JP6452231B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP6452231B2 JP6452231B2 JP2014204549A JP2014204549A JP6452231B2 JP 6452231 B2 JP6452231 B2 JP 6452231B2 JP 2014204549 A JP2014204549 A JP 2014204549A JP 2014204549 A JP2014204549 A JP 2014204549A JP 6452231 B2 JP6452231 B2 JP 6452231B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- choke coil
- current
- switching
- switching element
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33576—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
- H02M3/33592—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
本発明は、入力電圧を所望の電圧に変換し電子機器に供給する絶縁型コンバータとして機能するスイッチング電源装置に関する。
（シングルエンディッドフォワードコンバータ）
従来、入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を得ることができる絶縁型コンバータとして、シングルエンディッドフォワードコンバータが知られている（特許文献１）。
従来、入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を得ることができる絶縁型コンバータとして、シングルエンディッドフォワードコンバータが知られている（特許文献１）。
図１７に示すように、シングルエンディッドフォワードコンバータ１００は、入力電源１０２に主トランス１０４の1次巻線１０４ａと主スイッチング素子１０６が接続される。主トランス１０４の２次巻線１０４ｂには、フォワード側同期整流素子１０８とフライホイール側同期整流素子１１０を備えた整流回路１０７と出力チョークコイル１１２および出力コンデンサ１１４を備えた平滑回路１１１が接続され、出力コンデンサ１１４に負荷が接続され、出力電力を得られる構成となっている。
制御回路１１６は、固定のスイッチング周波数を発生するＰＷＭ制御回路であり、主スイッチング素子１０６のオン、オフが制御される。
フォワード側同期整流素子１０８とフライホイール側同期整流素子１１０は、主トランス１０４の３次巻線１０４ｃに発生する電圧を受けて動作するスイッチング素子１２６、ダイオード１２８及びツェナーダイオード１３０を備えた同期整流素子駆動回路１２２と、スイッチング素子１２２と信号伝達用トランス１２４を備えたゲート放電回路１２０によりオン、オフが制御される。
フォワード側同期整流素子１０８は、主スイッチング素子１０６のオン、オフに同期してオン、オフされる。フライホイール側同期整流素子１１０は主スイッチング素子１０６がオフのときにオンされ、主スイッチング素子１０６がオンのときにオフされる。フライホイール側同期整流素子１１０のオフと主スイッチング素子１０６のオン（フォワード側同期整流素子１０８のオンに対応）は、遅延回路１１８によりデッドタイムが設けられて駆動される。
入力電源１０２から供給される電力は、主スイッチング素子１０６のオン、オフにより断続電力として主トランス１０４に供給される。主トランス１０４の１次巻線１０４ａと２次巻線１０４ｂはフォワード結合で用いられており、主スイッチング素子１０６がオンしているときの電力が１次巻線１０４ａから２次巻線１０４ｂに伝達される。
整流回路１０７および平滑回路１１１は、主トランス１０４のフォワード結合で伝送された電力を整流・平滑することで、出力電力Ｖｏを生成させる。出力電圧Ｖｏは、入力電圧Ｖｉｎ、主トランス１０４における１次巻線１０４ａの巻き数Ｎ１と２次巻線１０４ｂの巻き数Ｎ２による巻数比（Ｎ２／Ｎ１）、主スイッチング素子１０６のオンデューティｄｕｔｙで決定される。
Ｖｏ＝（Ｎ２ ／ Ｎ１）・Ｖｉｎ・ｄｕｔｙ
シングルエンディッドフォワードコンバータ１００は、固定のスイッチング周波数で動作し、出力電圧は主スイッチング素子１０６のオンデューティで制御することができるため、簡単な制御回路（ＰＷＭ制御回路）で動作させることができる。また、主トランス１０４をフォワードトランスとして用いていることからトランスの変換効率が高い。
シングルエンディッドフォワードコンバータ１００は、固定のスイッチング周波数で動作し、出力電圧は主スイッチング素子１０６のオンデューティで制御することができるため、簡単な制御回路（ＰＷＭ制御回路）で動作させることができる。また、主トランス１０４をフォワードトランスとして用いていることからトランスの変換効率が高い。
（ＬＬＣ共振コンバータ）
従来、入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を得ることができる絶縁型コンバータの他の方式として、ＬＬＣ共振コンバータがある（特許文献２，３）。
従来、入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を得ることができる絶縁型コンバータの他の方式として、ＬＬＣ共振コンバータがある（特許文献２，３）。
図１８は従来のＬＬＣ共振コンバータ（特許文献２）を示す。ＬＬＣ共振コンバータに設けた主トランスＴ１の１次巻線Ｎ１には、共振コンデンサＣ１と共振インダクターＬ１の直列共振回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、約５０％のデューティで対称かつ交互にオン、オフするハーフブリッジ回路となっており、共振コンデンサＣ１、共振インダクターＬ１及び主トランスＴ１が共振状態になるように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数が制御される。
主トランスＴ１の２次巻線Ｎ２には、整流素子Ｄ３,Ｄ４を備えたセンタータップ方式の全波整流回路と、出力コンデンサＣｏを備えた平滑回路が接続され、出力コンデンサＣｏに負荷が接続される構成となっている。
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動する制御回路２０２は、周波数変調制御回路（ＰＦＭ制御回路）となっており、差動増幅器２０３による出力電圧と基準電圧との誤差電圧に応じたＶＣＯ（電圧制御発振器）の制御によって出力電圧が所定の値になるようにスイッチング周波数が制御される。このとき共振コンデンサＣ１、共振インダクターＬ１及び主トランスＴ１が常に共振状態になるようにスイッチング周波数が制御される。
ＬＬＣ共振コンバータは、図１７に示したシングルエンディッドフォワードコンバータと異なり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がソフトスイッチング動作で駆動されるため、スイッチング損失の増大やサージ電圧の発生等が無い。従って、高効率、低ノイズのスイッチング電源を得ることができる。
しかしながら、図１７に示した従来のシングルエンディッドフォワードコンバータは、主スイッチング素子がハードスイッチングで用いられており、スイッチング損失の増大やサージ電圧の発生等が見られるため、効率の低下や大きなノイズが発生すると言った問題を持っている。
これに対し、図１８に示した従来のＬＬＣ共振コンバータは、スイッチング素子がソフトスイッチング動作で駆動されるため、スイッチング損失の増大やサージ電圧の発生等が無く、高効率、低ノイズのスイッチング電源を得ることができる。
しかしながら、従来のＬＬＣ共振コンバータは、入力電圧や負荷電流等の条件が変化した場合でも共振状態を維持するように、スイッチング周波数の制御を行う必要があり、複雑で高価な制御回路が必要になる。
また、入力電圧、出力電圧、負荷電流等が変化した場合に、スイッチング周波数を変化させる制御が追い付かないと、所謂「共振はずれ」が発生する。「共振はずれ」が発生すると、スイッチング素子がソフトスイッチング動作を行うことができなくなり、ハードスイッチング状態となったり、貫通電流が流れたりといった現象を引き起こし、スイッチング素子に多大なサージ電圧によるストレスを与え、最悪の場合は、スイッチング電源装置を故障させてしまうと言った不具合を引き起こす。
また、ＬＬＣ共振コンバータの周波数変調方式は、測定器等の微小信号を取り扱う機器に対して測定系影響を及ぼすといった不具合がある。例えば、ＡＤコンバータのサンプリングレートとスイッチング周波数が近いと、ＡＤコンバータの変換誤差が増大するという問題もある。
本発明は、絶縁型コンバータ回路について、ソフトスイッチング動作を実現して、高効率、低ノイズ、及び低コストを可能とするスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
（スイッチング電源装置）
本発明は、
１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、前記チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、
２次側回路として、チョークコイルに２次巻線を設け、２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、
チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値以下のときにスイッチングの１周期内において、前記チョークコイルを流れる電流が正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、
所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフするために、スイッチング周波数を決定する発振回路のパルス信号から生成した前記主スイッチング素子のオンデューティとなるＰＷＭ信号に基づいて主スイッチング素子のオン、オフが制御され、オンデューティを一定時間遅延させる遅延回路で生成した第１デッドタイム発生回路と、スイッチング周波数に同期させた発振回路のパルス信号を、スイッチング周波数のパルス信号が発生する直前に発振回路からパルス信号を出力することで所定の第２デッドタイムを発生させる第２デッドタイム発生回路からなるスイッチング制御回路を設けたことを特徴とする。
本発明は、
１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、前記チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、
２次側回路として、チョークコイルに２次巻線を設け、２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、
チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値以下のときにスイッチングの１周期内において、前記チョークコイルを流れる電流が正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、
所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフするために、スイッチング周波数を決定する発振回路のパルス信号から生成した前記主スイッチング素子のオンデューティとなるＰＷＭ信号に基づいて主スイッチング素子のオン、オフが制御され、オンデューティを一定時間遅延させる遅延回路で生成した第１デッドタイム発生回路と、スイッチング周波数に同期させた発振回路のパルス信号を、スイッチング周波数のパルス信号が発生する直前に発振回路からパルス信号を出力することで所定の第２デッドタイムを発生させる第２デッドタイム発生回路からなるスイッチング制御回路を設けたことを特徴とする。
（負荷過大電流に対するサージ発生防止）
本発明は、
１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、前記チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、
２次側回路として、チョークコイルに２次巻線を設け、２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、
チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値以下のときにスイッチングの１周期内において、チョークコイルを流れる電流が正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、
所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフするために、スイッチング周波数を決定する発振回路のパルス信号から生成した主スイッチング素子のオンデューティとなるＰＷＭ信号に基づいて主スイッチング素子のオン、オフが制御され、オンデューティを一定時間遅延させる遅延回路で生成した第１デッドタイム発生回路と、スイッチング周波数に同期させた発振回路のパルス信号を、スイッチング周波数のパルス信号が発生する直前に発振回路からパルス信号を出力することで所定の第２デッドタイムを発生させる第２デッドタイム発生回路からなるスイッチング制御回路と、
チョークコイルの極性を検出して極性検出信号を出力する極性検出回路と、
極性検出回路が、チョークコイルがバッファコンデンサに向けてエネルギー放出による電流を流している状態を示す極性検出信号を出力しているときには、スイッチング制御回路が出力する主スイッチング素子のオン信号を保留してオフを継続するように制御して、転流素子のサージ電圧の発生を抑制する主スイッチング素子オン保留制御回路と、
を備えたことを特徴とする。
本発明は、
１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、前記チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、
２次側回路として、チョークコイルに２次巻線を設け、２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、
チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値以下のときにスイッチングの１周期内において、チョークコイルを流れる電流が正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、
所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフするために、スイッチング周波数を決定する発振回路のパルス信号から生成した主スイッチング素子のオンデューティとなるＰＷＭ信号に基づいて主スイッチング素子のオン、オフが制御され、オンデューティを一定時間遅延させる遅延回路で生成した第１デッドタイム発生回路と、スイッチング周波数に同期させた発振回路のパルス信号を、スイッチング周波数のパルス信号が発生する直前に発振回路からパルス信号を出力することで所定の第２デッドタイムを発生させる第２デッドタイム発生回路からなるスイッチング制御回路と、
チョークコイルの極性を検出して極性検出信号を出力する極性検出回路と、
極性検出回路が、チョークコイルがバッファコンデンサに向けてエネルギー放出による電流を流している状態を示す極性検出信号を出力しているときには、スイッチング制御回路が出力する主スイッチング素子のオン信号を保留してオフを継続するように制御して、転流素子のサージ電圧の発生を抑制する主スイッチング素子オン保留制御回路と、
を備えたことを特徴とする。
ここで、スイッチング電源装置に、更に、スイッチング周期の１周期内に主スイッチング素子のオフ期間を設けて最大出力電流を制限する電流制限回路を設ける。
（回生動作）
１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、
２次側回路として、チョークコイルに２次巻線を設け、２次巻線に双方向整流機能を有する整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路が構成された、出力側から入力側に電力を回生する機能を備えたスイッチング電源装置であって、
