JP3459143B2 - スイッチングコンバータにおける過負荷保護方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は、各種の電子機器に
使用されているスイッチング電源や高周波インバーター
回路などに使用されているスイッチングコンバータにお
ける過負荷保護方法に関する。 【０００２】 【従来の技術】図１０に、従来の構成の一例として複合
電流共振ブリッジコンバータ回路を示す。この図におい
て、１は入力電圧源、２および３はスイッチング素子、
４は共振コンデンサである。５および６は共振インダク
タンスであり、共振インダクタンス５は、例えば、主ト
ランスの漏れインダクタンスあるいは別個のインダクタ
ンスにより形成されるものであり、また、インダクタン
ス６は主トランスの励磁インダクタンスから形成される
ものである。７は理想変圧器としての主トランス、８お
よび９はダイオード、１４および１５はスイッチング素
子両端容量、１６および１７はインピーダンス素子、１
１はパルス駆動回路、１０は発振器である。 【０００３】なお、各スイッチング素子両端容量１４お
よび１５は、スイッチング素子２おおび３自身の寄生容
量のみの場合もあるが、一般的には、スイッチング損失
低減のためや輻射及び誘導雑音妨害対策のために外付け
容量が付加されることが多い。ここでは、前記寄生容量
と該外部付加容量との合成容量をそれぞれ１４および１
５と表している。 【０００４】また、２６は整流平滑回路であり、該整流
平滑回路２６の出力が負荷に供給される。２７は誤差増
幅器、２８はフォトカップラ、２１および２１’は後述
する電圧低下検出回路である。さらに、５３はインピー
ダンス素子、１２はダイオード、１３はインピーダンス
素子とコンデンサとからなるローパスフィルタ、５４は
コンパレータ、５５は基準電圧源、２９はラッチ回路で
あり、これらについては後述する。 【０００５】この図に記載されたコンバータは次のよう
に動作する。すなわち、スイッチング素子２および３
は、発振器１０の出力によりパルス駆動回路１１を介し
て交互にスイッチングされる。入力電圧源１からの入力
電圧がスイッチング素子２および３により交互にスイッ
チングされることにより、接続された共振コンデンサ
４、共振インダクタンス５、共振インダクタンス６、主
トランス７および前記スイッチング素子両端容量１４あ
るいは１５の間に共振電流が流れ、主トランス７の二次
側に交流電圧が出力される。その出力を整流平滑回路２
６により整流、平滑することにより、負荷に所望のエネ
ルギーが供給されるものである。 【０００６】スイッチング素子２および３は位相の反転
した全く同じ動作を繰り返すので、ここでは、スイッチ
ング素子３の動作について説明する。図１１は、図１０
中の各部における電圧あるいは電流の波形を示す図であ
る。スイッチング素子２がターンオフした直後において
は、容量１４への充電電流および容量１５からの放電電
流が共振インダクタンス６（あるいは主トランス７へ分
流して）→共振インダクタンス５→共振コンデンサ４→
入力電圧源１という経路で流れる（図１１の期間ａ）。 【０００７】そして、容量１４の充電および容量１５の
放電が完了した後は、ダイオード９が導通に転じ、ダイ
オード９、共振インダクタンス６、共振インダクタンス
５、共振コンデンサ４およびダイオード９を経由して電
流が流れ、共振コンデンサ４の充電が完了される（図１
１の期間ｂ）。 【０００８】その後、スイッチング素子３が導通され、
共振コンデンサ４から共振インダクタンス５、共振イン
ダクタンス６（および主トランス７）、導通したスイッ
チング素子３を経由して共振コンデンサ４からの放電が
行われる（図１１の期間ｃ）。 【０００９】なお、この期間ｃには、整流平滑回路２６
に含まれるダイオードが導通し、実際に出力理想変成器
７を介して出力側に電力が供給される電力伝達期間と、
前記ダイオードが非導通状態となり、出力理想変成器７
に励磁電流のみが流れる電力非伝達期間（期間ｃの後半
部分）とが存在している。そして、今度は同様な動作が
スイッチング素子２に対して行われ、以下、これが交互
に繰り返されるものである。 【００１０】このコンバータ回路は以上のように動作す
るものであり、図１１に示す各部波形にみられるよう
に、３つのモード（前記期間ａ、ｂ、ｃの各モード）の
共振系の合成された電流波形によりスイッチング素子の
ゼロクロス動作がほぼ理想的に実現されていることがわ
かる。 【００１１】また、このコンバータ回路においては、出
力電圧の制御を動作周波数、すなわち、発振器１０の発
