JP6455412B2 - プッシュプル型ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、複数の一次側スイッチング素子を交互に動作させ、トランスを介して電力を変換するプッシュプル方式の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

一般に絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、トランスの寄生インダクタンスや配線インダクタンスと、ダイオードの接合容量とで共振回路が構成され、二次側ダイオードのオフ時、スイッチング動作に伴う共振回路の共振によって、サージ電圧が発生する。
従来、このサージ電圧を抑制するため、二次側ダイオードと並列にスナバ回路を設けた構成が知られている。ただし、スナバ抵抗を通り電荷を充放電することによるスナバ損失のため、変換効率が低下する。その対策として、例えば特許文献１に開示された絶縁型スイッチング電源は、スナバ回路の配置を工夫し、二つのダイオードにそれぞれスナバ回路を並列に設けた構成に対し、スナバ回路に印加される電圧及び素子数を半減している。

特開２０１３−５６４０号公報

特許文献１の技術では、二つのダイオードにそれぞれスナバ回路を並列に設けた構成に対しスナバ損失を低減できると記載されているが、スナバ損失が発生することに代わりはない。
また、スナバ回路を使う技術に代えて、スイッチング素子のドレイン−ゲート間に容量を追加して電圧の変化率を調整するサージレス駆動方式を想定する。このサージレス駆動方式では、スナバ回路構成に比べて損失を低減することができると考えられる。しかし、スイッチング素子のオン速度を緩めてサージ電圧を抑制するため、オン損失が発生することが懸念される。

本発明はこのような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、スナバ損失やオン損失の発生を回避しつつ、サージ電圧の発生を抑制するプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。

本発明は、電源（Ｂｔ）と負荷（Ｌｄ）との間に接続され直流電力を変換するプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータに係る発明である。このプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランス（２０）の励磁インダクタを構成する複数の一次コイル（３１、３２）及び複数の二次コイル（３３、３４）と、複数の一次側スイッチング素子（ＳＷ１、ＳＷ２）と、複数の二次側整流素子（ＳＷ３、ＳＷ４、ＤＩ３、ＤＩ４）と、二次側整流素子と負荷との間に接続される平滑インダクタ（７）と、スイッチング操作部（１６）とを備える。

複数の一次側スイッチング素子は、複数の一次コイルと電源との間に接続され、且つ還流ダイオードが並列に接続されており、交互に動作する。
複数の二次側整流素子は、複数の二次コイルに接続され、二次コイルに流れる電流を整流可能である。例えば二次側整流素子は、ダイオード又はスイッチング素子である。
スイッチング操作部は、一次側スイッチング素子を操作する。また、二次側整流素子がスイッチング素子の場合、さらに二次側スイッチング素子を操作する。

以下、一次側スイッチング素子がすべてオフ時の負荷電流が二次側整流素子を還流する期間において、負荷及び平滑インダクタを経由して二次側整流素子一つ当たりに還流する電流を「素子当負荷電流」とする。また、トランスの励磁インダクタに流れる励磁電流について、二次側整流素子一つ当たりに流れる電流に換算した励磁電流を「換算励磁電流」とする。
また、素子当負荷電流の絶対値が換算励磁電流の絶対値以上である状態を「通常状態」と定義し、素子当負荷電流の絶対値が換算励磁電流の絶対値を下回る状態を「逆転状態」と定義する。通常状態から逆転状態に移行すると、二次側から一次側に転流した励磁電流によって一次側スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧が降下する。

スイッチング操作部は、一次側スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧が降下し、ゼロ電圧に到達した後、次にオンする順番の一次側スイッチング素子をターンオンする。これにより、ターンオン損失を低減することができる。
好ましくは、スイッチング操作部は、一次側スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧がゼロ電圧に到達した後、逆転状態から再び通常状態に戻る時までに一次側スイッチング素子をオンする。

また、プッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータには、ターンオン時の電流経路に存在するトランス漏れインダクタンス、トランス浮遊容量、及びダイオード接合容量を含む共振回路が形成される。本発明では、共振回路のインダクタンス及び容量は、一次側スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧が降下を開始してからゼロ電圧に到達するまでの電圧降下時間（Ｔ_dn1、Ｔ_dn2）が、共振回路の共振周期と一致するように設定されている。これにより、一次側スイッチング素子のターンオン時に、サージ電圧の発生を抑制することができる。
なお、「電圧降下時間が共振回路の共振周期と一致する」とは、厳密な一致に限らず、当該技術分野における技術常識に照らして、「一致する」と認識され得る程度のばらつき範囲を含む範囲で解釈される。また、電圧降下時間が共振周期に対して十分長い場合、電圧に含まれる共振周波数成分が小さく、サージ電圧は発生しなくなるため、電圧降下時間をそのように設計してもよい。

本発明の第一の態様では、複数の二次側整流素子は、ダイオードである。或いは、複数の二次側整流素子は、還流ダイオードが並列に接続された複数の二次側スイッチング素子である。二次側スイッチング素子で、負荷還流期間において同期整流を行う場合、スイッチング操作部は、通常状態から逆転状態に移行する前にオン状態の二次側スイッチング素子をターンオフする。すなわち、遅くとも逆転状態に移行する前に、同期整流を終了している。
そして、共振回路のインダクタンス及び容量は、通常状態から逆転状態への移行時である逆転開始時刻（ｔｂ）に電圧降下が開始する電圧降下時間（Ｔ_dn1）が共振回路の共振周期と一致するように設定されている。

本発明の第二の態様では、複数の二次側整流素子は、還流ダイオードが並列に接続され、負荷還流期間において同期整流を行うように動作する複数の二次側スイッチング素子である。スイッチング操作部は、通常状態から逆転状態への移行後、所定の継続時間（Ｔ_cont）にわたって同期整流を継続した時点である同期整流停止時刻（ｔｃ）に二次側スイッチング素子をターンオフする。
そして、共振回路のインダクタンス及び容量、並びに継続時間は、同期整流停止時刻に電圧降下が開始する電圧降下時間（Ｔ_dn2）が共振回路の共振周期と一致するように設定されている。

