CN116111819A

CN116111819A - Acf变换器中的逐周期反向电流限制

Info

Publication number: CN116111819A
Application number: CN202211402791.1A
Authority: CN
Inventors: C·阿德拉格纳; F·菲拉扎
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 2021-11-10
Filing date: 2022-11-09
Publication date: 2023-05-12
Also published as: US20230141001A1; US11552573B1; US11699956B2

Abstract

本公开涉及ACF变换器中的逐周期反向电流限制。在一个实施例中，一种用于操作ACF变换器的方法，包括：导通耦合在变压器的初级绕组和参考端子之间的低侧晶体管以使正向电流进入初级绕组，关断低侧晶体管；在关断低侧晶体管之后，导通耦合在初级绕组和钳位电容器之间的高侧晶体管，以使反向电流流过初级绕组；并且在导通高侧晶体管之后，当未检测到反向电流的过电流时，保持高侧晶体管导通达第一时间段，并且在第一时间段之后关断高侧晶体管，并且当检测到反向电流的过电流时，在未保持高侧晶体管导通达第一时间段的情况下关断高侧晶体管。

Description

ACF变换器中的逐周期反向电流限制

技术领域

本公开总体上涉及一种电子系统和方法，并且在具体实施例中，涉及有源钳位反激(ACF)变换器中的逐周期反向电流限制。

背景技术

开关变换器有多种拓扑结构，包括降压、升压、降压-升压和反激变换器。图1示出了示例性反激变换器100的示意图。反激变换器100包括变压器112、电阻器104、电容器106和114、二极管108和116、晶体管102和初级控制器110。

在正常操作期间，初级控制器110以已知的方式导通和关断晶体管102，以使初级电流Ip流过初级绕组112a。初级电流Ip诱导次级电流Is流过次级绕组112b。二极管116与输出电容器114协作以作为整流器操作，使得输出电压Vout是DC电压(例如，具有叠加纹波)。

反激变换器100的拓扑结构也被称为RCD钳位反激变换器，因为变换器100包括RCD钳位电路(由元件104、106和108形成)。该RCD钳位电路的目的是耗散在每个开关周期中从输入源获取并存储在初级绕组中的能量，该能量由于它们之间的不完美耦合而不会传递到次级绕组。这种未使用的能量通常被称为“泄漏电感能量”，因为假设它存储在初级电感的一部分中，该初级电感与称为泄漏电感的次级电感不耦合。RCD钳位反激变换器通常是简单且廉价的电路。

图2示出了示例性反激变换器200的示意图。反激变换器200以与反激变换器100类似的方式操作。然而，反激变换器200通过由晶体管208和电容器106形成的有源钳位取代变换器100的RCD钳位。因此，反激变换器200的拓扑结构也被称为有源钳位反激(ACF)变换器。

ACF变换器的优点包括泄漏电感能量的再循环以实现晶体管208和102的软开关(ZVS)、可利用高开关频率(例如，高于200kHz)实现的高效率(例如，大于93％)和可导致低EMI的平滑波形。

发明内容

根据一个实施例，一种用于操作有源钳位反激(ACF)变换器的方法，包括：导通耦合在变压器的初级绕组的第一端子和参考端子之间的低侧晶体管，以使正向电流经由初级绕组的第二端子进入初级绕组并经由初级绕组的第一端子离开初级绕组；在导通低侧晶体管之后，关断低侧晶体管；在关断低侧晶体管之后，导通耦合在初级绕组的第一端子和钳位电容器的第一端子之间的高侧晶体管，以使反向电流流过初级绕组，其中钳位电容器的第二端子耦合到初级绕组的第二端子，并且其中反向电流具有与正向电流相反的方向；并且在导通高侧晶体管之后，当未检测到反向电流的过电流时，保持高侧晶体管导通达第一时间段，并且在第一时间段之后关断高侧晶体管，并且当检测到反向电流的过电流时，在不保持高侧晶体管导通达第一时间段的情况下关断高侧晶体管。

根据一个实施例，一种有源钳位反激(ACF)变换器，包括：包括初级绕组和次级绕组的变压器；低侧晶体管，具有耦合在初级绕组的第一端子和参考端子之间的电流路径；钳位电容器，耦合到初级绕组的第二端子；高侧晶体管，具有耦合在初级绕组的第一端子和钳位电容器之间的电流路径；电流传感器，被配置为感测流经钳位电容器的反向电流，反向电流具有从钳位电容器到初级绕组的第一端子的方向；以及初级控制器，被配置为：导通低侧晶体管以使正向电流经由初级绕组的第二端子进入初级绕组并经由初级绕组的第一端子离开初级绕组，在导通低侧晶体管后，关断低侧晶体管，在关断低侧晶体管后，导通高侧晶体管，使反向电流流过初级绕组，并且在导通高侧晶体管之后，基于电流传感器的输出检测反向电流的过电流是否存在，当未检测到反向电流的过电流时，保持高侧晶体管导通达第一时间段，并且在第一时间段之后关断高侧晶体管，并且当检测到反向电流的过电流时，在未保持高侧晶体管导通达第一时间段的情况下关断高侧晶体管。

根据一个实施例，一种集成电路，包括：被配置为接收参考电压的参考端子；电压感测端子，被配置为经由感测电容器耦合到钳位电容器，并且被配置为经由感测电阻器耦合到参考端子；第一控制端子，被配置为耦合到高侧晶体管的控制端子，高侧晶体管具有耦合在电压感测端子和变压器的初级绕组的第一端子之间的电流路径；第二控制端子，被配置为耦合到低侧晶体管的控制端子，低侧晶体管具有耦合到高侧晶体管的电流路径的第一电流路径端子；比较器，具有被配置成接收阈值电压的第一输入、耦合到电压感测端子的第二输入和被配置成提供过电流检测信号的输出；以及初级控制器，被配置为：导通低侧晶体管以使正向电流经由初级绕组的第二端子进入初级绕组并经由初级绕组的第一端子离开初级绕组，在导通低侧晶体管后，关断低侧晶体管，在关断低侧晶体管后，导通高侧晶体管，使反向电流流过初级绕组，反向电流具有与正向电流相反的方向，并且在导通高侧晶体管之后，基于过电流检测信号检测反向电流的过电流是否存在，当过电流检测信号被解除断言(deassert)时，保持高侧晶体管导通达第一时间段，并且在第一时间段之后关断高侧晶体管，并且当过电流检测信号被断言时，在未保持高侧晶体管导通达第一时间段的情况下关断高侧晶体管。

