JP2019193447A - 電源制御用半導体装置およびスイッチング電源装置並びにその設計方法 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電圧を切り替えることができるとともに過電流保護回路の電流制限値を自由に設計することができるようにする。【解決手段】スイッチング素子をオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御回路に、一次側巻線に流れる電流に比例した電圧が印加される電流検出端子と、電流検出端子に印加された電圧と上限電流検出電圧とを比較してトランスの二次側回路の過電流状態を検出するための過電流検出回路と、周期的にスイッチング素子をオン状態にさせるターンオン信号を生成するターンオン信号生成回路と、過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じてスイッチング素子をオフ状態にさせる制御信号を生成するターンオフ信号生成回路と、電流検出端子へ向かって補正電流を流す補正電流生成回路とを設け、補正電流が電流検出端子に接続された補正用抵抗素子に流されることで電流検出端子に印加される電圧をシフトさせるように構成した。【選択図】図２

Description

本発明は、電源制御用半導体装置およびそれを用いた直流電源装置並びにその設計方法に関し、特に電圧変換用トランスを備えたスイッチング制御方式の絶縁型直流電源装置における過電流保護回路の動作点の補正や出力リップルの調整をトランスの一次側回路で行うのに利用して有効な技術に関する。

直流電源装置には、交流電源を整流するダイオード・ブリッジ回路と、該回路で整流された直流電圧を降圧して所望の電位の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータなどで構成された絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータがある。絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータとしては、例えば電圧変換用トランスの一次側巻線と直列に接続されたスイッチング素子をＰＷＭ（パルス幅変調）制御方式やＰＦＭ（パルス周波数変調）制御方式等でオン、オフ駆動して一次側巻線に流れる電流を制御し、二次側巻線に誘起される電圧を制御するようにしたスイッチング電源装置が知られている。

ところで、スイッチング電源装置においては、定格負荷電流（或いは最大負荷電流）が規定されており、二次側に流れる電流が定格負荷電流以上に増加する過電流状態が発生すると電源装置がダメージを受けることがあるので、一次側の制御回路に、過電流検出機能および過電流を検出した場合にスイッチング素子をオフさせる過電流保護機能を設けることがある。なお、スイッチング電源装置における負荷の過電流状態を検出する方法としては、一次側のスイッチング素子と直列に電流検出用の抵抗を設け、該抵抗により電流−電圧変換した電圧（三角波形の電圧のピーク値）を監視する方式がある（特許文献１）。

また、従来のスイッチング電源装置は出力電圧が固定のものが一般であったが、近年、例えばＵＳＢ-ＰＤ（Power Delivery）規格のように、負荷側の装置からの要求に応じて、例えば５Ｖ，９Ｖ，１５Ｖ……のように、出力電圧を切り替えることができる機能を有する電源装置が望まれている。
上記のような出力電圧の切り替えを行うことができるスイッチング電源装置に関する発明としては、例えば特許文献２に記載されているものがある。

特開２００５−３４１７３０号公報 特開２０１７−１２７１０９号公報

出力電圧を切り替えることができるスイッチング電源装置を設計する場合、各出力電圧における過電流保護動作時の出力電流値（以下、出力過電流制限値）をどのように設定するかについては様々な考え方があり、出力電圧が高くなるほど出力過電流制限値を小さくしたい場合や出力電圧が変わっても出力過電流制限値はほぼ同一にしたい場合などが考えられる。
しかしながら、特許文献２に記載されているスイッチング電源装置においては、出力電圧を低く設定したときに過電流保護制御回路のスイッチング素子の過電流制限値を高い基準電圧から低い基準電圧に切り替えるとともに、スイッチング周波数の最大制限値を高い周波数から低い周波数に切り替えることで、出力電圧に応じた過電流保護動作時の出力電流値を設定するように、一次側の制御用ＩＣが構成されている。

そのため、上記のような制御用ＩＣを使用してスイッチング電源装置の設計する場合、設計者は、出力電圧を切り替えたときの出力過電流制限値を自由に設定することができない。また、特許文献２に記載されているスイッチング電源装置においては、出力電圧を低い電圧に切り替えたときにスイッチング周波数が低く設定されてしまい、それにより出力リップルが大きくなってしまうという課題がある。

本発明は上記のような課題に着目してなされたもので、その目的とするところは、電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力を制御するスイッチング電源装置を構成する電源制御用半導体装置において、負荷側の装置からの要求に応じて出力電圧を切り替える機能を有するように設計された場合に、出力電圧と出力過電流制限値との関係を自由に設定することができるようにするための技術を提供することにある。
本発明の他の目的は、出力電圧を切り替えることができる機能を有するように設計された場合に、出力電圧と出力リップルとの関係を自由に設定することができる電源制御用半導体装置およびそれを用いたスイッチング電源装置を提供することにある。

上記目的を達成するため本発明は、
電圧変換用のトランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子を、前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号とに応じてオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御用半導体装置において、
前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧が印加される電流検出端子と、
前記電流検出端子に印加された電圧に応じた電圧と上限電流検出電圧とを比較して前記トランスの二次側回路の過電流状態を検出するための過電流検出回路と、
周期的に前記スイッチング素子をオン状態にさせるターンオン信号を生成するターンオン信号生成回路と、
前記過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じて前記スイッチング素子をオフ状態にさせる制御信号を生成するターンオフ信号生成回路と、
前記電流検出端子へ向かって前記トランスの二次側の出力電圧に応じた補正電流を流す補正電流生成回路と、を備え、
前記補正電流生成回路により生成された補正電流が前記電流検出端子に接続された補正用の抵抗素子に流されることで、前記電流検出端子に印加される電圧をシフトさせるように構成したものである。
なお、上記補正用の抵抗は、外付け素子として電流検出端子に接続されるものでも良いし、半導体チップ上に抵抗値切替え可能な素子として形成されているものであっても良い。

上記した構成を有する電源制御用半導体装置によれば、補正電流が補正用の抵抗に流されることで電流検出端子に印加される電圧がシフトされるため、それによって見かけ上の上限電流検出電圧を変えることができるとともに、補正電流生成回路により生成される補正電流の電流値がトランスの二次側の出力電圧に応じて変化するため、出力電圧に応じて電流検出端子に印加される電圧のシフト量を変えることができ、これにより出力電圧に応じた出力過電流制限値を自由に設定することができる。その結果、例えばＵＳＢ-ＰＤ規格の電源装置において、複数の出力電圧を設定したい場合に、各出力電圧レベルに応じて任意の出力過電流制限値を設定した電源装置を容易に設計することができる。

また、望ましくは、前記出力電圧検出信号が入力される制御端子と、
所定の過電流制限電圧を生成する過電流制限電圧生成手段と、を有し、
前記ターンオフ信号生成回路は、
前記制御端子の電圧に応じた電圧または前記過電流制限電圧のうち低い方の電圧を前記上限電流検出電圧として選択する電圧選択手段と、
前記電圧選択手段によって選択された前記上限電流検出電圧と前記電流検出端子に印加された電圧に応じた電圧とを比較する電圧比較回路と、を備えるようにする。

ここで、「制御端子の電圧に応じた電圧」は、制御端子の電圧そのものの他に、バッファを介して入力された電圧や、制御端子の電圧を増幅または分圧した電圧、サブハーモニック発振を防止するためのスロープ補償回路を介して入力された電圧などを含むことを意味する。
また、ここで、「電流検出端子に印加された電圧に応じた電圧」は、電流検出端子の電圧そのものの他に、前記補正用の抵抗が半導体チップ上に構成されており、前記補正電流が流されることで前記電流検出端子の電圧がシフトされた電圧や、前記電流検出端子の電圧または前記電流検出端子の電圧がシフトされた電圧を、更に非反転増幅アンプで増幅した電圧などを含むことを意味する。
上記の構成によれば、通常の動作状態では、電流検出端子の電圧が出力電圧検出信号に応じた制御端子の電圧に到達した時点でスイッチング素子のターンオフ信号が生成され、過電流が流れる状態では、電流検出端子の電圧が過電流制限電圧に到達した時点でスイッチング素子のターンオフ信号が生成されるようにすることができるため、通常の動作状態と過電流保護状態の遷移をシームレスに行うことができる。

また、望ましくは、前記トランスは補助巻線を備えたトランスであり、
前記補正電流生成回路は、前記補助巻線に誘起された電圧もしくはそれを分圧した電圧に応じた電圧を、前記スイッチング素子のターンオフ後、前記トランスの消磁期間中に取り込んで保持するサンプルホールド回路と、前記サンプルホールド回路に保持された電圧に応じた電流を生成する電圧−電流変換回路とを備えるように構成する。
ここで、「応じた電圧」は、後の実施例の中で説明する演算回路で演算される前の電圧の他、演算された後の電圧を含むことを意味する。
上記のような構成によれば、所望の補正電流を生成する合理的な補正電流生成回路を実現することができる。

さらに、望ましくは、前記補正電流生成回路は、前記出力電圧検出信号および前記補助巻線に誘起された電圧もしくはそれを分圧した電圧に応じて、出力電圧検出信号が高いときは出力電圧検出信号が低いときと同等もしくはそれよりも大きな電流値となるように前記補正電流を生成するように構成する。
これにより、所望の出力電流−スイッチング周波数特性を有する電源装置の設計をする際に、所定の出力電流範囲におけるスイッチング周波数を低減でき、高い電力変換効率が得られる。

