流は直線的に減少して零電流に近づくと、インダクタ１８、共振コンデンサ２６及び寄生容量２８で構成された共振回路に共振波形６４で示す電流が流れ始める。

しかしながら、電流臨界モードではスイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベル期間が長くなってインダクタ１８に蓄積される励磁エネルギーが増加しており、スイッチング素子２０のオフによる励磁エネルギーの放出によりインダクタ放出電流が零に低下する期間も長くなる。

このため共振検出信号Ｅ２によるインダクタ電流の検出部分がＬレベルに立ち下がる前に、固定周期パルス信号Ｅ３の期間Ｔが経過してＬレベルとなり、共振検出信号Ｅ２に対する固定周期パルス信号Ｅ３によるマスクが解除され、リスタート信号Ｅ４は期間Ｔを経過してもＨレベルにあり、その後、インダクタ放出電流が零になるとリスタート信号Ｅ４がＬレベルとなる。このため共振検出信号Ｅ２によりリスタート信号Ｅ４がＬレベルに立ち下がったことによりインダクタ電流の零電流を検出し、所定の遅延時間後にスイッチング駆動信号Ｅ１を再びＨレベルとして出力させるリスタートが行われる。

（電圧電流波形）
図５は図１のスイッチング電源装置による電流電圧波形を示したタイムチャートであり、図５（Ａ）に電流不連続モードの電流電圧波形を示し、図５（Ｂ）に電流臨界モードの電流電圧波形を示す。

図５（Ａ）の電流不連続モードでは、スイッチング動作により三角波となる電流波形Ｉには零期間が入っており、負荷が軽くなると零期間が増加して三角波の面積が減少することで、電圧波形Ｖａｃと同相となる平均電流Ｉａｃが低下する。

これに対し電流臨界モードでは、スイッチング動作により三角波となる電流波形Ｉには零期間が入らず、その分、三角波の面積が増加し、電圧波形Ｖａｃと同相となる平均電流Ｉａｃが増加する。

また、電流不連続モードで三角波の電流が流れる期間Ｔは、固定周期パルス信号の期間Ｔに対応した一定期間となり、負荷が軽くなっても動作周波数が増加することはなく、ノイズ放射や過熱の問題は起きない。これに対し電流臨界モードにあっては、負荷が重くなると動作周波数が低下し、動作周波数の増加による問題は起きない。

［スイッチング電源装置の第２実施形態］
図６はスイッチング電源装置の第２実施形態を示した回路である。本実施形態にあっては、共振検出部３６にＮＰＮトランジスタ６６を用いたバッファ回路を設けたことを特徴とする。

ＮＰＮトランジスタ６６はベースにスイッチング素子２０のドレイン端子側をコンデンサ３８と抵抗４０を介して接続し、コレクタは定電圧電源Ｖｃに接続し、エミッタに抵抗４２を接続し、エミッタから共振検出信号Ｅ２を取り出してリスタート入力部５０に入力している。それ以外の構成及び機能は図１の第１実施形態と同じになることから、同一符号を付して説明は省略する。

このようにＮＰＮトランジスタ６６によるバッファ回路を共振検出部３６に設けたため、広い入力電圧の範囲に対応して、インダクタ１８の電流及び共振回路の共振電流を確実に検出して出力することができる。

［スイッチング電源装置の第３実施形態］
図７はスイッチング電源装置の第３実施形態を示した回路である。図７に示すように、本実施形態にあっては、マイクロコンピュータ４４による固定周期パルス発生部４８として図１に対し論理レベルを反転した固定周期パルス反転信号Ｅ３１を出力するようにし、固定周期パルス発生部４８とリスタート入力部５０との間にＮＯＲゲート６８を設け、ＮＯＲゲート６８の一方の入力にスイッチング駆動信号Ｅ１を入力し、ＮＯＲゲート６８の他方に固定周期パルス反転信号Ｅ３１を入力し、ＮＯＲゲート６８の出力信号をリスタート入力部５０に入力し、ダイオード５２を介して共振検出信号Ｅ２に加算することでマスクしている。