振周波数を制御することにより行っている。すなわち、
コンバータの一次側の共振回路は、図１２の（１）に示
すように、共振インダクタンス５、６および共振コンデ
ンサ４により決定される共振周波数において最も小さい
インピーダンス値となる周波数対インピーダンス特性を
有している。そこで、動作周波数を共振周波数よりも高
い状態で動作させ、この特性曲線の右側（アッパーサイ
ド）を利用して出力電圧の制御を行っている。これを、
アッパーサイド制御と呼ぶ。また、逆に、動作周波数を
共振周波数よりも低い周波数として動作させ、特性曲線
の左側（ローワーサイド）を利用して出力電圧の制御を
することもでき、これをローワーサイド制御と呼ぶ。 【００１２】本例では、アッパーサイド制御をするもの
として説明する。例えば、出力電圧を上げるためには、
発振器１０の発振周波数を下げることにより、共振回路
のインピーダンスを下げ、共振回路に流れる電流を増加
させる。すなわち、主トランス７の二次側に発生した電
圧は、誤差増幅器２７において参照電圧と比較され、対
応する制御信号がフォトカップラ２８、３０を介して、
発振器１０にフィードバックされ、該発振器１０の発振
周波数が低くなるように制御される。一方、出力電圧を
下げるときには、逆に、発振器１０の発振周波数を上げ
ればよい。つまり、発振周波数を変化させることによ
り、図１２に示すＡからＢの範囲の所望のインピーダン
スを得るようにしている。 【００１３】また、このコンバータ回路において、負荷
の短絡などの過負荷状態となったときには、一次側電流
の大きさが所定値を超えたことを検出して保護動作を行
うようになされている。ここでは、低圧側スイッチング
素子３に直列に接続されたインピーダンス素子５３によ
って一次側に流れる電流を電圧に変換し、この電圧をダ
イオード１２で整流した後、ローパスフィルタ１３を通
して過負荷保護比較器５４に入力し、該電圧が基準電圧
源５５により設定された閾値を超えた場合にはラッチ回
路２９を駆動し、その出力により発振器１０を発振停止
とすることにより、保護動作を行っている。 【００１４】ここで過負荷状態における動作を考えてみ
ると、負荷短絡等のような過負荷時においては、一次側
からみたインピーダンスが負荷抵抗と動作周波数の影響
で誘導性から容量性へと変化するために、共振周波数が
上昇し、図１２の（２）に示すような周波数対インピー
ダンス特性となる。このとき動作周波数は変更されない
ために、図１２のＤに示すように、アッパーサイド制御
の領域から、動作周波数が共振周波数よりも低い、いわ
ゆるローワーサイド制御の領域に突入することとなる。
いったんこのローワーサイド制御状態になってしまう
と、系のインピーダンスが上がってしまい、出力電圧は
低下する。このとき、前述したように、出力電圧が低下
したときに発振器１０の発振周波数を下げるように制御
が行われるから、出力電圧がさらに低下することとな
る。 【００１５】このことは、過負荷時に周波数変化を伴う
保護動作が行われない限りは、過負荷時には発振周波数
は外部時定数で決定される最低発振周波数に固定されて
しまい、かつ、その上で本来のアッパーサイド制御とは
異なるローワーサイド制御が継続されることを意味して
いる。 【００１６】図１０の原理図であらわされるコンバータ
回路がローワーサイド制御に突入してしまった場合に
は、ダイオードの逆回復時間やスイッチング素子両端容
量成分等の影響により、するどいサージ電流が現れ、図
１３に示すようなスイッチング波形となり、これはスイ
ッチング素子にとっては大きなストレスとなる。 【００１７】前述したように、単純に一次側電流を検出
して過負荷保護回路を動作させる方式を採用したとき
は、検出が瞬時に行われなければ、全く同様に、瞬く間
にローワーサイド制御に突入してしまう。そして、もし
過負荷動作を検出する閾値がある程度高く、且つ、発振
器１０の発振停止動作までに遅延時間があるならば、過
負荷保護動作自体が働かない可能性がある。つまり、イ
ンピーダンスの逆転現象によってローワーサイド制御時
の一次側電流が抑えられるため、前記保護回路の閾値に
達しないままになってしまうのである。このことは、図
１０に示したように、電流をインピーダンス素子５３に
よって検出し平均値電圧に変換する方式の場合顕著とな
る。 【００１８】このような不都合を回避する方法として、
図１０に示すような電圧低下検出回路２１を、前記誤差
増幅器２７と並列に設け、過負荷による制御不能状態及
びインピーダンスの逆転現象を出力電圧の低下として捉