また、望ましくは、前記ターンオン信号生成回路は、所定の周波数で発振信号を生成する発振回路を備え、
前記発振回路は、前記出力電圧検出信号が入力される制御端子の電圧に応じた周波数の発振信号を生成するように構成する。
これにより、出力電圧と出力リップルとの関係を自由に設計することができるため、出力リップルの小さな電源装置を実現することができる。なお、リップル抑制効果は、所定の出力電圧および所定の出力電流において周波数が高いほど、高い効果を得ることができる。

また、上記のような構成を有する電源制御用半導体装置と、
電圧変換用のトランスと、
前記トランスの一次側巻線と直列に接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子と直列に接続され、電流−電圧変換した電圧を前記電流検出端子に印加する電流−電圧変換用抵抗素子と、
前記トランスの二次側の出力電圧を検出し検出信号を前記電源制御用半導体装置へ出力する出力電圧検出手段と、
前記電流検出端子と前記電流−電圧変換用抵抗素子の一方の端子との間に接続された補正用の抵抗素子と、を備えるようにスイッチング電源装置を構成する。
これにより、負荷側の装置からの要求に応じて出力電圧を切り替えることができる機能を有するとともに、出力過電流制限値を任意に設定したスイッチング電源装置を実現することができる。

本出願の他の発明は、上記のような構成を有する電源制御用半導体装置を用いたスイッチング電源装置の設計方法において、
第１の出力電圧と第２の出力電圧のそれぞれの場合の補正電流が第１の補正電流値と第２の補正電流値となるような電圧が、前記補助巻線の誘起電圧もしくはそれを分圧した電圧が印加される端子に印加されるように、補助巻線の巻数および分圧比を決めるステップと、
前記トランスの二次側の出力電流が、前記第１の出力電圧の時に第１の出力電流値となり、前記第２の出力電圧の時に第２の出力電流値となるような、スイッチング素子の第１の電流制限値と第２の電流制限値を求めるステップと、
前記第１および第２の出力電圧かつ前記上限電流検出電圧が過電流制限電圧の場合に、前記第１および第２の電流制限値となるような、前記電流検出端子に接続される電流−電圧変換用抵抗素子および補正用抵抗素子の抵抗値を決定するステップと、
を有するようにしたものである。
上記のような方法によれば、出力電圧を切り替えることができるように構成されたスイッチング電源装置において、所望の出力過電流制限値−出力電圧特性を有するスイッチング電源装置を設計することができる。

本出願の他の発明は、上記のような構成を有する電源制御用半導体装置を用いたスイッチング電源装置の設計方法において、
前記トランスの二次側の出力電圧が第１の値かつ出力電流が第１の値における前記上限電流検出電圧の第１の値を決定するステップと、
前記トランスの二次側の出力電圧が第１の値かつ出力電流が第１の値の時に前記上限電流検出電圧が前記第１の値となるように前記電流検出端子に接続される電流−電圧変換用抵抗素子の抵抗値を決定するステップと、
前記トランスの二次側の出力電圧が第２の値かつ出力電流が第２の値における前記上限電流検出電圧の第２の値を決定するステップと、
前記補正電流生成回路によって流される前記トランスの二次側の出力電圧に応じた前記補正電流の値に基づいて、出力電圧が第２の値かつ出力電流が第２の値における前記上限電流検出電圧が前記第２の値となりかつ前記スイッチング素子のオン、オフ動作の周波数が所定の値よりも低くならないように前記補正用の抵抗素子の抵抗値を決定するステップと、
を有するようにしたものである。
上記のような方法によれば、出力電圧を切り替えることができるように構成されたスイッチング電源装置において、低い出力電圧に切り替えられた場合における出力リップルが小さなスイッチング電源装置を設計することができる。

本発明によれば、電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力を制御するスイッチング電源装置を構成する電源制御用半導体装置において、負荷側の装置からの要求に応じて出力電圧を切り替えることができる機能を有するように設計された場合に、出力電圧と出力過電流制限値との関係を自由に設定することができる。また、出力電圧を切り替えることができる機能を有するように設計された場合に、出力電圧と出力リップルとの関係を自由に設定することができる電源制御用半導体装置およびそれを用いたスイッチング電源装置を実現することができるという効果がある。

本発明に係るスイッチング電源装置としてのＡＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。 図１のＡＣ−ＤＣコンバータにおけるトランスの一次側スイッチング電源制御回路（電源制御用ＩＣ）の第１実施形態を示すブロック図である。 （Ａ）は第１実施形態の電源制御用ＩＣを使用したＡＣ−ＤＣコンバータにおいて補正抵抗の抵抗値を変えたときの過電流保護機能動作時の出力過電流制限値−出力電圧特性の変化の様子を示すグラフ、（Ｂ）は補正抵抗および電流検出抵抗の抵抗値を変えたときの過電流保護機能動作時の出力過電流制限値−出力電圧特性の変化の様子を示すグラフ、（Ｃ）は第１実施形態の電源制御用ＩＣにおける出力電圧と補正電流との関係を示すグラフである。 第１実施形態の電源制御用ＩＣの具体的な回路構成例を示す回路構成図である。 第１実施形態において出力電圧が高いレベルに制御されたときの電源制御用ＩＣの各部の電圧または電流の変化の様子を示す波形図である。 第１実施形態において出力電圧が中間のレベルに制御されたときの電源制御用ＩＣの各部の電圧または電流の変化の様子を示す波形図である。 第１実施形態において出力電圧が低いレベルに制御されたときの電源制御用ＩＣの各部の電圧または電流の変化の様子を示す波形図である。 第１実施形態の電源制御用ＩＣの変形例を示す回路構成図である。 （Ａ）は第１実施形態の実施例の補正電流生成手段における補正電流−制御電圧特性を示すグラフ、（Ｂ）は変形例の補正電流生成手段における補正電流−制御電圧特性を示すグラフ、（Ｃ）は変形例の補正電流生成手段における補正電流−制御電圧特性の他の例を示すグラフである。 変形例の電圧選択手段によって選択された上限電流検出電圧−制御電圧特性および発振回路の周波数（Ｆｓｗ）−制御電圧特性を示すグラフである。 （Ａ）は第１実施形態の実施例におけるスイッチング周波数（Ｆｓｗ）−出力電流特性を示すグラフ、（Ｂ）は変形例におけるスイッチング周波数（Ｆｓｗ）−出力電流特性を示すグラフである。 第１実施形態の電源制御用ＩＣの変形例における補正電流生成手段の具体例を示す回路構成図である。 電源制御用ＩＣの第２実施形態を示すブロック図である。 （Ａ）は第２実施形態の電源制御用ＩＣを使用したＡＣ−ＤＣコンバータにおいて補正抵抗の抵抗値を大きくしたときのスイッチング周波数−出力電流特性の変化の様子を示すグラフ、（Ｂ）は補正抵抗の抵抗値を小さくしたときのスイッチング周波数−出力電流特性の変化の様子を示すグラフ、（Ｃ）は第２実施形態の電源制御用ＩＣにおける出力電圧と補正電流との関係を示すグラフである。 第２実施形態の電源制御用ＩＣの具体的な回路構成例を示す回路構成図である。 第２実施形態において出力電圧が高い電圧に制御されたときの電源制御用ＩＣの各部の電圧の変化の様子を示す波形図である。 第２実施形態において出力電圧が低い電圧に制御されたときの電源制御用ＩＣの各部の電圧の変化の様子を示す波形図である。 （Ａ）は第３実施形態の電源制御用ＩＣを使用したＡＣ−ＤＣコンバータにおいて補正抵抗の抵抗値を大きくしたときの制御電圧−出力電流特性の変化の様子を示すグラフ、（Ｂ）は補正抵抗の抵抗値を小さくしたときの制御電圧−出力電流特性の変化の様子を示すグラフ、（Ｃ）は第３実施形態の電源制御用ＩＣにおけるスイッチング周波数と制御電圧との関係を示すグラフである。 電源制御用ＩＣの第３実施形態を示すブロック図である。 第３実施形態の電源制御用ＩＣの具体的な回路構成例を示す回路構成図である。

以下、本発明の好適な実施形態を図面を参照しながら説明する。
（第１実施形態）
第１実施形態のスイッチング電源装置は、負荷側の装置からの要求に応じて出力電圧を切り替える機能を有するとともに、出力電圧と過電流保護動作時の出力電流（出力過電流制限値）との関係を自由に設定することができるようにするものである。
図１は、本発明を適用したスイッチング電源装置としてのＡＣ−ＤＣコンバータの第１の実施形態を示す回路構成図である。

この実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータは、ＡＣ電源１０からの交流電圧（ＡＣ）を整流するダイオード・ブリッジ回路１１と、整流後の電圧を平滑する平滑用コンデンサＣ１と、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓおよび補助巻線Ｎｂとを有する電圧変換用のトランス１２と、このトランス１２の一次側巻線Ｎｐと直列に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチングトランジスタＳＷと、該スイッチングトランジスタＳＷをオン、オフ駆動する電源制御回路１３を有する。
なお、本実施形態では、電源制御回路１３は、単結晶シリコンのような１個の半導体チップ上に半導体集積回路（以下、電源制御用ＩＣと称する）として形成されており、上記スイッチングトランジスタＳＷをオン、オフ制御する信号を、ＳＷのゲート端子へ出力するための外部端子ＤＲＶを備える。