本実施形態は、共振検出部３６がインダクタ１８の電流検出機能を兼ねている場合、スイッチング制御部３０がスイッチング電源装置の起動時や過負荷動作時に、インダクタ１８に流れるピーク電流から過電流保護動作を行う場合に有効となる。

図１の実施形態にあっては、図３及び図４に示したように、共振検出信号Ｅ２は固定周期パルス信号Ｅ３によりマスクされているため、スイッチング素子２０のオンでインダクタ１８に流れるインダクタ電流のピーク値をスイッチング制御部３０で判定することができない。

そこで、本実施形態にあっては、インダクタ１８にピーク電流が発生するスイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベル期間（オン期間）の間、ＮＯＲゲート６８により固定周期パルス信号Ｅ３の出力を禁止することで、スイッチング制御部３０にインダクタ１８の電流を検出している共振検出信号Ｅ２をマスクすることなく有効に入力させ、これによりインダクタ１８のピーク電流を確実に検出して過電流保護動作を可能とする。

図８は図７の第３実施形態が電流不連続モードで動作しているときの各部の信号波形を示したタイムチャートであり、図９は図７の第３実施形態が電流臨界モードで動作しているときの各部の信号波形を示したタイムチャートである。

ここで、図８（Ａ）及び図９（Ａ）はスイッチング素子のドレイン電圧を示し、図８（Ｂ）及び図９（Ｂ）はインダクタ電流を示し、図８（Ｃ）及び図９（Ｃ）はスイッチング駆動信号Ｅ１を示し、図８（Ｄ）及び図９（Ｄ）はインダクタ放出電流と共振電流を含む共振検出反転信号Ｅ２１を示し、図８（Ｅ）及び図９（Ｅ）は固定周期パルス反転信号Ｅ３１を示し、図８（Ｆ）及び図９（Ｆ）はＮＯＲゲートの出力信号Ｅ５を示し、図８（Ｇ）及び図９（Ｇ）はリスタート信号Ｅ４を示す。

図８に示すように、スイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベルへの立上りエッジをトリガとして固定周期パルス反転信号Ｅ３１がＬレベルとなって発生し、このときＮＯＲゲート６８の入力は（Ｈ，Ｌ）であることから出力信号Ｅ５はＬレベルとなり、リスタート入力部５０で共振検出信号Ｅ５はマスクされず、スイッチング制御部３０は電流検出期間Ｔｉのあいだインダクタ電流を検出し、ピーク電流が閾値を超えた場合にスイッチング素子２０を強制的にオフする過電流保護を行う。

また、スイッチング駆動信号Ｅ１がＬレベルに戻ると、ＮＯＲゲート６８の入力は（Ｌ．Ｌ）となって出力信号はＨレベルとなり、図１の実施形態と同様に、共振検出信号Ｅ２をマスクしてスイッチング素子２０のリスタートを行なわせることができる。

このようなスイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベル期間に固定周期パルス信号Ｅ３のマスクを解除してインダクタ電流のピーク値を検出する機能は、図９に示した電流臨界モードの場合も同様となる。

それ以外の構成及び機能は、図１の実施形態と同じになることから、同一符号を付して説明は省略する。

［スイッチング電源装置の第４実施形態］
図１０はスイッチング電源装置の第４実施形態を示した回路ブロック図である。図１０に示すように、本実施形態にあっては、共振検出部３６にＰＮＰトランジスタ７０を用いたバッファ回路を設けて反転論理を適用し、電流非検出でＨレベル、電流検出でＬレベルとなる共振検出反転信号Ｅ２１を出力するように構成する。

また、マイクロコンピュータ４４に設けた固定周期パルス発生部４８についても反転論理を適用し、パルス非出力でＨレベル、パルス出力でＬレベルとなる固定周期パルス反転信号Ｅ３１を出力するように構成する。更に、共振検出反転信号Ｅ２１と固定周期パルス反転信号Ｅ３１に対応して、リスタート入力部５０のダイオード７２は図１のダイオード５２に対し逆極性で接続している。