第１実施形態に用いられる二次側整流素子がダイオードであるプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図。 第１、第２実施形態に用いられる二次側整流素子がスイッチング素子であるプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図。 プッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示すタイムチャート。 第１実施形態の一次側スイッチング素子オン移行時（負荷電流最小領域）における動作を示すタイムチャート。 第１実施形態のモード（ａ）、（ｂ）での電流経路の図。 第１実施形態のモード（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）での電流経路の図。 ［Ａ］：電圧降下時間導出に用いる電圧記号を示す図。［Ｂ］：回路モデル図。 ［Ａ］：ＲＬＣ成分を示す模式図、［Ｂ］：抽出した共振回路の図。 サージ電圧を示す図。 ［Ａ］：回路モデル図、［Ｂ］：サージ電圧抑制の考え方を説明する図。 第２実施形態の一次側スイッチング素子オン移行時（負荷電流最小領域）における動作を示すタイムチャート。 第２実施形態のモード（ａ）、（ｂ）、（ｃ）での電流経路の図。 第２実施形態のモード（ｄ）でのＳＷ１電流の拡大図。 第３実施形態のプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図。 ［Ａ］：比較例のサージレス駆動方式の構成図、［Ｂ］：サージレス駆動によるサージ電圧低減を示す図。 比較例のサージレス駆動におけるオン損失を説明する図。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。また、以下に説明する第１〜第３実施形態を包括して「本実施形態」という。
最初に、プッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータの二通りの構成図を図１、図２に示す。これらは二次側整流素子の構成のみが異なり、その他の構成は共通である。図１に示すプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、二次側整流素子としてダイオードＤＩ３、ＤＩ４が用いられる。一方、図２に示すプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、二次側整流素子としてスイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４が用いられる。

ただし、各実施形態の特徴は、二次側整流素子の構成そのものではなく、プッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路定数の設定、又は、スイッチング素子の動作タイミングの制御等に関する思想にある。その観点で第１、第２実施形態を大別すると、二次側整流素子がダイオードの構成は、第１実施形態にのみ適用可能であり、二次側整流素子がスイッチング素子の構成は、第１実施形態及び第２実施形態の両方に適用可能である。そこで、最初に二通りのプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１、１０２の構成を説明した後、各実施形態の説明に移る。なお、第３実施形態は、第２実施形態からさらに派生する実施形態である。

まず図１を参照し、二次側整流素子がダイオードＤＩ３、ＤＩ４の構成のプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１について説明する。プッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、電源Ｂｔと負荷Ｌｄとの間に接続され、直流電力を変換する。
プッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、トランス２０の励磁インダクタを構成する二組の一次コイル３１、３２及び二次コイル３３、３４、二つの一次側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、二つの二次側ダイオードＤＩ３、ＤＩ４、及び、平滑インダクタ７等を備える。また、プッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、一次側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２を操作するスイッチング操作部１６（図中、「ＳＷ操作部」と記載）を備える。

トランス２０は、一次側と二次側との巻数比が「１：Ｎ」となるように構成され、励磁インダクタに励磁電流Ｉ_Lmが流れる。励磁電流Ｉ_Lmは、各コイル３１、３２、３３、３４を流れる電流Ｉ_t1、Ｉ_t2、Ｎ×Ｉ_t3、Ｎ×Ｉ_t4の和に等しい。本実施形態では、主に巻数比が１：１の場合を想定して説明する。
一次コイル３１、３２の一端同士は一次側センタタップＣＴ１で接続されており、センタタップＣＴ１は、電源Ｂｔの正極に接続されている。一次コイル３１、３２の他端は、それぞれ一次側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２を介して電源Ｂｔの負極に接続されている。

二次コイル３３、３４の一端同士は二次側センタタップＣＴ２で接続されており、センタタップＣＴ２は、負荷Ｌｄの一方の端子Ｐｐに接続されている。二次コイル３３、３４の他端は、それぞれダイオードＤＩ３、ＤＩ４のカソードに接続されている。二次側整流素子としてのダイオードＤＩ３、ＤＩ４は、二次コイル３３、３４に流れる電流を整流する。

ダイオードＤＩ３、ＤＩ４のアノードと負荷Ｌｄの他方の端子Ｐｎとの間には、通電により磁気エネルギを蓄積する平滑インダクタ７が接続されている。負荷Ｌｄ及び平滑インダクタ７を流れる電流を負荷電流という。負荷電流ｉ_Lは、負荷Ｌｄから平滑インダクタ７を経由してダイオードＤＩ３、ＤＩ４に向かう方向を正方向とする。
また、負荷Ｌｄと並列に、二次側平滑コンデンサ８が接続されている。

一次側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は、一次コイル３１、３２と電源Ｂｔの負極との間に接続され、且つ還流ダイオードが並列に接続されており、一次コイル３１、３２に正負の電圧を交互に印加するように交互に動作する。
本実施形態では、一次側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２として、ボディダイオードを有するＭＯＳＦＥＴを用いる。この構成でのボディダイオードは、「還流ダイオード」に含まれるものと解釈する。また、図中、ドレインソース間に存在する容量を容量成分として記号で示す。この容量は、トランジスタ、ダイオードの接合容量と、並列に接続されたコンデンサとの合成容量である。この容量記号は、必ずしも独立したコンデンサ素子を意味しない。

一次側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は、ドレインが一次コイル３１、３２に接続され、ソースが電源Ｂｔの負極に接続されている。一次側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のゲートには、スイッチング操作部１６からゲート信号が入力される。
なお、他の実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ等のトランジスタを用いてもよい。その場合、トランジスタのベース、コレクタ、エミッタを、それぞれゲート相当電極、ドレイン相当電極、ソース相当電極として解釈する。

次に図２を参照し、二次側整流素子がスイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４の構成のプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２について、ダイオード構成との相違点を説明する。
プッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２では、二次側スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４が、二次コイル３３、３４に流れる電流を整流する。二次側スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４もまた、還流ダイオードが並列に接続されている。
本実施形態では、一次側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２と同様に、二次側スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４としても、ボディダイオードを有するＭＯＳＦＥＴを用いる。

二次側スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４は、ドレインが二次コイル３３、３４に接続され、ソースが平滑インダクタ７に接続されている。二次側スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４のゲートには、スイッチング操作部１６からゲート信号が入力される。
スイッチング操作部１６は、一次側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２に加え、さらに二次側スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４を操作する。具体的には、ＳＷ３、ＳＷ４の通電期間に通電による損失(すなわち、導通損)を低減するため、ＳＷ３、ＳＷ４をオン状態とする「同期整流」を実行する。

なお、一次側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２と同様に、他の実施形態では、二次側スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４としてＩＧＢＴ等のトランジスタを用いてもよい。その場合、やはり、トランジスタのベース、コレクタ、エミッタを、それぞれゲート相当電極、ドレイン相当電極、ソース相当電極として解釈する。
以下、適宜「スイッチング素子」を省略し、単に「ＳＷ１〜ＳＷ４」と記す。