上記トランス１２の二次側には、二次側巻線Ｎｓと直列に接続された整流用ダイオードＤ２と、このダイオードＤ２のカソード端子と二次側巻線Ｎｓの他方の端子との間に接続された平滑用コンデンサＣ２とが設けられ、一次側巻線Ｎｐに間歇的に電流を流すことで二次側巻線Ｎｓに誘起される交流電圧を整流し平滑することによって、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓとの巻線比に応じた直流電圧Ｖoutを出力する。
さらに、トランス１２の二次側には、出力電圧Ｖoutを検出するための出力電圧検出回路１４が設けられ、該出力電圧検出回路１４と電源制御用ＩＣ１３との間には、出力電圧検出回路１４の検出電圧に応じた出力電圧検出信号を、電源制御用ＩＣ１３の制御端子ＣＴＲＬへ伝達するフォトカプラ（ＰＣ）１５が設けられている。

出力電圧検出回路１４は、出力電圧Ｖoutを分圧する抵抗Ｒ２１，Ｒ２２と、該抵抗Ｒ２１，Ｒ２２により分圧された電圧を入力とする誤差増幅器ＡＭＰとを備え、誤差増幅器ＡＭＰは、出力電圧切替手段１６からの基準電圧と抵抗Ｒ１１，Ｒ１２により分圧された電圧との電位差に応じた電圧を出力する。また、出力電圧切替手段１６は、ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖoutを受けて動作する負荷装置（例えばＵＳＢデバイス）１７から供給される出力電圧切替え指令（バイナリコードまたはアナログ信号）により、生成する基準電圧を切替え可能に構成されており、基準電圧が切替わることで誤差増幅器ＡＭＰの出力が変化して一次側へフィードバックされる出力電圧検出信号が変化し、電源制御用ＩＣ１３がスイッチングトランジスタＳＷをオンさせる時間を変えることによって、基準電圧に応じた出力電圧ＶoutがＡＣ−ＤＣコンバータから出力される。また、出力電圧を切替える手段は上記の構成に限定されず、出力電圧が切り替え可能であればどのような構成であっても良い。

さらに、本実施形態においては、スイッチングトランジスタＳＷのソース端子と接地点ＧＮＤとの間に電流検出用の抵抗Ｒｓが接続され、該電流検出抵抗Ｒｓの検出電圧Ｖｒが、補正抵抗Ｒcompを介して電源制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳに入力されている。
また、この実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータの一次側には、上記補助巻線Ｎｂと直列に接続された整流用ダイオードＤ０と、このダイオードＤ０のカソード端子と接地点ＧＮＤとの間に接続された平滑用コンデンサＣ０とからなる整流平滑回路が設けられ、該整流平滑回路で整流、平滑された電圧Ｖauxが上記電源制御用ＩＣ１３の電源電圧端子ＶＤＤに印加されている。さらに、上記補助巻線Ｎｂの端子間には、分圧用の抵抗Ｒ１１，Ｒ１２が接続され、該抵抗Ｒ１１，Ｒ１２により分圧された電圧Ｖvsが、電源制御用ＩＣ１３の電圧検出端子ＶＳに入力されている。

次に、第１実施形態における上記電源制御用ＩＣ１３の機能的な回路構成例について、図２を用いて説明する。
図２に示すように、本実施形態の電源制御用ＩＣ１３は、所定の周波数のクロックパルスのような一次側スイッチングトランジスタＳＷをオンさせるタイミングを与えるターンオン信号Ｓonを生成するターンオン信号生成手段３１と、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsと上限電流検出電圧Ｖlimとを比較してスイッチングトランジスタＳＷをオフさせるタイミングを与えるターンオフ信号Ｓoffを生成するターンオフ信号生成手段３２を備える。

また、電源制御用ＩＣ１３は、ターンオン信号生成手段３１により生成されるターンオン信号Ｓonおよびターンオフ信号生成手段３２により生成されるターンオフ信号Ｓoffに基づいてスイッチングトランジスタＳＷの駆動信号（駆動パルス）Ｓdrvを生成する駆動パルス生成手段３３と、電圧検出端子ＶＳの電圧Ｖvsに応じた電流を生成して電流検出端子ＣＳへ補正電流Ｉcompを流す補正電流生成手段３４、上限電流検出電圧Ｖlimを出力する電流制限値決定手段３５を備える。電圧検出端子ＶＳの電圧Ｖvsは、補助巻線Ｎｂに誘起された電圧を外付けの直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２により分圧した電圧であり、補助巻線Ｎｂに誘起される電圧はＡＣ−ＤＣコンバータの二次側の出力電圧ＶoutとダイオードＤ２の順方向電圧ＶFの和に比例した電圧となり、この順方向電圧ＶFは出力電圧Ｖoutによらずほぼ一定値となるので、補正電流Ｉcompは出力電圧Ｖoutに応じた電流となる。

そして、上記補正電流生成手段３４により生成された補正電流Ｉcompが、電流検出端子ＣＳより補正抵抗Ｒcompおよび電流検出抵抗Ｒｓを介して接地点へ流されることにより、電流検出端子ＣＳの電圧を持ち上げる（シフトさせる）。ここで、補正抵抗Ｒcompと電流検出抵抗Ｒｓは、それぞれ外付けの抵抗であるため、ＩＣのユーザすなわち電源装置の設計者は、補正抵抗Ｒcompと電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値を任意に設定することができ、それによって所望の出力過電流制限値−出力電圧特性を有するスイッチング電源装置を設計することができる。

ここで、補正抵抗Ｒcompと電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値を変えたときの電源制御用ＩＣ１３の出力過電流制限値−出力電圧特性および過電流保護動作について説明する。
上述したように、補正電流生成手段３４により生成された補正電流Ｉcompが補正抵抗Ｒcompへ流されると電流検出端子ＣＳの電圧を持ち上げることとなるので、補正電流Ｉcompが大きいほど電流検出電圧Ｖcsは高くなり、補正抵抗Ｒcompおよび補正電流生成手段３４を設けていない電源制御用ＩＣを用いた場合よりも低い出力電圧Ｖoutで過電流保護機能が働く。図３（Ａ）に、電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値を一定にして補正抵抗Ｒcompの抵抗値を変えたときの出力過電流制限値−出力電圧特性の変化の様子が示されている。

図３（Ａ）において、曲線Ｃ０は補正抵抗Ｒcompの抵抗値が「０」すなわち補正電圧Ｖcompがゼロで補正が行われないときの出力過電流制限値−出力電圧特性であり、右下がりつまり出力電圧Ｖoutが高いほど出力過電流制限値が小さい特性となる。これに対し、例えば抵抗値が２ｋΩ、４ｋΩの補正抵抗Ｒcompを電流検出端子ＣＳに接続すると、図３（Ａ）の特性線Ｃ１、Ｃ２のように、曲線の傾きが小さくなる。
一方、電流検抵抗Ｒｓと補正抵抗Ｒcompの抵抗値をそれぞれ変えることで、図３（Ａ）に矢印Ｙで示すように、特性線を上下にシフトさせることができる。その結果、電流検出抵抗Ｒｓと補正抵抗Ｒcompの抵抗値をそれぞれ変えることで、図３（Ｂ）に示すような特性を実現することが可能となる。

図４には、図２の電源制御用ＩＣ１３の具体的な回路構成例が示されている。
図４に示すように、本実施例の電源制御用ＩＣ１３においては、ターンオン信号Ｓonを生成するターンオン信号生成手段３１は、所定の周波数で発振するリングオシレータのような発振回路ＯＳＣにより構成されている。振動子を有する発振回路と該発振回路で生成された発振信号を分周する分周回路などにより、ターンオン信号生成手段３１を構成しても良い。また、ターンオン信号生成手段３１は、制御端子ＣＴＲＬからの制御電圧Ｖctrlに応じて周波数が変化する発振回路であってもよい。

電流制限値決定手段３５は、過電流制限電圧Ｖocpを生成する基準電圧回路のような過電流制限電圧生成手段３５ａと、生成された過電流制限電圧Ｖocpと制御端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrl（制御電圧Ｖctrlをシフトした電圧やアンプで増幅した電圧でも良い）のうち低い方の電圧を選択する最小値選択回路３５ｂとにより構成されている。ターンオフ信号Ｓoffを生成するターンオフ信号生成手段３２は、最小値選択回路３５ｂにより選択された上限電流検出電圧Ｖlim（ＶocpまたはＶctrl）と電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsとを比較する電圧比較回路ＣＭＰにより構成されている。最小値選択回路３５ｂを設ける代わりに、上限電流検出電圧Ｖlimと電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsとを比較する電圧比較回路および制御端子ＣＴＲＬからの制御電圧Ｖctrlと電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsとを比較する電圧比較回路と、２つの電圧比較回路の出力のうち先に変化した方の信号を選択する回路もしくは２つの電圧比較回路の出力の論理和をとるＯＲゲートとにより構成しても良い。

