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CN103595253A - 一种降低mosfet开关损耗的新型控制方法 - Google Patents

一种降低mosfet开关损耗的新型控制方法 Download PDF

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CN103595253A
CN103595253A CN201310351679.4A CN201310351679A CN103595253A CN 103595253 A CN103595253 A CN 103595253A CN 201310351679 A CN201310351679 A CN 201310351679A CN 103595253 A CN103595253 A CN 103595253A
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M·特莱福斯
李为
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Flextronics International USA Inc
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Abstract

一种控制开关模式功率变换器的方法，通过强制主开关两端的电压为零而使能够实现零电压开关。其能通过感测当在该功率变换器的次级侧的电流何时下降至零或其他阀值时，并且然后作为响应产生流过次级绕组的负序电流而实现。负序次级电流导致初级绕组中相应的放电电流，其降低主开关两端的电压。监控主开关两端的电压，从而当该电压达到零或其他阀值时，主开关被导通。以此方式，电路作为双向电流电路工作，其中正向电流传输能量至负载并且反向电流提供控制以降低主开关两端的电压，以使得能够实现零电压开关。

Description

一种降低MOSFET开关损耗的新型控制方法
技术领域
本发明总体上针对功率变换器领域。更具体地，本发明针对控制在功率变换器中使用的开关器件的开关以降低开关损耗。
背景技术
多年以来，数种功率变换器的拓扑结构被开发出来以图改进功率变换器的功率密度和开关效率。新的变换器拓扑结构的新兴焦点在于提供一种降低或消除变换器开关损耗的同时增加开关频率的手段。更低的损耗和更高的开关频率意味着更高效率的变换器，从而降低变换器元件的大小和重量。此外，引入高速复合半导体开关，例如通过脉宽调制(PWM)操作的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)开关，近来的正反激式拓扑结构现在可以以极大地增加的开关频率操作，例如高至1.0MHz。
然而，开关频率的增加可能导致开关和元件应力相关的损耗相应的增加，亦会导致增加的电磁干扰(EMI)、噪音、以及开关换流问题，这是由于半导体开关在高电压和/或高电流水平的快速开/关切换所造成的。此外，现代的电子元件被期在小空间内、高效地且带来极少不良副作用地执行多功能。例如，提供相对高功率密度和高开关频率的现代电压变换器亦应包括整齐的电路拓扑结构，提供输入或“源”电压与输出或“负载”电压的隔离，且亦提供可变的升压或降压电压变换。
图1示出了传统的反激式电压变换器。变换器10包括晶体管T1、控制器14、变压器12、电容器C1、以及二极管D1。至该电路的输入电压可以为来源于AC电源的整流和滤波后的未调整的DC电压。该晶体管T1为快速开关器件，例如MOSFET，其开关被快速动态控制器14控制以保持一个理想的输出电压Vout。使用二极管D1和电容器C1整流和滤波次级绕组电压。反激变换器的变压器12不同于典型的变压器而工作。有负载时，典型的变压器的初级和次级绕组同时导电。然而，在反激变换器中，变压器的初级和次级绕组并不同时载流。操作中，当晶体管T1导通时，变压器12的初级绕组被耦合到输入电源电压，使得输入电源电压出现在初级绕组两端，其结果是，变压器12中的磁通量增加，且初级绕组电流线性提升。然而，晶体管T1导通时，二极管D1被反向偏压且没有电流流过次级绕组。即使次级绕组在晶体管T1导通时并不传导电流，耦合至电容器C1、以电阻器Rload表示的负载仍因之前存储在电容器中电荷而接收到连续的电流。