次に図３を参照し、プッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１、１０２の動作の概要について説明する。
一次側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のオン、オフ状態に基づき、三通りの区間を定義する。区間ＩではＳＷ１がオン、ＳＷ２がオフである。区間ＩＩでは、ＳＷ１がオフ、ＳＷ２がオンである。区間ＩＩＩでは、ＳＷ１、ＳＷ２共にオフである。プッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１、１０２は、区間Ｉ→ＩＩＩ→ＩＩ→ＩＩＩ→Ｉ・・・というように、ＳＷ１とＳＷ２とが、共にオフの期間を間に挟みながら交互にオンする。
区間ＩＩＩでは、平滑インダクタ７に蓄積された磁気エネルギが減少し、負荷電流ｉ_Lが減少する。一方、区間Ｉ及び区間ＩＩでは、平滑インダクタ７に磁気エネルギが蓄積され、負荷電流ｉ_Lが増加する。

二次側スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４を用い同期整流を行う構成の場合、ＳＷ３は、区間Ｉから区間ＩＩＩに移行した後、ターンオンし、区間ＩＩを過ぎ、区間ＩＩＩから区間Ｉに移行する前にターンオフする。ＳＷ４は、区間ＩＩから区間ＩＩＩに移行した後、ターンオンし、区間Ｉを過ぎ、区間ＩＩＩから区間ＩＩに移行する前にターンオフする。
ここで、一次側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の切替タイミングに対し、二次側スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４の切替タイミングを少しずらしているのは、短絡を防止するためのデッドタイムを確保するためである。

以下、負荷電流ｉ_Lが減少から増加に転じる谷の領域、すなわち、区間ＩＩＩから区間Ｉ又は区間ＩＩに移行する領域を「負荷電流最小領域」という。
最小領域における負荷電流ｉ_Lの最小値は、一次側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２をターンオンするタイミングによって決まる。例えば、ＳＷ１、ＳＷ２のドレイン−ソース間（以下、「ＤＳ間」）電圧がまだ高いうちにＳＷ１、ＳＷ２をオンした場合、後述するようにターンオン損失が発生する。また、ＳＷ１、ＳＷ２のターンオン時に、各種寄生成分による共振により二次側ダイオードにサージ電圧が発生するという課題がある。

本実施形態は、プッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータの負荷電流最小領域における動作に関し、励磁電流を利用してサージ電圧を低減することを特徴とする。以下、負荷電流最小領域における動作を詳しく説明するにあたり、図３に丸印で囲んだ「区間ＩＩＩから区間Ｉに移行する場面」、すなわち、一次側スイッチング素子ＳＷ１をターンオンする場面を代表として説明する。二次側で同期整流を行う構成では、二次側スイッチング素子ＳＷ３をターンオフした後、一次側スイッチング素子ＳＷ１をターンオンする場面となる。

したがって、以下の説明では、二次側スイッチング素子ＳＷ３及び一次側スイッチング素子ＳＷ１の電流、電圧変化について主に言及する。逆の「区間ＩＩＩから区間ＩＩに移行する場面」では、二次側スイッチング素子ＳＷ４及び一次側スイッチング素子ＳＷ２について、電流方向の符号等を適宜設定しつつ、同様に解釈可能である。

（第１実施形態）
第１実施形態によるプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作について、図４〜図１０を参照して説明する。第１実施形態は、二次側整流素子がダイオードＤＩ３、ＤＩ４の構成、又は、二次側整流素子がスイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４であって、負荷電流ｉ_Lが後述の「逆転開始時刻ｔｂ」の前に同期整流を停止する構成に適用される。
まず、図４のタイムチャート、及び、図５、図６の電流経路図を参照し、第１実施形態の負荷電流最小領域における動作を説明する。図５、図６では、二次側整流素子がスイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４である構成について図示する。以下の図中では、後述の数式に用いられる物理量を斜字体で記載する。

図４には、上から順に、負荷電流ｉ_L及び励磁電流ｉ_Lm、ＳＷ１電流ｉ_sw1、ＳＷ１電圧ｖ_sw1、ＳＷ３電圧ｖ_sw3、及び、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のゲート電圧、すなわち、スイッチング操作部１６からのオン信号の入力変化を示す。二次側整流素子については、ダイオードＤＩ３、ＤＩ４を用いる構成の場合、ゲート電圧を常に０として示す。また、二次側スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４を用いて同期整流を行う構成の場合、ゲート電圧を破線で示す。

ここで、本明細書で用いる用語を定義する。
一次側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２がすべてオフ時の負荷電流が二次側整流素子ＳＷ３、ＳＷ４を還流する期間において、負荷Ｌｄ及び平滑インダクタ７を経由して二次側整流素子一つ当たりに還流する電流を「素子当負荷電流」とする。また、トランス２０の励磁インダクタに流れる励磁電流ｉ_Lmについて、区間Ｉ及び区間ＩＩで蓄積される励磁電流値に対し、区間ＩＩＩでの励磁電流変化はないものとし、二次側整流素子一つ当たりに流れる電流に換算した励磁電流ｉ_Lmを「換算励磁電流」とする。
また、素子当負荷電流の絶対値が換算励磁電流の絶対値以上である状態を「通常状態」と定義し、素子当負荷電流の絶対値が換算励磁電流の絶対値を下回る状態を「逆転状態」と定義する。そして、素子当負荷電流と換算励磁電流との大小関係に注目する。

本実施形態の説明において特に断らない限り、二次側整流素子は、電気的仕様が同等のものを二つ備えており、トランス一次側と二次側との巻線比は１：１とする。この場合、素子当負荷電流は（ｉ_L／２）で表され、換算励磁電流は（ｉ_Lm／２）で表される。
つまり、素子当負荷電流と換算励磁電流とを比較する場合、負荷電流ｉ_L及び励磁電流ｉ_Lmの２分の１の電流同士を比較することになるため、負荷電流ｉ_L及び励磁電流ｉ_Lmそのものを比較しても大小関係の判断は同じとなる。そこで図４では、負荷電流ｉ_L及び励磁電流ｉ_Lmを用いて、両者の大小関係を示している。

第１実施形態では、負荷電流最小領域において、（ａ）、（ｂ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の５つのモードを定義する。なお、モード（ｃ）は後述の第２実施形態に特有のモードであり、第１実施形態には存在しない。
図５、図６に、各モードにおける負荷電流ｉ_Lを実線で、励磁電流ｉ_Lmを破線で示す。また、各電流、電圧の正負を以下のように定義する。