このように図６に示した正転論理の共振検出部３６及び固定周期パルス発生部４８に対し、本実施形態は、反転論理の共振検出部３６及び固定周期パルス発生部４８信号を出力するようにしたため、正転論理として、共振検出信号をＨレベル出力した場合と同様に、固定周期パルス反転信号Ｅ３１により共振検出反転信号Ｅ２１をマスクしてスイッチング駆動信号Ｅ１のリスタートが制御できる。

［本発明の変形例］
上記の実施形態は、力率改善回路に用いられるスイッチング電源装置として昇圧コンバータを例にとるものであったが、本発明はこれに限定されず、所定電圧に安定化された直流電圧を出力する降圧コンバータ又は昇降圧コンバータ等の安定化電源装置にも適用され、負荷の制約を受けることなく広い負荷サイズの範囲で臨界電流モード又は電流不連続モードで動作して安定化した直流電圧を出力できる。

また、上記の実施形態は、マイクロコンピュータによりトリガ検出部と固定周期パルス発生部の機能を実現しているが、ハードウェアの専用回路としても良いし、スイッチング制御部に用いられる制御ＩＣの機能として実現するようにしても良い。

また、本発明はその目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含み、更に上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。

１０：コンバータ
１２：商用交流電源
１４：全波整流回路
１６：入力コンデンサ
１８：インダクタ
２０：スイッチング素子
２２：整流用ダイオード
２４：出力コンデンサ
２６：共振コンデンサ
２８：寄生容量
３０：スイッチング制御部
３０ａ：出力検出電圧入力端子
３０ｂ：インダクタ検出電流入力端子
３０ｃ：スイッチング出力端子
３６：共振検出部
４４：マイクロコンピュータ
４６：トリガ検出部
４８：固定周期パルス発生部
５０：リスタート入力部
５２，７２：ダイオード
５４：誤差アンプ
５６：基準電圧源
５８：パルス発生部
６０：零検出部
６２：ドライバ
６４：共振波形
６６：ＮＰＮトランジスタ
６８：ＮＯＲゲート
７０：ＰＮＰトランジスタ