当晶体管T1关断时，初级绕组电流路径被断开，并且初级绕组和次级绕组两端的电压极性被倒转，使得二极管D1被正向偏压。如此，初级绕组电流被中断，但次级绕组开始传导电流，因此从变压器的磁场转移能量至变换器的输出。此能量转移包括给电容器C1充电及传输能量至负载。如果晶体管T1的关断期间足够长，次级电流有足够的时间衰减至零，以及使存储在变压器12中的磁场能量完全地被消散。
反激拓扑结构长期以来都引人注目，因为其相比于其他在低功率应用中使用的拓扑结构而言相对简单。反激“变压器”具有提供能量存储和变换器隔离的双重目的，当与例如正向变换器相比时，理论上最小化磁性元件的数量。增加开关频率是降低整体电源大小和重量的一种有效的方法。使用反激的一个缺点是其使开关元件经受相对高的电压和电流应力。此外，主开关所见的高关断电压(由变压器漏电感和开关电容间的寄生振荡所导致)传统上需要使用电阻器、电容器、如缓冲电路的二极管分支电路。此寄生振荡造成极多谐波且以EMI污染了环境，导致开关元件的以额外热耗散形式的高开关损耗。
为了降低或消除开关损耗以及降低EMI噪音，使用“谐振”或“软”开关技术越来越多地在本领域中被采用。将谐振开关技术应用于传统功率变换器拓扑结构对高密度和高频率提供了诸多优点，以降低或消除开关应力且降低EMI。然而，需要提供对功率开关(例如图1中的晶体管T1)的控制以及与复合控制相关联的元件的复杂性，造成商业应用中的受限的使用。
谐振开关技术通常包括和半导体开关串联的电感器-电容器(LC)分支电路，当该半导体开关被导通时，在变换器内产生谐振的分支电路。进而，在开关周期期间对谐振开关的导通/关断控制周期进行定时，以符合在各个变换器元件两端的特定的电压和电流条件，允许在低或零电压和/或低或零电流条件下的开关。零电压开关(ZVS)和/或零电流开关(ZCS)固有地降低或消除了许多频率相关的开关损耗。
将这样的谐振开关技术应用于传统功率变换器拓扑结构对高密度、高频率变换器提供了诸多优点，例如准正弦的电流波形、降低或消除的变换器电子元件的开关应力、降低的频率相关损耗、和/或降低的EMI。然而，在控制零电压开关和/或零电流开关期间引致的能量损耗，以及在驱动和控制谐振器件期间引致的损耗仍然是有问题的。
在诸如充电器或适配器电源的小功率产品中普遍使用的反激变换器中，变换器在断续模式下操作，其意味着通过变压器的初级绕组的电流被允许降至零。一种方法中，此变换器利用在续流电流降至零之后出现的谐振来对开关晶体管的漏极到源极寄生电容放电。当谐振电压达到谷点时，晶体管导通以实现低电压导通，以及甚至在某些条件下的零电压导通。在谐振期间达到的谷电压电平依赖于输入电压电平和在变压器初级绕组上的反射输出电压。然而，谷电压电平越低，当晶体管关断时晶体管两端的电压尖峰就越大。如此，谷电压电平收到晶体管关断时施加于其的相应的应力的限制。对晶体管的应力随输入电压的增高而增高。
在另一种方法中，在反激变换器次级侧的续流二极管两端添加电容器。在续流电流降至零后，在二极管两端的反向电压给电容器充电。充电电流反射至电路的初级侧并且产生施加至晶体管的放电电流，其拉低漏极到源极电压。只要放电电流足够大，晶体管漏极到源极电压可以在导通时为零。然而，在变压器和在续流二极管两端所添加的电容器之间的谐振电流增大了在次级绕组上的电流应力，并且导致额外的导电损耗。
发明内容
开关模式功率变换器的实施例针对控制的方法，该控制通过强制主开关两端的电压为零或接近零而能够实现零或接近零的电压开关。这通过感测功率变换器的次级侧上的电流何时降至零或其他阀值，然后响应该事件产生流过次级绕组的负序电流而达成。负序次级电流导致初级绕组中的相应的放电电流，其降低了主开关两端的电压，例如通过对开关晶体管两端的寄生电容放电。监控主开关两端的电压，从而当电压达到零或其他阀值时，主开关导通。如此，电路作为双向电流电路工作，其中正向电流传输能量至负载并且反向电流提供控制以降低主开关两端的电压，以能够实现零电压开关。