附图说明

为了更完整地理解本发明及其优点，现在结合附图参考以下描述，其中：

图1和图2示出了示例性反激变换器的示意图；

图3A和图3B示出了与将图2的反激变换器操作为互补ACF变换器相关联的示例性波形；

图4A和图4B示出了与将图2的反激变换器操作为非互补ACF变换器相关联的示例性波形；

图5A示出了可以作为非互补ACF变换器驱动的示例性ACF变换器的示意图；

图5B示出了用于操作图5A的ACF变换器的示例性方法的流程图；

图5C示出了在稳态期间与图5A的ACF变换器相关联的示例性波形；

图5D示出了在启动期间与图5A的ACF变换器相关联的示例性波形；

图5E示出了图5A的ACF变换器的示意图，该示意图示出了图5A的ACF变换器的模型；

图5F和图5G分别示出了在短路状况和负输出转变期间与图5A的ACF变换器相关联的波形；

图6示出了根据本发明的实施例的用于操作非互补ACF变换器的实施例方法的流程图；

图7示出了根据本发明的实施例的ACF变换器；

图8示出了根据本发明的实施例的与图7的ACF相关联的波形；

图9A、图9B和图10示出了根据本发明的实施例，与实现图6的方法的图7的ACF变换器相关联的波形；

图11示出了根据本发明的实施例的用于操作非互补ACF变换器的实施例方法的流程图；以及

图12示出了根据本发明的实施例的ACF变换器。

除非另有说明，不同附图中对应的数字和符号一般指对应的部件。附图是为了清楚地说明优选实施例的相关方面而绘制的，并且不一定是按比例绘制的。

具体实施方式

下面将详细讨论所公开的实施例的制造和使用。然而，应当理解，本发明提供了许多可应用的发明概念，这些概念可以体现在各种各样的特定上下文中。所讨论的具体实施例仅仅是制造和使用本发明的具体方式的说明，并不限制本发明的范围。

下面的描述示出了各种具体细节，以提供对根据描述的几个示例实施例的深入理解。可以在没有一个或多个具体细节的情况下，或者用其他方法、部件、材料等来获得实施例。在其他情况下，未详细示出或描述已知的结构、材料或操作，以便不模糊实施例的不同方面。在本说明书中对“实施例”的引用表示相对于实施例描述的特定配置、结构或特征包括在至少一个实施例中。因此，可能出现在本说明书不同点的诸如“在一个实施例中”的短语不一定精确地指代相同的实施例。此外，在一个或多个实施例中，特定的构造、结构或特征可以以任何适当的方式组合。

将在特定上下文中描述本发明的实施例，例如，作为非互补ACF变换器操作的ACF变换器，其具有逐周期(cycle-by-cycle)反向电流限制功能，用于诸如USB-PD类型C(typeC)的应用中。本发明的实施例可以用于其他类型的应用中。

在本发明的一个实施例中，当在这样的反向电流中检测到过电流事件时，流经作为非互补ACF变换器操作的ACF变换器的高侧晶体管的反向电流在逐周期的基础上受到限制。在一些实施例中，通过提前关断ACF变换器的高侧晶体管来限制反向电流。在一些实施例中，当提前关断高侧晶体管时，关断高侧晶体管和导通低侧晶体管之间的典型死区时间被缩短(例如，至最小死区时间)，以在导通低侧晶体管时限制低侧晶体管的漏极-源极电压。

在一些实施例中，通过监测流经ACF变换器的高侧晶体管的电流来检测反向电流中的过电流事件。在一些实施例中，电流传感器包括与ACF变换器的钳位电容器动态并联设置的感测电容器。

在一些实施例中，反向电流中的过电流事件由短路状况或由ACF变换器的负输出转变引起。在一些实施例中，在由短路状况引起的过电流事件期间，当低侧晶体管导通时，软启动功能被激活以限制电流峰值。

ACF变换器200可以作为互补ACF变换器或作为非互补ACF变换器操作。图3A和图3B示出了与操作变换器200作为互补ACF变换器相关联的示例性波形。

如图3A所示，分别驱动晶体管102和108的信号V_{G_102}和V_{G_208}以互补的方式导通和关断。因此，当晶体管208关断时，晶体管102导通，反之亦然。如图3B所示，当电压V₁为高时(当晶体管102为关断且晶体管208为导通时)，初级电流Ip和次级电流Is具有正弦形状。当电压V₁为低时(当低侧晶体管102导通且高侧晶体管208关断时)，初级电流Ip具有直线形状，而次级电流Is为零。

图4A和图4B示出了与操作变换器200作为非互补ACF变换器相关联的示例性波形。如图4A和图4B所示，在次级电流消磁一段时间后，晶体管208导通，以允许初级电流Ip增加到足以实现软开关。因此，在ACF变换器200的初级侧和次级侧上同时导通。

以非互补方式(例如，如图4A和图4B所示)操作ACF变换器(例如，200)的一些实施例的优点包括在初级侧循环的较低RMS电流、较低功率损耗、较高效率、易于管理的宽输入电压V_in和宽输出电压V_out范围，这对于诸如USB功率传输(USB-PD)的应用可能特别有利。

如图4B所示，在时间段t_B(也称为电流凸块时间段)期间，次级电流Is存在正电流导通，而初级电流Ip存在反向(负)电流导通。尽管图4将次级电流Ip示出为电流凸块时间段t_B期间的直线，但是电流Is可能具有其它形状，例如在电流凸块时间段t_B期间的抛物线或正弦形状。

图5A示出了示例性ACF变换器500的示意图。ACF 500包括变压器512、反馈电路530、钳位电容器506、晶体管502、初级控制器510、电流传感器526和误差放大器528。反馈电路530包括初级部分530a和次级部分530b。ACF变换器500可以作为非互补ACF变换器操作。

反馈电路530可以以本领域已知的任何方式实现，例如通过使用光耦合器。

误差放大器528可以以本领域已知的任何方式实现，并且可以包括例如频率补偿和可以高于1、等于1或小于1的放大增益。虽然误差放大器528示出在初级侧，但是误差放大器528可以实现在次级侧。例如，反馈电路530的部分530b可以包括误差放大器528，并且误差信号V_err可以例如使用光耦合器传输到初级控制器510。

负载532可以是例如开关或线性电压或电流调节器，例如，其他负载也是可能的。

电流传感器526被配置为感测流经晶体管502的电流I₅₀₂。电流传感器526可以以本领域已知的任何方式实现。例如，在一些实施例中，电流传感器526可基于漏极-源极电压V_{DS_502}确定电流I₅₀₂。其他实现也是可能的。