え、負荷短絡時に発振周波数を上げて動作周波数を共振
周波数よりも高くすることにより、一次側電流を伸ばし
過負荷状態の検出を容易する方法がある。すなわち、出
力電圧が低下すると、電圧低下検出回路２１中のトラン
ジスタが導通し、それによりトランジスタを導通させ、
フォトカップラ中の発光ダイオードを点灯させて、発振
器１０に接続されたフォトトランジスタのインピーダン
スを減少させることにより、その発振周波数を高くす
る。なお、この電圧低下検出回路２１は、必ずしも、前
述した位置に設ける必要はなく、図１０に波線２１’で
示したような位置に設けてもよい。 【００１９】負荷短絡時に、このようにして、発振周波
数を高くすることによりローワーサイド制御への移行を
阻止し、その後、負荷電流の増大に対応して増加してい
る一次側電流の大きさをインピーダンス素子５３の電圧
により検知して、過負荷保護比較器５４により発振器１
０を発振停止状態にもちこみ素子の保護及び危険防止を
確保している。 【００２０】また、前記した図１０に示す発振周波数を
高くすることによりローワーサイド制御への移行を阻止
する第１の方法に対して、第２の方法として、一次側電
流をパルス検出し、その値が閾値を超えると発振周波数
を過負荷時共振周波数よりも高くすることにより、一次
側電流の伸びを抑えて保護動作を行うという方法があ
る。その過渡的動作波形を図１４に示す。 【００２１】 【発明が解決しようとする課題】しかし図１０に示す第
１の方法では、電圧低下検出回路２１は主トランス７の
出力電圧をその電圧源として使用するものであるため、
発振停止に至るまでの時間、すなわち、発振周波数を上
昇させてアッパーサイド制御を確保する時間も電圧低下
検出回路２１の電圧源の電圧低下と共に短くなり、つい
にはその動作を保持できなくなる。それまでの時間内に
保護動作が行われていないときには、その瞬間にアッパ
ーサイド制御に突入してしまうこととなる。 【００２２】これを防ぐためには、図１０の電圧検出用
ローパスフィルタ１３の時定数を短くすることが動作を
確実にする一番の方法であるが、しかし、そうした場合
には入力電圧源の瞬間断続や負荷の過渡的な増大が起こ
ったときに誤動作を起こしやすくなる。また、この方法
は、一旦ローワーサイド制御に入りかかるのを強引に防
ぎ、強制的にインピーダンスをある時間だけ高くすると
いった方法であるから、スイッチング素子の動作におけ
る電流損失ストレスはゼロにすることは出来ない。 【００２３】また、補助電源を搭載し常に前記電圧低下
検出回路２１用電圧源をバックアップする方法も考えら
れるが、この場合、電源自体の構成が複雑化してしまう
こととなる。さらに、たとえば、発振停止ではなく間欠
発振モードへの持ち込みといった方法でも保護動作の保
持を基本にすれば同じ問題は残ってしまう。 【００２４】一方、前述した第２の方法によれば、ロー
ワーサイド制御にならないので、スイッチング素子自体
のストレスは追放することが可能である。しかし、一次
側において電流を検出する場合には、当然の事ながら、
出力側の実際の過負荷電流は検出することができない。
たとえば、図１４に示すように、出力トランスの巻数比
において一次側巻数が二次側巻数に比べ圧倒的に多いと
きには、たとえ一次側電流をある値に抑えたとしても、
二次側巻線にはかなりの電流が流れることになり発煙・
発火の危険が存在してしまう。 【００２５】これを防ぐためには、二次側電流を直接検
出してフィードバックする必要がある。しかしながら、
多巻線トランスを使用する場合には、その検出のための
回路が複雑化し部品点数も増大してしまうという問題点
がある。そこで、過負荷状態をピーク電流で検出して保
護動作に持ち込んでスイッチング素子へのストレスは与
えないようにし、その保護動作がある期間継続したなら
ば停止するように動作させるなんらかの方法が理想的で
ある。 【００２６】そこで、本発明は、過負荷状態において、
スイッチング素子へのストレスを与えないようにし、か
つ、巻線の発煙保護など回路全体の保護を安定に行うこ
とのできるスイッチングコンバータの過電力保護回路を
提供することを目的としている。 【００２７】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のスイッチングコンバータにおける過負荷保
護方法は、発振回路と、該発振回路の出力により駆動さ
れるスイッチング素子と、該スイッチング素子により一
次側が駆動され二次側から負荷に出力が供給されるトラ
ンスと、該トランスに関連して設けられた共振回路であ