在一个方面，公开了一种控制开关模式功率变换器的方法。该方法包括配置开关模式功率变换器，该开关模式功率变换器具有变压器、耦合至该变压器的次级绕组的输出电路、以及耦合至该变压器的初级绕组的开关。该方法也包括确定输出电路中的阀值条件，针对所述阈值条件，所述开关将被导通。该方法也包括响应于确定了所述阈值条件，使能流过所述变压器的所述次级绕组的负序次级电流，其中所述负序次级电流产生流过初级绕组的相应的放电电流，而且其中放电电流降低所述开关两端的电压。该方法也包括确定该开关两端的电压何时下降至阀值，以及一旦该电压下降至该阀值，将该开关导通。
在一些实施例中，该开关为晶体管，并且放电电流对晶体管的寄生电容放电，因此降低晶体管两端的电压。在一些实施例中，该阀值大致上为零伏特，因此实现零电压开关。在一些实施例中，该方法还包括感测流过变压器的次级绕组的次级电流的值，其中该输出电路中的该阀值条件对应于所述次级电流的值从正值变为零。在一些实施例中，使能负序次级电流包括产生驱动信号以使能负序次级电流，其中该驱动信号包括在该负序电流从正值改变到零之后的延迟。在一些实施例中，使能负序次级电流包括使能从该输出电路中的输出电容器到该次级绕组的可替换电流路径。在一些实施例中，当使能可替换电流路径时，根据从输出电容器的放电产生负序次级电流。在一些实施例中，使能可替换电流路径包括将可替换电流路径内的第二开关导通。在一些实施例中，开关模式功率变换器被配置为反激式功率变换器电路、正向式功率变换器电路、推挽式功率变换器电路、半桥式功率变换器电路、和全桥式功率变换器电路之
在另一个方面，公开了另一种控制开关模式功率变换器的方法。该方法包括配置开关模式功率变换器，该开关模式功率变换器具有变压器、耦合至该变压器的次级绕组的输出电路、以及耦合至该变压器的初级绕组的开关，其中该功率变换器电路被配置为当该开关导通并且正序初级电流流过初级绕组时，在初级绕组中存储能量，并且当该开关关断并且正序次级电流流过次级绕组时，从初级绕组向该输出电路传输所存储的能量。该方法也包括当该开关关断时感测该次级电流以确定该次级电流何时从正下降至零。该方法也包括根据确定了该次级电流从正下降至零，使能流过该次级绕组的负序次级电流，其中该负序次级电流产生流过初级绕组的相应的负序初级电流，而且其中负序初级电流降低该开关两端的电压。该方法也包括确定该开关两端的电压何时下降至阀值，以及一旦该电压下降至阀值，将该开关导通。
在一些实施例中，该开关为晶体管，且负序初级电流对晶体管的寄生电容放电，因此降低晶体管两端的电压。在一些实施例中，该阀值大致上为零伏特，因此实现零电压开关。在一些实施例中，使能负序次级电流包括使能从输出电路中的输出电容器到次级绕组的可替换电流路径。在一些实施例中，当使能负序次级电流时，根据从输出电容器的放电产生负序次级电流。在一些实施例中，使能可替换电流路径包括将可替换电流路径内的第二开关导通。在一些实施例中，功率变换器电路被配置为反激式变换器电路。在一些实施例中，使能负序次级电流包括产生驱动信号以使能负序次级电流，其中该驱动信号包括在该次级电流从正值下降至零后的延迟。
在又一个方面，公开了开关模式功率变换器。该功率变换器包括具有次级绕组和耦合至输入电源电压的初级绕组的变压器；串联耦合至初级绕组的开关；耦合至该开关的第一控制器，其中该第一控制器被配置为使该开关导通和关断；以及耦合至次级绕组的输出电路。该输出电路包括第二控制器，该第二控制器被配置为确定该输出电路中的阀值条件，针对该阈值条件，该开关将被导通。该第二控制器还被配置为响应于确定了该阈值条件，使能流过变压器的次级绕组的负序次级电流。该负序次级电流产生流过初级绕组的相应的放电电流，该放电电流降低该开关两端的电压。该第一控制器还被配置为确定该开关两端的电压何时下降至阀值，以及一旦该电压下降至该阀值，将所述开关导通。
在一些实施例中，该开关为晶体管，且该放电电流对晶体管的寄生电容放电，因此降低晶体管两端的电压。在一些实施例中，该阀值大致上为零伏特，因此实现零电压开关。在一些实施例中，该输出电路也包括耦合至次级绕组和第二控制器的感测电路，其中第二控制器被配置为根据该感测电路所感测的数据，确定流过变压器的次级绕组的次级电流的值，其中该输出电路中的该阀值条件对应于次级电流的值从正值变为零。在一些实施例中，该感测电路为分压器电路。