チョークコイルのインダクタンスは、出力側から入力側へ流れる回生電流が所定の定格値以下のときにスイッチングの１周期内において、チョークコイルを流れる電流が正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、
所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフするために、スイッチング周波数を決定する発振回路のパルス信号から生成した主スイッチング素子のオンデューティとなるＰＷＭ信号に基づいて主スイッチング素子のオン、オフが制御され、オンデューティを一定時間遅延させる遅延回路で生成した第１デッドタイム発生回路と、スイッチング周波数に同期させた発振回路のパルス信号を、スイッチング周波数のパルス信号が発生する直前に発振回路からパルス信号を出力することで所定の第２デッドタイムを発生させる第２デッドタイム発生回路からなるスイッチング制御回路と、
チョークコイルの極性を検出して極性検出信号を出力する極性検出回路と、
極性検出回路が、入力電源に向けてエネルギー放出による電流を流している状態を示す極性検出信号を出力しているときには、スイッチング制御回路が出力する転流素子のオン信号を保留してオフを継続するように制御して主スイッチング素子のサージ電圧の発生を抑制する転流素子オン保留制御回路と、
を備えたことを特徴とする。
１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、
２次側回路として、チョークコイルに２次巻線を設け、２次巻線に双方向整流機能を有する整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路が構成された、出力側から入力側に電力を回生する機能を備えたスイッチング電源装置であって、
チョークコイルのインダクタンスは、出力側から入力側へ流れる回生電流が所定の定格値以下のときにスイッチングの１周期内において、チョークコイルを流れる電流が正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、
所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフするために、スイッチング周波数を決定する発振回路のパルス信号から生成した主スイッチング素子のオンデューティとなるＰＷＭ信号に基づいて主スイッチング素子のオン、オフが制御され、オンデューティを一定時間遅延させる遅延回路で生成した第１デッドタイム発生回路と、スイッチング周波数に同期させた発振回路のパルス信号を、スイッチング周波数のパルス信号が発生する直前に発振回路からパルス信号を出力することで所定の第２デッドタイムを発生させる第２デッドタイム発生回路からなるスイッチング制御回路と、
チョークコイルの極性を検出して極性検出信号を出力する極性検出回路と、
極性検出回路が、入力電源に向けてエネルギー放出による電流を流している状態を示す極性検出信号を出力しているときには、スイッチング制御回路が出力する転流素子のオン信号を保留してオフを継続するように制御して主スイッチング素子のサージ電圧の発生を抑制する転流素子オン保留制御回路と、
を備えたことを特徴とする。
（基本的な効果）
本発明は、１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、２次側回路として、チョークコイルに２次巻線を設け、２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値（最大出力電流）以下のときにスイッチングの１周期内において、チョークコイルを流れる電流がゼロを跨いで正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフする機能を有するスイッチング制御回路を設けるようにしたため、１次側の同期整流昇降圧チョッパー回路では、チョークコイル（１次巻線）に接続されたコンデンサをバッファコンデンサとして使用し、主スイッチング素子がオンしているときに、チョークコイルに励磁エネルギーを蓄え、転流素子がオンしているときに、チョークコイルの励磁エネルギーとバッファコンデンサの電荷エネルギーを出力チョークコイルの２次巻線から負荷側に伝送する。このとき、チョークコイルはフライバックトランスと同時にフォワードトランスとして動作し、１次巻線と２次巻線が結合された状態となるので、バッファコンデンサと出力コンデンサの電圧は、チョークコイル（トランス）の１次巻線と２次巻線の巻数比で比例した関係となり、絶縁型コンバータしての動作を可能とする。
本発明は、１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、２次側回路として、チョークコイルに２次巻線を設け、２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値（最大出力電流）以下のときにスイッチングの１周期内において、チョークコイルを流れる電流がゼロを跨いで正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフする機能を有するスイッチング制御回路を設けるようにしたため、１次側の同期整流昇降圧チョッパー回路では、チョークコイル（１次巻線）に接続されたコンデンサをバッファコンデンサとして使用し、主スイッチング素子がオンしているときに、チョークコイルに励磁エネルギーを蓄え、転流素子がオンしているときに、チョークコイルの励磁エネルギーとバッファコンデンサの電荷エネルギーを出力チョークコイルの２次巻線から負荷側に伝送する。このとき、チョークコイルはフライバックトランスと同時にフォワードトランスとして動作し、１次巻線と２次巻線が結合された状態となるので、バッファコンデンサと出力コンデンサの電圧は、チョークコイル（トランス）の１次巻線と２次巻線の巻数比で比例した関係となり、絶縁型コンバータしての動作を可能とする。
また、出力電流がゼロから定格値（定格電流）の範囲では、チョークコイルの電流がマイナス方向を向いている状態で転流素子をオフさせることが可能なように出力チョークコイルのインダクタンスを設定したため、主スイッチング素子と転流素子にデッドタイムを設けて駆動することで、主スイッチング素子の寄生容量を引く抜くことができ、そのためソフトスイッチング動作が可能となり、高効率で低ノイズのスイッチング電源装置を作ることができる。
また、入力電圧、出力電圧、出力電流等が変化しても固定周波数で動作させ、出力電圧は主スイッチング素子のオンデューティで制御できるため、制御回路も安価かつ容易に実現可能とする。
また、シングルエンディッドフォワードコンバータの問題であったサージ電圧が発生しないため、耐圧の低いＭＯＳ−ＦＥＴなどの半導体素子（オン抵抗の小さい半導体素子）が使用可能となり、高効率化に寄与し、スイッチングノイズも低減できる。
また、従来のＬＬＣ共振コンバータで必要であった周波数変調制御が不要であるため、制御回路を低コストで構成することが可能となり、固定周波数で動作しているため、計測機器等に用いても、計測誤差等の悪影響を及ぼすことがない。
また、出力チョークコイルのインダクタンスの設定により、主スイッチング素子と転流素子にデッドタイムを設けてソフトスイッチング動作させることで、入力電圧、出力電圧、負荷電流等が変化しても、ＬＬＣ共振コンバータのように、スイッチング素子に過大なストレスが印加されるといったこともない。
（負荷過大電流に対するサージ発生防止の効果）
本発明は、１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、２次側回路として、チョークコイルに２次巻線を設け、２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値（最大出力電流）以下のときにスイッチングの１周期内において、チョークコイルを流れる電流がゼロを跨いで正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフするように制御するスイッチング制御回路と、チョークコイルの極性を検出して極性検出信号を出力する極性検出回路と、極性検出回路が極性検出信号を出力しているときには、スイッチング制御回路が出力する主スイッチング素子のオン信号を保留してオフを継続するように制御する主スイッチング素子オン保留制御回路とを設けるようにしたため、最大出力電流値以上の電流を流そうとした場合でも、転流素子の寄生ダイオードに電流が流れていない状態で、主スイッチング素子をオンすることになるため、サージ電圧を発生させることがない。
本発明は、１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、２次側回路として、チョークコイルに２次巻線を設け、２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値（最大出力電流）以下のときにスイッチングの１周期内において、チョークコイルを流れる電流がゼロを跨いで正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフするように制御するスイッチング制御回路と、チョークコイルの極性を検出して極性検出信号を出力する極性検出回路と、極性検出回路が極性検出信号を出力しているときには、スイッチング制御回路が出力する主スイッチング素子のオン信号を保留してオフを継続するように制御する主スイッチング素子オン保留制御回路とを設けるようにしたため、最大出力電流値以上の電流を流そうとした場合でも、転流素子の寄生ダイオードに電流が流れていない状態で、主スイッチング素子をオンすることになるため、サージ電圧を発生させることがない。
また、サージ電圧の発生がないため、主スイッチング素子及び転流素子として使用するＭＯＳ−ＦＥＴなどの半導体素子に低耐圧で導通抵抗の低い半導体素子を用いることができ、低ノイズで高効率のスイッチング電源装置を実現することを可能とする。
また、スイッチング電源装置は、スイッチング周期の１周期内に主スイッチング素子のオフ期間を設けて最大出力電流を制限する電流制限回路を設けたため、チョークコイルの電流ピーク値が、主スイッチング素子のオン時間で制限されることによるためスイッチングの１周期以上にはならず、過大な電流が流れることを抑制する機能である過電流保護機能を併せ持つことになる。
（回生動作による効果）
本発明は、１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、２次側回路として、チョークコイルに２次巻線を設け、２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値（最大出力電流）以下のときにスイッチングの１周期内において、チョークコイルを流れる電流がゼロを跨いで正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフすると共に、スイッチングの１周期内に転流素子のオフ期間を設けるように制御するスイッチング制御回路と、チョークコイルの極性を検出して極性検出信号を出力する極性検出回路と、極性検出回路が極性検出信号を出力しているときには、スイッチング制御回路が出力する転流素子のオン信号を保留してオフを継続するように制御する転流素子オン保留制御回路とを設けるようにしたため、出力側から入力側に電力を回生する機能を備えた、低ノイズで高効率なスイッチング電源装置を実現可能とする。
本発明は、１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、２次側回路として、チョークコイルに２次巻線を設け、２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値（最大出力電流）以下のときにスイッチングの１周期内において、チョークコイルを流れる電流がゼロを跨いで正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフすると共に、スイッチングの１周期内に転流素子のオフ期間を設けるように制御するスイッチング制御回路と、チョークコイルの極性を検出して極性検出信号を出力する極性検出回路と、極性検出回路が極性検出信号を出力しているときには、スイッチング制御回路が出力する転流素子のオン信号を保留してオフを継続するように制御する転流素子オン保留制御回路とを設けるようにしたため、出力側から入力側に電力を回生する機能を備えた、低ノイズで高効率なスイッチング電源装置を実現可能とする。
この回生動作は、スイッチング電源装置が出力している出力電圧設定値よりも高い電圧をスイッチング電源装置の出力側に印加した場合や、出力側に大容量のコンデンサを取り付けた状態で、出力電圧設定値を急に下げる場合等に発生する。
また、本発明のスイッチング電源装置は、回生動作を利用して、双方向スイッチング電源装置を作ることを可能とする。
また、本発明のスイッチング電源装置では、回生動作中においても、回生電流となる出力チョークコイルの電流がゼロを跨いで変化する状態であれば、主スイッチング素子および転流素子の寄生ダイオードにリカバリー電流が流れることが無いため、サージ電圧が発生しない。また、主スイッチング素子および転流素子の寄生容量の引き抜きが行われるため、ソフトスイッチング動作が実現できる。これにより、高効率、低ノイズの双方向スイッチング電源装置を実現可能とする。
また、大きな回生電流が流れた場合でも、主スイッチング素子の寄生ダイオードに電流が流れている最中に転流素子がオンすることがなくなるため、サージ電圧を発生させることがない。また、サージ電圧の発生がないため、主スイッチング素子や転流素子に低耐圧で導通抵抗の低いＭＯＳ―ＦＥＴ等の半導体素子を用いることができ、低ノイズで高効率で回生機能を持ったスイッチング電源装置を実現可能とする。
また、出力チョークコイルの回生電流のピーク値は、スイッチングの１周期以上にはならないように転流素子のオン時間で制限されるため、過大な回生電流が流れることを抑制する機能である回生過電流保護機能を併せ持つことになる。
［スイッチング電源装置の構成］
図１は絶縁コンバータとして機能するスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図である。
図１は絶縁コンバータとして機能するスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図である。
（パワー回路）
図１に示すように、本実施形態のスイッチング電源装置は、１次側のパワー回路として同期整流昇降圧チョッパー回路１０が設けられる。同期整流昇降圧チョッパー回路１０は、入力電源１２と並列にＭＯＳ−ＦＥＴを使用した主スイッチング素子１４とチョークコイル１８の直列回路を接続し、チョークコイル１８と並列にバッファコンデンサ２０とＭＯＳ−ＦＥＴを使用した転流素子１６の直列回路を接続する。
図１に示すように、本実施形態のスイッチング電源装置は、１次側のパワー回路として同期整流昇降圧チョッパー回路１０が設けられる。同期整流昇降圧チョッパー回路１０は、入力電源１２と並列にＭＯＳ−ＦＥＴを使用した主スイッチング素子１４とチョークコイル１８の直列回路を接続し、チョークコイル１８と並列にバッファコンデンサ２０とＭＯＳ−ＦＥＴを使用した転流素子１６の直列回路を接続する。
スイッチング電源装置の２次側のパワー回路として、チョークコイル１８に２次巻線２２を設け、２次巻線２２にダイオードを用いた整流素子２６と出力コンデンサ２４の直列回路を接続し、出力コンデンサ２４の両端から負荷２８の出力電力を得る回路構成としている。
チョークコイル１８は、インダクターとして動作する期間とトランスとして動作する期間を持つ。トランスとして動作する場合、チョークコイル１８はトランスの１次巻線となるが、以下の説明ではトランスとして動作する場合、チョークコイル１８をチョークコイル（１次巻線）１８と表記する。
また、主スイッチング素子１４及び転流素子１６は、ＭＯＳ−ＦＥＴの半導体素子構造に起因して、それぞれのソース・ドレイン間と並列に、寄生ダイオード６０，６４と寄生容量６２，６６を発生している。
なお、本実施形態では、主スイッチング素子１４はハイサイド側に配置されているが、ローサイド側に配置しても良い。また、チョークコイル１８とバッファコンデンサ２０は直列であれば、入れ替わって配置されても良い。整流素子２６と出力コンデンサ２４も同様に、直列であれば、入れ替わって配置されても良い。