負荷電流ｉ_Lは、トランスの二次センタタップＣＴ２から平滑インダクタ７を経由して二次側スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４に向かう方向を正方向とする。
励磁電流ｉ_Lmは、各図中の破線矢印の向きを正方向とする。
スイッチング素子に流れるＳＷ１電流ｉ_sw1等は、ドレインからソースに向かう順方向、すなわち図の下向きを正方向とする。負方向の電流は、図の矢印とは反対向き、すなわち図の上向きに流れる。
ＳＷ１電圧ｖ_sw1、ＳＷ３電圧ｖ_sw3等は、スイッチング素子のＤＳ間電圧を意味し、図の矢印のように、ソース電位を基準としたときのドレイン電位を正の電圧と定義する。

続いて、各モードについて順に説明する。以下、時間に関する記号に関し、時刻を表す記号には小文字の「ｔ」を用い、時間又は期間を表す記号には大文字の「Ｔ」を用いる。
モード（ａ）では、一次側スイッチング素子ＳＷ２がオン、スイッチング素子ＳＷ１がオフしている。このとき、負荷電流ｉ_Lが励磁電流ｉ_Lm以上である通常状態であり、且つ負荷電流ｉ_Lは次第に増加する。負荷還流期間において二次側で同期整流を行う構成の場合、破線で示すように二次側スイッチング素子ＳＷ３がオンしている。
モード（ａ）では、一次側に、スイッチング素子ＳＷ２を経由して負荷電流ｉ_L及び励磁電流ｉ_Lmが流れる。また、二次側に、スイッチング素子ＳＷ３又はダイオードＤＩ３を経由して負荷電流ｉ_Lが流れる。

負荷電流最大時刻ｔａに一次側スイッチング素子ＳＷ２がオフすると、モード（ｂ）に移行し、負荷電流ｉ_Lは増加から減少に転じる。モード（ｂ）では、一次側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２はいずれもオフ状態であり、負荷電流ｉ_Lは次第に減少するが、励磁電流ｉ_Lm以上の通常状態の範囲である。
二次側スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４により同期整流を行う構成では、モード（ｂ）へ移行したら、ＳＷ４がターンオンされる。また、逆転開始時刻ｔｂの前にＳＷ３がターンオフされる。
モード（ｂ）では、負荷電流ｉ_L及び励磁電流ｉ_Lmは、二次側スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４又はダイオードＤＩ３、ＤＩ４を経由して還流し、一次側には流れない。

負荷電流ｉ_Lが励磁電流ｉ_Lmと等しくなる逆転開始時刻ｔｂを過ぎると、逆転状態であるモード（ｄ）に移行する。モード（ｄ）では、一次側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２はいずれもオフのままである。また、二次側で同期整流を行う構成の場合、スイッチング素子ＳＷ３は既にオフしている。
以下の説明に用いるダイオード導通不可電流i、一次側転流電流ｉ_p、及び二次側残留電流ｉ_sの用語については、図７［Ｂ］を参照して後述する。

二次側の負荷電流ｉ_Lが励磁電流ｉ_Lmを下回ると、励磁電流ｉ_Lmは二次側スイッチング素子ＳＷ３のボディダイオードを導通することができなくなる。そのため、素子当負荷電流（ｉ_L／２）から換算励磁電流（ｉ_Lm／２）を減算したダイオード導通不可電流ｉの内、一次側スイッチング素子経路と二次側スイッチング素子経路とのインピーダンス比を乗算した一次側転流電流ｉ_pが二次側から一次側に転流する。

この一次側転流電流ｉ_pは一次側スイッチング素子ＳＷ１と並列に存在するコンデンサの電荷をスイッチング素子ＳＷ２と並列に存在するコンデンサに充電する方向に流れるため、ＳＷ１電流ｉ_sw1が負となる。転流電流ｉ_pが流れることにより、ＳＷ１電圧ｖ_sw1は次第に低下し、ＳＷ２電圧ｖ_sw2は次第に増加する。そのため、第１実施形態では逆転開始時刻ｔｂにＳＷ１電圧ｖ_sw1の電圧降下が開始する。また、ダイオード導通不可電流ｉから一次側転流電流ｉ_pを減算した電流を二次側残留電流ｉ_sとすると、二次側残留電流ｉ_sによりＳＷ３電圧に並列に存在するコデンサを充電するため、二次側スイッチング素子ＳＷ３のＤＳ間電圧ｖ_sw3は上昇する。

ゼロ電圧到達時刻ｔｄにＳＷ１電圧ｖ_sw1はゼロ電圧まで降下する。第１実施形態での逆転開始時刻ｔｂからゼロ電圧到達時刻ｔｄまでの電圧降下時間を「Ｔ_dn1」と表す。
ゼロ電圧到達時刻ｔｄの後の逆転状態の期間であるモード（ｅ）では、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の電圧は区間Ｉの定常電圧に達しているため、各ＳＷと並列に存在するコンデンサの充放電電流は流れなくなる。負荷電流ｉ_Lとの差分に相当する励磁電流ｉ_Lmは、すべて一次側を流れ、電源Ｂｔに回生する。

一次側スイッチング素子ＳＷ１のオンオフに関わらず、ＳＷ１電圧ｖ_sw1がゼロ電圧であるため、トランス２０の一次コイル３１には区間ＩＩとは逆向きの電圧が印加される。このため、ＳＷ１電流ｉ_sw1が順方向に増加する。
また、スイッチング操作部１６は、モード（ｅ）の間に、「次にオンする順番の一次側スイッチング素子」であるＳＷ１をターンオンする。すると、ＳＷ１電圧ｖ_sw1がゼロ電圧状態での「ゼロ電圧スイッチング」が実現される。これにより、ターンオン損失を低減することができる。

モード（ｅ）でＳＷ１電流ｉ_sw1が順方向に増加し、一次側の電源Ｂｔに流れる電流値と等しくなる通常状態復帰時刻ｔｅを過ぎると、通常状態であるモード（ｆ）に移行する。モード（ｆ）では、一次側スイッチング素子ＳＷ１がオン状態で、ＳＷ１電流ｉ_sw1が順方向に流れる。以後、正のＳＷ１電流ｉ_sw1が次第に増加する。

次に、第１実施形態の電圧降下時間Ｔ_dn1の導出について図７を参照して説明する。
図７［Ａ］には、図６のモード（ｄ）の電流経路図を基に、電源Ｂｔから入力される入力電圧ｖ_in、負荷Ｌｄに出力される出力電圧ｖ_out、一次側トランス電圧ｖ１及び二次側トランス電圧ｖ２の記号を付記する。一次側トランス電圧ｖ１は、一次コイル３２のセンタタップ側でない一方端の電位を基準として一次コイル３１のセンタタップ側でない一方端の電位を表した電圧である。二次側トランス電圧ｖ２は、二次コイル３３のセンタタップ側でない一方端の電位を基準として二次コイル３４のセンタタップ側でない一方端の電位を表した電圧である。