って、通常動作状態における共振周波数が前記発振回路
の動作周波数範囲よりも低く設定されており、前記トラ
ンス一次側に流れる電流に対してインピーダンスとして
作用する共振手段と、前記スイッチング素子に流れる電
流が所定の閾値を超えたか否かを検出する過電流検出手
段と、該過電流検出回路の出力に応じて前記発振回路の
発振条件を変化させる発振条件変更手段とを備えたスイ
ッチングコンバータにおける過負荷保護方法であって、
前記過電流検出手段により、前記スイッチング素子に流
れる電流が所定の閾値を超えたか否かを検出し、前記ス
イッチング素子に流れる電流が所定の閾値を超えた場合
には、前記発振条件変更手段により前記発振 回路の動作
周波数を高くし、前記発振回路の動作周波数が高い状態
が継続している時間を測定し、前記発振回路の動作周波
数が高い状態が継続している時間が一定時間を超えた場
合には、前記発振条件変更手段により前記発振回路を間
欠発振状態にし、前記発振回路の間欠発振状態が継続し
ている時間を測定し、前記発振回路の間欠発振状態が継
続している時間が一定時間を超えた場合には、前記発振
条件変更手段により前記発振回路の発振を停止させるも
のである。 【００２８】したがって、本発明によれば、共振コンバ
ータまたはブリッジコンバータ回路において負荷短絡な
どの過負荷時にスイッチング素子に流れる電流所定の閾
値を超えたか否かを検出して、前記スイッチング素子に
流れる電流が所定の閾値を超えた場合には、前記発振条
件変更手段により前記発振回路の動作周波数を高くし、
前記発振回路の動作周波数が高い状態が継続している時
間を測定し、前記発振回路の動作周波数が高い状態が継
続している時間が一定時間を超えた場合には、前記発振
条件変更手段により前記発振回路を間欠発振状態にし、
前記発振回路の間欠発振状態が継続している時間を測定
し、前記発振回路の間欠発振状態が継続している時間が
一定時間を超えた場合には、前記発振条件変更手段によ
り前記発振回路の発振を停止させることにより、一次側
電流検出非間欠動作保護回路方式では困難な巻数の少な
い巻線の発煙保護も同時に行うことが出来る。以上によ
り、過大負荷状態においてもより安全に回路全体が保護
される。 【００２９】 【発明の実施の形態】図１は本発明のスイッチングコン
バータの第１の実施形態を示す図である。なお、この図
においては、煩雑さを避けるために、前述した図１０の
回路と同一の構成要素には同一の番号を付してその詳細
な説明は省略するとともに、出力電圧を一定の電圧に制
御するための誤差増幅器２７やフォトカップラ２８など
からなる発振周波数制御回路についてはその記載を省略
してある。この図において、５２は共振コンデンサ、５
３はインピーダンス素子、５４はコンパレータ、５５は
基準電圧源、５６は過電流時間測定回路、５７は間欠発
振回路、５８は間欠時間測定回路である。なお、この回
路においては、共振コンデンサ４と共振コンデンサ５２
の２つの共振コンデンサを有する回路とされているが、
前述した図１０の回路と同様に、１個の共振コンデンサ
４を有する回路としてもよい。 【００３０】さて、このように構成されたスイッチング
コンバータにおいて、スイッチング素子２が導通してい
るとき、電流は入力電圧源１からスイッチング素子２、
共振インダクタンス６とトランス７の並列回路、共振イ
ンダクタンス５、共振コンデンサ４、インピーダンス素
子５３を通って入力電圧源１に戻る経路で流れ、図１中
の（イ）点には図２のＡに示すような電圧が発生する。
また、スイッチング素子３が導通の場合、電流は入力電
圧源１から共振コンデンサ５２、共振インダクタンス
５、共振インダクタンス６とトランス７の並列回路、ス
イッチング素子３、インピーダンス素子５３を通って入
力電圧源１へ戻る経路で流れ、図１の（イ）点には図２
のＢに示すような電圧が発生する。 【００３１】ここで、過負荷や負荷短絡などで大電流が
流れたとき、その電流は図２の（Ａ）または（Ｂ）に示
すようにインピーダンス素子５３によって検出され、基
準電圧源５５と比較されてコンパレータ５４の出力とし
て図２の（Ｃ）のような信号が発生される。なお、イン
ピーダンス素子５３、コンパレータ５４、基準電圧源５
５により、過電力保護回路が構成される。 【００３２】コンパレータ５４からの図２（Ｃ）に示す
出力信号がハイレベルとなったとき、発振器１０の出力
信号は反転される。これにより駆動回路１１から瞬時
に、導通している一方のスイッチング素子２または３を
開放し、その直後に他方のスイッチング素子３または２
を導通させる駆動信号が出力されることとなる。その