１次側の同期整流昇降圧チョッパー回路１０は、主スイッチング素子１４がオンしているときに、チョークコイル１８に励磁エネルギーを蓄える。そして、転流素子１６がオン（主スイッチング素子１４がオフ）しているときに、チョークコイル１８の励磁エネルギーとバッファコンデンサ２０の電荷エネルギーが、チョークコイル１８の２次巻線２２から負荷２８側へ伝送される。このときチョークコイル１８の励磁エネルギーの一部は、バッファコンデンサ２０に伝送される。
転流素子１６がオンしているとき、チョークコイル１８は、フライバックトランスとして動作することで主スイッチング素子１４がオンのときに蓄えた励磁エネルギーを放出すると同時に、バッファコンデンサ２０のエネルギーを２次側に伝送するフォワードトランスとして動作する。
即ち、スイッチング電源装置は、主スイッチング素子１４がオンし、転流素子１６がオフしている期間にチョークコイル１８にエネルギーを蓄え、転流素子１６がオンし、主スイッチング素子１４がオフしている期間にチョークコイル１８とバッファコンデンサ２０に蓄えられたエネルギーを出力コンデンサ２４に伝送する動作を行っている。
トランスとして動作しているチョークコイル１８は、チョークコイル１８による１次巻線と２次巻線２２が結合された状態であるので、バッファコンデンサ２０と出力コンデンサ２４が結合された状態となる。従って、それぞれのコンデンサの電圧は、トランスとして動作しているチョークコイル(１次巻線)１８の巻き数Ｎ１と２次巻線２２の巻き数Ｎ２の巻数比（Ｎ２／Ｎ１）で比例した値となる。
スイッチング電源装置の１次側のパワー回路は、バッファコンデンサ２０に対する同期整流昇降圧チョッパー回路１０を構成しているので、バッファコンデンサ２０の電圧ＶＣｂは、同期整流昇降圧チョッパー回路の出力電圧を求めるための一般的な計算式を用いて求めることが可能であり、入力電圧Ｖｉｎと主スイッチング素子１４のオンデューティｄｕｔｙで決定され、式（１）のように表される。
Ｖｉｎ：入力電圧
ｄｕｔｙ：主スイッチング素子１４のオンデューティ
バッファコンデンサ２０と出力コンデンサ２４は、トランスとして動作しているチョークコイル（１次巻線）１８の巻き数Ｎ１と２次巻線２２の巻き数Ｎ２の巻数比（Ｎ２／Ｎ１）で比例する値となるので、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏは式（２）で決定される。
ＶＣｏ：出力コンデンサ２４の電圧
Ｎ１：チョークコイル（１次巻線）１８の巻き数
Ｎ２：２次巻線２２の巻き数
（スイッチング制御回路）
スイッチング制御回路３０は、スイッチング周波数発生回路３２、三角波発生回路３４、ＰＷＭ回路（パルス幅変調回路）３６、第１デッドタイム発生回路３８、第２デッドタイム発生回路４０、転流制御用インバータ４２で構成されている。
スイッチング制御回路３０は、スイッチング周波数発生回路３２、三角波発生回路３４、ＰＷＭ回路（パルス幅変調回路）３６、第１デッドタイム発生回路３８、第２デッドタイム発生回路４０、転流制御用インバータ４２で構成されている。
スイッチング周波数発生回路３２は発振回路３１を備え、所定のスイッチング周波数ｆｓｗのクロック信号Ｅ１を出力する。
三角角波発生回路３４は、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いたスイッチング素子４４、抵抗４６とコンデンサ４８を直列接続した充放電回路を備え、発振回路３１のパルス信号Ｅ１のＬレベルへの立下りでスイッチング素子４４をオフし、抵抗４６を介してコンデンサ４８を充電して直線的に増加する信号電圧を生成し、続いて発振回路３１のパルス信号Ｅ１のＨレベルへの立上りでスイッチング素子４４をオンしてコンデンサ４６を放電リセットし、これにより発振回路３１の発振周期で繰り返す三角波信号Ｅ２を生成する。
ＰＷＭ回路３６は出力電圧と所定の基準電圧との差電圧となるデューティ制御信号Ｅ３と三角波発生回路３４からの三角波信号Ｅ２を入力し、デューティ制御信号Ｅ３の信号レベルに応じたオンデューティをもつＰＷＭ信号Ｅ４を出力し、主スイッチング素子１４のオン、オフを制御する。
ＰＷＭ回路３６からのＰＷＭ信号Ｅ４は第１デッドタイム発生回路３８を介して転流制御用インバータ４２に入力され、転流制御用インバータ４２で反転された転流制御信号Ｅ７により、主スイッチング素子１４のオン、オフ制御に対し相補的に転流素子１６をオン、オフ制御させる。
第１デッドタイム発生回路３８は、抵抗５４とコンデンサ５６を直列接続した遅延回路であり、ＰＷＭ信号Ｅ４を一定時間遅延させた遅延信号Ｅ６を転流制御用インバータ４２に出力し、遅延信号Ｅ６が転流制御用インバータ４２のスレッショルドレベル以下となった遅延後にＨレベルとなる転流制御信号Ｅ７を出力することで、主スイッチング素子１４のオフと転流素子１６のオンの間に所定の第１デッドタイムが設けられる。
第２デッドタイム発生回路４０は、発振回路５０とダイオード５２を備え、発振回路３１と発振回路５０の周波数を同期させており、発振回路３１のパルス信号Ｅ１が発生する直前に発振回路５０からパルス信号Ｅ５を出力することで所定の第２デッドタイムを発生させ、転流素子１６のオフと主スイッチング素子１４のオンの間に第２デッドタイムが設けられる。
（チョークコイルのインダクタンス）
本実施形態のスイッチング電源装置は、出力電流によらず、スイッチングの１周期内において、チョークコイル１８を流れる電流がゼロを跨いで正方向と負方向の双方に流れ、主スイッチング素子１４がオンするタイミングでは、チョークコイル１８の電流が入力電源１２に向かって流れているようにチョークコイル（１次巻線）１８のインダクタンスＬｐを式（３）のように設定する。この詳細は後の説明で明らかにする。
本実施形態のスイッチング電源装置は、出力電流によらず、スイッチングの１周期内において、チョークコイル１８を流れる電流がゼロを跨いで正方向と負方向の双方に流れ、主スイッチング素子１４がオンするタイミングでは、チョークコイル１８の電流が入力電源１２に向かって流れているようにチョークコイル（１次巻線）１８のインダクタンスＬｐを式（３）のように設定する。この詳細は後の説明で明らかにする。
ｆｓｗ：スイッチング周波数
ＩｏＭＡＸ：スイッチング電源装置の最大出力電流（定格値）
このインダクタンスＬｐの設定と、主スイッチング素子１４と転流素子１６に第１デッドタイム及び第２デッドタイムを設けて駆動することで、主スイッチング素子１４および転流素子１６をソフトスイッチング動作させることができ、高効率で低ノイズのスイッチング電源装置を実現できる。また、固定周波数でスイッチング動作可能であり、更に出力電圧は主スイッチング素子１４のオンデューティで制御可能であるため、スイッチング制御回路３０も安価且つ容易に実現可能とする。
［スイッチング電源装置の動作］
（出力電流がゼロの場合の動作）
図２は図１について出力電流がゼロとなる場合の動作波形を示した説明図、図３は出力電流がゼロの場合のスイッチング１周期の回路動作を期間Ａ〜Ｆに分けて示した説明図である。
（出力電流がゼロの場合の動作）
図２は図１について出力電流がゼロとなる場合の動作波形を示した説明図、図３は出力電流がゼロの場合のスイッチング１周期の回路動作を期間Ａ〜Ｆに分けて示した説明図である。
ここで、図２は、その（ａ）〜（ｌ）に、発振回路３１のパルス信号Ｅ１、発振回路５０のパルス信号Ｅ５、ＰＷＭ回路３６に入力する三角波信号Ｅ２とデューティ制御信号Ｅ３、ＰＷＭ回路３６から出力するＰＷＭ信号Ｅ４、第１デッドタイム発生回路３８の遅延信号Ｅ６、主スイッチング素子１４のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ１、転流素子１６のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ２、主スイッチング素子１４のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ１、転流素子１６のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ２、整流素子２６の両端電圧ＶＫＡ、整流素子２６の電流Ｉ及びチョークコイル１８のチョークコイル電流ＩＬを示している。また、図３は図２についてスイッチングの時刻ｔ１〜ｔ２となる１周期の回路動作をＡ〜Ｆの６期間に分けて示している。
本実施形態スイッチング電源装置は、無負荷となることで出力電流を流さない場合は、２次巻線２２に電流が流れないことになるので、１次側のパワー回路は、バッファコンデンサ２０の両端を出力と見なした同期整流昇降圧チョッパー回路１０と考えることができる。
本実施形態のスイッチング電源装置は、スイッチング周波数発生回路３２により、他励式で制御されている。スイッチング周波数ｆｓｗが固定された同期整流昇降圧チョッパー回路１０におけるバッファコンデンサ２０の電圧ＶＣｂは、入力電圧Ｖｉｎと主スイッチング素子１４のオンデューティｄｕｔｙで決定され、前記（１）式と同じで次式（４）となる。
また、出力電流Ｉｏがゼロの場合、チョークコイル１８を流れる電流ＩＣｂの平均値がゼロになる。また、バッファコンデンサ２０と出力コンデンサ２４は、チョークコイル（１次巻線）１８の巻き数Ｎ１と２次巻線２２の巻き数Ｎ２の巻数比倍の関係となる。
スイッチング電源装置は、無負荷で動作しているとき、チョークコイル１８の電流がプラス方向を向いている状態で、期間Ａの最後に示すように、主スイッチング素子１４がオフする。主スイッチング素子１４がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムとなる期間Ｂを持つことで、転流素子１６の寄生容量６６に蓄えられた電荷が回収される。
期間Ｃの最初の転流素子１６がオンするタイミングでは、寄生容量６６の電荷が引き抜かれているため、転流素子１６はソフトスイッチング動作を行うことができる。
期間Ｄの最後の転流素子１６がオフするタイミングでは、チョークコイル１８の電流がマイナス方向を向いている。
転流素子１６がオフした後、主スイッチング素子１４及び転流素子１６の両方がオフする第２デッドタイムとなる期間Ｅを持つことで、主スイッチング素子１４の寄生容量６２に蓄えられた電荷が回収される。期間Ｆの最初の主スイッチング素子１４がオンするタイミングでは、寄生容量６２の電荷が引き抜かれているため、主スイッチング素子１４はソフトスイッチング動作を行うことができる。
この期間Ａ〜Ｆの動作を更に詳細に説明すると次のようになる。
（期間Ａの動作）
出力電流Ｉｏがゼロの場合、図２の期間Ａに示すように、図２（ｆ）のＶＧＳ１がＨレベルにあることで主スイッチング素子１４がオンしており、また図２（ｇ）のＶＧＳ２がＬレベルにあることで転流素子１６がオフしており、図２（ｌ）のチョークコイル電流ＩＬがプラス方向を向いて増加している。
出力電流Ｉｏがゼロの場合、図２の期間Ａに示すように、図２（ｆ）のＶＧＳ１がＨレベルにあることで主スイッチング素子１４がオンしており、また図２（ｇ）のＶＧＳ２がＬレベルにあることで転流素子１６がオフしており、図２（ｌ）のチョークコイル電流ＩＬがプラス方向を向いて増加している。
このとき図３（期間Ａ）に矢印で示すように、入力電源１２のプラス側から主スイッチング素子１４、チョークコイル１８及び入力電源１２のマイナス側となる経路で電流が流れ、チョークコイル１８にエネルギーが蓄積される。
期間Ａの間に図２（ｃ）に示す三角波信号Ｅ２がデューティ制御信号Ｅ３のレベルに交差すると、図２（ｄ）のＰＭＷ信号Ｅ４がＨレベルからＬレベルに立下り、図２（ｆ）のＶＧＳ１がＨレベルからＬレベルとなり、期間Ａの最後に示すように、主スイッチング素子１４がオフする。
（期間Ｂの動作）
主スイッチング素子１４がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムとなる期間Ｂを持つ。このときチョークコイル１８はチョークコイル電流ＩＬを流し続けようと動作するため、チョークコイル１８のドットで示す側がプラス極性となり、反対側がマイナス極性となる。従って、図３（期間Ｂ）に矢印で示すように、チョークコイル１８のドットで示すプラス側からバッファコンデンサ２０、転流素子１６の寄生容量６６及びチョークコイル１８のマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れる。このため、第１デッドタイムの期間Ｂで転流素子１６の寄生容量６６に蓄えられた電荷が引き抜かれる。
主スイッチング素子１４がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムとなる期間Ｂを持つ。このときチョークコイル１８はチョークコイル電流ＩＬを流し続けようと動作するため、チョークコイル１８のドットで示す側がプラス極性となり、反対側がマイナス極性となる。従って、図３（期間Ｂ）に矢印で示すように、チョークコイル１８のドットで示すプラス側からバッファコンデンサ２０、転流素子１６の寄生容量６６及びチョークコイル１８のマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れる。このため、第１デッドタイムの期間Ｂで転流素子１６の寄生容量６６に蓄えられた電荷が引き抜かれる。
（期間Ｃの動作）
期間Ｂの第１デッドタイムが過ぎて図２（ｇ）のＶＧＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がって転流素子１６がオンするタイミングでは、転流素子１６の寄生容量６６の電荷が期間Ｂで引き抜かれているため、期間Ｃの最初で転流素子１６はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。
期間Ｂの第１デッドタイムが過ぎて図２（ｇ）のＶＧＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がって転流素子１６がオンするタイミングでは、転流素子１６の寄生容量６６の電荷が期間Ｂで引き抜かれているため、期間Ｃの最初で転流素子１６はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。
即ち、寄生容量６６は放電状態にあることから、転流素子１６のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ２はゼロボルトとなっており、この状態で転流素子１６がオンするソフトスイッチング動作を行うことができる。
転流素子１６がオンすると、図３（期間Ｃ）に示すように、チョークコイル１８のドットで示すプラス側からバッファコンデンサ２０、転流素子１６及びチョークコイル１８のマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出によるチョークコイル電流ＩＬが流れ、チョークコイル電流ＩＬは直線的に減少する。
このときチョークコイル(１次巻線)１８と２次巻線２２はフライバックトランスと同時にフォワードトランスとして動作し、図２（ｊ）（ｋ）に示すように、２次巻線に誘起された電圧により整流素子２６がオンして両端電圧ＶＫＡが略ゼロとなるが、無負荷状態にあるため負荷電流は流れず、整流素子２６の電流Ｉはゼロとなっている。
（期間Ｄの動作）
期間Ｃにおいて、主スイッチング素子１４がオフし、転流素子１６がオンしている状態で、チョークコイル１８の電流が低下してゼロを過ぎると、電流方向がマイナス方向となる期間Ｄに入る。
期間Ｃにおいて、主スイッチング素子１４がオフし、転流素子１６がオンしている状態で、チョークコイル１８の電流が低下してゼロを過ぎると、電流方向がマイナス方向となる期間Ｄに入る。
このとき、図３（期間Ｄ）に示すように、バッファコンデンサ２０のプラス側からチョークコイル１８、転流素子１６及びバッファコンデンサ２０のマイナス側となる経路でチョークコイル１８にエネルギーを蓄えるように電流が流れ、図２（ｌ）に示すように、チョークコイル電流ＩＬはマイナス方向に直線的に増加するが、２次側に負荷電流は流れない。
期間Ｄの最後に近づくと、図２（ｂ）に示す発振回路５０のパルス信号Ｅ５により図２（ｇ）のＶＧＳ２がＨレベルからＬレベルとなり、期間Ｄの最後に示すように、転流素子１６がオフする。
（期間Ｅの動作）
転流素子１６がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第２デッドタイムとなる期間Ｅを持つ。このときチョークコイル１８はチョークコイル電流ＩＬを流し続けようと動作するため、チョークコイル１８のドットの無い側がプラス極性となり、ドットで示す側がマイナス極性となる。
転流素子１６がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第２デッドタイムとなる期間Ｅを持つ。このときチョークコイル１８はチョークコイル電流ＩＬを流し続けようと動作するため、チョークコイル１８のドットの無い側がプラス極性となり、ドットで示す側がマイナス極性となる。