Claims

スイッチング素子のオンにより入力電源からインダクタに励磁エネルギーを蓄積し、前記スイッチング素子のオフにより前記インダクタの前記励磁エネルギーを放出して負荷に供給される電流を制御するコンバータと、
前記コンバータを負荷サイズに応じて電流臨界モード又は電流不連続モードで動作し、スイッチング駆動信号により前記スイッチング素子をオンオフすると共に前記スイッチング素子をオフした後に前記負荷に流れる電流の零電流を検出して前記スイッチング素子をリスタート（再度オンオフ）するスイッチング制御部と、
を備えたスイッチング電源装置に於いて、
前記スイッチング素子のオンオフにより、前記インダクタに流れるインダクタ電流並びに前記インダクタ、前記スイッチング素子の寄生容量及び前記スイッチング素子に並列接続された外付けコンデンサを含む共振回路部に流れる共振電流を検出して共振検出信号を出力する共振検出部と、
前記スイッチング駆動信号の前記スイッチング素子をオンさせる信号エッジを検出した場合に、予め定めた期間継続する固定周期パルス信号を出力する固定周期パルス発生部と、
前記共振検出信号を前記固定周期パルス信号によりマスクし、前記共振検出信号の中のインダクタ電流及び共振電流が零電流であることを最初に示すタイミングが前記固定周期パルス信号の期間内の場合は前記スイッチング制御部に前記固定周期パルス信号の停止により前記零電流の検出を判定させて前記スイッチング素子をリスタートさせ、前記共振検出信号の当該タイミングが前記固定周期パルス信号の期間を超えた場合は前記スイッチング制御部に前記共振検出信号の停止により前記零電流の検出を判定させて前記スイッチング素子をリスタートさせるリスタート入力部と、
を備え、
前記スイッチング素子は、ＭＯＳ型ＦＥＴであり、
前記共振検出部は、前記ＭＯＳ型ＦＥＴのドレイン端子側とソース端子側との間に、コンデンサと分圧抵抗を接続し、前記分圧抵抗の分圧電圧を共振検出信号として出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
スイッチング素子のオンにより入力電源からインダクタに励磁エネルギーを蓄積し、前記スイッチング素子のオフにより前記インダクタの前記励磁エネルギーを放出して負荷に供給される電流を制御するコンバータと、
前記コンバータを負荷サイズに応じて電流臨界モード又は電流不連続モードで動作し、スイッチング駆動信号により前記スイッチング素子をオンオフすると共に前記スイッチング素子をオフした後に前記負荷に流れる電流の零電流を検出して前記スイッチング素子をリスタート（再度オンオフ）するスイッチング制御部と、
を備えたスイッチング電源装置に於いて、
前記スイッチング素子のオンオフにより、前記インダクタに流れるインダクタ電流並びに前記インダクタ、前記スイッチング素子の寄生容量及び前記スイッチング素子に並列接続された外付けコンデンサを含む共振回路部に流れる共振電流を検出して共振検出信号を出力する共振検出部と、
前記スイッチング駆動信号の前記スイッチング素子をオンさせる信号エッジを検出した場合に、予め定めた期間継続する固定周期パルス信号を出力する固定周期パルス発生部と、
前記共振検出信号を前記固定周期パルス信号によりマスクし、前記共振検出信号の中のインダクタ電流及び共振電流が零電流であることを最初に示すタイミングが前記固定周期パルス信号の期間内の場合は前記スイッチング制御部に前記固定周期パルス信号の停止により前記零電流の検出を判定させて前記スイッチング素子をリスタートさせ、前記共振検出信号の当該タイミングが前記固定周期パルス信号の期間を超えた場合は前記スイッチング制御部に前記共振検出信号の停止により前記零電流の検出を判定させて前記スイッチング素子をリスタートさせるリスタート入力部と、
を備え、
前記共振検出部は、前記インダクタの電流検出機能を兼用しており、
前記固定周期パルス発生部と前記リスタート入力部との間に、前記スイッチング駆動信号がオンレベルの間、前記固定周期パルス信号の出力を禁止して前記共振検出部の共振検出信号から前記スイッチング制御部が前記インダクタに流れるピーク電流を検出して過電流保護制御を可能とする論路回路が設けられたことを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１又は２記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記リスタート入力部は、前記共振検出信号の信号ラインに、前記固定周期パルス信号の信号ラインをダイオードを介して接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項２記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記スイッチング素子はＭＯＳ型ＦＥＴであり、
前記共振検出部は、前記ＭＯＳ型ＦＥＴのドレイン端子側とソース端子側との間に、コンデンサと分圧抵抗を接続し、前記分圧抵抗の分圧電圧を共振検出信号として出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１又は２記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記共振検出部は、前記共振電流を検出して出力するバッファ回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１又は２記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記共振検出部及び前記固定周期パルス発生部は、正転論理又は反転論理の信号を出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記共振検出部は、前記インダクタの電流検出機能を兼用しており、
前記固定周期パルス発生部と前記リスタート入力部との間に、前記スイッチング駆動信号がオンレベルの間、前記固定周期パルス信号の出力を禁止して前記共振検出部の共振検出信号から前記スイッチング制御部が前記インダクタに流れるピーク電流を検出して過電流保護制御を可能とする論路回路が設けられたことを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１又は２記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記スイッチング制御部は、前記コンバータを電流臨界モードで制御する制御ＩＣとし、
前記固定周期パルス発生部は、コンピュータ回路によるプログラムの実行で実現される機能としたことを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１又は２記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記スイッチング電源装置は、交流電圧の位相に交流電流の位相を一致させる力率改善回路としたことを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１又は２記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記スイッチング電源装置は、所定電圧に安定化された直流電圧を出力する昇圧コンバータ回路としたことをスイッチング電源装置。