後、同様に基準電圧５５よりも大きな電圧が検出される
と、再度導通しているスイッチング素子が開放され、開
放されているスイッチング素子が導通される。以下、同
様の動作が継続することとなる。 【００３３】図２の（Ｄ）及び（Ｅ）は、このピーク電
流検出により前記過電力保護回路が働いたときのスイッ
チング素子２および３を流れる電流波形である。このよ
うな動作は、過電流が流れようとした時に、そのピーク
電流値を検出することによって、そのスイッチング素子
を開放にいたらしめ他方のスイッチング素子の導通期間
に入るため、これは瞬時に回路の動作周波数を高くする
こととなっている。 【００３４】次に、過電流時間測定回路５６、間欠発振
回路５７および間欠発振時間測定回路５８の動作につい
て、図３に示す間欠発振動作説明図と図４に示す間欠発
振時間測定回路の説明図を用いて説明する。 【００３５】すなわち、図３のＦのようにスイッチング
素子３あるいは２に過電流が流れたとき、過電流時間測
定回路５６は、図１の（ロ）点の電圧によってそのこと
を検知し、回路に過電流が連続して時間Ｔ０の間流れ続
けているか否かを判定する。そして、過電流が時間Ｔ０
だけ継続して流れていることを検出したとき、過電流時
間測定回路５６は、図３の（Ｈ）に示すような間欠発振
信号を間欠発振回路５７に出力して回路を間欠発振動作
状態にする。 【００３６】さらに、図４の（Ｊ）に示すように、この
間欠発振状態が時間Ｔ３だけ続いたとき、間欠時間測定
回路５８はそのことを検出して、図４の（Ｋ）に示すス
イッチング素子の発振を完全に停止させる信号を出力す
る。 【００３７】以上のような動作により、過電流が流れた
とき瞬時に動作周波数を高くすると同時に、その状態が
ある一定時間を超えたら間欠発振動作に入り、スイッチ
ング素子のストレスを低減する。さらに、その間欠発振
状態がある一定時間を超えたらスイッチング素子の発振
を完全に停止してスイッチング素子をはじめとして回路
全体を保護している。 【００３８】図５に、図１に記載した第１の実施形態に
おける要部詳細回路図を示す。この図において、図１と
同一の構成要素に対しては同一番号を付して詳細な説明
は省略する。５９は図１における過電流時間測定回路５
６と間欠発振回路５７との両方の機能を含んだ回路であ
る。６０および６４はバッファー、６１はダイオード、
６２は抵抗、６３はコンデンサであり、これら６０〜６
４によりパルス発生器８６が構成されている。 【００３９】図５に示した回路の動作を図６および図５
における（ハ）〜（チ）の各点の電圧波形を示す図７を
用いて説明する。図６の（Ｌ）はスイッチング素子に流
れる電流に対応してインピーダンス素子５３に発生する
電圧を示しており、この電圧が入力され、パルス発生回
路８６は図７の（ハ）に示す一定時間持続するパルスを
発生させる。このパルス幅は抵抗６２とコンデンサ６３
の値によって任意に設定することが可能であるので、主
回路の発振周期の数倍以上の時間Ｔ４のパルス幅に設定
しておく。 【００４０】そうすることによって、図６の（Ｌ）の過
電流Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３・・・に対応して、パルス発生回
路８６により、それぞれ、（Ｍ）、（Ｎ）、（Ｏ）に示
すような幅Ｔ４のパルス信号が発生され、過電流信号が
連続したときには、パルス発生回路８６の出力（ハ）の
信号は（Ｐ）に示すような連続した信号となる。 【００４１】さて、主回路に大電流が流れ、インピーダ
ンス素子５３に基準電圧５５より大きい電圧が発生する
と、コンパレータ５４からパルス信号が出力され、前述
したように発振器１０の出力信号が反転され、導通して
いるスイッチング素子が開放され、開放されているスイ
ッチング素子が導通される。また、同時に、パルス発生
回路８６から所定の時間幅ｔ４を有するパルス信号が
（ハ）に出力される。（ホ）の電圧は通常はハイレベル
であるから、この（ハ）の信号によりＡＮＤゲート６５
の出力がハイとなり、電流源６６が可能化されて、コン
デンサ６８の充電が開始される。 【００４２】過電流が連続して検出されたときは、前述
したように（ハ）に連続した信号が発生し、この（ハ）
の信号によってコンデンサ６８の電圧（ニ）が上昇して
いく。この過電流信号が任意の設定時間Ｔ０だけ連続す
ると、図７に示すように、前記コンデンサ６８の電圧は
ヒステリシスを有するコンパレーター７０の上側の閾値
電圧Ｖｔｈ−１に達し、コンパレーター７０の出力
（ホ）がローレベルに反転する。これにより、以下のよ