従って、図３（期間Ｅ）に矢印で示すように、チョークコイル１８のプラス側から主スイッチング素子１４の寄生容量６２、入力電源１２及びチョークコイル１８のドットで示したマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れる。このため、第２デッドタイムの期間Ｅで主スイッチング素子１４の寄生容量６２に蓄えられた電荷が回収される。
（期間Ｆの動作）
期間Ｅの第２デッドタイムが過ぎて図２（ｆ）のＶＧＳ１がＬレベルからＨレベルに立ち上がって主スイッチング素子１４がオンするタイミングでは、主スイッチング素子１４の寄生容量６２の電荷が期間Ｅで回収されているため、期間Ｆの最初で主スイッチング素子１４はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。
期間Ｅの第２デッドタイムが過ぎて図２（ｆ）のＶＧＳ１がＬレベルからＨレベルに立ち上がって主スイッチング素子１４がオンするタイミングでは、主スイッチング素子１４の寄生容量６２の電荷が期間Ｅで回収されているため、期間Ｆの最初で主スイッチング素子１４はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。
即ち、寄生容量６２は放電状態にあることから、主スイッチング素子１４のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ１はゼロボルトとなっており、この状態で主スイッチング素子１４をオンするソフトスイッチング動作を行うことができる。
主スイッチング素子１４がオンすると、図３（期間Ｆ）に示すように、チョークコイル１８のプラス側から主スイッチング素子１４、入力電源１２及びチョークコイル１８のドットで示したマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れ、図２（ｌ）の期間Ｆに示すように、チョークコイル電流ＩＬはマイナス方向からゼロに向かって直線的に変化する。
（出力電流が大きいの場合の動作）
図４は図１について出力電流が大きい場合の動作波形を示した説明図であり、図２（ａ）〜（ｌ）と同様に図４（ａ）〜（ｌ）に分けて示している。図５は出力電流が大きい場合のスイッチング１周期の回路動作を期間Ａ〜Ｆに分けて示した説明図である。
図４は図１について出力電流が大きい場合の動作波形を示した説明図であり、図２（ａ）〜（ｌ）と同様に図４（ａ）〜（ｌ）に分けて示している。図５は出力電流が大きい場合のスイッチング１周期の回路動作を期間Ａ〜Ｆに分けて示した説明図である。
スイッチング電源装置の出力電流が大きい場合、期間Ｃおよび期間Ｄにおいて２次側に出力電流が流れることが、出力電流がゼロの場合と異なる。
期間Ｃおよび期間Ｄにおいて、１次側は、チョークコイル（１次巻線）１８を流れる電流に、２次側に流れる電流が重畳した電流が流れる。出力電流がゼロの時には、１次側の電流の平均値はゼロとなっていたが、出力電流が大きい場合は、電流が大きくなるにしたがって、１次側の電流の平均値がプラス側に移動する。
この出力電流が大きい場合の期間Ｃと期間Ｄの動作を詳細に説明すると次のようになる。
（期間Ｃの動作）
期間Ｂの第１デッドタイムが過ぎて図４（ｇ）のＶＧＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がって転流素子１６がオンするタイミングでは、転流素子１６の寄生容量６６の電荷が期間Ｂで引き抜かれているため、期間Ｃの最初で転流素子１６はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。
期間Ｂの第１デッドタイムが過ぎて図４（ｇ）のＶＧＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がって転流素子１６がオンするタイミングでは、転流素子１６の寄生容量６６の電荷が期間Ｂで引き抜かれているため、期間Ｃの最初で転流素子１６はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。
即ち、寄生容量６６は放電状態にあることから、転流素子１６のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ２はゼロボルトとなっており、この状態で転流素子１６がオンするソフトスイッチング動作を行うことができる。
転流素子１６がオンすると、図５（期間Ｃ）に示すように、チョークコイル１８のドットで示すプラス側からバッファコンデンサ２０、転流素子１６及びチョークコイル１８のマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出によるチョークコイル電流ＩＬが流れる。
このときチョークコイル(１次巻線)１８と２次巻線２２はフライバックトランスとして動作し、チョークコイル１８の励磁エネルギーがチョークコイル１８の２次巻線２２から負荷２８側へ伝送される。このときチョークコイル(１次巻線)１８と２次巻線２２は同時にフォワードトランスとしても動作しており、バッファコンデンサ２０の電荷エネルギーがチョークコイル１８の２次巻線２２から負荷２８側へ伝送される。整流素子２６及び出力コンデンサ２４はチョークコイル(１次巻線)１８と２次巻線２２のフライバック動作とフォワード動作とで伝送された電力を整流・平滑することで出力電力が生成され、負荷２８に負荷電流が流れる。期間Ｃでは、フライバック動作と同時にフォワード動作で負荷２８側へエネルギーが伝送されるが、後述の期間Ｄとは逆に、フライバック動作の寄与率がフォワード動作の寄与率よりも大きい。
また、チョークコイル１８に流れる電流ＩＬは、図４（ｋ）（ｌ）に示すように、チョークコイル（１次巻線）１８を流れる電流に、２次側の整流素子２６に流れる電流Ｉを重畳した電流となり、チョークコイル電流ＩＬはステップ的に低下した後に直線的に減少する。
（期間Ｄの動作）
期間Ｃにおいて、主スイッチング素子１４がオフし、転流素子１６がオンしている状態で、チョークコイル１８の電流が低下してゼロを過ぎると、電流方向がマイナス方向となる期間Ｄに入る。
期間Ｃにおいて、主スイッチング素子１４がオフし、転流素子１６がオンしている状態で、チョークコイル１８の電流が低下してゼロを過ぎると、電流方向がマイナス方向となる期間Ｄに入る。
このとき、図５（期間Ｄ）に示すように、バッファコンデンサ２０のプラス側からチョークコイル１８、転流素子１６及びバッファコンデンサ２０のマイナス側となる経路でチョークコイル１８にエネルギーを蓄えるように電流（１次側チョークコイル電流に２次側電流を重畳した電流）が流れ、図４（ｌ）に示すように、チョークコイル電流ＩＬはマイナス方向に直線的に増加する。
またチョークコイル(１次巻線)１８と２次巻線２２はフライバックトランスと同時にフォワードトランスとしての動作が継続し、チョークコイル１８の励磁エネルギーとバッファコンデンサ２０の電荷エネルギーがチョークコイル１８の２次巻線２２から負荷２８側へ伝送され、整流素子２６及び出力コンデンサ２４はチョークコイル(１次巻線)１８と２次巻線２２のフライバック動作とフォワード動作で伝送された電力を整流・平滑することで出力電力が生成され、負荷２８に負荷電流が流れる。期間Ｄでも、フライバック動作と同時にフォワード動作で負荷２８側へエネルギーが伝送されるが、負荷２８側へ伝送されるエネルギーは、前述の期間Ｃとは逆に、フォワード動作の寄与率がフライバック動作の寄与率よりも大きい。
期間Ｄの最後に近づくと、図４（ｂ）に示す発振回路５０のパルス信号Ｅ５により図４（ｇ）のＶＧＳ２がＨレベルからＬレベルとなり、期間Ｄの最後に示すように、転流素子１６がオフする。
本実施形態のスイッチング電源装置は、出力電流が大きい場合でも、出力電流がゼロの場合と同様に、チョークコイル（１次巻線）１８の電流がプラス方向を向いているときに主スイッチング素子１４をオフさせ、その後、転流素子１６のオンに対して期間Ｂの第１デッドタイムを設けることで、転流素子１６の寄生容量６６に蓄えられた電荷を引き抜く。
また、チョークコイル（１次巻線）１８の電流がマイナス方向を向いているときに転流素子１６をオフし、その後、主スイッチング素子１４のオンに対して期間Ｅの第２デッドタイムを設けることで、主スイッチング素子１４の寄生容量６２に蓄えられた電荷を引き抜く。
このため負荷電流が大きいときでも、第１デッドタイムと第２デッドタイムを持つ動作とを設け、また、チョークコイル（１次巻線）のインダクタンスＬｐを後述のように設定することで、図２及び図３に示した出力電流がゼロの場合と同様に、主スイッチング素子１４および転流素子１６をソフトスイッチングさせることができる。
（チョークコイルのインダクタンスＬｐ）
本実施形態のスイッチング電源装置は、主スイッチング素子１４がオン（転流素子１６がオフ）しているときにチョークコイル１８に励磁エネルギーを蓄える。そして、転流素子１６がオン（主スイッチング素子１４がオフ）しているときに、チョークコイル１８の励磁エネルギーとバッファコンデンサ２０の電荷エネルギーがチョークコイル１８の２次巻線２２から負荷側の出力コンデンサ２４へ伝送される。
本実施形態のスイッチング電源装置は、主スイッチング素子１４がオン（転流素子１６がオフ）しているときにチョークコイル１８に励磁エネルギーを蓄える。そして、転流素子１６がオン（主スイッチング素子１４がオフ）しているときに、チョークコイル１８の励磁エネルギーとバッファコンデンサ２０の電荷エネルギーがチョークコイル１８の２次巻線２２から負荷側の出力コンデンサ２４へ伝送される。
転流素子１６がオンしているとき、チョークコイル１８は、主スイッチング素子１４がオンの時に蓄えた励磁エネルギーを放出するフライバックトランスとして動作すると同時に、バッファコンデンサ２０のエネルギーを２次側に伝送するフォワードトランスとして動作する。
このとき、２次側に伝送されるチョークコイル１８の励磁エネルギーは、一旦、バッファコンデンサ２０に全てのエネルギーを蓄えた後、これを、２次側の出力コンデンサ２４に伝送したものと等価と考えることができる。
従って、スイッチング電源装置としての負荷電流は、１次側の同期整流昇降圧チョッパー回路１０が、バッファコンデンサ２０に対して出力するエネルギーと等しくなる。そこで、バッファコンデンサ２０の両端を出力と見なした同期整流昇降圧チョッパー回路１０と考えてチョークコイル１８の電流を決定することで、本スイッチング電源装置が２次側に出力する電流を決めることができる。
バッファコンデンサ２０の両端を出力と見なした同期整流昇降圧チョッパー回路１０の仮想的な最大出力電流（所定の定格値）をＩＣｂＭＡＸとする。また、同期整流昇降圧チョッパー回路１０として動作しているとしたときのチョークコイル１８の電流振幅（電流変化量）をΔＩＬとする。
ソフトスイッチングの条件として、主スイッチング素子１４がオンするときに、チョークコイル１８の電流ＩＬは、必ずマイナス方向を向いていなければならない。これよりチョークコイル１８の電流振幅ΔＩＬは必ず、ゼロを跨ぐ設定としなければならない。ここで、同期整流昇降圧チョッパー回路１０の仮想的な出力電流ICbは、主スイッチング素子１４がオフしている時にチョークコイル１８を流れる電流の平均値であるので、この値が同期整流昇降圧チョッパー回路１０の仮想的な最大出力電流ＩＣｂＭＡＸよりも大きくなるようにチョークコイル１８の電流振幅ΔILを設定することで、同期整流昇降圧チョッパー回路１０の仮想的な出力電流が仮想的な最大出力電流ＩＣｂＭＡＸ以下である場合において、チョークコイル１８の電流振幅ΔＩＬが必ず、ゼロを跨ぐ動作となる。ここから、式（５）のようにチョークコイルの電流変化量（電流振幅）ΔILの最小値が求まる。
チョークコイル１８の電流振幅ΔＩＬは、チョークコイル１８に印加される電圧ＶＬ、印加時間Ｔｏｎ、インダクタンスＬｐで決定され、次式となる。
チョークコイル１８に印加される電圧ＶＬは、入力電圧Ｖｉｎとなる。
チョークコイル１８に電圧ＶＬが印加されている時間Ｔｏｎは、主スイッチング素子１４のオン時間であり、スイッチング周波数ｆｓｗとデューティｄｕｔｙから求められ、次式で与えられる。
次に、スイッチング電源装置としての２次側へ出力される出力電流Ｉｏと１次側回路のチョークコイル１８の電流との関係を考える。
本実施形態のスイッチング電源装置は、バッファコンデンサ２０に蓄えたエネルギーを、転流素子１６がオンしている期間に出力コンデンサ２４に伝送する。従って、負荷に出力されるエネルギーＰｏｕｔは、バッファコンデンサ２０に供給されるエネルギーＰＣｂと同じになる。
エネルギーは電圧と電流の積であるので、出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸの場合を考えると、バッファコンデンサ２０に供給されるエネルギーは、バッファコンデンサ２０の電圧ＶＣｂとチョークコイル（１次巻線）１８を流れる電流の最大値ＩＣｂＭＡＸとの積となる。また、スイッチング電源装置が出力するエネルギーは、出力電圧Ｖｏと最大出力電流ＩｏＭＡＸの積となり、式（１０）の関係が得られる。
バッファコンデンサ２０の電圧ＶＣｂと出力電圧Ｖｏは、チョークコイル（１次巻線）１８の巻き数Ｎ１と２次巻線２２の巻き数Ｎ２の巻数比の関係を持つことから式（１１）の関係が得られる。
そのため式（１０）と式（１１）から次の式（１２）が得られる。
そこで、式（１２）を整理すると、スイッチング電源装置の最大出力電流IｏＭＡＸと１次側の同期整流昇降圧チョッパー回路１０の仮想的な最大出力電流ＩＣｂＭＡＸとの関係が次の式（１３）のように得られる。
以上の関係式からチョークコイル１８のインダクタンスＬｐを求めることで、再度掲載する前記（３）式が得られる。
Ｖｉｎ：入力電圧
ＶＣｂ：バッファコンデンサ２０の電圧
（同期整流昇降圧チョッパー回路１０として考えた場合の出力電圧）
ＩＣｂＭＡＸ： 同期整流昇降圧チョッパー回路１０として考えた場合の最大出力電流
ｆｓｗ：スイッチング周波数
その結果、チョークコイル（１次巻線）１８のインダクタンスＬｐを式（３）のように設定することで、スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏがゼロから定格電流の範囲で主スイッチング素子１４および転流素子１６をソフトスイッチング動作させることができる。
ＩＣｂＭＡＸ： 同期整流昇降圧チョッパー回路１０として考えた場合の最大出力電流
ｆｓｗ：スイッチング周波数
その結果、チョークコイル（１次巻線）１８のインダクタンスＬｐを式（３）のように設定することで、スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏがゼロから定格電流の範囲で主スイッチング素子１４および転流素子１６をソフトスイッチング動作させることができる。
（図１のスイッチング電源装置の有用性）
図１に示したスイッチング電源装置は、簡単な構成で、主スイッチン素子１４及び転流素子１６として設けたＭＯＳ−ＦＥＴなどの半導体素子のソフトスイッチング動作を実現可能であり、入力電圧、出力電圧、出力電流等が変化しても、固定周波数で動作させることができる。
図１に示したスイッチング電源装置は、簡単な構成で、主スイッチン素子１４及び転流素子１６として設けたＭＯＳ−ＦＥＴなどの半導体素子のソフトスイッチング動作を実現可能であり、入力電圧、出力電圧、出力電流等が変化しても、固定周波数で動作させることができる。
また、図１７に示した従来のシングルエンディッドフォワードコンバータの問題点だったサージ電圧が発生しないため、耐圧の低い半導体素子（オン抵抗の小さい半導体素子）が使用可能となるため、高効率化に寄与でき、更に、スイッチングノイズも低減できる。
また、図１８に示したＬＬＣ共振コンバータで必要としている周波数変調制御が不要であるため、スイッチング制御回路３０を低コストで構成することが可能となり、固定周波数で動作しているため、計測機器等に用いても、計測誤差等の悪影響を及ぼすことがない。
更には、式（３）を満たすようにチョークコイル（１次巻線）１８のインダクタンスＬｐを設定すれば、入力電圧、出力電圧、負荷電流等が変化しても、ＬＬＣ共振コンバータのように、スイッチング素子に過大なストレスが印加されるといったこともない。
［過大出力電流に対しサージ電圧を防止する実施形態］
（スイッチング電源装置の構成）
図６は過大出力電流に対するサージ電圧防止機能を備えたスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図である。図６のスイッチング電源装置は、図１のスイッチング電源装置の特徴に加えて、最大出力電流ＩｏＭＡＸ以上の電流が流れる場合でもサージ電圧を発生させないことを特徴とする。