晶体管502和508可以是例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。也可以使用其它晶体管类型，例如GaN晶体管。

在非互补操作期间，初级控制器510被配置为基于误差电压V_err导通和关断晶体管502和508，以调节输出电压V_out。例如，在一些实施例中，晶体管502保持导通的时间可以基于误差电压V_err。

初级控制器510还被配置为在晶体管508的关断和晶体管502的导通之间引入死区时间t_d，以使晶体管502的漏极-源极电压V_{DS_502}向下摆动至零，以实现零电压开关(ZVS，零电压切换)，也称为软开关(soft-switching，软切换)。死区时间t_d可以是例如300ns。也可以使用其他值。

图5B示出了用于操作ACF变换器500的示例性方法550的流程图。图5C示出了在稳态期间与ACF变换器500相关联的示例性波形。方法550可以由初级控制器510实现。图5B和图5C可以一起理解。

在步骤552期间，初级控制器510导通低侧晶体管502以对初级电流Ip充电(以引起初级电流Ip的增加)，如图5C中的时间段t_charge所示。

一旦初级电流Ip达到预定阈值，初级控制器510在步骤554期间关断低侧晶体管，以引起次级电流Is的增加。因此，次级电流在一段时间内增加，然后开始减少。一旦确定次级电流Is降低到0A(步骤556)，初级控制器510导通高侧晶体管508(在步骤558期间)，以允许反向电流(-I_clamp)流过初级绕组512a(在时间段t_B的开始，如图5C所示)。

在步骤560期间，高侧晶体管508保持导通以允许反向电流增长，如图5C中的电流凸块时间段t_B所示。一旦反向电流充分增长(例如，达到预定阈值，或者通过直接控制高侧晶体管508的导通时间)，在步骤562期间，高侧晶体管508被关断。在一些实施例中，例如当电压V_in或V_out改变时，在步骤560期间高侧晶体管508保持导通的时间段变化。

在步骤564期间，控制器510等待死区时段t_d以允许电流Ip引起电压V_{DS_502}的下降以允许ZVS。在死区时间t_d已经过去之后，在步骤552期间，低侧晶体管502再次导通，重复该序列。

如图5C所示，在稳态期间(例如，当给负载供电时)，在晶体管508的关断和晶体管502的导通之间引入死区时间t_d。还如图5C所示，到晶体管502导通时，电压V_{DS_502}已经处于或基本上处于0V。

初级控制器510还可以被配置成在ACF变换器500的启动期间执行软启动。例如，在启动期间，电容器114可以完全放电，并且可以引起初始应力，例如，类似于短路状况。在这种条件下，ACF变换器500可提供最大电流以产生输出电压V_out。为了防止可能导致初级电流Ip的相应尖峰的次级电流Is的高尖峰，ACF变换器500的功率能力最初受到限制，并且从预定义的最小值缓慢增加到其全范围。这种功率限制功能，也称为软启动功能，可导致输出电压V_out缓慢地例如线性地增加。例如，图5D示出了在启动期间与ACF变换器500相关联的示例性波形。

如图5D所示，输出电压V_out在启动期间缓慢增加。随着输出电压V_out增加，用于限制流经晶体管502的电流的过电流限制I_{OCP_502}也例如以阶梯方式增加。

误差电压V_err可以是最大电压V_{err_max}和最小电压V_{err_min}之间的电压。初级控制器510可以使用误差电压V_err来确定何时关断低侧晶体管502(例如，将输出电压V_out调节到目标输出电压)。作为非限制性示例，电压V_{err_max}和V_{err_min}可以分别为例如3V和1V。

如图5D所示，误差电压V_err最初是饱和的(例如，高)，因为输出电压显著低于目标输出电压(在所示示例中为20V)。在时间t₁，一旦输出电压V_out接近目标输出电压，误差电压V_err退出饱和并且初级控制器510进入调节模式。

图5E示出了ACF变换器500的示意图，其示出了例如在电流凸块时间段t_B期间用于变压器512的模型。如图5E所示，变压器512可以用泄漏电感512c、磁化电感512d和理想的n：1变压器(包括理想绕组512e和512b)来建模。

如图5E所示，次级电流Is可由下式给出

I_s(t)＝-n·I_512e＝-n·[I_p-I_m] (1)

其中n是变压器512的匝数比，I_512e(也称为初级电流Ip的正向分量)表示流经理想绕组512e的电流，并且磁化电流Im表示流经磁化电感512d的电流。磁化电流Im可能负责允许ZVS，例如，如图5C所示。

在电流凸块时间段t_B期间，晶体管508导通，晶体管502关断，变压器512以正向模式作为实际变压器工作，并且二极管116导通，这导致电压V_512d例如固定，并且该电压可以由下式给出

V_512d＝-V_out·n (2)

因此，在电流凸块时间段t_B期间，磁化电流Im可以由下式给出

其中L_512d是磁化电感器512d的电感(也称为变压器512的磁化电感)。如等式3所示，磁化电流Im可以是线性斜坡。

在电流凸块时间段t_B期间，初级电流Ip可以由下式给出

其中V_{clamp_0}表示在每个开关周期开始时(例如，在高侧晶体管508导通的瞬间)电容器506两端的电压V_clamp，w₅₁₂表示初级电流Ip的正弦分量的频率，其可以由下式给出

其中Z₅₁₂表示系统的特性阻抗，其可由下式给出

如等式4所示，在电流凸块时间段期间，初级电流Ip具有线性分量(Im)和正弦分量(I_512e)，也如图5C所示。

如等式5和的等式6所示，电容器506与泄漏电感器512c谐振。如等式5和等式6所示，由于电压V₅₁₂在电流凸块时间段t_B期间是固定的，所以电感器512d在谐振中可能不起作用。例如，绕组512e和512b可以理解为耦合电路，其中跨512的电压等于跨512e的电压除以n，并且流经512b的电流等于流经512e的电流乘以n。

作为非限制性示例，ACF变换器500的组件的典型值范围包括低μH(例如，1μH至10μH)范围内的电感L_512c，以及数十或数百nF(例如，10nF至470nF)范围内的电容C₅₀₆，这可能导致几Ω范围内的阻抗Z₅₁₂。