うにして、間欠発振動作が開始する。 【００４３】すなわち、コンパレータ７０の出力電圧
（ホ）がローになることによって、ＡＮＤゲート９１お
よび９２の出力がともにローレベルとされ、スイッチン
グ素子２と３は両方とも開放状態となり、間欠発振の発
振停止期間Ｔ１に入る。このとき、（ホ）の電位がロー
となったため、ＡＮＤゲート６５の出力がローとなり電
流源６６が停止するので、コンデンサ６８の電荷は抵抗
６９を通って放電し、コンデンサ６８の電位（ニ）は低
下する。 【００４４】このコンデンサ６８の電位（ニ）が低下し
てヒステリシスコンパレータ７０の下側の閾値電圧Ｖｔ
ｈ−２に達すると、コンパレータ７０の出力電圧（ホ）
はハイとなり、ＡＮＤゲート９１および９２が再び可能
化されてスイッチング素子２および３に駆動信号が供給
されるようになり、主回路の動作が再開されるととも
に、再び過電流信号によるコンデンサ６８の充電が開始
される。このようにして、コンデンサ６８の充放電の繰
り返しによって間欠発振が維持される。 【００４５】一方、この過電流動作が任意の設定時間Ｔ
０に満たないときは、以下のように動作する。コンデン
サ６８の電位（ニ）がヒステリシスコンパレータ７０の
閾値電圧Ｖｔｈ−１に達する前に、過電流状態が解除さ
れて、コンパレータ５４からの出力が出力されない状態
が図６の（Ｍ）に示すＴ４時間以上続いたときは、パル
ス発生回路８６の出力（ハ）がローレベルとなる。これ
により、ＡＮＤゲート６５の出力がローとなってコンデ
ンサ６８への充電が停止される。それと同時に、インバ
ータ７２の出力がハイとなり、ＮＡＮＤゲート７５の出
力（ヘ）がローレベルとなり、ダイオード６７が導通し
て、コンデンサ６８の電荷（ニ）が急速に放電される。 【００４６】なお、この放電動作は、間欠発振動作が開
始された後においては、主回路がオフの期間（Ｔ１の期
間）にはコンパレータ７０の出力電位（ホ）がローであ
るため、ＮＡＮＤゲート７５の出力である（ヘ）点の電
位はハイとなって、ダイオード６７を介しての放電がな
されることはない。以上のような一連の動作によって、
過電流信号が連続してＴ０期間続いたときだけ間欠発振
状態に入るようになっており、Ｔ０より短い期間の過電
流による誤動作を防止している。 【００４７】次に、図５における間欠発振時間測定回路
５８の動作を以下に述べる。前記間欠発振が開始される
と、コンパレータ７０の出力の電位（ホ）がローにな
り、インバーター７６を介してＲＳフリップフロップ７
８がセットされ、該ＲＳフリップフロップ７８の出力に
より電流源７９が可能化され、コンデンサ８０の充電が
開始される。 【００４８】すると図７の（ト）に示すように、任意の
設定時間Ｔ３を経過するとコンデンサ８０の電圧は、基
準電圧源８２による閾値電圧Ｖｔｈ−３に達しコンパレ
ータ８３からの出力信号により、ＲＳフリップフロップ
８４がセットされ、図７の（チ）に示すようにその反転
出力信号はローレベルとなる。この信号は、ＡＮＤゲー
ト９１および９２に印加され、これによりスイッチング
素子２および３の駆動信号は禁止され、主回路の動作は
完全に停止される。また、この動作は過電流状態が解除
されると（ヘ）にロー信号が発生することにより解除さ
れる。以上のような動作により、過電流状態が続き間欠
発振が任意の設定時間Ｔ３より続いたときには回路の保
護のために主回路の動作が完全に停止するようになされ
ている。 【００４９】なお、以上においては、アッパーサイド制
御を行う場合を例として説明したが、ローワーサイド制
御を行うものについても全く同様に適用することができ
ることは明らかである。ただし、この場合においては、
過電流状態となったときに発振回路１０の発振周波数を
低くなるように制御することが必要である。 【００５０】今までの説明においては、過負荷状態にお
ける保護動作を電子回路を使用してハードウエアにより
実行する例を示してきたが、これに限られることはな
く、マイクロコンピュータなどを使用してソフトウエア
により同様の処理を実行させることもできる。この場合
には、ハードウエアにより行う場合と比較して、基準電
圧や各種時間の設定・変更が容易に行うことができるよ
うになる。図８にそのブロック図の一例を示す。 【００５１】図８において、図１と同一の構成要素には
同一の番号を付し、その詳細な説明は省略する。１００
はシングルチップマイクロコンピュータであり、内部に
Ａ／Ｄ変換器、タイマーなどの周辺回路を内蔵してい
る。１０１はシングルチップマイクロコンピュータ１０
０のアナログ入力ポートであり、このポートから入力さ