（スイッチング電源装置の構成）
図６は過大出力電流に対するサージ電圧防止機能を備えたスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図である。図６のスイッチング電源装置は、図１のスイッチング電源装置の特徴に加えて、最大出力電流ＩｏＭＡＸ以上の電流が流れる場合でもサージ電圧を発生させないことを特徴とする。
図６に示すように、本実施形態のスイッチング電源装置は、１次側のパワー回路として設けた同期整流昇降圧チョッパー回路１０は、入力電源１２と並列にＭＯＳ−ＦＥＴを使用した主スイッチング素子１４とチョークコイル１８の直列回路を接続し、チョークコイル１８と並列にバッファコンデンサ２０とＭＯＳ−ＦＥＴを使用した転流素子１６の直列回路を接続する。
また、２次側のパワー回路として、１次巻線に相当するチョークコイル１８に２次巻線２２を設け、２次巻線２２にダイオードを用いた整流素子２６と出力コンデンサ２４の直列回路を接続し、出力コンデンサ２４の両端から負荷２８の出力電力を得る回路構成としている。なお、主スイッチング素子１４及び転流素子１６のソース・ドレイン間と並列に発生する寄生ダイオードと寄生容量は省略している。
スイッチング制御回路３０は、スイッチング周波数発生回路３２、三角波発生回路３４、ＰＷＭ回路３６、第１デッドタイム発生回路３８、第２デッドタイム発生回路４０及び転流制御用インバータ４２で構成されている。
これらの構成は図１の実施形態と同じであるが、本実施形態にあっては、極性検出回路７０と主スイッチング素子オン保留制御回路７４が付加される。
極性検出回路７０は、チョークコイル１８に結合した極性検出コイル７２を備え、チョークコイル１８に発生している電圧の極性を検出して極性検出信号Ｅ８を出力する。即ち、極性検出回路７０は、チョークコイル１８のドットで示す側にプラスの電圧が発生している場合にＬレベルとなる極性検出信号Ｅ８を出力し、また、チョークコイル１８のドットで示す側の反対側にプラスの電圧が発生している場合にＨレベルとなる極性検出信号Ｅ８を出力する。
主スイッチング素子オン保留制御回路７４は、極性検出回路７０によりチョークコイル１８にドットで示す側にプラスの電圧が発生してＬレベルとなる極性検出信号Ｅ８を出力しているときに、スイッチング制御回路３０が出力するＨレベルとなるＰＷＭ信号Ｅ４をＬレベルに固定し、主スイッチング素子１４のオンを保留してオフを継続するように制御する。
（サージ電圧防止機能が無い場合の動作）
図６の実施形態のように極性検出回路７０と主スイッチング素子オン保留制御回路７４を設けていない図１の実施形態について、出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸ以上に流れた場合の動作について、図７及び図８に基づいて説明する。
図６の実施形態のように極性検出回路７０と主スイッチング素子オン保留制御回路７４を設けていない図１の実施形態について、出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸ以上に流れた場合の動作について、図７及び図８に基づいて説明する。
図７は過大出力電流に対するサージ電圧防止機能がない場合の動作波形を示した説明図であり、各部の信号を、図７（ａ）〜（ｊ）に分けて示している。図８は図１の出力電流が定格電流を超えた期間Ｇ及び期間Ｈの回路動作を示した説明図である。
（期間Ａの動作）
図７（ｃ）に示すように、負荷２８が大電流を要求して出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸ以上に流れたことに対しデューティ制御信号Ｅ３の信号電圧が上昇し、三角波信号Ｅ２がデューティ制御信号Ｅ３に交差するまでの期間が長くなるため、図７（ｄ）のＰＭＷ信号がＨレベルからＬレベルに立下るまでの期間が長くなる。
図７（ｃ）に示すように、負荷２８が大電流を要求して出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸ以上に流れたことに対しデューティ制御信号Ｅ３の信号電圧が上昇し、三角波信号Ｅ２がデューティ制御信号Ｅ３に交差するまでの期間が長くなるため、図７（ｄ）のＰＭＷ信号がＨレベルからＬレベルに立下るまでの期間が長くなる。
このように負荷２８に大電流が流れると、主スイッチング素子１４のオンデューティが増加し、図７（ｊ）の期間Ａに示すように、チョークコイル電流ＩＬが上昇する。
（期間Ｂの動作）
主スイッチング素子１４がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムとなる期間Ｂを持つことで、転流素子１６の寄生容量６６に蓄えられた電荷が引き抜かれる。
主スイッチング素子１４がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムとなる期間Ｂを持つことで、転流素子１６の寄生容量６６に蓄えられた電荷が引き抜かれる。
（期間Ｃの動作）
期間Ｂの第１デッドタイムが過ぎて図７（ｇ）のＶＧＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がって転流素子１６がオンするタイミングでは、転流素子１６の寄生容量６６の電荷が期間Ｂで引き抜かれているため、転流素子１６はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。転流素子１６がオンしている期間Ｃでは、チョークコイル１８がエネルギーを放出し、チョークコイル電流ＩＬが低下する。
期間Ｂの第１デッドタイムが過ぎて図７（ｇ）のＶＧＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がって転流素子１６がオンするタイミングでは、転流素子１６の寄生容量６６の電荷が期間Ｂで引き抜かれているため、転流素子１６はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。転流素子１６がオンしている期間Ｃでは、チョークコイル１８がエネルギーを放出し、チョークコイル電流ＩＬが低下する。
この場合、主スイッチング素子１４がオフし、転流素子１６がオンしている状態で、チョークコイル電流ＩＬが低下してくるが、出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸよりも大きくなっている状態であるので、チョークコイル電流ＩＬはゼロ以下まで低下してこない。
この状態で期間Ｃの最後に近づくと、図７（ｂ）に示す発振回路５０のパルス信号Ｅ５により図７（ｇ）のＶＧＳ２がＨレベルからＬレベルとなり、期間Ｃの最後に示すように、転流素子１６がオフする。
（期間Ｇの動作）
転流素子１６がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第２デッドタイムとなる期間Ｇを持つ。このとき出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸよりも大きくなっている状態であるので、チョークコイル電流ＩＬはゼロ以下まで低下しない。
転流素子１６がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第２デッドタイムとなる期間Ｇを持つ。このとき出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸよりも大きくなっている状態であるので、チョークコイル電流ＩＬはゼロ以下まで低下しない。
このため図８（期間Ｇ）に矢印で示すように、チョークコイル１８のドットで示すプラス側からバッファコンデンサ２０、転流素子１６の寄生ダイオード６４及びチョークコイル１８のマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れることになる。
（期間Ｈの動作）
期間Ｇの第２デッドタイムが過ぎて図７（ｆ）のＶＧＳ１がＬレベルからＨレベルに立ち上がって主スイッチング素子１４がオンする。しかし、主スイッチング素子１４がオンした直後、転流素子１６の寄生ダイオード６４のリカバリー動作により、図８（期間Ｈ）に矢印で示すように、入力電源１２のプラス側、主スイッチング素子１４、転流素子１６の寄生ダイオード６４、バッファコンデンサ２０及び入力電源１２のマイナス側となる経路で大きな貫通電流が流れ、配線による寄生インダクタンスにエネルギーが蓄えられ、この寄生インダクタンスに蓄えられたエネルギーが転流素子１６に図７（ｉ）のＶＳＤ２に示すようにサージ電圧Ｖｓを発生させる。
期間Ｇの第２デッドタイムが過ぎて図７（ｆ）のＶＧＳ１がＬレベルからＨレベルに立ち上がって主スイッチング素子１４がオンする。しかし、主スイッチング素子１４がオンした直後、転流素子１６の寄生ダイオード６４のリカバリー動作により、図８（期間Ｈ）に矢印で示すように、入力電源１２のプラス側、主スイッチング素子１４、転流素子１６の寄生ダイオード６４、バッファコンデンサ２０及び入力電源１２のマイナス側となる経路で大きな貫通電流が流れ、配線による寄生インダクタンスにエネルギーが蓄えられ、この寄生インダクタンスに蓄えられたエネルギーが転流素子１６に図７（ｉ）のＶＳＤ２に示すようにサージ電圧Ｖｓを発生させる。
このため、図６のように極性検出回路７０と主スイッチング素子オン保留制御回路７４を付加していない図１の実施形態の場合には、負荷が大電流を要求した場合、チョークコイル１８の電流が零に戻らない状態が発生し、転流素子１６にサージ電圧が発生してしまうことになる。
（サージ電圧防止機能がある場合の動作）
図６の実施形態のように、極性検出回路７０と主スイッチング素子オン保留制御回路７４を付加した場合に、出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸ以上に流れた場合の動作について、図９に基づいて説明する。
図６の実施形態のように、極性検出回路７０と主スイッチング素子オン保留制御回路７４を付加した場合に、出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸ以上に流れた場合の動作について、図９に基づいて説明する。
図９は過大出力電流に対するサージ電圧防止機能を設けた場合の動作波形を示した説明図であり、各部の信号を図９（ａ）〜（ｋ）に分けて示しており、図６に対し、図９（ｆ）の極性検出信号Ｅ８が追加されている。図１０は図９の主スイッチング素子のオンを保留する期間Ｉの回路動作を示した説明図である。
（期間Ａの動作）
図９（ｃ）に示すように、負荷２８が大電流を要求して出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸ以上に流れたことに対しデューティ制御信号Ｅ３の信号電圧が上昇し、三角波信号Ｅ２がフィードバック制御信号Ｅ３に交差するまでの期間が長くなるため、図９（ｄ）のＰＭＷ信号Ｅ４がＨレベルからＬレベルに立下るまでの期間が長くなる。
図９（ｃ）に示すように、負荷２８が大電流を要求して出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸ以上に流れたことに対しデューティ制御信号Ｅ３の信号電圧が上昇し、三角波信号Ｅ２がフィードバック制御信号Ｅ３に交差するまでの期間が長くなるため、図９（ｄ）のＰＭＷ信号Ｅ４がＨレベルからＬレベルに立下るまでの期間が長くなる。
このように負荷２８に大電流が流れると、主スイッチング素子１４のオンデューティが増加し、図９（ｋ）の期間Ａに示すように、チョークコイル電流ＩＬが上昇する。
このとき、極性検出回路７０から出力される極性検出信号Ｅ８はＨレベルであるので、主スイッチング素子オン保留回路７４は、主スイッチング素子１４のオンを保留することは無く、ＰＷＭ回路３６からのＰＷＭ信号Ｅ４に同期して、主スイッチング素子１４をオフさせる。
（期間Ｂの動作）
主スイッチング素子１４がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムとなる期間Ｂを持つことで、転流素子１６の寄生容量６６に蓄えられた電荷が引き抜かれる。
主スイッチング素子１４がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムとなる期間Ｂを持つことで、転流素子１６の寄生容量６６に蓄えられた電荷が引き抜かれる。
（期間Ｃの動作）
期間Ｂの第１デッドタイムが過ぎて図９（ｈ）のＶＧＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がって転流素子１６がオンするタイミングでは、転流素子１６の寄生容量の電荷が期間Ｂで引き抜かれているため、転流素子１６はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。転流素子１６がオンしている期間Ｃでは、チョークコイル１８がエネルギーを放出し、チョークコイル電流ＩＬが低下する。
期間Ｂの第１デッドタイムが過ぎて図９（ｈ）のＶＧＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がって転流素子１６がオンするタイミングでは、転流素子１６の寄生容量の電荷が期間Ｂで引き抜かれているため、転流素子１６はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。転流素子１６がオンしている期間Ｃでは、チョークコイル１８がエネルギーを放出し、チョークコイル電流ＩＬが低下する。
この状態で、図９（ｂ）に示す発振回路５０のパルス信号Ｅ５により図９（ｈ）のＶＧＳ２がＨレベルからＬレベルとなり、期間Ｃの最後に示すように、転流素子１６がオフする。
（期間Ｇの動作）
転流素子１６がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第２デッドタイムとなる期間Ｇを持つ。期間Ｇでは、チョークコイル１８のドットで示すプラス側からバッファコンデンサ２０、転流素子１６の寄生ダイオード６４及びチョークコイル１８のマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れ、チョークコイル電流ＩＬは低下し続け、同時にチョークコイル１８の２次巻線２２から負荷２８側へ伝送されて負荷電流が流れる。
転流素子１６がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第２デッドタイムとなる期間Ｇを持つ。期間Ｇでは、チョークコイル１８のドットで示すプラス側からバッファコンデンサ２０、転流素子１６の寄生ダイオード６４及びチョークコイル１８のマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れ、チョークコイル電流ＩＬは低下し続け、同時にチョークコイル１８の２次巻線２２から負荷２８側へ伝送されて負荷電流が流れる。
（期間Ｉの動作）
期間Ｉでは、図９（ｄ）のＰＷＭ信号Ｅ４がＨレベルとなって主スイッチング素子１４をオンさせようとするが、このときは、チョークコイル１８はエネルギーを放出している状態であるため、極性検出回路７０からの極性検出信号Ｅ８はＬレベルの状態を維持している。
期間Ｉでは、図９（ｄ）のＰＷＭ信号Ｅ４がＨレベルとなって主スイッチング素子１４をオンさせようとするが、このときは、チョークコイル１８はエネルギーを放出している状態であるため、極性検出回路７０からの極性検出信号Ｅ８はＬレベルの状態を維持している。
このように極性検出信号Ｅ８がＬレベルの状態であるとき、ＰＷＭ信号Ｅ４が主スイッチング素子１４をオンするためにＨレベルとなっても、主スイッチング素子オン保留制御回路７４のアンド回路７６がＬレベルの極性検出信号Ｅ８により禁止状態となってＬレベル出力に固定しており、主スイッチング素子オン保留制御回路７４は主スイッチング素子１４のオンを保留してオフを継続させる。
従って、期間Ｇと同様に、転流素子１６の寄生ダイオード６４に電流が流れることで、チョークコイル１８がバッファコンデンサ２０及び負荷２８に向かってエネルギーを放出し続け、チョークコイル電流ＩＬが低下し続ける。
チョークコイル１８がエネルギー放出を終えると、極性検出回路７０からの極性検出信号がＨレベルとなり、主スイッチング素子保留制御回路７４に設けたアンド回路７６の禁止状態が解除され、このときＰＷＭ信号Ｅ４はＨレベルにあることから、主スイッチング素子１４がオンする。