如等式1和等式4所示，在电流凸块时间段期间，电流I_512e和Is的最大幅度可以与V_{506_0}-V_512d成比例。在稳态条件下，电压V_{clamp_o}可能仅略高于电压V_512d。因此，在稳态条件期间，初级电流Ip的正向分量I_512e(以及次级电流Is中的相应电流凸块)可以相对受限。

发明人认识到，在短路状况期间，输出电压V_out下降，这导致电压V_512d相应下降(例如，至0V或基本上0V)，这导致差值V_{clamp_0}-V_512d(并且等效地，差值：

)增加，从而导致初级电流Ip基本上增加。因为在短路状况期间，电压V_512d显著下降(例如，至0V或基本0V)，所以磁化电流Im也显著下降(例如，至0A)，导致次级电流Is的幅度表现出比初级电流Ip更大的电流增加(因为项Im在等式1中变得可以忽略或非常小)。在短路状况期间，电流Ip和Is的峰值可显著高于稳态条件期间，例如高于稳态条件期间的8至10倍。

发明人还意识到，在具有可变输出电压的ACF变换器(例如用于USB-PD)中，负输出转变(例如，从20V到5V)也可能导致初级电流Ip和次级电流Is中的电流尖峰。例如，在负输出转变期间(例如，将目标输出电压从20V改变到5V)，ACF变换器500可以停止切换，直到输出电压V_out达到目标输出电压。在重新启动晶体管508的开关时，电压V_clamp可以比电压V_512d高得多(因为在重新启动开关时，电压V_512d具有对应于新输出电压(例如5V)的值，并且电压V_clamp具有对应于先前更高电压(例如20V)的值)。尽管比短路状况期间不那么明显，但是在负输出转变之后重新启动开关时，初级和次级电流(Ip和Is)的电流尖峰可能会出现。

图5F和图5G分别示出了在短路状况和负输出转变期间与ACF变换器500相关联的波形。

如图5F所示，在时间t₂施加短路状况。在时间t₂处应用短路状况之后，初级电流Ip和次级电流Is的峰值电流的幅度增加，直到在时间t₃处分别达到约-15A和约60A的最大值(与稳态期间的约-3.5A和约10A相比)。

如图5G所示，在时间t₄施加20V至5V的负输出转变。例如，这种负输出转变可能作为从实现USB-PD的USB连接器上拔下膝上型计算机(例如，以20V充电)的结果出现。在断开膝上型计算机时，放电电路(未示出)使输出电压V_out放电(例如，在100毫秒内)。在这样的放电时间t_discharge期间，晶体管502和508不开关(或基本上不开关)。由于在放电时间t_discharge期间很少或没有切换，所以电压V_clamp在放电时间t_discharge期间保持或基本上保持其电压。因此，在时间t₅重启开关时，差值

(等效地，差值：V_{clamp_0}-V_512d)高于稳态期间，从而导致初级和次级电流Ip和Is中的电流尖峰，如图5F所示。例如，如图5F所示，电流Ip和Is可能分别出现约-18A和88A的电流尖峰。

这种较高的电流峰值(例如，作为如图5F和图5G所示的短路状况或负输出转变的结果发展)可能会给ACF变换器500的组件增加应力。

电流凸块时间段t_B的持续时间可以与输出电压成反比。因此，输出电压V_out下降(例如，在短路状况或负输出转变期间)可导致电流凸块时间t_B的持续时间增加。例如，如图5F和图5G所示，在输出电压下降之后(例如，在时间t₂之后)的电流凸块时间段t_B期间，电流峰值的持续时间比稳态条件期间(例如，在时间t₂之前)长。

本发明人认识到，可以通过关断晶体管508来限制在凸块时间t_B期间产生的电流尖峰。例如，在一些实施例中，流经晶体管508的电流I_clamp可以在电流凸块时间t_B期间被监控(例如，以逐周期的方式)。如果电流I_clamp超过(例如，在开关周期期间)预定阈值I_{OCP_508}，则晶体管508(例如，立即)关断(例如，对于开关周期的剩余时间)。例如，图6示出了根据本发明的实施例的用于操作非互补ACF变换器的实施例方法600的流程图。方法600包括步骤552、554、556、558、560、562、564、602、604和606。在一些实施例中，步骤552、554、556、558、560、562和564可以以与方法550中类似的方式执行。

图7示出了根据本发明实施例的ACF变换器700。ACF变换器700包括初级控制器710、晶体管502和508、电容器506和114、反馈电路530、变压器512、电流传感器526和702、以及误差放大器528。初级控制器710可以实现方法600。图6和图7可以一起理解。

在一些实施例中，电流传感器702可以用电流变压器来实现。如下面将更详细描述的，在一些实施例中，电流传感器702可以使用感测电容器来实现。

在一些实施例中，二极管116可以以已知的方式替换为同步整流器(SR)晶体管和SR控制器，用于执行同步整流。通过使用SR晶体管和SR控制器，一些实施例可以有利地实现降低的功率损耗和提高的效率。

在一些实施例中，初级控制器710可以使用通用或自定义的微控制器或处理器来实现，例如，耦合到存储器并被配置为执行存储在这种存储器中的指令。其他实现方式，例如包括硬编码的有限状态机(FSM)也是可能的。

如图6所示，在导通高侧晶体管(步骤558)之后(例如，立即)，在步骤602期间测量钳位电流I_clamp并将其与预定阈值I_{OCP_508}进行比较。如果反向电流的大小不超过预定阈值(I_{OCP_508})，则例如以与关于方法550描述的类似的方式执行步骤560、562和564。如果反向电流的大小超过预定阈值(I_{OCP_508})，则在步骤604期间(例如立即)关断高侧晶体管508。通过在步骤604期间关断高侧晶体管508，由于反向电流被高侧晶体管508的体二极管阻挡，因此有利地限制了反向电流。

发明人认识到，如果控制器710在关断高侧晶体管508之后等待正常死区时间t_d，则电压V_{DS_502}可能反弹回来(因为反向电流被高侧晶体管508的体二极管阻挡，并且反向电流可能不会增长到足以允许ZVS)，并且低侧晶体管502可能通过硬开关导通。例如，图8示出了根据本发明的实施例，当在步骤604期间关断高侧晶体管508之后等待死区时间t_d之后导通晶体管502时与ACF 700相关联的波形。