れるアナログ信号はマイクロコンピュータ１００内のＡ
／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換される。１０２は
出力ポートであり、この出力ポート１０２から出力され
る信号はパルス駆動回路１１に印加され、その動作を制
御するようになされている。また、１０３は出力ポート
であり、この出力ポート１０３から出力される信号は発
振器１０に印加されて、その発振周波数などの制御を行
うために用いられる。 【００５２】図９は、マイクロコンピュータ１００によ
り実行される処理の概略を示すフローチャートである。
処理が開始されると、まず、ステップＳ１１０におい
て、アナログ入力ポート１０１からインピーダンス素子
５３の両端に発生している電圧を取り込み、該電圧をＡ
／Ｄ変換し、その値が所定の基準値を超えているか否か
を判定する。その判定結果がＮＯのときは、再び入力ポ
ート１０１から電圧を取り込み、過電流であるか否かの
判定を繰り返す。 【００５３】さて、過電流状態が発生し、ステップＳ１
１０の判定結果がＹＥＳとなったときは、ステップ１１
１に進み、出力ポート１０３から発振器１０の発振周波
数を高い周波数に切り替えるための制御信号を出力し、
発振器１０の発振周波数を上昇させる。次いで、ステッ
プ１１２に進み、過電流状態が予め定めた時間（Ｔ０）
以上継続しているか否かを判定する。過電流状態となっ
てからＴ０時間経過していないときは、再びステップ１
１２を実行し、Ｔ０時間経過したか否かを判定する。な
お、過電流状態でなくなったときは、ステップ１１０に
戻る。 【００５４】Ｔ０時間以上過電流状態が継続し、ステッ
プ１１２の判定結果がＹＥＳとなったときは、ステップ
１１３に進む。このステップ１１３において、出力ポー
ト１０２からパルス駆動回路１１に対し、例えば、ハイ
レベル期間がＴ１時間でローレベル期間がＴ２時間であ
る間欠発振制御信号を出力する。パルス駆動回路１１
は、マイクロコンピュータ１００からの制御信号がハイ
レベルのときは発振器１０から出力される信号をスイッ
チング素子２および３に印加しないように動作し、ロー
レベルのときは駆動信号として印加するように構成され
ており、これにより、Ｔ１時間スイッチング素子２およ
び３が動作を停止され、その後Ｔ２時間動作され、以
下、これを繰り返す間欠動作モードになる。なお、この
間に、過電流状態でなくなったときは、再びステップ１
１０に戻る。 【００５５】次いで、ステップ１１４に進み、間欠発振
状態になってから所定の時間（Ｔ３）経過したか否かを
判定する。この判定結果がＮＯのときは再度ステップ１
１４を実行する。一方、この判定結果がＹＥＳのとき
は、ステップ１１５に進み、出力ポート１０２から常時
ハイレベルの信号をパルス駆動回路１１に印加してスイ
ッチング素子２および３の動作を停止する。なお、この
間に過電流状態でなくなったときは、ステップ１１０を
実行する。 【００５６】以上のように、ソフトウエア処理により、
図１〜図７に関して説明したものと同様に、過電流が流
れたとき瞬時に動作周波数を高くすると同時に、その状
態がある一定時間を超えたら間欠発振動作に入り、さら
に、その間欠発振状態がある一定時間を超えたらスイッ
チング素子の発振を完全に停止してスイッチング素子を
はじめとして回路全体を保護することができる。 【００５７】 【発明の効果】共振コンバータまたはブリッジコンバー
タ回路において、負荷短絡などの過負荷時に主電流のピ
ーク値を検出して瞬時にスイッチング素子を開放するこ
とができ、スイッチング素子のストレスを防止すること
ができる。また、アッパーサイド制御型コンバータにお
いては、動作周波数を高くして共振インピーダンスを高
くし、負荷への過剰な電力供給を保護できる。さらに、
スイッチング素子のスイッチングストレスを追放でき、
且つ、巻線の発煙保護等回路全体の保護を安定に行うこ
とが出来る。

【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の第１の実施形態を示す図である。 【図２】ピーク電流検出による過電力保護回路の動作説
明図である。 【図３】間欠発振動作を説明するための図である。 【図４】間欠発振動作時間測定回路の説明図である。 【図５】第１の実施形態の詳細回路図である。 【図６】図５の詳細回路の動作を説明するための図であ
る。 【図７】図５の詳細回路の動作を説明するための図であ
る。 【図８】本発明の第２の実施形態を説明するための図で
ある。 【図９】本発明の第２の実施形態における処理のフロー