また、図４、図８および図１５に示す回路では、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsが直接電圧比較回路ＣＭＰに入力されているが、図示しない増幅回路で増幅したりレベルシフト回路でシフトしたりした電圧が入力されるように構成しても良い。
また、制御端子ＣＴＲＬからの制御電圧Ｖctrlが、図４および図８に示す回路では最小値選択回路３５ｂに入力され、図１５に示す回路では電圧比較回路ＣＭＰに直接入力されているが、図示しないバッファを介して入力された電圧や、制御端子の電圧を増幅または分圧した電圧、サブハーモニック発振を防止するためのスロープ補償回路を介して入力された電圧が入力されるように構成しても良い。
駆動パルス生成手段３３は、ターンオン信号生成手段３１により生成されたターンオン信号Ｓonによってセットされ、ターンオフ信号生成手段３２により生成されたターンオフ信号ＳoffによってリセットされるＲＳ・フリップフロップ３３ａと、前記フリップフロップ３３ａの出力に応じて外部端子ＤＲＶに接続されているスイッチングトランジスタＳＷのゲート駆動パルスＳdrvを生成する出力インピーダンスの低い駆動回路（ドライバ）３３ｂなどにより構成されている。

補正電流生成手段３４は、上記フリップフロップ３３ａの出力の立下りを検出してサンプリング信号Ｓsampを生成するワンショットパルス生成回路３４ａ、サンプリング信号Ｓsampによってオン、オフされるスイッチＳ１及びコンデンサＣｈからなり電圧検出端子ＶＳの電圧Ｖvsをサンプリングするサンプルホールド回路３４ｂ、サンプリングされた電圧を電流に変換する電圧−電流変換回路３４ｃ、フリップフロップ３３ａの出力によってスイッチＳ１と相補的にオン、オフされ電圧−電流変換回路３４ｃの出力電流を電流検出端子ＣＳへ向かって流すスイッチＳ２などにより構成されている。電圧−電流変換回路３４ｃは、サンプリングされた電圧と基準電圧Ｖrefとを入力としそれらの電位差に応じた電流を出力するｇｍアンプなどにより構成することができる。

補助巻線の誘起電圧を分圧した電圧が入力される電圧検出端子ＶＳの電圧Ｖvsは、前述したように、二次側の出力電圧ＶoutとダイオードＤ２の順方向電圧ＶFの和に比例した電圧となる。一方、二次側の出力電圧Ｖoutは負荷装置からの切替え指令により切替えられる。電圧−電流変換回路３４ｃは、図３（Ｃ）に示すように、出力電圧Ｖoutが低いほど大きく出力電圧Ｖoutが高いほど小さい補正電流Ｉcompを生成して、電流検出端子ＣＳへ向かって流すように構成されている。

なお、図４の実施例の電源制御用ＩＣ１３においては、過電流制限電圧Ｖocpを固定値としているが、入力電圧Ｖinに関連する電圧値、あるいはスイッチングトランジスタＳＷのオン時間に関連する電圧値、ＳＷの駆動パルスのオンデューティに関連する電圧値としても良い。また、上記実施例では、一次側巻線の電流検出を抵抗Ｒｓによって行なっているが、スイッチングトランジスタＳＷのオン抵抗すなわちＳＷのソース・ドレイン間電圧を検出して行うようにしたものであっても良い。

また、上記実施例では、ターンオンタイミングを与えるターンオン信号Ｓonを、発振回路ＯＣＳにより一定の周波数で生成しているが、トランス１２の電流が０になったタイミングを検出して、またはトランス１２の電流が０でかつスイッチングトランジスタＳＷのソース・ドレイン間電圧が０あるいはＳＷの共振電圧が極小もしくは共振電圧が減少して検出不能になったタイミングを検出して、ターンオン信号Ｓonを生成するようにしても良い。
さらに、上記「トランス１２の電流が０」の状態は、二次側巻線の電流を検出、または二次側巻線の電流を電圧に変換して検出、スイッチングトランジスタＳＷがオフ状態でトランス１２の消磁が完了しＳＷの電圧が共振している状態あるいは二次側巻線の電圧もしくは一次側補助巻線の電圧が共振している状態を検出して、ターンオン信号Ｓonを生成するようにしても良い。

次に、出力電圧Ｖoutが切替えられたときの上記電源制御用ＩＣ１３（図４）の過電流保護動作について、図５〜図７のタイミングチャートを用いて説明する。なお、図５、図６、図７は、それぞれ出力電圧Ｖoutが、Ｖout1，Ｖout2，Ｖout3（Ｖout1＞Ｖout2＞Ｖout3）のときの動作タイミングを示しており、Ｖfbはサンプルホールド回路３４ｂによりサンプリングされた電圧、Ｉdmgはトランス１２の二次側巻線の消磁期間中に流れる電流の変化を表わしている。図５〜図７より、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsの変化を示す波形において、電圧ＶcsがＶlimに到達すると、駆動パルスＳdrvがローレベルに変化されて、スイッチングトランジスタＳＷがオフされることが分かる。

図５〜図７に示されているように、電源制御用ＩＣ１３は、過電流保護機能が働く際には、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsが上限電流検出電圧Ｖlim（Ｖocp）に到達してゲート駆動パルスＳdrvがハイレベルからローレベルに変化するタイミングｔ1，ｔ4，ｔ7で、スイッチングトランジスタＳＷがオフされることで補助巻線に誘起される電圧が上昇して電圧検出端子ＶＳの電圧Ｖvsも上昇する。また、タイミングｔ1，ｔ4，ｔ7で、サンプリング信号Ｓsampがハイレベルに変化してサンプルホールド回路３４ｂのスイッチＳ１がオンされてコンデンサＣｈが充放電される。そして、サンプリング信号Ｓsampがローレベルに変化したタイミングｔ2，ｔ5，ｔ8で、スイッチＳ１がオフされてそのときの端子ＶＳの電圧ＶvsがＶfbとしてサンプルホールド回路３４ｂのコンデンサＣｈに保持される。すると、電圧−電流変換回路３４ｃによって、保持電圧Ｖfbに反比例した補正電流Ｉcompが生成されて電流検出端子ＣＳへ向かって流される。

ここで、出力電圧Ｖout1，Ｖout2，Ｖout3はＶout1＞Ｖout2＞Ｖout3であるため、補正電流Ｉcompは図５に比べて図６、図７の方が大きくなり、それによって持ち上げられる電圧Ｖcompが大きくなる。そのため、図６、図７から分かるように、タイミングｔ3，ｔ6でゲート駆動パルスＳdrvがハイレベルに変化されてスイッチングトランジスタＳＷがオンされることで一次側巻線に電流が流され、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsが上昇している期間Ｔonにおいて、補正電流Ｉcompを流さない場合に比べて小さな一次側巻線電流で上限電流検出電圧Ｖlimに到達するようになる。なお、出力電流の大きくない通常の動作時には、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsが、過電流制限電圧Ｖocpではなく制御端子ＣＴＲＬからの制御電圧Ｖctrlに到達した時点でスイッチングトランジスタＳＷがオフされる。

その結果、二次側巻線の消磁期間中に流れる電流Idmgが小さくなり、出力電圧Ｖoutが低いほど見かけ上の過電流保護の過電流制限電圧を小さくすることができる。また、電流検出端子ＣＳに接続する補正抵抗Ｒcompの抵抗値を変えることで、補正電流Ｉcompを流すことによって持ち上げる電圧Ｖcompの大きさを変えることができ、それによって、図３（Ａ）に示すように、過電流保護機能動作時の出力過電流制限値−出力電圧特性の傾きを自由に設定することができる。また、電流検出端子ＣＳに接続する電流検出抵抗Ｒｓと補正抵抗Ｒcompのそれぞれの抵抗値を変えることで、図３（Ｂ）に示すように、電流保護機能動作時の出力過電流制限値−出力電圧特性をシフトすることができる。

次に、本実施例の電源制御用ＩＣ１３における過電流保護機能動作時の出力過電流制限値−出力電圧特性の具体的な設定の仕方を説明する。
図４の実施例の電源制御用ＩＣ１３を使用した図１のスイッチング電源装置における出力電流Ｉoutは、スイッチング周期をＴｐ、消磁期間をＴdmgとおくと、次式（１）

で表わされるように、消磁期間におけるトランスの二次側巻線電流の時間平均となる。

ここで、周期Ｔｐは、ターンオン信号生成手段３１で決定される周波数Ｆswの逆数すなわちＴｐ＝１／Ｆswである。また、スイッチターンオフ時の消磁電流Ｉdmg1とスイッチングトランジスタＳＷのオン電流Ｉon2は、次式（２）

で表わされるように、トランス１２の一次側巻線の巻き数Ｎ1と二次側巻線の巻き数Ｎ2との比Ｎ1／Ｎ2で決まる比例関係にある。
一方、スイッチターンオン時の消磁電流Idmg2とスイッチングトランジスタＳＷのオン電流Ion1も、次式（３）

で表わされるように、トランス１２の巻き数比Ｎ1／Ｎ2で決まる比例関係にある。

また、消磁電流Idmg2は、次式（４）

で表わされるように、消磁電流Idmg1から、出力電圧Ｖout、ダイオードＤ２の順方向電圧ＶF、トランスの二次側インダクタンスＬ2、消磁期間Ｔdmgで決まる値だけ減少する。
また、オン電流Ion2は、次式（５）

で表わされるように、オン電流Ion1から、入力電圧Ｖin、トランスの一次側インダクタンスＬ1、オン時間Ｔonで決まる値だけ増加する。

一方で、オン電流Ion2は、次式（６）

で表わされるように、上限電流検出電圧Ｖlim、補正電流Ｉcomp、補正抵抗Ｒcomp、電流検出抵抗Ｒsによって決まる。
上記の等式（１）〜（６）を変形すると、次式（７）