なお、二次側スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４はダイオードＤＩ３、ＤＩ４に置き換えてもよい。一次側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、及び、二次側スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４又は二次側ダイオードＤＩ３、ＤＩ４は、それぞれ電気的仕様が同等の素子が二つ並列に設けられている構成を前提とする。
トランス一次側と二次側の巻線比が１：１の場合、次式（１．１）が成り立つ。

図７［Ｂ］は、図７［Ａ］、すなわち図６のモード（ｄ）の等価回路を示す回路モデルである。ｉは素子当負荷電流（ｉ_L／２）から換算励磁電流（ｉ_Lm／２）を減算したダイオード導通不可電流である。ｉ_pは一次側転流電流、ｉ_sは二次側残留電流を示す。
Ｃ_ds1、Ｃ_ds2、Ｃ_ds3は、各スイッチング素子のＤＳ間容量である。
ここで、モード（ｂ）からモード（ｄ）に移行する逆転開始時刻ｔｂに注目すると、次式（１．２）〜（１．４）が成り立つ。

図７［Ｂ］の回路モデルを流れるダイオード導通不可電流ｉは、トランス一次側と二次側との巻線比が１：Ｎのとき、式（２．１）で表される。式（２．１）の第１項（ｉ_Lm／２Ｎ）は換算励磁電流であり、第２項（ｉ_L／２）は素子当負荷電流である。巻線比を１：１とすると、電流ｉは式（２．２）で表される。以下、巻線比が１：１の場合について説明する。

ダイオード導通不可電流ｉは、式（２．２）において、換算励磁電流（ｉ_Lm／２）がほぼ一定のため、逆転開始時刻ｔｂをｔ＝０とした場合、負荷電流の変化分で計算でき、式（２．３）で表される。ダイオード導通不可電流ｉの内、二次側残留電流ｉ_sにより上昇するＳＷ３電圧ｖ_sw3を無視すると、ダイオード導通不可電流ｉは、式（２．４）で近似される。

なお、後述の第２実施形態と対照すると、式（２．３）、（２．４）は、第２実施形態の式（４．３）、（４．４）の過渡項に相当する。第１実施形態では、初期値項は０である。

図７［Ｂ］の回路モデルにて各ＤＳ間容量Ｃ_ds1、Ｃ_ds2、Ｃ_ds3が等しいとし、共通の記号Ｃ_dsで記す。一次側スイッチング素子経路にはＣ_dsの二直列が存在し、二次側スイッチング素子経路にはＣ_dsが存在する。ダイオード導通不可電流ｉは二つの経路のインピーダンス比で分流するため、一次側転流電流ｉ_pは式（２．５）で表される。

ＳＷ１電圧ｖ_sw1は、逆転開始時刻ｔｂを「ｔ＝０」とした場合、式（２．６）で求められる。式（２．６）で出力電圧ｖ_outを一定とすると、式（２．７）のようになる。

式（２．７）のＳＷ１電圧ｖ_sw1が０になるとき、ゼロ電圧到達時刻ｔｄまでの電圧降下時間Ｔ_dn1について、式（２．８）が成り立つ。よって、電圧降下時間Ｔ_dn1は、式（２．９）で表される。

そして、式（２．１０）に示すように、式（２．９）の電圧降下時間Ｔ_dn1が共振回路の共振周期２π√（Ｌ_ALLＣ_ALL）に一致するように、共振回路のインダクタンスＬ及びＤＳ間容量Ｃ_dsが設定される。なお、「一致する」とは、厳密な一致に限らず、当該技術分野における技術常識に照らして、「一致する」と認識され得る程度のばらつき範囲を含む範囲で解釈される。

ここで、電圧降下時間Ｔ_dn1を共振回路の共振周期２π√（Ｌ_ALLＣ_ALL）に一致させることの技術的意義について説明する。
まず、プッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータの一般的な課題として、一次側スイッチング素子のターンオン時に各種寄生成分による共振により二次側ダイオードにサージ電圧が発生することについて、図８、図９を参照して説明する。
図８［Ａ］に、プッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の抵抗成分Ｒ、インダクタンス成分Ｌ、及び容量成分Ｃを模式的に示す。各記号の意味は、以下の通りである。なお、トランス銅抵抗は、表皮効果も考慮したものである。

Ｒ：トランス銅抵抗
Ｌ_A〜Ｌ_D：トランス漏れインダクタンス
Ｃ_T：トランス浮遊容量
Ｃ_D：ダイオード接合容量
また、一次側スイッチング素子ＳＷ２のオン時における共振電流経路を矢印で示す。

図８［Ａ］の共振回路のみを抽出し、回路全体の成分Ｒ_ALL、Ｌ_ALL、Ｃ_ALLとして示すと、図８［Ｂ］のようになる。各全体成分は、式（３．１）〜（３．３）で表される。

一次側スイッチング素子のターンオン時、この共振回路の共振により、図９に示すようなサージ電圧が二次側ダイオードに印加される。
続いて、サージ電圧抑制の考え方について、図１０を参照して説明する。
図１０［Ａ］は、図８［Ｂ］の全体インダクタンス成分Ｌ_ALL及び全体容量成分Ｃ_ALLと電圧との関係を示す回路モデルである。インダクタ電圧ｖ_L及び容量成分電圧ｖ_dは、それぞれ、全体インダクタンス成分Ｌ_ALL及び全体容量成分Ｃ_ALLの両端電圧を示す。

図１０［Ｂ］は、ターンオン時をｔ＝０とし、通電開始直後の電圧及び電流の変化を示した図である。全体容量成分Ｃ_ALLの両端電圧に対応する素子電圧ｖ_dは、ターンオンによる通電開始から共振周期Ｔｒをかけて共振によって振動しながら定常電圧に上昇する。
一方、入力電圧ｖ_inは、ターンオン時からのスイッチング時間Ｔｔをかけて変動させるものとする。容量成分電圧ｖ_dと入力電圧ｖ_inとの差分が、インダクタ電圧ｖ_Lに相当する。

図１０［Ｂ］でターンオン時（ｔ＝０）から共振が終了するまでの共振周期Ｔ_rの中間時をｔ_xとすると、ｔ＝０からｔ_xまでの期間Ｔ１では、インダクタ電圧ｖ_Lは正となり、電流ｉが増加する。また、ｔ＝ｔ_xからｔ_tまでの期間Ｔ２では、インダクタ電圧ｖ_Lは負となり、電流ｉが減少する。容量成分電圧ｖ_dと入力電圧ｖ_inとの間の面積は、インダクタ電圧ｖ_Lと時間との積である「ＥＴ積」を意味する。