チャートを示す図である。 【図１０】従来の一構成例を示す図である。 【図１１】図１０における各部の波形を示す図である。 【図１２】入力インピーダンス対周波数の関係を示す図
である。 【図１３】従来の方法における各部の波形を示す図であ
る。 【図１４】ローワーサイド制御における各部の波形を示
す図である。 【符号の説明】 １ 入力直流電圧源 ２、３ 主スイッチング素子 ４、５２ 共振コンデンサ ５、６ 共振インダクタンス ８、９ ダイオード １０ 発振器 １１ パルス駆動回路 １３ ローパスフィルタ １４、１５ スイッチング素子両端容量 １６、１７ インピーダンス素子 ２１ 電圧低下検出回路 ２６ 整流平滑回路 ２７ 負荷 ５３ インピーダンス素子 ５４、８３ コンパレータ ５５、７１、８２ 基準電圧源 ５６ 過電流時間測定回路 ５７ 間欠発振回路 ５８ 間欠発振時間測定回路 ５９ 過電流時間測定および間欠発振回路 ６０、６４ バッファ ６１、６７、８５ ダイオード ６２、６９、７３、８１ 抵抗 ６３、６８、７４、８０ コンデンサ ６５、９１、９２ ＡＮＤゲート ６６、７９ 電流源 ７０ ヒステリシスコンパレータ ７２、７６、７７ インバータ ７５ ＮＡＮＤゲート ７８、８４ ＲＳフリップフロップ ８６ パルス発生器 ９０ 分周回路 １００ マイクロコンピュータ １０１ アナログ入力ポート １０２、１０３ 出力ポート

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｐ (72)発明者 渡辺 晴夫 東京都千代田区大手町２丁目２番１号 新大手町ビル 新電元工業株式会社内 (72)発明者 狩井 健 東京都千代田区大手町２丁目２番１号 新大手町ビル 新電元工業株式会社内 (72)発明者 堀口 健治 東京都千代田区大手町２丁目２番１号 新大手町ビル 新電元工業株式会社内 (72)発明者 小林 義則 東京都千代田区大手町２丁目２番１号 新大手町ビル 新電元工業株式会社内 (56)参考文献 特開 平７−194113（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−143741（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−163143（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−31130（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−46828（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/28 H02H 3/093 H02M 3/335 H02M 7/48

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 発振回路と、該発振回路の出力により駆
   動されるスイッチング素子と、該スイッチング素子によ
   り一次側が駆動され二次側から負荷に出力が供給される
   トランスと、該トランスに関連して設けられた共振回路
   であって、通常動作状態における共振周波数が前記発振
   回路の動作周波数範囲よりも低く設定されており、前記
   トランスの一次側に流れる電流に対してインピーダンス
   として作用する共振手段と、前記スイッチング素子に流
   れる電流が所定の閾値を超えたか否かを検出する過電流
   検出手段と、該過電流検出回路の出力に応じて前記発振
   回路の発振条件を変化させる発振条件変更手段とを備え
   たスイッチングコンバータにおける過負荷保護方法であ
   って、 前記過電流検出手段により、前記スイッチング素子に流
   れる電流が所定の閾値を超えたか否かを検出し、 前記スイッチング素子に流れる電流が所定の閾値を超え
   た場合には、前記発振条件変更手段により前記発振回路
   の動作周波数を高くし、 前記発振回路の動作周波数が高い状態が継続している時
   間を測定し、 前記発振回路の動作周波数が高い状態が継続している時
   間が一定時間を超えた場合には、前記発振条件変更手段
   により前記発振回路を間欠発振状態にし、 前記発振回路の間欠発振状態が継続している時間を測定
   し、 前記発振回路の間欠発振状態が継続している時間が一定
   時間を超えた場合には、前記発振条件変更手段により前
   記発振回路の発振を停止させる スイッチングコンバータ
   における過負荷保護方法。