また、期間Ｉの最後では、チョークコイル電流ＩＬがゼロになった後に主スイッチング素子１４がオンする。従って、転流素子１６の寄生ダイオード６４に流れる電流がゼロになった後に主スイッチング素子１４がオンすることになる。この場合、転流素子１６の寄生容量６６の電荷を引き抜く状態ではないため、ソフトスイッチング動作にはならないが、寄生ダイオード６４に流れる電流がゼロになった後に主スイッチング素子１４がオンすることから、転流素子１６の寄生ダイオード６４にはリカバリー動作が発生せず、図８（期間Ｈ）に示したような貫通電流が流れず、転流素子１６にサージ電圧が発生することがない。
（図６のスイッチング電源装置の有用性）
図６に示したスイッチング電源装置は、極性検出回路７０と主スイッチング素子オン保留制御回路７４の機能により、最大出力電流ＩｏＭＡＸ以上の出力電流Ｉｏを流そうとした場合でも、転流素子１６の寄生ダイオードに電流が流れている最中に主スイッチング素子１４がオンすることがなくなるため、転流素子１６にサージ電圧を発生させることがなく、転流素子１６として使用するＭＯＳ−ＦＥＴ等の半導体素子に低耐圧で導通抵抗の低い素子を用いることができ、低ノイズで高効率のスイッチング電源装置を実現することができる。
図６に示したスイッチング電源装置は、極性検出回路７０と主スイッチング素子オン保留制御回路７４の機能により、最大出力電流ＩｏＭＡＸ以上の出力電流Ｉｏを流そうとした場合でも、転流素子１６の寄生ダイオードに電流が流れている最中に主スイッチング素子１４がオンすることがなくなるため、転流素子１６にサージ電圧を発生させることがなく、転流素子１６として使用するＭＯＳ−ＦＥＴ等の半導体素子に低耐圧で導通抵抗の低い素子を用いることができ、低ノイズで高効率のスイッチング電源装置を実現することができる。
［過電流保護機能を備えたスイッチング電源装置］
図１１は過大出力電流に対するサージ電圧防止機能及び過電流保護機能を備えたスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図である。
図１１は過大出力電流に対するサージ電圧防止機能及び過電流保護機能を備えたスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図である。
図１１に示すように、本実施形態のスイッチング電源装置は、図６に示したスイッチング電源装置に、出力電流制限回路として機能する最大デューティ制限回路７８が付加される。
最大デューティ制限回路７８は、インバータ８０とアンド回路８２を備え、インバータ８０により発振回路３１からのパルス信号Ｅ１を反転してアンド回路８２の一方に入力し、アンド回路８２の他方にはＰＷＭ回路３６からのＰＷＭ信号Ｅ４を入力し、スイッチングの１周期内に、主スイッチング素子１４が必ずオフする期間を設けるように制御する。
即ち、最大デューティ制限回路７８は、発振回路３１からのパルス信号Ｅ１がＬレベルからＨレベルに立ち上がったときに、主スイッチング素子１４をオフするように制御し、これにより過大な出力電流が流れることを抑制する。これによって主スイッチング素子１４のオン期間はスイッチングの１周期以上にはならない。
更に具体的に説明すると、図９の動作波形にあっては、デューティ制御信号Ｅ３が三角波信号Ｅ２と交差している状態について説明したが、出力電流Ｉｏの増加に伴いデューティ制御信号Ｅ３が更に上昇すると、三角波信号Ｅ２と交差できない状態になり、主スイッチング素子１４がオフできなくなってしまい、チョークコイル電流ＩＬの上昇が継続して過大な電流が流れる状態となってしまう。
そこで、図１１に示すように、最大デューティ制限回路７８を設けることで、主スイッチング素子１４のオン期間の上限を決定することが可能となり、また、出力電流の電流上昇が主スイッチング素子１４の最大デューティで制限されることになるため、スイッチング電源装置に過大な電流が流れることを抑制することができる。
［回生機能を備えたスイッチング電源装置］
図１に示したスイッチング電源装置は、ダイオードを用いた整流素子２６を、双方向整流機能をもつＭＯＳ−ＦＥＴ等に変更することで、出力側から入力側に電力を回生する機能を実現することができる。
図１に示したスイッチング電源装置は、ダイオードを用いた整流素子２６を、双方向整流機能をもつＭＯＳ−ＦＥＴ等に変更することで、出力側から入力側に電力を回生する機能を実現することができる。
回生動作は、スイッチング電源装置が出力している電圧（出力電圧設定値）よりも高い電圧をスイッチング電源装置の出力側に印加されている場合や、出力側に大容量のコンデンサ取り付けた状態で、出力電圧設定値を急に下げる場合等に発生する。また、本スイッチング電源装置は、回生現象を積極的に利用して、双方向スイッチング電源装置を作ることが可能である。
回生機能を備えたスイッチング電源装置では、回生動作中においても、回生電流が所定の最大回生電流ＩｏＭＡＸ以下であれば、主スイッチング素子１４および転流素子１６の寄生ダイオードにリカバリー電流が流れることが無いため、サージ電圧が発生しない。また、寄生容量の引き抜きが行われるため、ソフトスイッチング動作が実現できる。これにより高効率、低ノイズの双方向スイッチング電源装置を作ることができる。
（スイッチング電源装置の回生動作）
図１のダイオードを用いた整流素子２６をＭＯＳ−ＦＥＴに変更することで回生機能を備えたスイッチング電源装置のソフトスイッチング動作について図１２及び図１３に基づいて説明する。
図１のダイオードを用いた整流素子２６をＭＯＳ−ＦＥＴに変更することで回生機能を備えたスイッチング電源装置のソフトスイッチング動作について図１２及び図１３に基づいて説明する。
図１２は回生電流が最大回生電流ＩｏＭＡＸ以下の場合と最大回生電流ＩｏＭＡＸを超えた場合の動作波形を示した説明図であり、各部の信号を図１２（ａ）〜（ｊ）に分けて示している。図１３は図１２の回生電流が定格電流を超えた期間Ｊ，Ｋ，Ｌ，Ｍの回路動作を示した説明図である。
（回生電流が最大回生電流ＩｏＭＡＸ以下の場合の動作）
回生機能を備えたスイッチング電源装置の出力に外部電圧が印加されると、回生電流が流れる。スイッチング電源装置は、出力電圧Ｖｏが自身の設定値になるように電流を回生する。即ち、スイッチング電源装置の出力端子に印加される電圧は、回生電流が流れることで電圧降下が発生し、スイッチング電源装置の出力端子に印加される電圧Ｖｏが設定値となる。回生電流が流れている状態では、チョークコイル１８のチョークコイル電流ＩＬの平均値がマイナスになる。
回生機能を備えたスイッチング電源装置の出力に外部電圧が印加されると、回生電流が流れる。スイッチング電源装置は、出力電圧Ｖｏが自身の設定値になるように電流を回生する。即ち、スイッチング電源装置の出力端子に印加される電圧は、回生電流が流れることで電圧降下が発生し、スイッチング電源装置の出力端子に印加される電圧Ｖｏが設定値となる。回生電流が流れている状態では、チョークコイル１８のチョークコイル電流ＩＬの平均値がマイナスになる。
また、他励式（固定周波数方式）で制御されているため、主スイッチング素子１４のオンタイミングが発振回路３１を備えたスイッチング周波数発生回路３２で生成される。
回生電流が最大回生電流ＩｏＭＡＸ以下の場合の動作を図１２及び図１３の期間Ａ，Ｂ，Ｊ，Ｋ，Ｅについて説明する。
（期間Ａの動作）
ＰＷＭ信号Ｅ４がＨレベルにあることで主スイッチング素子１４がオンし、一方、転流素子１６がオフしており、回生電流の大小によらず、チョークコイル１８の電流がプラス方向を向いている。この状態で、図１２（ｃ）に示す三角波信号Ｅ２がデューティ制御信号Ｅ３に交差すると、図１２（ｄ）のＰＭＷ信号がＨレベルからＬレベルに立下り、図１２（ｆ）のＶＧＳ１がＨレベルからＬレベルとなることで、期間Ａの最後に示すように、主スイッチング素子１４がオフする。
ＰＷＭ信号Ｅ４がＨレベルにあることで主スイッチング素子１４がオンし、一方、転流素子１６がオフしており、回生電流の大小によらず、チョークコイル１８の電流がプラス方向を向いている。この状態で、図１２（ｃ）に示す三角波信号Ｅ２がデューティ制御信号Ｅ３に交差すると、図１２（ｄ）のＰＭＷ信号がＨレベルからＬレベルに立下り、図１２（ｆ）のＶＧＳ１がＨレベルからＬレベルとなることで、期間Ａの最後に示すように、主スイッチング素子１４がオフする。
（期間Ｂの動作）
主スイッチング素子１４がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムとなる期間Ｂを持つことで、転流素子１６の寄生容量６６に蓄えられた電荷を回収する。
主スイッチング素子１４がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムとなる期間Ｂを持つことで、転流素子１６の寄生容量６６に蓄えられた電荷を回収する。
（期間Ｊの動作）
期間Ｂの第１デッドタイムが過ぎて図１２（ｇ）のＶＧＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がって転流素子１６がオンするタイミングでは、転流素子１６の寄生容量の電荷が期間Ｂで回収されているため、転流素子１６はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。この場合、図１３（期間Ｊ）に示すように、２次側および１次側に回生電流が流れ、チョークコイル１８及びバッファコンデンサ２０に回生エネルギーが蓄積される。
期間Ｂの第１デッドタイムが過ぎて図１２（ｇ）のＶＧＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がって転流素子１６がオンするタイミングでは、転流素子１６の寄生容量の電荷が期間Ｂで回収されているため、転流素子１６はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。この場合、図１３（期間Ｊ）に示すように、２次側および１次側に回生電流が流れ、チョークコイル１８及びバッファコンデンサ２０に回生エネルギーが蓄積される。
（期間Ｋの動作）
期間Ｊにおいて、主スイッチング素子１４がオフし、転流素子１６がオンしている状態で、チョークコイル１８のチョークコイル電流ＩＬが低下してゼロを過ぎると、電流方向がマイナス方向となる期間Ｋに入る。この場合、図１３（期間Ｋ）に示すように、２次側および１次側に回生電流が流れ、チョークコイル１８に対する回生エネルギーの蓄積が継続される。この期間Ｋでは、バッファコンデンサ２０は期間Ｊにおいて蓄積した回生エネルギーをチョークコイル１８に向けて放出する。
期間Ｊにおいて、主スイッチング素子１４がオフし、転流素子１６がオンしている状態で、チョークコイル１８のチョークコイル電流ＩＬが低下してゼロを過ぎると、電流方向がマイナス方向となる期間Ｋに入る。この場合、図１３（期間Ｋ）に示すように、２次側および１次側に回生電流が流れ、チョークコイル１８に対する回生エネルギーの蓄積が継続される。この期間Ｋでは、バッファコンデンサ２０は期間Ｊにおいて蓄積した回生エネルギーをチョークコイル１８に向けて放出する。
期間Ｋの最後に近づくと、図１２（ｂ）に示す発振回路５０のパルス信号Ｅ５により図１２（ｇ）のＶＧＳ２がＨレベルからＬレベルとなり、期間Ｋの最後に示すように、転流素子１６がオフする。
（期間Ｅの動作）
転流素子１６がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第２デッドタイムとなる期間Ｅを持つ。このときチョークコイル１８はチョークコイル電流ＩＬを流し続けようと動作するため、チョークコイル１８のドットの無い側がプラス極性となり、ドットで示す側がマイナス極性となる。
転流素子１６がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第２デッドタイムとなる期間Ｅを持つ。このときチョークコイル１８はチョークコイル電流ＩＬを流し続けようと動作するため、チョークコイル１８のドットの無い側がプラス極性となり、ドットで示す側がマイナス極性となる。
従って、チョークコイル１８のプラス側から主スイッチング素子１４の寄生容量６２、入力電源１２及びチョークコイル１８のドットで示したマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れる。このため、第２デッドタイムの期間Ｅで主スイッチング素子１４の寄生容量６２に蓄えられた電荷が回収される。
期間Ｅの第２デッドタイムが過ぎて図１２（ｆ）のＶＧＳ１がＬレベルからＨレベルに立ち上がって主スイッチング素子１４がオンするタイミングでは、主スイッチング素子１４の寄生容量６２の電荷が期間Ｅで回収されているため、主スイッチング素子１４はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。
（回生動作の有用性）
このように本実施形態の回生機能を備えたスイッチング電源装置では、回生動作中においても、回生電流が最大回生電流ＩｏＭＡＸ以下であれば、即ちチョークコイル１８のチョークコイル電流ＩＬがゼロを跨いで変化すれば、主スイッチング素子１４および転流素子１６の寄生ダイオードにリカバリー電流が流れることが無いため、サージ電圧が発生しない。
このように本実施形態の回生機能を備えたスイッチング電源装置では、回生動作中においても、回生電流が最大回生電流ＩｏＭＡＸ以下であれば、即ちチョークコイル１８のチョークコイル電流ＩＬがゼロを跨いで変化すれば、主スイッチング素子１４および転流素子１６の寄生ダイオードにリカバリー電流が流れることが無いため、サージ電圧が発生しない。
また、デッドタイムの設定により主スイッチング素子１４および転流素子１６の寄生容量の引き抜きが行われるため、ソフトスイッチング動作が実現できる。これにより、高効率、低ノイズ、低コストの回生機能を備えたスイッチング電源装置及び双方向スイッチング電源装置を実現することができる。
［過大回生電流に対するサージ電圧防止機能を備えたスイッチング電源装置］
（サージ電圧防止機能がない場合の動作）
回生機能を備えたスイッチング電源装置は、回生動作により最大回生電流ＩｏＭＡＸ以上の回生電流を流そうとした場合にサージ電圧が発生する。この場合の動作を図１２及び図１３の期間Ｆ，Ｌ，Ｍについて説明する。
（サージ電圧防止機能がない場合の動作）
回生機能を備えたスイッチング電源装置は、回生動作により最大回生電流ＩｏＭＡＸ以上の回生電流を流そうとした場合にサージ電圧が発生する。この場合の動作を図１２及び図１３の期間Ｆ，Ｌ，Ｍについて説明する。
（期間Ｆの動作）
回生機能を備えたスイッチング電源装置の負荷側に外部電圧を印加し、回生電流を流している状態で、回生電流を増やす方向に印加電圧を上昇させたとすると、図１２（ｃ）に示すように、デューティ制御信号Ｅ３の信号電圧が低下し、三角波信号Ｅ２がデューティ制御信号Ｅ３に交差するまでの期間が短くなるため、これによりＰＷＭ信号Ｅ４がＨレベルからＬレベルになるまでの期間が短くなる。このように負荷側に外部電圧を印加すると主スイッチング素子１４のオンデューティを狭くするようにスイッチング制御回路３０が動作する。
回生機能を備えたスイッチング電源装置の負荷側に外部電圧を印加し、回生電流を流している状態で、回生電流を増やす方向に印加電圧を上昇させたとすると、図１２（ｃ）に示すように、デューティ制御信号Ｅ３の信号電圧が低下し、三角波信号Ｅ２がデューティ制御信号Ｅ３に交差するまでの期間が短くなるため、これによりＰＷＭ信号Ｅ４がＨレベルからＬレベルになるまでの期間が短くなる。このように負荷側に外部電圧を印加すると主スイッチング素子１４のオンデューティを狭くするようにスイッチング制御回路３０が動作する。
（期間Ｌの動作）
主スイッチング素子１４がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムとなる期間Ｌを持つ。このときチョークコイル１８はチョークコイル電流ＩＬを流し続けようと動作するため、チョークコイル１８のドットの無い側がプラス極性となり、ドットで示す側がマイナス極性となる。
主スイッチング素子１４がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムとなる期間Ｌを持つ。このときチョークコイル１８はチョークコイル電流ＩＬを流し続けようと動作するため、チョークコイル１８のドットの無い側がプラス極性となり、ドットで示す側がマイナス極性となる。
従って、図１３（期間Ｌ）に矢印で示すように、チョークコイル１８のプラス側から主スイッチング素子１４の寄生ダイオード６０、入力電源１２及びチョークコイル１８のドットで示したマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れる。
（期間Ｍの動作）