が得られる。上記式（７）より、出力電流Ｉoutが、出力電圧Ｖoutと補正電流Ｉcomp、補正抵抗Ｒcomp、電流検出抵抗Ｒsの関数であることが分かる。なお、出力電流Ｉoutが過剰に大きくなる過電流状態では、上限電流検出電圧Ｖlimが過電流制限電圧Ｖocpを超えて過電流制限電圧Ｖocpで制限される過電流保護機能が動作し、出力電流Ｉoutは出力過電流制限値で制限される。これより、補正電流Ｉcompを電圧検出端子ＶＳの電圧Ｖvsすなわち出力電圧Ｖoutに応じて変化させることで、過電流保護機能動作時の出力過電流制限値−出力電圧特性が、補正抵抗Ｒcompと電流検出抵抗Ｒsの抵抗値の調整で自由に設定可能となることが分かる。

上記のような構成を有する電源制御用ＩＣ１３を用いて所望の出力過電流制限値−出力電圧特性を有するスイッチング電源装置を設計する場合、先ず第１の出力電圧と第２の出力電圧それぞれの場合の補正電流が第１の補正電流値と第２の補正電流値となるような電圧Ｖvsが電圧検出端子ＶＳに印加されるように補助巻線Ｎｂの巻数および抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗比を決め、次に前記トランスの二次側の出力電流が、前記第１の出力電圧時に第１の出力過電流制限値となり、前記第２の出力電圧時に第２の出力過電流制限値となるような、スイッチング素子の第１の電流制限値と第２の電流制限値を求め、前記第１および第２の出力電圧かつ前記上限電流検出電圧が過電流検出電圧の場合に、前記スイッチング素子の第１および第２の電流制限値となるような、前記電流検出端子に接続される電流−電圧変換用抵抗素子および補正用抵抗素子の抵抗値を決定するようにする。

次に、第１実施形態の電源制御用ＩＣ１３の変形例を図８〜図１２を用いて説明する。
上記実施例との差異は、本変形例においては、ターンオン信号生成手段３１が周波数切替可能な発振回路ＯＳＣで構成され、制御端子ＣＴＲＬへ入力される制御電圧Ｖctrlに応じて周波数を変化させてターンオン信号Ｓonを生成する点と、補正電流生成手段３４が電圧検出端子ＶＳの電圧Ｖvsと制御端子ＣＴＲＬからの制御電圧Ｖctrlとに応じた補正電流Ｉcompを生成して出力する点にある。
周波数切替可能な発振回路ＯＳＣは、図１０（Ａ）に実線Ａで示すように、制御端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrlが例えば１．５Ｖ以下となる出力電圧Ｖoutが低い領域では２０ｋＨｚのような低い周波数Ｆｓｗでターンオン信号Ｓonを生成する一方、制御電圧Ｖctrlが例えば１．７Ｖよりも大きくなる出力電圧Ｖoutが高い領域では６５ｋＨｚのような高い周波数Ｆｓｗでターンオン信号Ｓonを生成するように構成される。

前記実施例（図２）のようなスイッチング電源装置にあっては、複数の定格出力電圧と定格出力電流の組み合わせのうち、これらの積が最も大きくなる最大出力電力に対し、出力電圧と出力電流の積である出力電力が小さくなるほど、最大出力電力時のスイッチング周波数よりも低いスイッチング周波数の方が電力変換効率が高くなるような設計がなされる場合が多い。従って、上記のように出力電圧Ｖoutが低い領域で発振回路ＯＳＣの周波数Ｆｓｗを下げることによって、出力電圧Ｖoutが高い領域でも低い領域でも同じ周波数とするものに比べて、出力電圧が低い領域での電力変換効率を向上させることができる。
なお、補正電流生成手段３４を設けずに、制御端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrlに応じて発振回路ＯＳＣの周波数Ｆｓｗを変えた場合、過電流保護動作時の出力電流が出力電圧に応じて大きく変化してしまう（最大差：例えば３Ａ以上）が、補正電流生成手段３４を設けると電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsが持ち上がることで、過電流保護動作時の出力電流の変化を小さくする（最大差：例えば０．２Ａ以下）ことができる。

また、本変形例では、制御端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrlが最小値選択回路３５ｂに入力されており、最小値選択回路３５ｂは出力電流Ｉoutが出力過電流制限値Ｉocpよりも小さい通常動作範囲Ｔａにおいては、図１０（Ａ）に破線Ｂで示すように、上限電流検出電圧Ｖlimを制御端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrlに比例（例えば０．２０８倍）して変化させ、Ｖctrlに比例した電圧（例えば０．２０８倍）が過電流制限電圧Ｖocp（例えば０．５２Ｖ）よりも大きくなると、範囲Ｔｂのように、上限電流検出電圧Ｖlimが一定（＝Ｖocp）になり、過電流保護機能が働くように構成されている。

さらに、本変形例では、補正電流生成手段３４は、前記実施例（図３）では図９（Ａ）に示すように、制御端子ＣＴＲＬへ入力される制御電圧Ｖctrlにかかわらず一定の補正電流Ｉcompを生成するように構成されているが、本変形例においては、図９（Ｂ）に示すように、制御端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrlに応じた補正電流Ｉcompを生成する。
また、補正電流生成手段３４は、出力電圧ＶoutがＶout1，Ｖout2，Ｖout3，Ｖout4（Ｖout1＞Ｖout2＞Ｖout3＞Ｖout4）のように切り替えられると、それに応じて異なる補正電流−制御電圧特性（Ｉcomp−Ｖctrl特性）に従って補正電流Ｉcompを生成するように構成されている。なお、補正電流−制御電圧特性は、図９（Ｃ）に示すように、所定の電圧（図では約１．５Ｖ）でステップ状に変化するように補正電流生成手段３４を設計しても良い。

前記実施例（図２）の電源装置においては、電圧検出端子ＶＳの電圧Ｖvsに応じて補正電流Ｉcompの大きさを変えているが、制御端子ＣＴＲＬからの制御電圧Ｖctrlに対しては一定であった（図９（Ａ）参照）。その場合、出力電流Ｉoutに対するスイッチング周波数の特性は、図１１（Ａ）に示すように、例えばＩout＝１ＡにおいてＶout＝２０ＶよりもＶout＝５Ｖの方がスイッチング周波数が高くなっているのに対し、補正電流生成手段３４によって補正抵抗Ｒcompに流す補正電流Ｉcompの大きさを制御電圧Ｖctrlに対しても変化させる本変形例の電源装置にあっては、出力電流Ｉoutに対するスイッチング周波数の特性は、図１１（Ｂ）に示すように、例えばＩout＝１ＡにおいてＶout＝２０ＶよりもＶout＝５Ｖの方がスイッチング周波数が低くなっている。その結果、所望の出力過電流制限値を有する電源装置の設計の自由度が大きく、かつ、低い出力電圧で高い電力変換効率を得られるという利点がある。

図１２には、電圧検出端子ＶＳの電圧Ｖvsおよび制御端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrlに応じた補正電流Ｉcompを生成する本変形例における補正電流生成手段３４の具体例が示されている。
図１２に示すように、補正電流生成手段３４は、電圧検出端子ＶＳの電圧Ｖvsおよび制御端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrlを入力とする演算回路３４ｄを備え、電圧−電流変換回路３４ｃが演算回路３４ｄの出力電圧を電流に変換することでＶＳ端子の電圧ＶvsおよびＣＴＲＬ端子の電圧Ｖctrlに応じた補正電流Ｉcompを生成して出力するように構成されている。また、サンプルホールド回路３４ｂは、演算回路３４ｄと電圧−電流変換回路３４ｃとの間に設けられ、サンプリングスイッチとコンデンサを２組備え、ローパスフィルタの機能を有するように構成されている。なお、サンプルホールド回路３４ｂは、演算回路３４ｄの前段に設けても良い。

演算回路３４ｄは、制御端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrlまたは予め設定された基準電圧Ｖref2のうち大きい方の電圧を選択する最大値選択回路ＳＥＬと、最大値選択回路ＳＥＬの出力電圧を分圧する抵抗Ｒ３１，Ｒ３２と、電圧検出端子ＶＳの電圧Ｖvsをインピーダンス変換して出力するボルテージフォロワＢＵＦと、最大値選択回路ＳＥＬの出力電圧を分圧した電圧とボルテージフォロワＢＵＦの出力電圧とを入力とする減算回路ＳＵＢとから構成されており、電圧−電流変換回路３４ｃはＣＴＲＬ端子の電圧ＶctrlとＶＳ端子の電圧Ｖvsとの電位差に応じた電流を生成して補正電流Ｉcompとして出力する。

（第２実施形態）
次に、本発明のスイッチング電源装置の第２の実施形態について説明する。
図１３は、第２の実施形態を適用したスイッチング電源装置としてのＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
第２実施形態のスイッチング電源装置は、負荷側の装置からの要求に応じて出力電圧を切り替えることができる機能を有するとともに、出力電圧と出力リップルとの関係を自由に設計することができるようにするものである。そのため、図２に示す第１実施形態のスイッチング電源装置と同様に、電圧検出端子ＶＳの電圧に応じた電流を生成して電流検出端子ＣＳへ補正電流Ｉcompを流す補正電流生成手段３４と、電流検出端子ＣＳに接続された補正抵抗Ｒcompが設けられている。

第２実施形態のスイッチング電源装置を構成する電源制御用ＩＣ１３と図２に示す第１実施形態のスイッチング電源装置を構成する電源制御用ＩＣ１３との大きな差異は２つある。
第１の差異は、第１実施形態の電源制御用ＩＣ１３ではターンオフ信号Ｓoffを生成するターンオフ信号生成手段３２に対して上限電流検出電圧Ｖlimを入力しているのに対し、第２実施形態を構成する電源制御用ＩＣ１３では制御端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrlを入力している点である。
第２の差異は、第１実施形態の電源制御用ＩＣ１３ではスイッチングトランジスタＳＷをオンさせるタイミングを与えるターンオン信号生成手段３１が所定の周波数でターンオン信号Ｓonを生成しているのに対し、第２実施形態の電源制御用ＩＣ１３では制御端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrlに応じた周波数でターンオン信号Ｓonを生成している点である。

ここで、第２実施形態における補正抵抗Ｒcompと電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値を変えたときの電源制御用ＩＣ１３の動作について説明する。
先に説明したように、特許文献２に記載されているような従来のスイッチング電源装置においては、出力電圧を低い電圧に切り替えたときにスイッチング周波数が低く設定されてしまい、それにより出力リップルが大きくなってしまうという課題がある。
第２実施形態では第１実施形態と同様に、補正電流生成手段３４により生成された補正電流Ｉcompが補正抵抗Ｒcompへ流されると電流検出端子ＣＳの電圧を持ち上げることとなるので、補正電流Ｉcompが大きいほど電流検出電圧Ｖcsは高くなり、補正抵抗Ｒcompおよび補正電流生成手段３４を設けていない電源制御用ＩＣ１３よりもターンオフ信号Ｓoffの生成タイミングが早くなる。そのため、出力電圧が低いときは大きな補正電流Ｉcompを流すようにすることで、出力電圧を低い電圧に切り替えたときにスイッチング周波数が低くなるのを回避して出力リップルが大きくなるのを防止することができるようになっている。

図１４（Ａ）には、補正抵抗Ｒcompを接続もしくはＲcompの抵抗値を大きく設定して出力電圧を切り替えたときのスイッチング周波数−出力電流特性が、また図１４（Ｂ）には、補正抵抗Ｒcompを接続しないもしくはＲcompの抵抗値を小さく設定して出力電圧を切り替えたときのスイッチング周波数−出力電流特性が示されている。
図１４（Ａ），（Ｂ）において、実線Ｃ１は出力電圧がＶout1のときの特性、破線Ｃ２は出力電圧がＶout2（Ｖout1＞Ｖout2）のときの特性である。補正抵抗ＲcompがないもしくはＲcompの抵抗値を小さい場合には、図１４（Ｂ）の特性線Ｃ２のように、出力電圧が高くなる（Ｖout2）と出力電流Ｉoutが増加してもスイッチング周波数Ｆswがなかなか高くならない。

これに対し、補正抵抗Ｒcompの抵抗値を大きくした場合には、図１４（Ａ）の特性線Ｃ２のように、出力電圧が高い場合にも低い場合と同様、出力電流Ｉoutが増加するのに応じてスイッチング周波数Ｆswが高くなる。その結果、出力電圧を低い電圧に切り替えても出力リップルが増大しないようにすることができる。しかも、外付けの補正抵抗Ｒcompの抵抗値を変えることで、図１４（Ａ）の特性線Ｃ２を変えることができる。
このように、第２実施形態のスイッチング電源装置においては、出力電圧と出力リップルとの関係を自由に設計することができる。なお、出力リップルはスイッチング周波数すなわち発振回路の周波数によっても調整することができ、周波数が高いほど出力リップルを小さくすることができる一方、一般に周波数を高くすると電力変換効率が低下する傾向がある。従って、発振回路の周波数は、出力リップルと電力変換効率とのトレードオフで設定するのが良い。

図１５には、図１３の電源制御用ＩＣ１３の具体的な回路構成例が示されている。
図１５に示すように、本実施例の電源制御用ＩＣ１３においては、ターンオン信号Ｓonを生成するターンオン信号生成手段３１は、制御端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrlに応じて周波数が変化する発振回路ＯＳＣにより構成されている。ただし、周波数固定の発振回路であってもよい。
ターンオフ信号Ｓoffを生成するターンオフ信号生成手段３２は、制御端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrlと電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsとを比較する電圧比較回路ＣＭＰにより構成されている。第１実施形態（図４）と同様に、過電流制限電圧Ｖocpを生成する過電流制限値生成手段３５ａ、過電流制限電圧Ｖocpと制御端子ＣＴＲＬからの制御電圧Ｖctrlのうち低い方の電圧を上限電流検出電圧Ｖlimとして選択する最小値選択回路３５ｂ、上限電流検出電圧Ｖlim（ＶocpまたはＶctrl）と電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsとを比較する電圧比較回路ＣＭＰによりターンオフ信号生成手段３２を構成しても良い。

駆動パルス生成手段３３と補正電流生成手段３４は、第１実施形態（図４）と同じ構成であるので、説明を省略する。
本実施例においても、二次側の出力電圧Ｖoutは負荷装置からの切替え指令により切替えられるように構成されている。補正電流生成手段３４を構成する電圧−電流変換回路３４ｃは、図１４（Ｃ）に示すように、出力電圧Ｖoutが低いほど大きく出力電圧Ｖoutが高いほど小さい補正電流Ｉcompを生成して、電流検出端子ＣＳへ向かって流すように構成されている。

なお、図１５の実施例の電源制御用ＩＣ１３においては、ターンオンタイミングを与えるターンオン信号Ｓonを、発振回路ＯＳＣにより、制御端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrlに応じて変化する可変周波数で生成しているが、トランス１２の電流が０になったタイミングを検出して、またはトランス１２の電流でかつスイッチングトランジスタＳＷのソース・ドレイン間電圧が０あるいはＳＷの共振電圧が極小もしくは共振電圧が減少して検出不能になったタイミングを検出して、制御端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrlに応じた時間が経過したことを条件に上記検出タイミングでターンオン信号Ｓonを生成するようにしても良い。
さらに、上記「トランス１２の電流が０」の状態は、二次側巻線の電流を検出、または二次側巻線の電流を電圧に変換して検出、スイッチＳＷがオフ状態でトランスの消磁が完了しスイッチＳＷの電圧が共振している状態あるいは二次側巻線の電圧もしくは一次側補助巻線の電圧が共振している状態を検出して、ターンオン信号Ｓonを生成するようにしても良い。

次に、出力電圧Ｖoutが切替えられたときの上記電源制御用ＩＣ１３（図１５）の動作について、図１６および図１７のタイミングチャートを用いて説明する。なお、図１６および図１７は、それぞれ出力電圧Ｖoutが、Ｖout1，Ｖout2（Ｖout1＞Ｖout2）で、出力電流Ｉoutがそれぞれ同一のＩout1のときの動作タイミングを示しており、Ｖfbはサンプルホールド回路３４ｂによりサンプリングされた電圧、Ｉdmgはトランス１２の二次側巻線の消磁期間中に流れる電流の変化を表わしている。また、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsの変化を示す波形においては、Ｖcsが制御端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrlに到達した時点でスイッチングトランジスタＳＷがオフされる。

図１６および図１７に示されているように、電源制御用ＩＣ１３は、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsが二次側から制御端子ＣＴＲＬへ入力される制御電圧Ｖctrlに到達してゲート駆動パルスＳdrvがハイレベルからローレベルに変化するタイミングｔ1，ｔ4，ｔ7で、スイッチングトランジスタＳＷがオフされることで補助巻線に誘起される電圧が上昇して電圧検出端子ＶＳの電圧Ｖvsも上昇する。また、タイミングｔ1，ｔ4，ｔ7で、サンプリング信号Ｓsampがハイレベルに変化してサンプルホールド回路３４ｂのスイッチＳ１がオンされてコンデンサＣｈが充放電される。そして、サンプリング信号Ｓsampがローレベルに変化したタイミングｔ2，ｔ5，ｔ8で、スイッチＳ１がオフされてそのときの端子ＶＳの電圧ＶvsがＶfbとしてサンプルホールド回路３４ｂのコンデンサＣｈに保持される。すると、電圧−電流変換回路３４ｃによって、保持電圧Ｖfbに反比例した補正電流Ｉcompが生成されて電流検出端子ＣＳへ向かって流される。

ここで、出力電圧Ｖout1，Ｖout2はＶout1＞Ｖout2であるため、補正電流Ｉcompは図１６に比べて図１７の方が大きくなり、それによって持ち上げられる電圧Ｖcompが大きくなる。そのため、タイミングｔ3，ｔ6でゲート駆動パルスＳdrvがハイレベルに変化されてスイッチングトランジスタＳＷがオンされることで一次側巻線に電流が流され、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsが上昇している期間（Ｔon）において、補正電流Ｉcompが少ない場合に比べて小さい検出電圧Ｖrすなわちスイッチの電流ピークＩon2で二次側からの制御電圧Ｖctrlに到達するようになる。これにより、出力電圧ＶoutがＶout2より低くなるため、Ｖout＝Ｖout2となるよう出力電圧検出手段１４によりＶctrlが制御される結果、Ｖctrlが上昇し、スイッチング周波数が上昇する。すなわち、スイッチング周期が短くなる。
つまり、補正電流Ｉcompがゼロまたは補正抵抗Ｒcompの抵抗値がゼロの場合には、スイッチング周期が長くなり、出力リップルが大きくなってしまう。
これに対し、本実施例では、前述の通りスイッチング周期が短くなり、出力リップルが小さくなる。

次に、本実施例の電源制御用ＩＣ１３におけるスイッチング周波数−出力電流特性の設定の仕方を説明する。
図１０の実施例の電源制御用ＩＣ１３を使用したスイッチング電源装置における出力電流Ｉoutは、スイッチング周期をＴｐ、消磁期間をＴdmgとおくと、次式（８）

で表わされるように、消磁期間におけるトランスの二次側巻線電流の時間平均となる。

ここで、周期Ｔｐは、過電流保護機能で決定される周波数Ｆswの逆数すなわちＴｐ＝１／Ｆswである。また、消磁期間Ｔdmgは、次式（９）

で表わされるように、消磁期間のトランス二次側巻線電流ピークＩdmg1、トランス二次側巻線のインダクタンスＬ2に比例し、出力電圧ＶoutとダイオードＤ２の順方向電圧ＶFとの和に反比例する。
また、ターンオフ時の消磁電流Ｉdmg1とスイッチの電流ピークＩon2は、次式（１０）

で表わされるように、トランス１２の一次側巻線と二次側巻線の巻き数比Ｎ1／Ｎ2で決まる比例関係にある。

一方、スイッチの電流ピークIon2は、次式（１１）

で表わされるように、端子ＣＴＲＬからの制御電圧Ｖctrl、電流検出抵抗Ｒs、補正電流Ｉcomp、補正抵抗Ｒcompで決まる。
また、トランスの一次側巻線と二次側巻線のインダクタンス比Ｌ1/Ｌ2は、次式（１２）

で表わされるように、巻き数比Ｎ1/Ｎ2の二乗となる。
以上の式（８）〜（１２）を整理すると、スイッチング周波数Ｆswは、次式（１３）

で表わされるように、出力電圧Ｖout,出力電流Ｉout,端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrl、電流検出抵抗Ｒs、補正電流Ｉcompに関係する式となることが分かる。

ここで、制御電圧Ｖctrlと発振回路ＯＳＣの周波数Ｆswとの関係が、図１８（Ｃ）に示すような関係になるように、発振回路ＯＳＣを設計した場合を考えると、例えば、電流検出抵抗Ｒｓを同一抵抗値にしたまま、補正抵抗Ｒcompの抵抗値を例えば４ｋΩのような高い値に設定することで、Ｖctrl−Ｉoutが図１８（Ａ）に示すような関係になるように設計することで、図１４（Ａ）に示すようなスイッチング周波数−出力電流特性を得ることができる一方、Ｖctrl−Ｉoutが図１８（Ｂ）に示すような関係になるように設計することで、図１４（Ｂ）に示すようなスイッチング周波数−出力電流特性を得ることができる。
なお、図１８（Ａ），（Ｂ）において、実線Ｃ１は出力電圧がＶout1のときの特性、破線Ｃ２は出力電圧がＶout2（Ｖout1＞Ｖout2）のときの特性である。

上記のような構成を有する電源制御用ＩＣ１３を用いて所望の特性を有しリップルの小さなスイッチング電源装置を設計する場合、先ず前記トランスの二次側の出力電圧が第１の値かつ出力電流が第１の値における前記上限電流検出電圧の第１の値を決定し、前記トランスの二次側の出力電圧が第１の値かつ出力電流が第１の値の時に前記上限電流検出電圧が前記第１の値となるように前記電流検出端子に接続される電流−電圧変換用抵抗素子の抵抗値を決定し、前記トランスの二次側の出力電圧が第２の値かつ出力電流が第２の値における前記上限電流検出電圧の第２の値を決定し、前記補正電流生成回路によって流される前記トランスの二次側の出力電圧に応じた前記補正電流の値に基づいて、出力電圧が第２の値かつ出力電流が第２の値における前記上限電流検出電圧が前記第２の値となりかつ前記スイッチング素子のオン、オフ動作の周波数が所定の値よりも低くならないように前記補正用の抵抗素子の抵抗値を決定するようにする。なお、リップル抑制効果は、出力電圧検出信号の増加に対し、周波数が等しいまたは高い場合に得ることができる。

（第３実施形態）
次に、本発明のスイッチング電源装置の第３の実施形態について説明する。
図１９は、本発明を適用したスイッチング電源装置としてのＤＣ−ＤＣコンバータの第３の実施形態を示す回路構成図である。
第３実施形態のスイッチング電源装置は、第１実施形態と第２実施形態を組み合わせたもので、負荷側の装置からの要求に応じて出力電圧を切り替えることができる機能を有するとともに、出力電圧と過電流保護動作時の出力電流との関係および出力電圧と出力リップルとの関係を自由に設計することができるようにするものである。そのため、図２に示す第１実施形態のスイッチング電源装置と同様に、電圧検出端子ＶＳの電圧に応じた電流を生成して電流検出端子ＣＳへ補正電流Ｉcompを流す補正電流生成手段３４と、電流検出端子ＣＳに接続された補正抵抗Ｒcompが設けられている。

第３実施形態のスイッチング電源装置と図２に示す第１実施形態のスイッチング電源装置との大きな差異は２つある。
第１の差異は、第１実施形態の電源制御用ＩＣではターンオフ信号Ｓoffを生成するターンオフ信号生成手段３２に対して電流制限値決定手段３５から上限電流検出電圧Ｖlimを入力しているのに対し、第３実施形態の電源制御用ＩＣでは、電流制限値決定手段３５が過電流制限電圧Ｖocpまたは制御端子ＣＴＲＬへ入力される制御電圧Ｖctrlのいずれか一方を選択して上限電流検出電圧Ｖlimとして入力することを明確に示している点である。
第２の差異は、第１実施形態の電源制御用ＩＣではスイッチングトランジスタＳＷをオンさせるタイミングを与えるターンオン信号生成手段３１が所定の周波数でターンオン信号Ｓonを生成しているのに対し、第２実施形態の電源制御用ＩＣでは制御端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrlに応じた周波数でターンオン信号Ｓonを生成している点である。

図２０には、図１９の電源制御用ＩＣの具体的な回路構成例が示されている。
図２０に示すように、本実施例の電源制御用ＩＣ１３においては、ターンオン信号Ｓonを生成するターンオン信号生成手段３１は、制御端子ＣＴＲＬの制御電圧Ｖctrlに応じて周波数が変化する発振回路ＯＳＣにより構成されている。
電流制限値決定手段３５は、過電流制限電圧Ｖocpを生成する過電流制限電圧生成手段３５ａと、過電流制限電圧Ｖocpまたは制御端子ＣＴＲＬからの制御電圧Ｖctrlのうち低い方の電圧を選択する最小値選択回路３５ｂとにより構成され、ターンオフ信号Ｓoffを生成するターンオフ信号生成手段３２は、最小値選択回路３５ｂにより選択された電圧Ｖlim（ＶocpまたはＶctrl）と電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsとを比較する電圧比較回路ＣＭＰにより構成されている。

駆動パルス生成手段３３は、ターンオン信号生成手段３１により生成されたターンオン信号Ｓonによってセットされ、ターンオフ信号生成手段３２により生成されたターンオフ信号ＳoffによってリセットされるＲＳ・フリップフロップ３３ａと、前記フリップフロップ３３ａの出力に応じて外部端子ＤＲＶに接続されているスイッチングトランジスタＳＷのゲート駆動パルスＳdrvを生成する駆動回路（ドライバ）３３ｂなどにより構成されている。

補正電流生成手段３４は、フリップフロップ３３ａの出力の立下りを検出してサンプリング信号Ｓsampを生成するワンショットパルス生成回路３４ａ、サンプリング信号Ｓsampによってオン、オフされるスイッチＳ１及びコンデンサＣｈからなり電圧検出端子ＶＳの電圧Ｖvsをサンプリングするサンプルホールド回路３４ｂ、サンプリングされた電圧を電流に変換する電圧−電流変換回路３４ｃ、フリップフロップ３３ａの出力によってスイッチＳ１と相補的にオン、オフされ電圧−電流変換回路３４ｃの出力電流を電流検出端子ＣＳへ向かって流すスイッチＳ２などにより構成されている。

二次側の出力電圧Ｖoutは負荷装置からの切替え指令により、出力電圧検出回路１４（図１参照）の出力が変化しそれに応じて制御端子ＣＴＲＬへ入力される制御電圧Ｖctrlが変化することで切替え可能にされ、電圧−電流変換回路３４ｃは、出力電圧Ｖoutが低いほど大きく出力電圧Ｖoutが高いほど小さい補正電流Ｉcompを生成して、電流検出端子ＣＳへ向かって流すように構成されている。
本実施例においては、電流検出端子ＣＳに接続する補正抵抗Ｒcompの抵抗値または補正抵抗Ｒcompおよび電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値を適宜設定することで、図４（Ａ），（Ｂ）のように、過電流保護機能が働くときの出力電流−出力電圧特性が所望の特性となるように設計できるとともに、図１８（Ａ），（Ｂ）のようにスイッチング周波数−出力電流特性が所望の特性となるように設計することができる。なお、補正抵抗Ｒcompの抵抗値を変えることで一方の特性を調整すると他方の特性も変わるので、優先順位を付けてバランスをとりながら設計すると良い。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態では、トランスの一次側巻線に間歇的に電流を流すスイッチングトランジスタＳＷを、電源制御用ＩＣ１３とは別個の素子としているが、このスイッチングトランジスタＳＷを電源制御用ＩＣ１３に取り込んで、１つの半導体集積回路として構成してもよい。

また、前記実施形態では、補正抵抗Ｒcompと電流検出抵抗Ｒｓを電源制御用ＩＣ１３の外付け素子として構成しているが、補正抵抗Ｒcompまたは補正抵抗Ｒcompおよび電流検出抵抗Ｒｓを電源制御用ＩＣ１３のチップ上に抵抗値切替え可能な素子として形成しておいて、レーザもしくはマスクオプションで抵抗値を選択設定できるように構成してもよい。
また、前記実施形態では、二次側巻線Ｎｓに誘起される交流電圧の整流手段として二次側巻線Ｎｓと直列にダイオードＤ２を接続しているが、別の整流手段として二次側巻線Ｎｓと直列に同期整流回路などの整流回路を接続するように構成してもよい。
さらに、前記実施形態では、本発明をフライバック方式のＡＣ−ＤＣコンバータを構成する電源制御用ＩＣに適用した場合について説明したが、本発明はフォワード型や疑似共振型のＡＣ−ＤＣコンバータを構成する電源制御用ＩＣにも適用することができる。

１１…ダイオード・ブリッジ回路（整流回路）、１２…トランス、１３…電源制御回路（電源制御用ＩＣ）、１４…二次側回路（出力電圧検出回路）、１５…フォトカプラ、３１…ターンオン信号生成手段、３２…ターンオフ信号生成手段、３３…駆動パルス生成手段、３３ｂ…駆動回路、３４…補正電流生成手段、３５…電流制限値決定手段、３５ａ…過電流制限電圧生成手段、３５ｂ…最小値選択回路

Claims (10)

1. 電圧変換用のトランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子を、前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号とに応じてオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御用半導体装置であって、
   前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧が印加される電流検出端子と、
   前記電流検出端子に印加された電圧に応じた電圧と上限電流検出電圧とを比較して前記トランスの二次側回路の過電流状態を検出するための過電流検出回路と、
   周期的に前記スイッチング素子をオン状態にさせるターンオン信号を生成するターンオン信号生成回路と、
   前記過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じて前記スイッチング素子をオフ状態にさせる制御信号を生成するターンオフ信号生成回路と、
   前記電流検出端子へ向かって前記トランスの二次側の出力電圧に応じた補正電流を流す補正電流生成回路と、を備え、
   前記補正電流生成回路により生成された補正電流が前記電流検出端子に接続された補正用の抵抗素子に流されることで、前記電流検出端子に印加される電圧をシフトさせるように構成されていることを特徴とする電源制御用半導体装置。
2. 前記出力電圧検出信号が入力される制御端子と、
   所定の過電流制限電圧を生成する過電流制限電圧生成手段と、を有し、
   前記ターンオフ信号生成回路は、
   前記制御端子の電圧に応じた電圧または前記過電流制限電圧のうち低い方の電圧を前記上限電流検出電圧として選択する電圧選択手段と、
   前記電圧選択手段によって選択された前記上限電流検出電圧と前記電流検出端子に印加された電圧に応じた電圧とを比較する電圧比較回路と、を備えることを特徴とする請求項１に記載の電源制御用半導体装置。
3. 前記トランスは補助巻線を備えたトランスであり、
   前記補正電流生成回路は、前記補助巻線に誘起された電圧もしくはそれを分圧した電圧に応じた電圧を、前記スイッチング素子のターンオフ後、前記トランスの消磁期間中に取り込んで保持するサンプルホールド回路と、前記サンプルホールド回路に保持された電圧に応じた電流を生成する電圧−電流変換回路とを備えることを特徴とする請求項１または２に記載の電源制御用半導体装置。
4. 前記補正電流生成回路は、前記出力電圧検出信号および前記補助巻線に誘起された電圧もしくはそれを分圧した電圧に応じて、出力電圧検出信号が高いときは出力電圧検出信号が低いときと同等もしくはそれよりも大きな電流値となるように前記補正電流を生成するように構成されていることを特徴とする請求項３に記載の電源制御用半導体装置。
5. 前記ターンオン信号生成回路は、所定の周波数で発振信号を生成する発振回路を備え、
   前記発振回路は、前記出力電圧検出信号が入力される制御端子の電圧に応じた周波数の発振信号を生成するように構成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電源制御用半導体装置。
6. 請求項１〜５のいずれかに記載の電源制御用半導体装置と、
   電圧変換用のトランスと、
   前記トランスの一次側巻線と直列に接続されたスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子と直列に接続され、電流−電圧変換した電圧を前記電流検出端子に印加する電流−電圧変換用抵抗素子と、
   前記トランスの二次側の出力電圧を検出し検出信号を前記電源制御用半導体装置へ出力する出力電圧検出手段と、
   前記電流検出端子と前記電流−電圧変換用抵抗素子の一方の端子との間に接続された補正用の抵抗素子と、
   を備えていることを特徴とするスイッチング電源装置。
7. 請求項３に記載の電源制御用半導体装置を用いたスイッチング電源装置の設計方法であって、
   第１の出力電圧と第２の出力電圧のそれぞれの場合の補正電流が第１の補正電流値と第２の補正電流値となるような電圧が、前記補助巻線の誘起電圧もしくはそれを分圧した電圧が印加される端子に印加されるように、補助巻線の巻数および分圧比を決めるステップと、
   前記トランスの二次側の出力電流が、前記第１の出力電圧の時に第１の出力電流値となり、前記第２の出力電圧の時に第２の出力電流値となるような、スイッチング素子の第１の電流制限値と第２の電流制限値を求めるステップと、
   前記第１および第２の出力電圧かつ前記上限電流検出電圧が過電流制限電圧の場合に、前記スイッチング素子の前記第１および第２の電流制限値となるような、前記電流検出端子に接続される電流−電圧変換用抵抗素子および補正用抵抗素子の抵抗値を決定するステップと、
   を有することを特徴とするスイッチング電源装置の設計方法。
8. 請求項５に記載の電源制御用半導体装置を用いたスイッチング電源装置の設計方法であって、
   前記トランスの二次側の出力電圧が第１の値かつ出力電流が第１の値における前記上限電流検出電圧の第１の値を決定するステップと、
   前記トランスの二次側の出力電圧が第１の値かつ出力電流が第１の値の時に前記上限電流検出電圧が前記第１の値となるように前記電流検出端子に接続される電流−電圧変換用抵抗素子の抵抗値を決定するステップと、
   前記トランスの二次側の出力電圧が第２の値かつ出力電流が第２の値における前記上限電流検出電圧の第２の値を決定するステップと、
   前記補正電流生成回路によって流される前記トランスの二次側の出力電圧に応じた前記補正電流の値に基づいて、出力電圧が第２の値かつ出力電流が第２の値における前記上限電流検出電圧が前記第２の値となりかつ前記スイッチング素子のオン、オフ動作の周波数が所定の値よりも低くならないように前記補正用の抵抗素子の抵抗値を決定するステップと、
   を有することを特徴とするスイッチング電源装置の設計方法。
9. 電圧変換用のトランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子を、前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号とに応じてオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御用半導体装置であって、
   前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧が印加される電流検出端子と、
   前記電流検出端子に接続された抵抗値を調整可能に形成された補正用の抵抗素子と、
   前記電流検出端子に印加された電圧に応じた電圧と上限電流検出電圧とを比較して前記トランスの二次側回路の過電流状態を検出するための過電流検出回路と、
   周期的に前記スイッチング素子をオン状態にさせるターンオン信号を生成するターンオン信号生成回路と、
   前記過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じて前記スイッチング素子をオフ状態にさせる制御信号を生成するターンオフ信号生成回路と、
   前記抵抗素子を介して前記電流検出端子へ向かって前記トランスの二次側の出力電圧に応じた補正電流を流す補正電流生成回路と、を備え、
   前記過電流検出回路は、前記補正電流生成回路により生成された補正電流が前記補正用の抵抗素子に流されることで前記電流検出端子に印加される電圧がシフトされた電圧に応じた電圧と前記上限電流検出電圧とを比較して前記過電流状態を検出可能に構成されていることを特徴とする電源制御用半導体装置。
10. 請求項９に記載の電源制御用半導体装置と、
    電圧変換用のトランスと、
    前記トランスの一次側巻線と直列に接続されたスイッチング素子と、
    前記スイッチング素子と直列に接続され、電流−電圧変換した電圧を前記電流検出端子に印加する電流−電圧変換用抵抗素子と、
    前記トランスの二次側の出力電圧を検出し検出信号を前記電源制御用半導体装置へ出力する出力電圧検出手段と、
    を備え、前記電源制御用半導体装置によって生成された駆動パルスによって前記スイッチング素子がオン、オフされるように構成されていることを特徴とするスイッチング電源装置。

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