容量成分電圧ｖ_dの定常電圧到達時刻ｔ_rまでの期間Ｔ_rでのＥＴ積の合計がゼロとなる場合、電流ｉの変化Δｉ及び（−Δｉ）が打ち消されるため、定常電圧到達時刻ｔ_rにはゼロとなる。定常電圧到達時刻ｔ_rに全体インダクタンス成分Ｌ_ALLに電流ｉが流れていなければ、更なる電圧の上昇を回避することができる。
すなわち、式（３．４）が成立するとき、ターンオン時に二次側ダイオードに印加されるサージ電圧を抑制することできる。

よって、スイッチング時間Ｔ_tと共振周期Ｔ_rとを一致させること、すなわち、式（３．５）に示すようにスイッチング時間Ｔ_tと共振回路の共振周期２π√（Ｌ_ALLＣ_ALL）とを一致させることにより、サージ電圧の発生を抑制することができる。

第１実施形態では、上記のサージ電圧抑制の考え方を電圧降下時間Ｔ_dn1に置き換えて応用している。そして、式（２．１０）に基づき、電圧降下時間Ｔ_dn1が共振回路の共振周期２π√（Ｌ_ALLＣ_ALL）に一致するように、共振回路のインダクタンスＬ及びＤＳ間容量Ｃ_dsを設定することを特徴とする。これにより、一次側スイッチング素子ＳＷ１のターンオン時におけるサージ電圧の発生を抑制することできる。

（効果）
以上のように、第１実施形態のプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータは、従来技術のようにスナバ回路を設けることなく、一次側スイッチング素子ＳＷ１のターンオン時のサージ電圧を適切に抑制することできる。したがって、スナバ回路構成で発生するスナバ損失を無くすことができる。

また、スナバ回路を使う技術に代えて、比較例としてサージレス駆動方式を想定する。
図１５［Ａ］に示すように、サージレス駆動方式では、スイッチング素子のドレイン−ゲート間に、基本コンデンサＣ_resに加えて追加のコンデンサＣ_addを設け、電圧の変化率（ｄｖ／ｄｔ）を調整して、スイッチング時間を共振周期に一致させる。
図１５［Ｂ］に示すように、サージレス駆動方式では、第１実施形態と同様に、スナバ損失の発生なく、通常駆動方式に対してサージ電圧を低減することができる。
しかし、サージレス駆動方式では、スイッチング素子のオン速度を緩めてサージ電圧を抑制するため、図１６に破線ハッチングで示す領域でオン損失が発生する。

それに対し、本実施形態では、励磁電流ｉ_Lmの転流を利用して一次側スイッチング素子ＳＷ１の電圧ｖ_sw1を降下させ、ＳＷ１電圧ｖ_sw1がゼロ電圧に到達した後、ＳＷ１をターンオンすることにより、ターンオン損失を低減することができる。また、ＳＷ１電圧ｖ_sw1が降下する電圧降下時間Ｔ_dn1を共振回路の共振周期に一致させるように、共振回路のインダクタンスＬ及びＤＳ間容量Ｃ_dsが設定される。したがって、スナバ損失やオン損失の発生を回避しつつ、サージ電圧の発生を抑制することができる。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態によるプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作について、既出の図２、図５、図６、及び新出の図１１〜図１３を参照して説明する。第２実施形態は、図２に示す二次側整流素子がスイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４であるプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２において、スイッチング操作部１６が同期整流制御を行う。

主に図１１を参照し、第２実施形態の負荷電流最小領域における動作を説明する。
二次側スイッチング素子ＳＷ３の動作について、第１実施形態で同期整流を行う場合、すなわち図４に破線で示す動作では、二次側スイッチング素子ＳＷ３は、負荷電流最大時刻ｔａから逆転開始時刻ｔｂまでのモード（ｂ）の間にターンオフされる。
これに対し第２実施形態では、二次側スイッチング素子ＳＷ３は、逆転開始時刻ｔｂを過ぎてから継続時間Ｔ_contの間、オン状態が維持され、同期整流を継続する。この継続時間Ｔ_cont中の状態を、第１実施形態には存在しないモード（ｃ）とする。

図１２に、同期整流動作におけるモード（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の電流経路を示す。図１２のモード（ａ）及びモード（ｂ）は、図５のモード（ａ）、モード（ｂ）に対し、電流が二次側スイッチング素子ＳＷ３のＤＳ間を通過している点が異なる。そのため、図１２では、電流経路を示す矢印がＤＳ間を通るように記載している。
モード（ｃ）で負荷電流ｉ_Lが励磁電流ｉ_Lmを下回ったときでも、励磁電流ｉ_Lmは、オン状態の二次側スイッチング素子ＳＷ３のＤＳ間を経由して流れることができる。したがって、モード（ｃ）の電流経路は、モード（ｂ）と同様となる。

逆転開始時刻ｔｂから継続時間Ｔ_contが経過した時点である同期整流停止時刻ｔｃに、二次側スイッチング素子ＳＷ３がターンオフされると、励磁電流ｉ_Lmはスイッチング素子ＳＷ３を導通することができなくなる。そのため、素子当負荷電流（ｉ_L／２）から換算励磁電流（ｉ_Lm／２）を減算したダイオード導通不可電流ｉの内、一次側スイッチング素子経路と二次側スイッチング素子経路とのインピーダンス比を乗算した一次側転流電流ｉ_pが二次側から一次側に転流する。そして、モード（ｄ）に移行する。

このように、第２実施形態では、同期整流停止時刻ｔｃからＳＷ１電圧ｖ_sw1の電圧降下が開始する。また、第２実施形態では、電圧降下開始時点でのダイオード導通不可電流ｉの初期値が第１実施形態のようにゼロでなく、継続時間Ｔ_contに比例して電流初期値が増加する。
モード（ｄ）では、一次側転流電流ｉ_pによって、ＳＷ１電圧ｖ_sw1がスロープ状に降下し、ゼロ電圧到達時刻ｔｄにゼロとなる。第２実施形態における同期整流停止時刻ｔｃからゼロ電圧到達時刻ｔｄまでの電圧降下時間を「Ｔ_dn2」と表す。また、ＳＷ１電圧ｖ_sw1が低下する一方で、二次側スイッチング素子ＳＷ３の電圧ｖ_sw3は上昇する。

図１３に、モード（ｃ）、（ｄ）におけるＳＷ１電流ｉ_sw1（又は一次側転流電流ｉ_p）の変化を拡大して示す。モード（ｃ）では同期整流を継続し、負荷電流ｉ_Lが励磁電流ｉ_Lmを下回ったときでも、励磁電流ｉ_Lmは、オン状態の二次側スイッチング素子ＳＷ３のＤＳ間を経由して流れることができる。モード（ｃ）の期間においてＳＷ３を流れる素子当負荷電流（ｉ_L／２）は（ｖ_out／２Ｌ）の傾きで減少する。

モード（ｄ）に移行する同期整流停止時刻ｔｃにおいて、励磁電流ｉ_Lmはスイッチング素子ＳＷ３を導通することができなくなるが、この時刻ｔｃでのダイオード導通不可電流ｉは、初期値として、Ｔ_cont×（ｖ_out／２Ｌ）の電流値を有する。
第１実施形態と同様に、一次側スイッチング素子経路にはＣ_dsの二直列が存在し、二次側スイッチング素子経路にはＣ_dsが存在する。ダイオード導通不可電流ｉは二つの経路のインピーダンス比で分流するが、第２実施形態では、一次側転流電流ｉ_pの初期値として、（１／３）×Ｔ_cont×（ｖ_out／２Ｌ）の電流値を有することになる。これにより、電圧降下時間Ｔ_dn2を制御することが可能になる。

一次側スイッチング素子ＳＷ１は、ゼロ電圧到達時刻ｔｄから通常状態復帰時刻ｔｅまでのモード（ｅ）の間にターンオンされる。図１１のモード（ｅ）、（ｆ）での各電流、電圧の変化は図４と同様である。また、モード（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）での電流経路は、ほぼ図６と同様に示される。厳密には、オン状態の二次側スイッチング素子ＳＷ４のＤＳ間を還流電流が通過可能である点が図６と異なるが、全体の動作に影響しないため図示を省略する。

次に、第２実施形態の電圧降下時間Ｔ_dn2の導出について、再び図７を参照する。この説明では、電気的仕様が同等である二つの二次側スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４を備える構成を前提とする。
図７［Ａ］、［Ｂ］についての基本的な解釈は第１実施形態と同様である。ただし、第２実施形態では、モード（ｃ）からモード（ｄ）に移行する同期整流停止時刻ｔｃにおいて、上記の式（１．２）〜（１．４）が成り立つ。

図７［Ｂ］の回路モデルを流れる電流ｉは、一般にトランス一次側と二次側との巻線比が１：Ｎのとき、第１実施形態の式（２．１）と同じ式（４．１）で表される。巻線比を１：１とすると、電流ｉは第１実施形態の式（２．２）と同じ式（４．２）で表される。以下、巻線比が１：１の場合について説明する。

ダイオード導通不可電流ｉは、式（４．２）において、換算励磁電流（ｉ_Lm／２）がほぼ一定のため、同期整流停止時刻ｔｃをｔ＝０とした場合、前述の電流初期値である初期値項と、負荷電流の変化分である過渡項とで計算でき、式（４．３）で表される。ダイオード導通不可電流ｉの内、二次側残留電流ｉ_sにより上昇するＳＷ３電圧ｖ_sw3を無視すると、ダイオード導通不可電流ｉは、式（４．４）で近似される。

図７［Ｂ］の回路モデルにて各ＤＳ間容量Ｃ_ds1、Ｃ_ds2、Ｃ_ds3が等しいとし、共通の記号Ｃ_dsで記す。一次側スイッチング素子経路にはＣ_dsの二直列が存在し、二次側スイッチング素子経路にはＣ_dsが存在する。ダイオード導通不可電流ｉは二つの経路のインピーダンス比で分流するため、一次側転流電流ｉ_pは式（４．５）で表される。

ＳＷ１電圧ｖ_sw1は同期整流停止時刻ｔｃを「ｔ＝０」とした場合、式（４．６）で求められる。式（４．６）で出力電圧ｖ_outを一定とすると、式（４．７）のようになる。

式（４．７）のＳＷ１電圧ｖ_sw1が０になるとき、ゼロ電圧到達時刻ｔｄまでの電圧降下時間Ｔ_dn2について、式（４．８）が成り立つ。よって、電圧降下時間Ｔ_dn2は、式（４．９）で表される。

そして、式（４．１０）に示すように、式（４．９）の電圧降下時間Ｔ_dn2が共振回路の共振周期２π√（Ｌ_ALLＣ_ALL）に一致するように、共振回路のインダクタンスＬ及びＤＳ間容量Ｃ_ds、並びに、継続時間Ｔ_contが設定される。「一致する」の解釈については、第１実施形態と同様である。

共振回路の回路定数Ｌ、Ｃ_dsが既に決まっている場合、スイッチング操作部１６は、式（４．１０）により演算された継続時間Ｔ_contに基づき、二次側スイッチング素子ＳＷ３をターンオフする。
第２実施形態では、二次側を同期整流する構成において共振回路のＬＣ定数を調整することが困難又は不適当な場合や出力電圧ｖ_outが時々刻々と変化する場合にも、逆転状態移行後の同期整流の継続時間Ｔ_contを調整することにより、電圧降下時間Ｔ_dn2を共振回路の共振周期に一致させることができる。よって、一次側スイッチング素子ＳＷ１のターンオン時におけるサージ電圧を適切に抑制することできる。

（第３実施形態）
第３実施形態について、図１４を参照して説明する。第３実施形態のプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０３は、二次側整流素子がスイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４である第２実施形態のプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２に加え、さらにサージ電圧検出回路１５を備えている。
サージ電圧検出回路１５は、一次側スイッチング素子ＳＷ１のターンオン時に発生するサージ電圧を検出し、スイッチング操作部１６に通知する。電圧検出の具体的な構成は、分圧抵抗による検出等の周知技術を採用可能であるため、説明を省略する。

スイッチング操作部１６は、サージ電圧検出回路１５により検出されるサージ電圧が所定値を超えたとき、継続時間Ｔ_contを補正する。
例えば出力電圧Ｖ_outが時々刻々と変化する場合、出力電圧Ｖ_outが大きくなったり小さくなったりすると、電圧降下時間は変化する。また、回路素子の特性ばらつき等によっても、実際の電圧降下時間が計算値Ｔ_dn2よりも長くなったり短くなったりする可能性がある。電圧降下時間が共振周期からずれた場合、前述のように二次側スイッチング素子の電圧が定常電圧に到達した時刻ｔ_rにおいて、インダクタンス成分Ｌ_ALLに電流が残存していることで、サージ電圧を発生させてしまうことになる。

そこで、スイッチング操作部１６は、サージ電圧検出回路１５が検出したサージ電圧が所定値を超えたとき、継続時間Ｔ_contを補正する。これにより、電圧降下開始時点での転流初期値が調整される。その結果、電圧降下時間Ｔ_dn2を共振周期に一致させることができ、サージ電圧の発生を抑制することができる

（その他の実施形態）
上記では、二次側整流素子が二つ並列接続された構成においてトランス一次側と二次側との巻線比が１：１の場合について説明しているため、全励磁電流ｉ_Lmを１とすると、二次側整流素子一つ当たりに流れる換算励磁電流は（１／２）となる。
これに対し、二次側整流素子が二つ並列接続され、巻線比が１：Ｎの場合、換算励磁電流は（１／２Ｎ）となる。また、一般に二次側整流素子がＭ個並列接続された構成では、換算励磁電流は（１／（Ｍ×Ｎ））となる。それに応じて、電圧降下時間Ｔ_dn1、Ｔ_dn2を導出する式の一部が変更される。ただし、励磁電流ｉ_Lmに基づく初期値項及び過渡項を考慮するという基本的な技術的思想は、上記と同様である。

図４、図１１のタイムチャートでは、負荷電流ｉ_L及び励磁電流ｉ_Lmの符号を反転することなく直接比較できるように、正負方向を設定している。ただし、電流方向の定義によっては、適宜、符号を反転して比較することが必要となる場合もある。一般化して言うと、「通常状態」及び「逆転状態」の判定は、「素子当負荷電流の絶対値」と「換算励磁電流の絶対値」との比較に基づいて行われるものである。

トランスの励磁インダクタを構成する複数の一次コイル及び複数の二次コイルの数は、二つに限らず、三つ以上でもよい。また、平滑インダクタは、二次側センタタップＣＴ２と負荷Ｌｄの端子Ｐｐとの間に接続されてもよい。
本発明において、電源Ｂｔや負荷Ｌｄの具体的な種類、或いは、入力電圧ｖ_in、出力電圧ｖ_outの具体的な数値範囲は問わない。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１０１、１０２、１０３・・・プッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ、
１６・・・スイッチング操作部、
２０・・・トランス、
３１、３２・・・一次コイル、
３３、３４・・・二次コイル
７ ・・・平滑インダクタ、
ＳＷ１、ＳＷ２・・・一次側スイッチング素子、
ＤＩ３、ＤＩ４・・・ダイオード（二次側整流素子）、
ＳＷ３、ＳＷ４・・・二次側スイッチング素子（二次側整流素子）。

Claims (7)

1. 電源（Ｂｔ）と負荷（Ｌｄ）との間に接続され直流電力を変換するプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   トランス（２０）の励磁インダクタを構成する複数の一次コイル（３１、３２）及び複数の二次コイル（３３、３４）と、
   前記複数の一次コイルと前記電源との間に接続され、且つ還流ダイオードが並列に接続されており、交互に動作する複数の一次側スイッチング素子（ＳＷ１、ＳＷ２）と、
   前記複数の二次コイルに接続され、前記二次コイルに流れる電流を整流可能な複数の二次側整流素子（ＤＩ３、ＤＩ４、ＳＷ３、ＳＷ４）と、
   前記二次側整流素子と前記負荷との間に接続される平滑インダクタ（７）と、
   前記一次側スイッチング素子を操作し、前記二次側整流素子がスイッチング素子の場合にさらに二次側スイッチング素子を操作するスイッチング操作部（１６）と、
   を備え、
   前記一次側スイッチング素子がすべてオフ時の負荷電流が前記二次側整流素子を還流する期間において、前記負荷及び前記平滑インダクタを経由して前記二次側整流素子一つ当たりに還流する電流を素子当負荷電流とし、前記トランスの励磁インダクタに流れる励磁電流について、前記二次側整流素子一つ当たりに流れる電流に換算した励磁電流を換算励磁電流とすると、
   前記スイッチング操作部は、
   前記素子当負荷電流の絶対値が前記換算励磁電流の絶対値以上である通常状態から、前記素子当負荷電流の絶対値が前記換算励磁電流の絶対値を下回る逆転状態に移行し、二次側から一次側に転流した励磁電流によって前記一次側スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧が降下しゼロ電圧に到達した後、次にオンする順番の前記一次側スイッチング素子をターンオンし、
   ターンオン時の電流経路に存在するトランス漏れインダクタンス、トランス浮遊容量、及びダイオードの接合容量を含む共振回路のインダクタンス及び容量は、前記一次側スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧が降下を開始してからゼロ電圧に到達するまでの電圧降下時間（Ｔ_dn1、Ｔ_dn2）が、前記共振回路の共振周期と一致するように設定されているプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記スイッチング操作部は、
   前記一次側スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧がゼロ電圧に到達した後、前記逆転状態から再び前記通常状態に戻る時までに前記一次側スイッチング素子をターンオンする請求項１に記載のプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記複数の二次側整流素子は、ダイオードである請求項１または２に記載のプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記複数の二次側整流素子は、還流ダイオードが並列に接続された複数の二次側スイッチング素子であり、
   前記スイッチング操作部は、
   前記通常状態から前記逆転状態に移行する前にオン状態の前記二次側スイッチング素子をターンオフする請求項１または２に記載のプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 前記共振回路のインダクタンス及び容量は、
   前記通常状態から前記逆転状態への移行時である逆転開始時刻（ｔｂ）に電圧降下が開始する前記電圧降下時間（Ｔ_dn1）が前記共振回路の共振周期と一致するように設定されている請求項３または４に記載のプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 前記複数の二次側整流素子は、還流ダイオードが並列に接続され、同期整流を行うように動作する複数の二次側スイッチング素子であり、
   前記スイッチング操作部は、
   前記通常状態から前記逆転状態への移行後、所定の継続時間（Ｔ_cont）にわたって同期整流を継続した時点である同期整流停止時刻（ｔｃ）に前記二次側スイッチング素子をターンオフし、
   前記共振回路のインダクタンス及び容量、並びに前記継続時間は、
   前記同期整流停止時刻に電圧降下が開始する前記電圧降下時間（Ｔ_dn2）が前記共振回路の共振周期と一致するように設定されている請求項１または２に記載のプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 前記一次側スイッチング素子のターンオン時に前記共振回路に発生するサージ電圧を検出するサージ電圧検出回路（１５）をさらに備え、
   前記スイッチング操作部は、
   前記サージ電圧検出回路が検出したサージ電圧が所定値を超えたとき、前記継続時間を補正する請求項６に記載のプッシュプル型ＤＣ／ＤＣコンバータ。

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