期間Ｌの第１デッドタイムが過ぎて図１２（ｇ）のＶＧＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がって転流素子１６がオンする。しかし、転流素子１６がオンした直後、主スイッチング素子１４の寄生ダイオード６０のリカバリー動作により、図１３（期間Ｍ）に矢印で示すように、入力電源１２のプラス側、主スイッチング素子１４の寄生ダイオード６０、転流素子１６、バッファコンデンサ２０及び入力電源１２のマイナス側となる経路で大きな貫通電流が流れ、配線による寄生インダクタンスにエネルギーが蓄えられ、この寄生インダクタンスに蓄えられたエネルギーが転流素子１６に図１２（ｈ）のＶＳＤ１に示すようにサージ電圧Ｖｓを発生させる。
期間Ｌの第１デッドタイムが過ぎて図１２（ｇ）のＶＧＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がって転流素子１６がオンする。しかし、転流素子１６がオンした直後、主スイッチング素子１４の寄生ダイオード６０のリカバリー動作により、図１３（期間Ｍ）に矢印で示すように、入力電源１２のプラス側、主スイッチング素子１４の寄生ダイオード６０、転流素子１６、バッファコンデンサ２０及び入力電源１２のマイナス側となる経路で大きな貫通電流が流れ、配線による寄生インダクタンスにエネルギーが蓄えられ、この寄生インダクタンスに蓄えられたエネルギーが転流素子１６に図１２（ｈ）のＶＳＤ１に示すようにサージ電圧Ｖｓを発生させる。
そこで回生電流が最大回生電流ＩｏＭＡＸ以上となってもサージ電圧の発生がなく、また、過大な回生電流が流れることを抑制する機能を備えたスイッチング電源装置の実施形態を図１４に示す。
（スイッチング電源装置の構成）
図１４は過大回生電流に対するサージ電圧防止機能と回生過電流保護機能を備えたスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図である。
図１４は過大回生電流に対するサージ電圧防止機能と回生過電流保護機能を備えたスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図である。
図１４に示すように、１次側のパワー回路として設けた同期整流昇降圧チョッパー回路１０は、ＭＯＳ−ＦＥＴを使用した主スイッチング素子１４、ＭＯＳ−ＦＥＴを使用した転流素子１６、チョークコイル１８、バッファコンデンサ２０を備え、２次側のパワー回路は、チョークコイル１８に設けた２次巻線２２、整流素子２６ａ、出力コンデンサ２４を備え、スイッチング制御回路３０は、スイッチング周波数発生回路３２、三角波発生回路３４、ＰＷＭ回路３６、第１デッドタイム発生回路３８、第２デッドタイム発生回路４０及び転流制御用インバータ４２を備える。
これらの構成は図１の実施形態と同じであるが、本実施形態にあっては、再生機能を実現するため２次側のパワー回路に設けた整流素子２６ａを双方向整流が可能となるＭＯＳ−ＦＥＴとし、また極性検出回路８４と転流素子オン保留制御回路８８が付加される。
極性検出回路８４は、チョークコイル１８に結合した極性検出コイル８６を備え、チョークコイル１８に発生している電圧の極性を検出して極性検出信号Ｅ９を出力する。即ち、極性検出回路８４は、チョークコイル１８にドットがある方向にプラスの電圧が発生している場合にＨレベルとなる極性検出信号Ｅ９を出力し、また、ドットが無い方向にプラスの電圧が発生している場合にＬレベルとなる極性検出信号Ｅ９を出力する。これは図６の極性検出回路７０の場合と逆になる。
転流素子オン保留制御回路８８は、極性検出回路８４によりチョークコイル１８にドットの無い方向にプラスの電圧が発生してＬレベルとなる極性検出信号Ｅ９を出力しているときに、スイッチング制御回路３０が出力する同期整流制御信号Ｅ７がＨレベルになっても、転流素子１６のオンを保留するように制御する。
図１５は過大回生電流に対するサージ電圧防止機能を設けた場合の動作波形を示した説明図であり、各部の信号を図１５（ａ）〜（ｋ）に分けて示しており、図１２に対し、図１５（ｆ）の極性検出信号Ｅ９が追加されている。
期間Ａ、Ｂ，Ｊ，Ｋ，Ｅの動作は、図１２と同じになることから省略し、それ以降の期間Ｆ，Ｌ，Ｎの動作を説明する。
（期間Ｆの動作）
図１４のスイッチング電源装置の負荷側に外部電圧を印加し、回生電流を流している状態で、回生電流を増やす方向に印加電圧を上昇させたとすると、図１５（ｃ）に示すように、デューティ制御信号Ｅ３の信号電圧が低下し、三角波信号Ｅ２がデューティ制御信号Ｅ３に交差するまでの期間が短くなるため、これによりＰＷＭ信号Ｅ４がＨレベルからＬレベルになるまでの期間が短くなる。このように負荷側に外部電圧を印加すると主スイッチング素子１４のオンデューティを狭くするようにスイッチング制御回路３０が動作する。
図１４のスイッチング電源装置の負荷側に外部電圧を印加し、回生電流を流している状態で、回生電流を増やす方向に印加電圧を上昇させたとすると、図１５（ｃ）に示すように、デューティ制御信号Ｅ３の信号電圧が低下し、三角波信号Ｅ２がデューティ制御信号Ｅ３に交差するまでの期間が短くなるため、これによりＰＷＭ信号Ｅ４がＨレベルからＬレベルになるまでの期間が短くなる。このように負荷側に外部電圧を印加すると主スイッチング素子１４のオンデューティを狭くするようにスイッチング制御回路３０が動作する。
（期間Ｌの動作）
期間Ｌは、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムであり、チョークコイル１８はチョークコイル電流ＩＬを流し続けようと動作するため、チョークコイル１８のドットの無い側がプラス極性となり、ドットで示す側がマイナス極性となる。
期間Ｌは、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムであり、チョークコイル１８はチョークコイル電流ＩＬを流し続けようと動作するため、チョークコイル１８のドットの無い側がプラス極性となり、ドットで示す側がマイナス極性となる。
従って、チョークコイル１８のプラス側から主スイッチング素子１４の寄生ダイオード６０、入力電源１２及びチョークコイル１８のドットで示したマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れ、チョークコイル電流ＩＬが上昇し続ける。
（期間Ｎの動作）
期間Ｎでは、スイッチング制御回路３０の第１デッドタイム発生回路３８からの遅延信号Ｅ６を転流制御用インバータ４２に出力することでＨレベルとなる転流制御信号Ｅ７が出力されるが、このとき、チョークコイル１８がエネルギーを放出している状態であるため、極性検出回路８４の極性検出信号Ｅ９はＬレベルの状態を維持している。
期間Ｎでは、スイッチング制御回路３０の第１デッドタイム発生回路３８からの遅延信号Ｅ６を転流制御用インバータ４２に出力することでＨレベルとなる転流制御信号Ｅ７が出力されるが、このとき、チョークコイル１８がエネルギーを放出している状態であるため、極性検出回路８４の極性検出信号Ｅ９はＬレベルの状態を維持している。
このためスイッチング制御回路３０がＨレベルとなる転流制御信号Ｅ７を出力しても、極性検出回路８４からのＬレベルとなる極性検出信号Ｅ９により転流素子オン保留制御回路８８のアンド回路９０は禁止状態にあり、その出力はＬレベルを維持しており、転流素子１６のオンを保留する。
従って、期間Ｎは期間Ｌと同様に、図１６（期間Ｎ）に示すように、チョークコイル１８のプラス側から主スイッチング素子１４の寄生ダイオード６０、入力電源１２及びチョークコイル１８のドットで示したマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れ、チョークコイル電流ＩＬがゼロに向かって変化し続ける。
この状態で、チョークコイル１８がエネルギー放出を終えると、極性検出回路８４の極性検出信号Ｅ９がＨレベルとなり、転流素子オン保留制御回路８８のアンド回路９０の禁止状態が解除され、このときＨレベルにあるスイッチング制御回路３０からの転流制御信号Ｅ７が転流素子１６に出力され、転流素子１６がオンする。
このため期間Ｎの最後では、チョークコイル１８のチョークコイル電流ＩＬが零になった後に、即ち主スイッチング素子１４の寄生ダイオード６０に流れる電流がゼロになった後に転流素子１６がオンすることになる。これにより主スイッチング素子１４の寄生ダイオード６０のリカバリー動作が発生せず、図１３（期間Ｍ）に示したような貫通電流が流れず、主スイッチング素子１４にサージ電圧が発生することがない。
（回生電流の過電流保護機能）
図１４のスイッチング電源装置は、極性検出回路８４と転流素子オン保留制御回路８８による図１６（期間Ｎ）における転流素子１６のオン保留制御で、これに続く期間Ｊ，Ｋのように、転流素子１６のオン期間が長くなっても、第２デッドタイム発生回路４０に設けた発振回路５０からのパルス信号Ｅ５により転流素子１６がオフとなるように制御され、このためスイッチング電源装置に過大な回生電流が流れることを抑制する過電流防止機能を実現できる。即ち、スイッチング電源装置は、回生動作を行うスイッチングの１周期内に転流素子１６のオフ期間を設けるように制御することで、過大な回生電流が流れることを抑制する過電流防止機能を実現できる。
図１４のスイッチング電源装置は、極性検出回路８４と転流素子オン保留制御回路８８による図１６（期間Ｎ）における転流素子１６のオン保留制御で、これに続く期間Ｊ，Ｋのように、転流素子１６のオン期間が長くなっても、第２デッドタイム発生回路４０に設けた発振回路５０からのパルス信号Ｅ５により転流素子１６がオフとなるように制御され、このためスイッチング電源装置に過大な回生電流が流れることを抑制する過電流防止機能を実現できる。即ち、スイッチング電源装置は、回生動作を行うスイッチングの１周期内に転流素子１６のオフ期間を設けるように制御することで、過大な回生電流が流れることを抑制する過電流防止機能を実現できる。
（図１４のスイッチング電源装置の有用性）
図１４の回生機能を備えたスイッチング電源装置は、極性検出回路８４と転流素子オン保留制御回路８８を付加したことにより、大きな回生電流が流れた場合でも、主スイッチング素子１４の寄生ダイオードに電流が流れている最中に転流素子１６がオンすることがなくなるため、主スイッチング素子１４にサージ電圧を発生させることがなく、主スイッチング素子１４に用いるＭＯＳ−ＦＥＴ等の半導体素子に低耐圧で導通抵抗の低い素子を用いることができ、低ノイズで高効率の回生機能を持ったスイッチング電源装置を実現することができる。
図１４の回生機能を備えたスイッチング電源装置は、極性検出回路８４と転流素子オン保留制御回路８８を付加したことにより、大きな回生電流が流れた場合でも、主スイッチング素子１４の寄生ダイオードに電流が流れている最中に転流素子１６がオンすることがなくなるため、主スイッチング素子１４にサージ電圧を発生させることがなく、主スイッチング素子１４に用いるＭＯＳ−ＦＥＴ等の半導体素子に低耐圧で導通抵抗の低い素子を用いることができ、低ノイズで高効率の回生機能を持ったスイッチング電源装置を実現することができる。
また、回生電流のピーク値は、転流素子１６のオン時間で制限されてスイッチングの１周期以上にはならないため、過大な回生電流が流れることを抑制する機能である回生過電流保護機能を併せ持つことになる。
［本発明の変形例］
本発明はその目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含む。例えば、主スイッチング素子オン保留回路７４と転流素子オン保留回路８８を同時に備えたスイッチング電源装置としても良いし、極性検出コイル７２と極性検出コイル８６を１つのコイルで共用した極性検出回路を構成し、１つの極性検出回路で主スイッチング素子オン保留回路７４と転流素子オン保留回路８８を制御する構成としても良い。また、極性検出コイルを極性検出回路に用いると同時に、補助電源回路を構成し、制御回路の駆動電力を生成しても良い。更に上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。
本発明はその目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含む。例えば、主スイッチング素子オン保留回路７４と転流素子オン保留回路８８を同時に備えたスイッチング電源装置としても良いし、極性検出コイル７２と極性検出コイル８６を１つのコイルで共用した極性検出回路を構成し、１つの極性検出回路で主スイッチング素子オン保留回路７４と転流素子オン保留回路８８を制御する構成としても良い。また、極性検出コイルを極性検出回路に用いると同時に、補助電源回路を構成し、制御回路の駆動電力を生成しても良い。更に上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。
１０：同期整流昇降圧チョッパー回路
１２：入力電源
１４：主スイッチング素子
１６：転流素子
１８：チョークコイル
２０：バッファコンデンサ
２２：２次巻線
２４：出力コンデンサ
２６：整流素子
２８：負荷
３０：スイッチング制御回路
３１，５０：発振回路
３２：スイッチング周波数発生回路
３４：三角波発生回路
３６：ＰＷＭ回路
３８：第１デッドタイム発生回路
４０：第２デッドタイム発生回路
４２：転流制御用インバータ
６０，６４：寄生ダイオード
６２，６６：寄生容量
７０，８４：極性検出回路
７４：主スイッチング素子オン保留制御回路
７８：最大デューティ制限回路
８８：転流素子オン保留制御回路
１２：入力電源
１４：主スイッチング素子
１６：転流素子
１８：チョークコイル
２０：バッファコンデンサ
２２：２次巻線
２４：出力コンデンサ
２６：整流素子
２８：負荷
３０：スイッチング制御回路
３１，５０：発振回路
３２：スイッチング周波数発生回路
３４：三角波発生回路
３６：ＰＷＭ回路
３８：第１デッドタイム発生回路
４０：第２デッドタイム発生回路
４２：転流制御用インバータ
６０，６４：寄生ダイオード
６２，６６：寄生容量
７０，８４：極性検出回路
７４：主スイッチング素子オン保留制御回路
７８：最大デューティ制限回路
８８：転流素子オン保留制御回路
Claims (3)
- １次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、前記チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、
２次側回路として、前記チョークコイルに２次巻線を設け、前記２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、前記出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、
前記チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値以下のときにスイッチングの１周期内において、前記チョークコイルを流れる電流が正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、
所定のスイッチング周波数で前記主スイッチング素子および前記転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフするために、前記スイッチング周波数を決定する発振回路のパルス信号から生成した前記主スイッチング素子のオンデューティとなるＰＷＭ信号に基づいて前記主スイッチング素子のオン、オフが制御され、前記オンデューティを一定時間遅延させる遅延回路で生成した第１デッドタイム発生回路と、前記スイッチング周波数に同期させた発振回路のパルス信号を、前記スイッチング周波数のパルス信号が発生する直前に前記発振回路から前記パルス信号を出力することで所定の第２デッドタイムを発生させる第２デッドタイム発生回路からなるスイッチング制御回路と、
前記チョークコイルの極性を検出して極性検出信号を出力する極性検出回路と、主スイッチング素子オン保留制御回路と、を備えており、
前記極性検出回路は、前記チョークコイルが前記バッファコンデンサに向けてエネルギー放出による電流を流している状態を示す前記極性検出信号を出力するものであって、
前記主スイッチング素子オン保留制御回路は、前記出力電流が所定の最大出力電流値以上の場合において、前記スイッチング制御回路が前記主スイッチング素子をオンさせようとするときに、前記極性検出信号を受けて前記スイッチング制御回路が出力する前記主スイッチング素子のオン信号を保留してオフを継続するように制御することで、前記転流素子の寄生ダイオードに電流が流れていない状態で前記主スイッチング素子をオンする動作を行うように制御し、前記転流素子に発生するサージ電圧を抑制する動作を行うこと、