如图8所示，在关断晶体管508之后经过死区时间t_d之后，在时间t₆期间晶体管502导通的时间之前，电压V_{DS_502}高于200V。因此，在一些实施例中，如图6所示，在关断高侧晶体管508(在步骤604期间)之后，在最小死区时间t_{d_min}(步骤606)之后，低侧晶体管502导通(步骤552)，其中t_{d_min}<t_d。在一些实施例中，最小死区时间t_{d_min}基本上小于正常死区时间t_d。例如，在一些实施例中，最小死区时间t_{d_min}是例如避免高侧晶体管508和低侧晶体管502之间交叉导通的最小死区时间。例如，在一些实施例中，t_{d_min}比t_d至少短一半(例如，三分之一、四分之一或更短)。例如，在一些实施例中，最小死区时间t_{d_min}(步骤606)是80ns，而正常死区时间t_d(步骤564)是300ns。也可以使用其他值。

如下面将参照图11更详细地描述的，一些实施例可以在步骤608期间实现附加的辅助功能。

通过在关断高侧晶体管508后不久导通低侧晶体管502，一些实施例有利地实现ZVS或在比等待正常死区时间t_d更低的电压下导通晶体管502。

图9A示出了根据本发明的一个实施例，在短路状况下与实现方法600的ACF变换器700相关联的波形。

如图9A所示，在时间t₇处施加短路状况。因此，输出电压V_out下降，差值

(等效地，差值：V_{clamp_0}-V ₅₁₂)增加。然而，由于晶体管508在检测到(步骤602)I_clamp的过电流(以逐周期方式)后不久被关断(步骤604)，初级电流Ip和次级电流Is的峰值电流受到限制。例如，如图9A所示，使用方法600，电流Ip和Is的电流峰值的幅度有利地分别限制在约-7A和约24A(与图5F的示例中的约-18A和88A相比)。

如图9A所示，使用方法600，电流凸块时间段t_B也更短，因为晶体管508的关断(步骤604)和更短的死区时间(步骤606)导致时间段t_B比图5F的示例的电流凸块时间段t_B(使用方法550)更短。

图9B示出了根据本发明的实施例的图9A的波形在时间t₈的放大形式。如图9B所示，低侧晶体管502在时间t₉导通(步骤552)，该时间紧接在最小死区时间t_{d_min}(步骤606)之后发生。

如图9B所示，时间t₉的漏极-源极电压V_{DS_502}约为100V，这比等待正常死区时间t_d时有利地小(例如小于图8所示的大于200V)。

图10示出了根据本发明的实施例的在负输出转变期间与实现方法600的ACF变换器700相关联的波形。图10所示的负输出转换是从20V到5V。从不同的起始电压(例如，25V、20V、18V、15V、12V、10V、9V或其他)和/或到不同的较低结束电压(例如，20V、18V、15V、12V、10V、9V或其他)的负输出转变也是可能的。例如，在USB兼容系统(其指定20V、15V、9V和5V的可能输出电压)中实现的实施例中，从20V到15V、9V或5V、从15V到9V或5V、或者从9V到5V可能发生负输出转变。

如图10所示，从20V到5V的负输出转变从时间t₁₀开始。当在时间t₁₁重新开始切换时，与使用方法550(例如，如图5G所示)的-18A和88A相比，与初级电流Ip和次级电流Is相关联的电流尖峰分别达到约-7A和约32A。

如图9A和图10所示(与图5F和图5G相比)，在一些实施例中，当实施方法600时，在短路状况之后或在负输出转变之后重新开始切换之后，放电电压V_clamp的时间比方法550更长。然而，当实施方法600时，例如当与方法550相比时，超过晶体管502和508的安全工作区域(SOA)的风险可以被有利地降低。

通过在电流凸块时间段t_B期间限制初级电流Ip和次级电流Is的电流尖峰的幅度，以及减少电流凸块时间段t_B的持续时间(例如，在短路状况或负输出转变期间)，一些实施例有利地降低ACF变换器的一个或多个组件(例如，502、508、116)的应力，这可以有利地延长ACF变换器的寿命。

如图5F所示，短路状况期间ACF变换器的组件(例如502、508、116)上的应力可能由反向电流引起(在电流凸块时间段t_B期间)的电流Ip和电流Is的电流尖峰引起，以及由(正向)初级电流引起(在时间段t_A期间)的电流Ip和电流Is的增加峰值引起。因此，一旦检测到高侧晶体管508中的过电流状况(来自步骤602的输出“是”)，一些实施例有利地激活软启动功能以限制在时间段t_A期间流过低侧晶体管502的电流(例如，以类似于关于图5D所描述的方式)。

在一些实施例中，软启动功能在短路状况期间被激活，但不在负输出转换期间被激活。例如，发明人意识到，例如，如图9A所示，由短路状况引起的反向电流的过电流事件期间的误差电压V_err在一种状态(例如，高)下饱和，而如图9B所示，由负输出转变引起的过电流事件期间的误差电压V_err在相反状态(例如，低)下饱和。因此，一些实施例基于检测到反向电流的过电流事件时的误差电压的状态来确定ACF变换器700是处于短路状况还是处于负输出转变，并且仅当确定存在短路状况时才激活软启动功能。例如，在一些实施例中，在电流凸块时间段t_B期间，当反向电流的过电流事件期间误差电压V_err饱和为高时，软启动功能被激活，否则软启动功能不被激活。

图11示出了根据本发明的实施例的用于操作非互补ACF变换器的实施例方法1100的流程图。图11示出了步骤608的可能实现。方法1100包括步骤552、554、556、558、560、562、564、602、604、606、1102和1104。在一些实施例中，步骤552、554、556、558、560、562、564、602、604和606可以以与方法600中类似的方式执行。初级控制器710可以实现方法1100。

在检测到反向电流的过电流事件之后(在步骤602期间)，在步骤1102期间确定误差电压V_err的状态。如果误差电压V_err在过电流事件期间饱和为高，则在步骤1104期间激活软启动功能，以例如在时间段t_A期间限制电流尖峰。

在一些实施例中，当在步骤1102期间电压V_err饱和为高时，短路状况信号被断言(assert)以指示短路状况已经被检测到。在一些实施例中，当在步骤1102期间电压V_err饱和为低时，断言负输出转变信号以指示已经检测到负输出转变。

在一些实施例中，步骤608可以在步骤604和/或606之前、之后或与步骤604和/或606同时实施。

图9A和图9B所示的波形与实施方法600且同时实施如图11所示的步骤608的ACF变换器700相关联(即，图9A和图9B示出了ACF变换器700实施方法1100的波形)。如图9A所示，由于误差电压V_err在晶体管508的过电流事件期间饱和为高，因此软启动功能在时间t₁₂被激活，与方法550(如图5F所示)相比，这有利地限制了时间段t_A期间电流Ip和Is的尖峰。

如图9B所示，由于误差电压V_err在晶体管508的过电流事件期间未饱和为高(其饱和为低)，因此在负输出转换期间不激活软启动功能，并且在时间t₁₁的开关重启期间，ACF变换器700的功率能力有利地不受影响。

通过在启动期间和短路状况期间使用软启动，一些实施例可有利地降低ACF变换器的组件的应力，这可有利地延长ACF变换器的寿命。

图12示出了根据本发明实施例的ACF变换器1200。ACF变换器1200示出了电流传感器702的可能实现。ACF变换器包括初级控制器1210、晶体管502和508、电容器506和114、整流二极管116(或SR晶体管)、反馈电路530、变压器512、电流传感器526和702、误差放大器528和比较器电路1220。比较器电路1220包括比较器1206和电阻器1208、1212、1214和1216。电流传感器702包括感测电容器1202和感测电阻器1204。在一些实施例中，比较器电路1220是初级控制器1210的一部分。

如图12所示，由于感测电阻R_CS相对较小，电容器506和1202动态并联并形成动态电容分频器，其比率可由下式给出

其中C_s表示电容器1202的电容，C₅₀₆表示电容器506的电容。在一些实施例中，k等于1000。也可以使用k的其他值，例如高于1000(例如，1010、2000或更高)或低于1000(例如，980、900或更低)。在一些实施例中，k至少为100。

在电流凸块时间段t_B期间，反向电流I_REV为正并流经电容器506，而电流k·I_REV流经电阻器1204。因此，在电流凸块时间段t_B期间，电压V_sense为负(例如，如图8、图9A、图9B和图10所示)。

在一些实施例中，由于感测电压V_sense在感测时间段(t_B)期间为负，因此可以使用诸如比较器电路1220的比较器电路来将这种感测的电压V_sense与阈值V_th进行比较。例如，在图12所示的实施例中，阈值电压V_th可以由下式给出

其中R表示电阻器1208、1212和1216中的每一个的电阻，R1表示电阻器1214的电阻。

在一些实施例中，OCP阈值I_{OCP_508}(例如，在步骤602期间使用的)可以由下式给出

作为非限制性示例，在图9A和图10所示的实施例中，阈值电压V_th被设置为-500mV。

当V_sense的幅度超过阈值V_th时，信号OCP₅₀₈被断言(例如，高)。信号OCP₅₀₈断言对应于步骤602中的输出“是”。

如图12所示，在一些实施例中，逐周期执行信号OCP₅₀₈的生成(例如，步骤602)。因此，在一些实施例中，基于反向电流I_REV的幅值在电流凸块时间段t_B期间逐周期地执行提前关断高侧晶体管604的决定(步骤604)。

在一些实施例中，R、R₁、R_CS、C_s、C₅₀₆、V_th的值被选择为具有合适的阈值V_th，以检测反向电流I_REV中的过电流事件，同时避免在测量中引入显著的延迟。例如，在一些实施例中，时间常数R_CS·C_s保持较短(例如，在数十ns中，例如在10ns到50ns之间)，以避免在将反向电流I_REV与阈值进行比较(例如，步骤602)之后引入显著的延迟(例如，因为可能希望快速采取动作(例如，步骤606))。

在一些实施例中，要感测的电流I_REV可以是几十安培，电容C₅₀₆是几百nF，电容C_s是几百pF，电阻R_CS低于或等于100Ω，电阻R和R₁可以是几十kΩ的范围，参考电压Vref2可以是几伏的范围(例如，小于10V)，阈值电压V_th可以是几百mV的范围(例如，小于1V)。

通过使用参考地的感测电容器(例如1202)来感测流经高侧晶体管508的反向电流，一些实施例有利地能够在电流凸块时间段t_B期间限制电流尖峰，而不使用电流变压器(其可能昂贵且笨重)。

在一些实施例中，初级控制器1210可以在集成电路中实现。例如，在一个实施例中，集成电路包括元件1206、1208、1210、1212、1214和1216，而其他元件在集成电路外部实现。例如，在一些实施例中，元件530和528可以容纳在相同的封装中。其他实现也是可能的。例如，在一些实施例中，集成电路进一步包括晶体管502和508。

这里总结本发明的示例实施例。从在此提交的说明书和权利要求书的整体也可以理解其他实施例。

示例1.一种用于操作有源钳位反激(ACF)变换器的方法，该方法包括：导通耦合在变压器的初级绕组的第一端子和参考端子之间的低侧晶体管，以使正向电流经由初级绕组的第二端子进入初级绕组并经由初级绕组的第一端子离开初级绕组；在导通所述低侧晶体管之后，关断所述低侧晶体管；在关断所述低侧晶体管之后，导通耦合在所述初级绕组的第一端子和钳位电容器的第一端子之间的高侧晶体管，以使反向电流流过所述初级绕组，其中所述钳位电容器的第二端子耦合到所述初级绕组的第二端子，并且其中所述反向电流具有与所述正向电流相反的方向；并且在导通高侧晶体管之后，当未检测到反向电流的过电流时，保持高侧晶体管导通达第一时间段，并且在第一时间段之后关断高侧晶体管，并且当检测到反向电流的过电流时，在未保持高侧晶体管导通达第一时间段的情况下关断高侧晶体管。

示例2.根据示例1的方法，还包括：当未检测到反向电流的过电流时，在关断高侧晶体管后的第一死区时间导通低侧晶体管；以及当检测到反向电流的过电流时，在关断高侧晶体管后的第二死区时间导通低侧晶体管，其中第二死区时间短于第一死区时间。

示例3.根据示例1和2之一的方法，其中第二死区时间比第一死区时间短至少三倍。

示例4.根据实施例1至3之一所述的方法，其中，所述第二死区时间对应于足以防止所述高侧晶体管与所述低侧晶体管之间的交叉导通的最小死区时间。

示例5.根据示例1至4之一的方法，其中，导通高侧晶体管包括当流经变压器的次级绕组的次级电流降至约0A时导通高侧晶体管。

示例6.根据示例1至5之一的方法，还包括：基于耦合到变压器的次级绕组的输出端子处的输出电压确定误差电压；以及当检测到反向电流的过电流时，当误差电压饱和到第一电压时，确定短路状况。

示例7.根据示例1至6之一的方法，还包括：当检测到反向电流的过电流时，当误差电压饱和到第二电压时，确定负输出转变；以及响应于确定负输出转变而断言负输出转变信号。

示例8.根据示例1至7之一的方法，还包括基于误差电压调节输出电压。

示例9.根据示例1至8之一的方法，还包括当确定短路状况时，激活软启动功能以限制ACF变换器的功率。

示例10.根据示例1至9之一的方法，还包括使用耦合到变压器的次级绕组的同步整流器执行同步整流。

示例11.根据示例1至10之一的方法，还包括：使用耦合在钳位电容器的所第一端子和参考端子之间的感测电容器来感测钳位电容器的第一端子处的感测电压；使用具有接收感测电压的输入的比较器电路来断言过电流信号；以及当过电流信号被断言时，检测反向电流的过电流。

示例12.一种有源钳位反激(ACF)变换器，包括：包括初级绕组和次级绕组的变压器；低侧晶体管，具有耦合在初级绕组的第一端子和参考端子之间的电流路径；钳位电容器，耦合到初级绕组的第二端子；高侧晶体管，具有耦合在初级绕组的第一端子和钳位电容器之间的电流路径；电流传感器，被配置为感测流经钳位电容器的反向电流，反向电流具有从钳位电容器到初级绕组的第一端子的方向；以及初级控制器，被配置为：导通低侧晶体管以使正向电流经由初级绕组的第二端子进入初级绕组并经由初级绕组的第一端子离开初级绕组，在导通低侧晶体管后，关断低侧晶体管，在关断低侧晶体管后，导通高侧晶体管，使反向电流流过初级绕组，并且在导通高侧晶体管之后，基于电流传感器的输出检测反向电流的过电流是否存在，当未检测到反向电流的过电流时，保持高侧晶体管导通达第一时间段，并且在第一时间段之后关断高侧晶体管，并且当检测到反向电流的过电流时，在未保持高侧晶体管导通达第一时间段的情况下关断高侧晶体管。

示例13.根据示例12的ACF变换器，其中，电流传感器包括：耦合到中间节点的感测电容器，中间节点耦合在钳位电容器和高侧晶体管的电流路径之间；以及耦合在感测电容器和参考端子之间的感测电阻器。

示例14.根据示例12或13之一的ACF变换器，还包括比较器，该比较器具有被配置为接收阈值电压的第一输入、被耦合为被耦合到感测电容器的第二输入、以及被配置为提供过电流检测信号的输出。

示例15.根据示例12至14之一的ACF变换器，其中，初级控制器被配置为基于过电流检测信号来检测反向电流的过电流是否存在。

示例16.根据示例12至15之一的ACF变换器，其中，感测电容器比钳位电容器小至少100倍。

示例17.根据示例12至16之一的ACF变换器，其中，与感测电容器和感测电阻相关联的时间常数在10ns和50ns之间。

示例18.根据示例12至17之一的ACF变换器，还包括耦合到次级绕组的整流二极管。

示例19.根据示例12至18之一的ACF变换器，还包括耦合到次级绕组的同步整流器(SR)晶体管。

示例20.根据示例12至19之一的ACF变换器，还包括耦合到次级绕组的反馈电路，反馈电路被配置为提供误差电压，其中初级控制器被配置为当检测到反向电流的过电流时，当误差电压饱和到第一电压时激活软启动功能。

示例21.根据示例12至20之一的ACF变换器，其中，主控制器进一步被配置成：当未检测到反向电流的过电流时，在关断高侧晶体管之后的第一死区时间导通低侧晶体管；并且当检测到反向电流的过电流时，在关断高侧晶体管后的第二死区时间导通低侧晶体管，其中第二死区时间短于第一死区时间。

示例22.根据实施例12至21之一的ACF变换器，其中，低侧晶体管和高侧晶体管是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或GaN晶体管。

示例23.一种集成电路，包括：被配置为接收参考电压的参考端子；电压感测端子，被配置为经由感测电容器耦合到钳位电容器，并且被配置为经由感测电阻器耦合到参考端子；第一控制端子，被配置为耦合到高侧晶体管的控制端子，高侧晶体管具有耦合在电压感测端子和变压器的初级绕组的第一端子之间的电流路径；第二控制端子，被配置为耦合到低侧晶体管的控制端子，低侧晶体管具有耦合到高侧晶体管的电流路径的第一电流路径端子；比较器，具有被配置成接收阈值电压的第一输入、耦合到电压感测端子的第二输入和被配置成提供过电流检测信号的输出；以及初级控制器，被配置为：导通低侧晶体管以使正向电流经由初级绕组的第二端子进入初级绕组并经由初级绕组的第一端子离开初级绕组，在导通低侧晶体管后，关断低侧晶体管，在关断低侧晶体管后，导通高侧晶体管，使反向电流流过初级绕组，反向电流具有与正向电流相反的方向，并且在导通高侧晶体管之后，基于过流检测信号检测反向电流的过电流是否存在，当过流检测信号被解除断言时，保持高侧晶体管导通达第一时间段，并且在第一时间段之后关断高侧晶体管，并且当过电流检测信号被断言时，在未保持高侧晶体管导通达第一时间段的情况下关断高侧晶体管。

尽管已经参照说明性实施例描述了本发明，但是该描述不旨在以限制性意义来解释。通过参考说明书，本领域技术人员将会清楚说明性实施例的各种修改和组合以及本发明的其他实施例。因此，所附权利要求包括任何这样的修改或实施例。

Claims

1.一种用于操作有源钳位反激ACF变换器的方法，所述方法包括：

导通被耦合在参考端子与变压器的初级绕组的第一端子之间的低侧晶体管，以使正向电流经由所述初级绕组的第二端子进入所述初级绕组，并且经由所述初级绕组的所述第一端子离开所述初级绕组；

在导通所述低侧晶体管后，关断所述低侧晶体管；

在关断所述低侧晶体管后，导通被耦合在所述初级绕组的所述第一端子与钳位电容器的第一端子之间的高侧晶体管，以使反向电流流过所述初级绕组，其中所述钳位电容器的第二端子被耦合到所述初级绕组的所述第二端子，并且其中所述反向电流具有与所述正向电流相反的方向；以及

在导通所述高侧晶体管后，

当所述反向电流的过电流未被检测到时，保持所述高侧晶体管导通达第一时间段，并且在所述第一时间段之后关断所述高侧晶体管，以及

当所述反向电流的过电流被检测到时，在未保持所述高侧晶体管导通达所述第一时间段的情况下关断所述高侧晶体管。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括：

当所述反向电流的所述过电流未被检测到时，在关断所述高侧晶体管后的第一死区时间导通所述低侧晶体管；以及

当所述反向电流的所述过电流被检测到时，在关断所述高侧晶体管后的第二死区时间导通所述低侧晶体管，其中所述第二死区时间短于所述第一死区时间。

3.根据权利要求2所述的方法，其中所述第二死区时间比所述第一死区时间短至少三倍。

4.根据权利要求2所述的方法，其中所述第二死区时间对应于足以防止所述高侧晶体管与所述低侧晶体管之间的交叉导通的最小死区时间。

5.根据权利要求1所述的方法，其中导通所述高侧晶体管包括当流经所述变压器的次级绕组的次级电流降至约0A时导通所述高侧晶体管。

6.根据权利要求1所述的方法，还包括：

基于耦合到所述变压器的次级绕组的输出端子处的输出电压确定误差电压；以及

当所述反向电流的过电流被检测到时，当所述误差电压饱和到第一电压时，确定短路状况。

7.根据权利要求6所述的方法，还包括：

当所述反向电流的过电流被检测到时，当所述误差电压饱和到第二电压时，确定负输出转变；以及

响应于确定所述负输出转变，断言负输出转变信号。

8.根据权利要求6所述的方法，还包括基于所述误差电压调节所述输出电压。

9.根据权利要求6所述的方法，还包括当所述短路状况被确定时，激活软启动功能以限制所述ACF变换器的功率。

10.根据权利要求1所述的方法，还包括使用被耦合到所述变压器的次级绕组的同步整流器执行同步整流。

11.根据权利要求1所述的方法，还包括：

使用耦合在所述参考端子与所述钳位电容器的所述第一端子之间的感测电容器感测所述钳位电容器的所述第一端子处的感测电压；

使用比较器电路来断言过电流信号，所述比较器电路具有接收所述感测电压的输入；以及

当所述过电流信号被断言时，检测所述反向电流的所述过电流。

12.一种有源钳位反激ACF变换器，包括：

变压器，包括初级绕组和次级绕组；

低侧晶体管，具有耦合在参考端子与所述初级绕组的第一端子之间的电流路径；

钳位电容器，耦合到所述初级绕组的第二端子；

高侧晶体管，具有耦合在所述初级绕组的所述第一端子与所述钳位电容器之间的电流路径；

电流传感器，被配置为感测流经所述钳位电容器的反向电流，所述反向电流具有从所述钳位电容器到所述初级绕组的所述第一端子的方向；以及

初级控制器，被配置为：

导通所述低侧晶体管，以使正向电流经由所述初级绕组的所述第二端子进入所述初级绕组，并且经由所述初级绕组的所述第一端子离开所述初级绕组，

在导通所述低侧晶体管后，关断所述低侧晶体管，

在关断所述低侧晶体管后，导通所述高侧晶体管，以使所述反向电流流过所述初级绕组，以及

在导通所述高侧晶体管后，

基于所述电流传感器的输出检测所述反向电流的过电流是否存在，

当所述反向电流的所述过电流未被检测到时，保持所述高侧晶体管导通达第一时间段，并且在所述第一时间段之后关断所述高侧晶体管，以及

当所述反向电流的所述过电流被检测到时，在未保持所述高侧晶体管导通达所述第一时间段的情况下关断所述高侧晶体管。

13.根据权利要求12所述的ACF变换器，其中所述电流传感器包括：

感测电容器，耦合到中间节点，所述中间节点耦合在所述钳位电容器与所述高侧晶体管的所述电流路径之间；以及

感测电阻，耦合在所述感测电容器与所述参考端子之间。

14.根据权利要求13所述的ACF变换器，还包括比较器，所述比较器具有：第一输入，被配置为接收阈值电压；第二输入，耦合成被耦合到所述感测电容器；以及输出，被配置为提供过电流检测信号。

15.根据权利要求14所述的ACF变换器，其中所述初级控制器被配置为基于所述过电流检测信号来检测所述反向电流的过电流是否存在。

16.根据权利要求13所述的ACF变换器，其中所述感测电容器比所述钳位电容器小至少100倍。

17.根据权利要求13所述的ACF变换器，其中与所述感测电容器和所述感测电阻器相关联的时间常数在10ns和50ns之间。

18.根据权利要求12所述的ACF变换器，还包括耦合到所述次级绕组的整流二极管。

19.根据权利要求12所述的ACF变换器，还包括耦合到所述次级绕组的同步整流器SR晶体管。

20.根据权利要求12所述的ACF变换器，还包括耦合到所述次级绕组的反馈电路，所述反馈电路被配置为提供误差电压，其中所述初级控制器被配置为：当所述反向电流的过电流被检测到时，当所述误差电压饱和到第一电压时激活软启动功能。

21.根据权利要求12所述的ACF变换器，其中所述初级控制器还被配置为：

22.根据权利要求12所述的ACF变换器，其中所述低侧晶体管和所述高侧晶体管是金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET或GaN晶体管。

23.一种集成电路，包括：

参考端子，被配置为接收参考电压；

电压感测端子，被配置为经由感测电容器耦合到钳位电容器，并且被配置为经由感测电阻器耦合到所述参考端子；

第一控制端子，被配置为耦合到高侧晶体管的控制端子，所述高侧晶体管具有耦合在所述电压感测端子和变压器的初级绕组的第一端子之间的电流路径；

第二控制端子，被配置为耦合到低侧晶体管的控制端子，所述低侧晶体管具有耦合到所述高侧晶体管的电流路径的第一电流路径端子；

比较器，具有：第一输入，被配置为接收阈值电压；第二输入，耦合到所述电压感测端子；输出，被配置为提供过电流检测信号；以及

初级控制器，被配置为：

导通所述低侧晶体管，以使正向电流经由所述初级绕组的第二端子进入所述初级绕组，并且经由所述初级绕组的所述第一端子离开所述初级绕组，

在导通所述低侧晶体管后，关断所述低侧晶体管，

在关断所述低侧晶体管之后，导通所述高侧晶体管以使反向电流流过所述初级绕组，所述反向电流具有与所述正向电流相反的方向，以及

在导通所述高侧晶体管后，

基于所述过电流检测信号检测所述反向电流的过电流是否存在，

当所述过电流检测信号被解除断言时，保持所述高侧晶体管导通达第一时间段，并且在所述第一时间段之后关断所述高侧晶体管，以及

当所述过电流检测信号被断言时，在未保持所述高侧晶体管导通达所述第一时间段的情况下关断所述高侧晶体管。