在一些实施例中，该输出电路也包括串联耦合至变压器的次级绕组的二极管，和串联耦合至该二极管的输出电容器，其中该二极管被配置为当被正向偏压时使能从次级绕组向输出电容器的电流。在一些实施例中，该输出电路也包括并联耦合至该二极管的第二开关，而且其中该第二控制器耦合至该第二开关，该第二控制器被配置为使该第二开关导通和关断。在一些实施例中，该第二控制器还被配置为产生用于该第二开关的驱动信号，其中该驱动信号包括在确定了该输出电路中的该阀值条件后的延迟。在一些实施例中，当该第二开关为导通时，在该输出电容器和该变压器的该次级绕组之间形成可替换电流路径，而且其中该负序次级电流经由该可替换电流路径从该输出电容器向该次级绕组流动。在一些实施例中，当形成该可替换电流路径时，根据从该输出电容器的放电产生该负序次级电流。在一些实施例中，该输出电路被配置为双向电流电路，其中第一电流方向对应于从该次级绕组向该输出电容器和该输出电路的输出的正序次级电流，以传输功率，并且第二电流方向对应于从该输出电容器向该次级绕组的负序次级电流，以针对切换耦合至初级绕组的该开关提供控制。在一些实施例中，第二开关为晶体管。
在一些实施例中，该功率变换器也包括耦合至该开关和第一控制器的感测电路，其中该第一控制器被配置为根据该感测电路所感测的数据，确定该开关两端的电压。在一些实施例中，该功率变换器被配置为反激式功率变换器电路、正向式功率变换器电路、推挽式功率变换器电路、半桥式功率变换器电路、和全桥式功率变换器电路之一。
在又一个方面，公开了另一种开关模式功率变换器。该功率变换器包括变压器、第一开关、第一控制器、二极管、第二开关、第二控制器、输出电容器以及感测电路。该变压器具有耦合至输入电源电压的初级绕组和次级绕组。该第一开关串联耦合至该初级绕组。该第一控制器耦合至该第一开关，其中该第一控制器被配置为使所述第一开关导通和关断。该二极管串联耦合至该次级绕组。该第二开关并联耦合至该二极管。该第二控制器耦合至该第二开关，其中该第二控制器被配置使该第二开关导通和关断。该输出电容器耦合至该二极管和该第二开关。该感测电路被、耦合至该次级绕组和该第二控制器。该第二控制器被配置为根据该感测电路所感测的数据确定阀值条件，并当达到所述阀值条件时将该第二开关导通，从而形成用于负序次级电流从该输出电容器向该次级绕组流动的可替换电流路径，该负序次级电流产生流过该初级绕组的相应的放电电流，该放电电流降低该开关两端的电压。该第一控制器还被配置为确定该第一开关两端的电压何时下降至阀值，以及一旦该电压下降至该阀值，将该第一开关导通。
附图说明
参考附图描述数个示例实施例，其中相似的元件被提供以相似的附图标记。示例实施例意图说明而非限制本发明。附图包括如下图：
图1图示传统的反激式电压变换器。
图2图示根据一个实施例的功率变换器。
图3图示对应图2的功率变换器的操作的示例性电压和电流波形图。
具体实施方式
本申请的实施例针对功率变换器。本领域技术人员将能了解以下对功率变换器的具体描述仅为说明性的且并不意为以任何方式加以限制。获知本公开内容的益处的本领域技术人员将容易得到功率变换器的其他实施例。
现在将具体参考在附图中说明的功率变换器的实施。贯穿附图和如下详细的描述，将使用相同的参考标记以指代相同或相似的部件。为了清楚的目的，并非所有此处描述的实施的惯常特征都被示出及描述。当然，应当理解，在任何这样的实际实施的开发中，必须进行许多实施特定的决定，以便实现开发者特定的目标，例如符合相关的应用和商业的限制，以及这些特定的目标将会根据一个实施到另一个实施以及一个开发者到另一个开发者而变化。此外，应当理解虽然这样的开发努力可能复杂而耗时，然而对获知本公开内容的益处的本领域技术人员而言将为惯常的工程任务。
图2图示根据一个实施例的功率变换器。功率变换器100被配置为在输入节点Vin接收未稳定的DC电压信号，并且提供稳定的输出电压Vout。至电路的输入电压可能为来源于AC电源的整流后的未稳定的DC电压。输入电压被典型地滤波，例如通过电容器102。在一些实施例中，输出电压电位适合于很多低压电器，例如笔记本电脑、手机及其他手持设备。在一个示例性实施例中，输出电压Vout可以被设置在范围5-40VDC之中。可替换地，功率变换器100可以提供小于5VDC或大于40VDC的输出电压Vout。
功率变换器100被配置作为反激变换器。应当理解，此处描述的概念可以被应用于可替换地配置的开关模式变换器，包括但不限制于正向变换器、推挽式变换器、半桥式变换器以及全桥式变换器。功率变换器100包括开关106、控制器114、感测电阻器112和变压器104。开关106与变压器104的初级绕组和感测电阻器112串联耦合。控制器114被耦合至开关106以导通和关断开关。
功率变换器100还包括耦合至变压器104的次级绕组的输出电路系统。输出电路装置包括续流整流二极管116、开关118、控制器120和输出电容器126。开关118并联耦合至二极管116。二极管116的阳极耦合至次级绕组的第一端子。二极管116的阴极耦合至输出电容器126的第一端子并且耦合至输出节点Vout。输出电容器126在被表示为电阻器128的输出负载两端耦合至Vout节点。控制器120耦合至开关118以导通和关断开关。输出电路亦包括配置为测量次级绕组电流Isec(I次级)的感测电路。在图2的示例性配置中，感测电路包括电阻分压器，其包括并联耦合至电容器126的电阻器122和124，以测量电容器126两端的电压。在可替换的配置中(未示出)，感测电路可以包括并联耦合至次级绕组的电阻分压器。通常而言，感测电路可被配置为使用任何传统技术以确定次级电流Isec的值。
开关106和开关118均为合适的开关器件。在示例性实施例中，开关106和辅助开关118均为n型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)器件。可替换地，对本领域技术人员而言已知的任何其他半导体开关器件可以代替开关106和/或开关118。随后的描述基于n通道的MOSFET。晶体管106的寄生电容被表示为寄生电容器110，且晶体管106的固有的体二极管被表示为体二极管108。
功率变换器100被配置为使用晶体管106的零电压开关的开关模式功率传输。在操作中，当晶体管106导通时，漏极至源极电压Vds本质上为零。在实施中，电阻器112的值非常小，所以电阻器两端的电压下降可忽略。如此，在将晶体管106从导通切换到关断时，零电压开关自动实现。然而，当晶体管106关断时，晶体管的寄生电容导致非零的漏极至源极电压Vds。在晶体管106被从关断到导通之前，漏极至源极电压Vds被强制为零或接近零。为了强制漏极至源极电压Vds为零，输出电路被配置为产生流过变压器104的次级绕组的负序次级电流Isec。负序次级电流Isec反射至电路的初级侧，且产生施加至晶体管106的负序初级电流或放电电流Ipri。放电电流拉低漏极至源极电压Vds。控制器114被配置为当漏极至源极电压Vds为零或其他非零阀值时导通晶体管106，因此提供零电压开关。在一些实施例中，控制器114感测源极电压Vs，并且根据感测的源极电压Vs确定相应的漏极至源极电压Vds何时等于零。应当理解，可以使用替换配置来感测电路条件并确定漏极至源极电压Vds何时等于零。
图3图示对应于图2的功率变换器100的操作的示例性电压和电流波形图。波形200示出晶体管106的栅极电压Vg。波形202示出晶体管106的漏极电压Vd。波形204示出流过晶体管104的初级绕组的初级电流Ipri。波形206示出晶体管106的漏极至源极电压Vds。波形208示出流过晶体管104的次级绕组次级电流Isec。
如波形200所示，当栅极电压Vg为低(在此情形下为零伏特)时，晶体管106关断，并且当栅极电压Vg为高(在此为12伏特)时，晶体管106导通。在时间t1，栅极电压Vg变高并且晶体管106导通。当晶体管106导通时，漏极电压Vd为零伏特，如波形202所示。电阻器112的值非常小，因此电阻器两端的电压降可忽略。漏极电压Vd保持在零伏特，直到晶体管106关断后。
当晶体管106在时间t1导通时，初级电流Ipri斜向上上升，如波形204所示。因为功率变换器100具有反激配置，二极管116在晶体管106导通时被反向偏压。由于反向偏压的二极管116，当晶体管106导通时，次级电流Isec为零，如波形208所示。当晶体管106保持导通时，变压器104的初级绕组由于正序初级电流Ipri而存储能量。
在时间t2，栅极电压Vg变低并且晶体管106关断。当晶体管106关断时，初级电流Ipri变为零，并且漏极电压Vd和漏极至源极电压Vds变高。因为漏极电压Vd变高，二极管116变为正向偏压。存储在变压器104的初级绕组中的能量感生出正序次级电流Isec，其通过正向偏压的二极管116向输出节点Vout传输。以此方式，能量被传输至负载，且能量亦被存储在电容器126中。次级电流Isec的值随存储在初级绕组中的能量耗散而降低，直到能量被完全消散并且次级电流Isec为零，其对应图3中的时间t3。
在传统的反激功率变换器中，如果当次级电流Isec到达零(例如在时间t3)时晶体管保持关断，那么作为晶体管中的寄生电容存储的能量则导致由初级绕组和晶体管的等效寄生电容器形成的谐振电路。在该谐振电路中，漏极电压Vd上下振荡。晶体管在振荡的漏极电压Vd的一个低点处导通。
相反地，本申请的功率变换器被配置为控制晶体管106两端的寄生电容并且在导通晶体管之前将漏极至源极电压Vds驱动至零或接近零。输出电路中的感测电路和控制器感测并且确定次级电流Isec何时到达零。在图3的示例性配置中，控制器120被配置为经由通过电阻器122和124形成的电阻分压器感测和确定次级电流Isec。当次级电流Isec到达零时，图3中在时间t3，控制器120导通晶体管118。因为晶体管118导通，形成从正序地充电的电容器126至变压器104的次级绕组的供替换的电流路径，因此旁路正向偏压二极管116。如果不使用该可替换电流路径，则由于正序地充电的电容器126的任意反向电流将被正向偏压二极管116所阻挡。可替代电流路径使得负序电流能够从正序地充电的电容器126流过导通的晶体管118并且流过次级绕组。该负序电流在波形208中被示出为从时间t3至时间t4的负序次级电流。负序次级电流Isec反射至电路的初级侧。当负序次级电流Isec在时间t4到达阀值时，感生出负序初级电流Ipri或放电电流。负序初级电流Ipri对晶体管106的寄生电容进行放电，因此驱动漏极至源极电压Vds下降
控制器114确定漏极至源极电压Vds何时被拉低至零伏特，其对应图3中的时间t5。当控制器114确定漏极至源极电压Vds为零或在零的可接受的范围内时，晶体管106导通，因此实现零电压开关。在次级电流Isec下降至零后，通过调整晶体管118的关断延迟易于对放电电流水平进行程序化。关断延迟越长，放电电流越高。控制方案确保产生足够的放电电流以对寄生电容进行放电并且将漏极至源极电压Vds降低至零。
以此方式，功率变换器被配置为将开关晶体管的漏极至源极电压Vds驱动至零以实现零电压开关。功率变换器不使用谐振电路的振荡而对晶体管开关定时。功率变换器亦不使用反馈信号来用信号通知控制器114何时导通晶体管106。功率变换器被配置为双向电路。正序次级电流Isec在第一方向上通过次级绕组传输以传输功率，而负序次级电流Isec在第二方向上通过次级绕组传输以强制晶体管106的零电压开关。用于使能够实现零电压开关的该控制方案不会对晶体管106引入任何额外的电压应力。
在一些实施例中，控制器120在次级电流Isec下降至零后，产生用于晶体管118的具有延迟的驱动信号。在延迟期间，晶体管106的寄生电容与漏电感谐振，并且因此在延迟后不对导通晶体管106造成影响。因为该延迟，功率变换器可操作在断续电流模式(DCM)及固定频率开关中。该延迟使得在DCM或临界DCM中，跳周期(突发模式)对轻负载可行。
在可替换的配置中，使用双向开关取代二极管116和晶体管118。双向开关的体二极管作为续流二极管116而工作。双向开关的控制与晶体管118相同以使得能够实现负序次级电流Isec。
已经关于合并了细节的具体实施例描述了本申请以助于理解功率变换器的构造和操作的原理。在各个图中示出及描述的元件中的许多元件可以互换以实现必要的结果，并且本说明书应该被理解亦包含这样的互换。如此，此处对具体实施例及其细节的参考并不意图限制所附权利要求的范围。本领域技术人员清楚在不偏离本申请的精神和保护范围的基础上可以对选择的用于说明的实施例进行修改。

Claims (32)

1.一种控制开关模式功率变换器的方法，包括：
a.配置开关模式功率变换器，所述开关模式功率变换器具有变压器、耦合至所述变压器的次级绕组的输出电路、以及耦合至所述变压器的初级绕组的开关；
b.确定所述输出电路中的阀值条件，针对所述阈值条件，所述开关将被导通；
c.响应于确定所述阈值条件，使能流过所述变压器的所述次级绕组的负序次级电流，其中所述负序次级电流产生流过所述初级绕组的相应的放电电流，而且其中所述放电电流降低所述开关两端的电压；
d.确定所述开关两端的所述电压何时下降至阀值；以及
e.一旦所述电压下降至所述阀值，将所述开关导通。
2.如权利要求1所述的方法，其中所述开关包括晶体管，并且所述放电电流对所述晶体管的寄生电容放电，因此降低所述晶体管两端的所述电压。
3.如权利要求1所述的方法，其中所述阀值大致上为零伏特，因此实现零电压开关。
4.如权利要求1所述的方法，还包括感测流过所述变压器的所述次级绕组的次级电流的值，其中所述输出电路中的所述阀值条件对应于所述次级电流的值从正值变为零。
5.如权利要求4所述的方法，其中使能所述负序次级电流包括产生驱动信号以使能所述负序次级电流，其中所述驱动信号包括在所述次级电流从正值变为零后的延迟。
6.如权利要求1所述的方法，其中使能所述负序次级电流包括使能从所述输出电路中的输出电容器到所述次级绕组的可替换电流路径。
7.如权利要求6所述的方法，其中当使能所述可替换电流路径时，根据从所述输出电容器的放电产生所述负序次级电流。
8.如权利要求6所述的方法，其中使能所述可替换电流路径包括将所述可替换电流路径内的第二开关导通。
9.如权利要求1所述的方法，其中所述开关模式功率变换器被配置为反激式功率变换器电路、正向式功率变换器电路、推挽式功率变换器电路、半桥式功率变换器电路和全桥式功率变换器电路之一。
10.一种控制开关模式功率变换器的方法，包括：
a.配置开关模式功率变换器，所述开关模式功率变换器具有变压器、耦合至所述变压器的次级绕组的输出电路、以及耦合至所述变压器的初级绕组的开关，其中所述功率变换器电路被配置为当所述开关导通并且正序初级电流流过所述初级绕组时，在所述初级绕组中存储能量，并且当所述开关关断并且正序次级电流流过所述次级绕组时，从所述初级绕组向所述输出电路传输所存储的能量；
b.当所述开关关断时感测所述次级电流以确定所述次级电流何时从正下降至零；
c.根据确定了所述次级电流从正下降至零，使能流过所述次级绕组的负序次级电流，其中所述负序次级电流产生流过所述初级绕组的相应的负序初级电流，而且其中所述负序初级电流降低所述开关两端的电压；
d.确定所述开关两端的所述电压何时下降至阀值；以及
e.一旦所述电压下降至所述阀值，将所述开关导通。
11.如权利要求10所述的方法，其中所述开关包括晶体管，并且所述负序初级电流对所述晶体管的寄生电容放电，因此降低所述晶体管两端的所述电压。
12.如权利要求10所述的方法，其中所述阀值大致上为零伏特，因此实现零电压开关。
13.如权利要求10所述的方法，其中使能所述负序次级电流包括使能从所述输出电路中的输出电容器到所述次级绕组的可替换电流路径。
14.如权利要求13所述的方法，其中当使能所述可替换电流路径时，根据从所述输出电容器的放电产生所述负序次级电流。
15.如权利要求13所述的方法，其中使能所述可替换电流路径包括将所述可替换电流路径内的第二开关导通。
16.如权利要求10所述的方法，其中所述功率变换器电路被配置为反激式变换器电路。
17.如权利要求10所述的方法，其中使能所述负序次级电流包括产生驱动信号以使能所述负序次级电流，其中所述驱动信号包括在所述次级电流从正值下降至零后的延迟。
18.一种开关模式功率变换器，包括：
a.变压器，具有次级绕组和耦合至输入电源电压的初级绕组；
b.串联耦合至所述初级绕组的开关；
c.耦合至所述开关的第一控制器，其中所述第一控制器被配置为使所述开关导通和关断；以及
d.耦合至所述次级绕组的输出电路，其中所述输出电路包括第二控制器，所述第二控制器被配置为确定所述输出电路中的阀值条件，针对所述阈值条件，所述开关将被导通，所述第二控制器还被配置为响应于确定所述阈值条件，使能流过所述变压器的所述次级绕组的负序次级电流，其中所述负序次级电流产生流过所述初级绕组的相应的放电电流，所述放电电流降低所述开关两端的电压，
其中所述第一控制器还被配置为确定所述开关两端的所述电压何时下降至阀值，以及一旦所述电压下降至所述阀值，将所述开关导通。
19.如权利要求18所述的功率变换器，其中所述开关包括晶体管，并且所述放电电流对所述晶体管的寄生电容放电，因此降低所述晶体管两端的所述电压。
20.如权利要求18所述的功率变换器，其中所述阀值大致上为零伏特，因此实现零电压开关。
21.如权利要求18所述的功率变换器，其中所述输出电路还包括耦合至所述次级绕组和所述第二控制器的感测电路，其中所述第二控制器被配置为根据所述感测电路所感测的数据，确定流过所述变压器的所述次级绕组的次级电流的值，其中所述输出电路中的所述阀值条件对应于所述次级电流的值从正值变为零。
22.如权利要求21所述的功率变换器，其中所述感测电路包括分压器电路。
23.如权利要求18所述的功率变换器，其中所述输出电路还包括串联耦合至所述变压器的所述次级绕组的二极管和串联耦合至所述二极管的输出电容器，其中所述二极管被配置为当被正向偏压时使能从所述次级绕组向所述输出电容器的电流。
24.如权利要求23所述的功率变换器，其中所述输出电路还包括并联耦合至所述二极管的第二开关，而且其中所述第二控制器耦合至所述第二开关，所述第二控制器被配置为使所述第二开关导通和关断。
25.如权利要求24所述的功率变换器，其中所述第二控制器还被配置为产生用于所述第二开关的驱动信号，其中所述驱动信号包括在确定了所述输出电路中的所述阀值条件后的延迟。
26.如权利要求24所述的功率变换器，其中当所述第二开关导通时，在所述输出电容器和所述变压器的所述次级绕组之间形成可替换电流路径，而且其中所述负序次级电流经由所述可替换电流路径从所述输出电容器向所述次级绕组流动。
27.如权利要求26所述的功率变换器，其中当形成所述可替换电流路径时，根据从所述输出电容器的放电产生所述负序次级电流。
28.如权利要求26所述的功率变换器，其中所述输出电路被配置为双向电流电路，其中第一电流方向对应于从所述次级绕组向所述输出电容器和所述输出电路的输出的正序次级电流，以传输功率，并且第二电流方向对应于从所述输出电容器向所述次级绕组的负序次级电流，以针对切换耦合至所述初级绕组的所述开关提供控制。
29.如权利要求24所述的功率变换器，其中所述第二开关包括晶体管。
30.如权利要求18所述的功率变换器，还包括耦合至所述开关和所述第一控制器的感测电路，其中所述第一控制器被配置为根据所述感测电路所感测的数据确定所述开关两端的电压。
31.如权利要求18所述的功率变换器，其中所述功率变换器被配置为反激式功率变换器电路、正向式功率变换器电路、推挽式功率变换器电路、半桥式功率变换器电路和全桥式功率变换器电路之一。
32.一种开关模式功率变换器，包括：
a.变压器，具有次级绕组和耦合至输入电源电压的初级绕组；
b.串联耦合至所述初级绕组的第一开关；
c.耦合至所述第一开关的第一控制器，其中所述第一控制器被配置为使所述第一开关导通和关断；
d.串联耦合至所述次级绕组的二极管；
e.并联耦合至所述二极管的第二开关；
f.耦合至所述第二开关的第二控制器，其中所述第二控制器被配置为使所述第二开关导通和关断；
g.耦合至所述二极管和所述第二开关的输出电容器；以及
h.耦合至所述次级绕组和所述第二控制器的感测电路，
其中所述第二控制器被配置为根据所述感测电路所感测的数据确定阀值条件，并当达到所述阀值条件时将所述第二开关导通，从而形成用于负序次级电流从所述输出电容器向所述次级绕组流动的可替换电流路径，所述负序次级电流产生流过所述初级绕组的相应的放电电流，所述放电电流降低所述开关两端的电压，其中所述第一控制器还被配置为确定所述第一开关两端的所述电压何时下降至阀值，以及一旦所述电压下降至所述阀值，将所述第一开关导通。
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