を特徴とするスイッチング電源装置。 - 請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、更に、スイッチング周期の１周期内に前記主スイッチング素子のオフ期間を設けて最大出力電流を制限する電流制限回路を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。
- １次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、前記チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、
２次側回路として、前記チョークコイルに２次巻線を設け、前記２次巻線に双方向整流機能を有する整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、前記出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路が構成された、出力側から入力側に電力を回生する機能を備えたスイッチング電源装置であって、
前記チョークコイルのインダクタンスは、出力側から入力側へ流れる回生電流が所定の定格値以下のときにスイッチングの１周期内において、前記チョークコイルを流れる電流が正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、
所定のスイッチング周波数で前記主スイッチング素子および前記転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフするために、前記スイッチング周波数を決定する発振回路のパルス信号から生成した前記主スイッチング素子のオンデューティとなるＰＷＭ信号に基づいて前記主スイッチング素子のオン、オフが制御され、前記オンデューティを一定時間遅延させる遅延回路で生成した第１デッドタイム発生回路と、前記スイッチング周波数に同期させた発振回路のパルス信号を、前記スイッチング周波数のパルス信号が発生する直前に前記発振回路から前記パルス信号を出力することで所定の第２デッドタイムを発生させる第２デッドタイム発生回路からなるスイッチング制御回路と、
前記チョークコイルの極性を検出して極性検出信号を出力する極性検出回路と、転流素子オン保留制御回路と、を備えており、
前記極性検出回路は、前記入力電源に向けてエネルギー放出による電流を流している状態を示す前記極性検出信号を出力するものであって、
前記転流素子オン保留制御回路は、前記回生電流が所定の最大回生電流値以上の場合において、前記スイッチング制御回路が前記転流素子をオンさせようとするときに、前記極性検出信号を受けて前記スイッチング制御回路が出力する前記転流素子のオン信号を保留してオフを継続するように制御することで、前記主スイッチング素子の寄生ダイオードに電流が流れていない状態で前記転流素子をオンする動作を行うように制御し、前記主スイッチング素子に発生するサージ電圧を抑制する動作を行うこと、
を特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014204549A JP6452231B2 (ja) | 2014-10-03 | 2014-10-03 | スイッチング電源装置 |
| CN201580048759.XA CN106688174B (zh) | 2014-10-03 | 2015-04-20 | 开关电源装置 |
| PCT/JP2015/061966 WO2016051834A1 (ja) | 2014-10-03 | 2015-04-20 | スイッチング電源装置 |
| EP15846918.9A EP3203623A4 (en) | 2014-10-03 | 2015-04-20 | Switched-mode power supply |
| US15/429,642 US10116223B2 (en) | 2014-10-03 | 2017-02-10 | Switching power supply apparatus capable of achieving soft switching operation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014204549A JP6452231B2 (ja) | 2014-10-03 | 2014-10-03 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2016077042A JP2016077042A (ja) | 2016-05-12 |
| JP6452231B2 true JP6452231B2 (ja) | 2019-01-16 |
Family
ID=55629891
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2014204549A Active JP6452231B2 (ja) | 2014-10-03 | 2014-10-03 | スイッチング電源装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US10116223B2 (ja) |
| EP (1) | EP3203623A4 (ja) |
| JP (1) | JP6452231B2 (ja) |
| CN (1) | CN106688174B (ja) |
| WO (1) | WO2016051834A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI748777B (zh) * | 2020-12-02 | 2021-12-01 | 遠東科技大學 | 具升壓及降壓功能之直流電源轉換器 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7472654B2 (ja) | 2020-05-27 | 2024-04-23 | 富士電機株式会社 | スイッチング制御回路、ｌｌｃコンバータ |
| CN111934403B (zh) * | 2020-10-10 | 2021-01-12 | 深圳英集芯科技有限公司 | 采样电阻短路保护电路和方法，以及快充充电器 |
| CN112994429B (zh) * | 2021-02-02 | 2023-09-15 | 西北工业大学 | 一种输入并联输出串联型boost变换器的故障容错控制方法 |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0866025A (ja) | 1994-08-10 | 1996-03-08 | Sanken Electric Co Ltd | 共振型スイッチング電源装置 |
| JP3201324B2 (ja) * | 1997-12-22 | 2001-08-20 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| US6466462B2 (en) * | 2000-10-31 | 2002-10-15 | Yokogawa Electric Corporation | DC/DC converter having a control circuit to reduce losses at light loads |
| JP3740385B2 (ja) * | 2001-06-04 | 2006-02-01 | Ｔｄｋ株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP3610321B2 (ja) * | 2001-06-29 | 2005-01-12 | Ｔｄｋ株式会社 | スイッチング電源装置及びこれに用いられる制御回路、並びに、スイッチング電源装置の制御方法 |
| JP2003118840A (ja) * | 2001-10-17 | 2003-04-23 | Zoo Corp | 医薬品の備蓄・販売管理方法およびシステム |
| WO2005008871A1 (ja) * | 2003-07-16 | 2005-01-27 | Sanken Electric Co., Ltd. | 直流変換装置 |
| US8040704B2 (en) * | 2007-06-30 | 2011-10-18 | Cuks, Llc | Integrated magnetics switching converter with zero inductor and output ripple currents and lossless switching |
| JP5315078B2 (ja) * | 2009-02-10 | 2013-10-16 | ザインエレクトロニクス株式会社 | 同期整流方式を用いたコンパレータ方式ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| EP2421137B1 (en) | 2009-04-14 | 2019-05-08 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply unit |
| JP5586088B2 (ja) * | 2010-06-07 | 2014-09-10 | ローム株式会社 | 昇圧型ｄｃ／ｄｃコンバータ及びこれを備えた電子機器 |
| JP5678344B2 (ja) * | 2010-07-13 | 2015-03-04 | ミネベア株式会社 | スイッチング電源装置の制御方法 |
| JP2012100490A (ja) | 2010-11-04 | 2012-05-24 | Kawasaki Heavy Ind Ltd | 共振スイッチを用いた降圧チョッパおよび電力供給システム |
| US9093904B2 (en) | 2011-02-01 | 2015-07-28 | Fuji Electric Co., Ltd. | Resonant switching power supply device |
| JP5972127B2 (ja) | 2012-09-18 | 2016-08-17 | 新電元工業株式会社 | スイッチング電源 |
| US9166498B2 (en) * | 2013-02-13 | 2015-10-20 | Pai Capital Llc | Power converter with non-symmetrical totem pole rectifier and current-shaping branch circuits |
-
2014
- 2014-10-03 JP JP2014204549A patent/JP6452231B2/ja active Active
-
2015
- 2015-04-20 WO PCT/JP2015/061966 patent/WO2016051834A1/ja active Application Filing
- 2015-04-20 EP EP15846918.9A patent/EP3203623A4/en not_active Ceased
- 2015-04-20 CN CN201580048759.XA patent/CN106688174B/zh active Active
-
2017
- 2017-02-10 US US15/429,642 patent/US10116223B2/en active Active
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI748777B (zh) * | 2020-12-02 | 2021-12-01 | 遠東科技大學 | 具升壓及降壓功能之直流電源轉換器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20170179838A1 (en) | 2017-06-22 |
| EP3203623A1 (en) | 2017-08-09 |
| JP2016077042A (ja) | 2016-05-12 |
| CN106688174B (zh) | 2019-05-17 |
| WO2016051834A1 (ja) | 2016-04-07 |
| CN106688174A (zh) | 2017-05-17 |
| EP3203623A4 (en) | 2018-05-23 |
| US10116223B2 (en) | 2018-10-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5463759B2 (ja) | スイッチング電源装置およびスイッチング電源制御回路 | |
| CN101582643B (zh) | 开关电源 | |
| JP4824524B2 (ja) | 単方向ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法 | |
| JP5397024B2 (ja) | スイッチング電源装置、スイッチング電源制御回路およびスイッチング電源装置の制御方法 | |
| JP5447507B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP5170241B2 (ja) | 絶縁型スイッチング電源装置 | |
| CN101795076B (zh) | 功率变换器以及控制功率变换器的方法 | |
| WO2016139745A1 (ja) | 電力変換器 | |
| JP2007006614A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2009284667A (ja) | 電源装置、および、その制御方法ならびに半導体装置 | |
| JP5849599B2 (ja) | フォワード形直流−直流変換装置 | |
| JP6452231B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP6284238B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP5462768B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2009225571A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP6247176B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP6395316B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP5644954B2 (ja) | 絶縁型スイッチング電源装置 | |
| TWI482407B (zh) | 電源轉換裝置 | |
| US7729136B2 (en) | Isolated DC-DC converter | |
| JP6253200B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP5786334B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2017158301A (ja) | スイッチング電源装置及びスイッチング電源制御方法 | |
| JP5925722B2 (ja) | スイッチング電源装置及びその制御方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20160801 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20171004 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20171124 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20180502 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20180620 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20181205 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20181210 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6452231 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |