JP5962591B2

JP5962591B2 - モータ駆動装置

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Publication number: JP5962591B2
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Authority: JP
Inventors: 酒井　剛志; 剛志酒井
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Filing date: 2013-06-03
Publication date: 2016-08-03
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Description

本発明は、インバータ回路を用いてモータを駆動するモータ駆動装置に関する。

従来から、例えば、インバータ回路のスイッチング素子のスイッチングにより直流電圧をＰＷＭ変調して交流に変換して３相のモータコイルに電圧を出力することで、位置センサレスの３相モータを駆動するモータ駆動装置がある。このようなモータ駆動装置では、ＰＷＭ変調する際の変調方式について、３相変調方式と少なくとも１相のスイッチング素子のオンオフ状態を固定する他の変調方式とを選択的に切り替えるものが知られている。

例えば、下記特許文献１に開示されたモータの制御装置では、モータ起動時および低速回転領域では１８０度の正弦波駆動方式を適用し、高速回転領域では１２０度通電の矩形波駆動方式を適用するようになっている。

特開２００５−２７３９５号公報

しかしながら、上記従来技術のようなモータ駆動装置では、３相変調方式以外の他の変調方式を適用して更なる高速回転制御を行おうとすると、負荷変動が比較的大きい場合等にモータが安定駆動できないという不具合を発生する場合がある。他の変調方式を適用して更なる高速回転制御を行う場合には、他の変調方式の目標変調率波形（理論変調率波形）からのサンプリング周期を縮小しなければ、目標変調率波形に対して制御用の変調率波形が乖離してしまい、モータ駆動の不安定化に繋がる。

これに対し、マイクロコンピュータの処理周波数の向上やスイッチング動作の高周波数化等の対応を行えば、上記不具合を解消することが可能であるが、ハードウェア性能を向上しなければならないという問題がある。

本発明は、上記点に鑑みてなされたものであり、更なる高速回転駆動を行う際にハードウェア性能を向上することなくモータを安定的に駆動することが可能なモータ駆動装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明では、
制御装置（１００）が、ＰＷＭ変調の方式を、３相変調方式を含む複数の変調方式の中で選択的に切り替え可能なモータ駆動装置であって、
制御装置は、３相変調方式以外の他の変調方式を選択しており、モータ（１２）の目標回転数が上昇しているときに、目標変調率波形の周波数に対する制御用変調率値のサンプリングの周波数の倍率もしくは倍率の関連値に基づいて倍率が所定値未満に低下したと判断した場合には、ＰＷＭ変調の方式を、他の変調方式から３相変調方式に切り替えることを特徴としている。

これによると、制御装置は、３相変調方式以外の他の変調方式でモータ回転数を上昇させているときに、目標変調率波形周波数に対するサンプリング周波数の倍率が所定値未満に低下した場合には、ＰＷＭ変調方式を他の変調方式から３相変調方式に切り替える。すなわち、他の変調方式で回転数を上昇させているときに、目標変調率波形からの１周期あたりの制御用変調率値サンプリング数が所定数未満に低下した場合には、変調方式を他の変調方式から３相変調方式に変更する。したがって、１周期あたりの制御用変調率値サンプリング数が減少して、サンプリング値より形成される制御用変調率波形が目標変調率波形から乖離してきた場合には、サンプリング数が少なくても目標変調率波形に近似させ易い３相変調方式を採用できる。これによれば、制御装置の処理周波数の向上等のハードウェア性能の向上を行わなくても、変調方式を他の変調方式から３相変調方式へ切り替えることで、モータを比較的安定して高速回転することができる。このようにして、更なる高速回転駆動を行う際にハードウェア性能を向上することなくモータを安定的に駆動することができる。

なお、上記各手段に付した括弧内の符号は、後述する実施形態記載の具体的手段との対応関係を示す一例である。

本発明を適用した第１の実施形態におけるモータ駆動装置を一部ブロックで示した回路図である。電動圧縮機の概略構造を示す断面図である。制御装置の概略制御動作を示すフローチャートである。２相変調方式を選択している場合の目標変調率波形とサンプリングした波形の一例を示すグラフである。図４よりも目標回転数が上昇し、３相変調方式に切り替えた場合の目標変調率波形とサンプリングした波形の一例を示すグラフである。図４と同一の目標回転数において、２相変調方式を選択したままの比較例の目標変調率波形とサンプリングした波形の一例を示すグラフである。他の実施形態における変調方式の切り替え例を示すグラフである。他の実施形態における３相変調方式以外の他の変調方式の一例を示すグラフである。他の実施形態における３相変調方式以外の他の変調方式の他の一例を示すグラフである。他の実施形態における３相変調方式以外の他の変調方式の他の一例を示すグラフである。

以下に、図面を参照しながら本発明を実施するための複数の形態を説明する。各形態において先行する形態で説明した事項に対応する部分には同一の参照符号を付して重複する説明を省略する場合がある。各形態において構成の一部のみを説明している場合は、構成の他の部分については先行して説明した形態と同様とする。実施の各形態で具体的に説明している部分の組合せばかりではなく、特に組合せに支障が生じなければ、実施の形態同士を部分的に組み合せることも可能である。

（第１の実施形態）
本発明を適用した第１の実施形態について、図１〜図６を参照して説明する。

図１に示すように、本実施形態のモータ駆動装置は、電動圧縮機１０の同期モータ１２（モータに相当）を駆動するためのものである。電動圧縮機１０は、例えば二酸化炭素等を冷媒とする車両用空調装置のヒートポンプサイクル中に配設される圧縮機であり、内蔵する同期モータ１２により負荷としての圧縮機構１１を駆動する。電動圧縮機１０は、圧縮機構１１において、気相冷媒を圧縮して（例えば二酸化炭素冷媒であれば臨界圧力以上まで圧縮して）吐出する電動コンプレッサである。本実施形態の同期モータ１２は、例えば、磁石を埋設したロータを回転駆動する４極３相コイルを有する同期モータである。

図１に示す直流電源２０は、例えば２８８Ｖの電圧を出力可能な高電圧バッテリからなる直流電圧の供給源である。直流電源２０からインバータ回路４０へ延びる一対の母線３０には、高電圧リレーシステム５０が配設されている。高電圧リレーシステム５０は、複数のリレーと抵抗体とにより構成されている。高電圧リレーシステム５０は、高電圧を印加するときに、抵抗体を有する経路で電圧印加を開始した後に抵抗体を有しない経路に切り替えを行うことで、母線３０に突入電流が流れないようにする機能を有している。

また、高電圧リレーシステム５０は、電動圧縮機１０等に異常状態が検知された場合には、給電経路を遮断するようになっている。

図１に示すように、直流電源２０からインバータ回路４０への電力供給経路である一対の母線３０間には、平滑手段としてのコンデンサ６０、７０が介設されている。コンデンサ６０は、母線３０に対してインバータ回路４０と並列に接続された他の電気装置９の影響により変動する電圧を平滑にするために設けられている。ここで、電気装置９としては、車両走行用モータ駆動装置、充電装置、降圧ＤＣ／ＤＣ変換装置等が挙げられる。

例えば車両に複数のモータ駆動装置が搭載されており、電気装置９が車両走行用モータ駆動装置である場合には、直流電源２０から給電されるモータ駆動装置のうち、電気装置９が主たる駆動装置であり、インバータ回路４０を含む駆動装置が従たる駆動装置である。ここで、主たる駆動装置とは、例えば、従たる駆動装置よりも、直流電源２０から給電される入力電力が大きい装置である。また、主たる駆動装置は、両駆動装置への給電が困難なときに、優先的に給電が行われる装置となる場合がある。

電気装置９への入力電力が、インバータ回路４０を介する電動圧縮機１０への入力電力に対して、例えば１０倍以上大きいような場合には、電気装置９の影響により、直流電源２０から母線３０を介してインバータ回路４０へ印加される電圧の変動が大きくなり易い。コンデンサ６０は、この電圧変動を抑制するために設けられている。

コンデンサ７０は、インバータ回路４０のスイッチング素子のスイッチングに伴って発生するサージやリプルを吸収するために設けられている。

一方の母線３０のコンデンサ６０の接続点とコンデンサ７０の接続点との間には、コイル８０が配設されている。コイル８０は、母線３０間に並列に設けた２つのコンデンサ６０、７０の干渉を抑制するために設けられている。コイル８０は、コンデンサ６０とコンデンサ７０との関係により発生する共振周波数を変更すること等を目的として設けられている。コンデンサ要素であるコンデンサ７０、および、コイル要素であるコイル８０は、所謂ＬＣフィルタ回路を構成している。

インバータ回路４０は、同期モータ１２のステータコイルに対応したＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相分のアームからなり、母線３０を介して入力された直流電圧をＰＷＭ変調により交流に変換して出力するものである。

Ｕ相アームは、スイッチング素子と還流用のダイオードとを逆並列接続した図示上方の上アームと、同じくスイッチング素子とダイオードとを逆並列接続した図示下方の下アームとを直列接続して構成されている。Ｕ相アームは、上アームと下アームとの接続部から延出した出力線４５がモータコイルに接続されている。Ｖ相アームおよびＷ相アームも、スイッチング素子とダイオードとにより同様に構成され、上アームと下アームとの接続部から延出した出力線４５がモータコイルに接続されている。

スイッチング素子には、例えば、ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の素子を用いることができる。また、スイッチング素子とダイオードとからなるアームを、例えば、ＩＧＢＴと逆導通用ダイオードとを１チップに集積したパワー半導体であるＲＣＩＧＢＴ（ＲｅｖｅｒｓｅＣｏｎｄｕｃｔｉｎｇ
ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のスイッチング素子としてもかまわない。

出力線４５には、１相もしくは複数相の出力線４５を流れる電流を検出する電流検出装置９０が設けられている。電流検出装置９０には、変流器（カレントトランス）方式、ホール素子方式、シャント抵抗方式等が採用可能である。電流検出装置９０は、検出した電流情報を後述する制御装置１００へ出力する。

一対の母線３０間には、例えばコンデンサ７０の接続部位で母線３０間の電圧を検出する電圧検出装置９５が設けられている。電圧検出装置９５には、抵抗分圧方式等が採用可能である。電圧検出装置９５は、検出した電圧情報を後述する制御装置１００へ出力する。

制御手段である制御装置１００は、インバータ回路４０の各スイッチング素子のスイッチング動作制御を行って同期モータ１２の駆動を制御する。制御装置１００は、モータコイル電流値情報等を入力し、これに基づいて、スイッチング信号であるＰＷＭ波を生成して、インバータ回路４０へ出力する。

制御装置１００は、ハードウェアとしては、例えばマイクロコンピュータもしくは専用ＩＣ等により構成される。制御装置１００は、電圧／電流検出部１００ａ、位置センサレス制御部１００ｂ、変調方式判定部１００ｃおよび駆動回路部１００ｄを有している。

電圧／電流検出部１００ａは、電流検出装置９０からの電流情報信号および電圧検出装置９５からの電圧情報信号を入力し、制御演算に用いる状態量（物理量）に変換する。位置センサレス制御部１００ｂは、上位制御装置（例えば空調制御装置）からの圧縮機回転数指令および電圧／電流検出部１００ａからの状態量等を入力して、モータの回転速度−電流制御を位置センサレスで実現する制御情報を出力する。ここで、圧縮機回転数指令は、モータの目標回転数に相当する。

変調方式判定部１００ｃは、位置センサレス制御部１００ｂからの制御情報を入力して、モータの回転数や変調率サンプリング数に応じて複数の変調方式の中から採用する変調方式を判定する。複数の変調方式は、本例では、２相変調方式および３相変調方式である。本例の２相変調方式は、３相のアームのスイッチング素子のオンオフ状態を順次固定するとともに、各相アームの固定では上アーム側と下アーム側とに交互に電気角で６０度ずつ固定する所謂上下べた２相変調である。

変調方式判定部１００ｃは、判定した変調方式で変調信号を算出し、駆動回路部１００ｄへ出力する。駆動回路部１００ｄは、インバータ回路４０を動作させる駆動信号を発生する部品からなる。駆動回路部１００ｄは、変調方式判定部１００ｃから変調信号を入力して、パルス状の駆動信号（ＰＷＭ波信号）をインバータ回路４０へ出力する。

電動圧縮機１０は、例えば、自動車のエンジンルーム内に配置されている。電動圧縮機１０は、放熱器、減圧器、および蒸発器とともに、車両空調装置用の冷凍サイクル装置を構成している。

図２に示すように、電動圧縮機１０はハウジング１を備えている。ハウジング１は、伝熱性の高いアルミニウム材もしくはアルミニウム合金材等の金属からなるもので、略円筒状に形成されている。ハウジング１には、冷媒吸入口１ａおよび冷媒吐出口１ｂが設けられている。

冷媒吸入口１ａは、ハウジング１において軸線方向一方側（図示左方側）に配置されている。冷媒吸入口１ａは、ハウジング１の円筒部を径方向に貫通するように形成されている。冷媒吸入口１ａには、蒸発器の冷媒出口からの冷媒が流入する。冷媒吐出口１ｂはハウジング１において軸線方向他方側に配置されている。冷媒吐出口１ｂは、放熱器の冷媒入口に向けて冷媒を吐出する。

電動圧縮機１０は、圧縮機構１１、同期モータ１２、インバータ回路４０、およびインバータカバー２等から構成されている。同期モータ１２は、回転軸１３、ロータ１４、ステータコア１５、およびステータコイル１６（モータコイルに相当）等から構成されている。

回転軸１３は、ハウジング１内に配置されている。回転軸１３はその軸線方向がハウジング１の軸線方向に一致している。回転軸１３は、２つの軸受けにより回転自在に支持されている。回転軸１３は、ロータ１４から受ける回転駆動力を圧縮機構１１に伝える。軸受けは、ハウジング１により支持されている。

ロータ１４は、例えば永久磁石が埋め込まれたもので、筒状に形成されているものであって、回転軸１３に対して固定されている。ロータ１４は、ステータコア１５から発生される回転磁界に基づいて、回転軸１３とともに回転する。

ステータコア１５は、ハウジング１内においてロータ１４に対して径方向外周側に配置されている。ステータコア１５は、その軸線方向が回転軸１３の軸線方向に一致する筒状に形成されている。ステータコア１５は、ロータ１４との間に隙間を形成している。この隙間は、回転軸１３の軸線方向に冷媒を流通させる冷媒流路１７を構成している。

ステータコア１５は、磁性体からなるもので、ハウジング１の内周面に支持されている。ステータコイル１６は、ステータコア１５に対して回巻されている。ステータコイル１６は回転磁界を発生する。

圧縮機構１１は、同期モータ１２に対して軸線方向他方側（図示右方側）に配置されている。圧縮機構１１は、例えば固定スクロールと可動スクロールとから構成されるスクロール型コンプレッサであって、同期モータ１２の回転軸１３からの回転駆動力によって可動スクロールを旋回させて冷媒を吸入、圧縮、吐出する。圧縮機構１１は、スクロール式に限定されるものではなく、例えば、ベーンを有するロータリ式であっでもかまわない。

インバータ回路４０は、ハウジング１の取付面１ｃに装着されている。具体的には、インバータ回路４０は、複数のスイッチング素子を含むパッケージユニットが例えば電気絶縁放熱シートを介して取付面１ｃに圧接するように配置されている。取付面１ｃは、ハウジング１の軸線方向において、反圧縮機構側の肉部１ｎ（図示左方側の端壁部）の外面に形成されている。

インバータ回路４０は、同期モータ１２を駆動する三相電圧を発生する駆動回路を構成している。インバータカバー２は、例えば金属製もしくは樹脂製であり、インバータ回路４０を覆うように形成されている。インバータカバー２は、ハウジング１にネジ（図示省略）により締結されている。

なお、図２に示す電動圧縮機１０は、図１に示す一点鎖線で囲んだ構成を含んでおり、図２に示すインバータ回路４０の搭載室には、制御装置１００等も配設されている。

図２に示す同期モータ１２のステータコイル１６に三相の駆動電流が流れると、ステータコア１５から回転磁界が発生するため、ロータ１４に対して回転力が発生する。すると、ロータ１４が回転軸１３とともに回転する。圧縮機構１１は、回転軸１３からの回転駆動力によって旋回して冷媒を吸入する。

このとき、蒸発器側からの低温低圧の吸入冷媒は、冷媒吸入口１ａからハウジング１内へ流入する。そして、この吸入冷媒は、肉部１ｎに沿って流れた後、冷媒流路１７を通過して圧縮機構１１側に流れる。ハウジング１内を流れる冷媒は、ロータ１４の回転により軸線回りに旋回するように流れる。吸入冷媒は、圧縮機構１１で圧縮され、冷媒吐出口１ｂから放熱器側へ吐出される。電動圧縮機１０は、同期モータ１２の回転数が上昇するにしたがって、圧縮機構１１が吸入して圧縮吐出する冷媒量を増大させる。

一方、インバータ回路４０は、その作動に伴って熱を発生する。インバータ回路４０が発する熱は、ハウジング１の肉部１ｎを通して、肉部１ｎに沿って流れる吸入冷媒に伝わる。

このとき、ステータコイル１６は、三相の駆動電流の通電に伴って熱を発生する。ステータコイル１６から発生した熱は、ステータコア１５を通して冷媒流路１７内の吸入冷媒に伝わる。これにより、ステータコア１５およびステータコイル１６を吸入冷媒により冷却することができる。ステータコア１５およびステータコイル１６を冷却するために、ハウジング１とステータコア１５との間の一部に冷媒流路を形成してもかまわない。

次に、図３を参照して、制御装置１００の変調方式選択制御動作について説明する。制御装置１００は、電動圧縮機１０に給電されて回転駆動しているときには、まず、上位制御装置からの電動圧縮機１０の回転数指令（同期モータ１２の目標回転数）を取得する（ステップ１１０）。次に、取得した回転数指令に基づいて同期モータ１２を駆動する際の電気角周波数を算出する（ステップ１２０）。ステップ１２０では、回転数指令値等に基づいて定まる目標変調率波形の周波数を算出することになる。

ステップ１２０を実行したら、電気角１周期における目標変調率波形からの制御用の変調率値のサンプリング数を算出する（ステップ１３０）。すなわち、ステップ１３０では、電気角周波数に対するサンプリング周波数（本例では２０ｋＨｚ）の倍率を算出することになる。ステップ１３０で電気角１周期におけるサンプリング数を算出したら、算出したサンプリング数が所定値（本例では１８）未満であるか否か判断する（ステップ１４０）。

ステップ１４０において、サンプリング数が所定値未満でない、すなわち所定値以上であると判断した場合には、インバータ回路４０でＰＷＭ変調を行う際の変調方式として２相変調方式を選択する（ステップ１５０）。ステップ１４０において、サンプリング数が所定値未満であると判断した場合には、インバータ回路４０でＰＷＭ変調を行う際の変調方式として３相変調方式を選択する（ステップ１６０）。ステップ１５０もしくはステップ１６０を実行して、ＰＷＭ変調を行う際の変調方式を選択したら、ステップ１１０へリターンする。

図３に示した制御フローは、定期的に繰り返して実行される。制御動作が繰り返し実行される周期としては、上位制御装置からの回転数指令が入力される周期、制御装置１００の内部的な速度制御周期、電流制御周期等とすることができる。繰り返し実行の周期は、電気角１周期におけるサンプリング数に影響を与える（サンプリング数の変化がありうる）制御周期とすることが好ましい。

なお、図３では図示を省略しているが、制御装置１００は、同期モータ１２起動直後等の比較的回転数指令値が小さい低速回転時には、ＰＷＭ変調方式に３相変調方式を選択する。回転数指令値が増大して、中速回転から比較的高速回転が求められると、制御装置１００は、電圧飽和を緩和したりスイッチング損失を低減したりすることが可能な２相変調方式を選択するようになっている。そして、回転数指令値が更に増大して、更なる高速回転（超高速回転）が求められると、制御装置１００は、電気角１周期におけるサンプリング数に基づいて３相変調方式を選択する。

上述の構成および作動によれば、制御装置１００は、インバータ回路４０におけるＰＷＭ変調の方式を、２相変調方式および３相変調方式の中で選択的に切り替え可能なモータ駆動装置である。制御装置１００は、２相変調方式を選択しているときに上位制御装置からの回転数指令値が上昇し、電気角周波数に対するサンプリング周波数の倍率が所定値未満に低下したと判断した場合には、ＰＷＭ変調の方式を２相変調方式から３相変調方式に切り替える。

これによると、制御装置１００は、２相変調方式でモータ回転数を上昇させているときに、目標変調率波形周波数に対するサンプリング周波数の倍率が所定値未満に低下した場合には、ＰＷＭ変調方式を２相変調方式から３相変調方式に切り替える。すなわち、２相変調方式で回転数を上昇させているときに、目標変調率波形からの１周期あたりの制御用変調率値サンプリング数が所定数未満に低下した場合には、変調方式を２相変調方式から３相変調方式に変更する。

したがって、１周期あたりの制御用変調率値サンプリング数が減少して、サンプリング値より形成される制御用変調率波形が目標変調率波形から乖離してきた場合には、サンプリング数が少なくても目標変調率波形に近似させ易い３相変調方式を採用できる。これによれば、制御装置１００の処理周波数の向上等のハードウェア性能の向上を行わなくても、変調方式を２相変調方式から３相変調方式へ切り替えることで、モータを比較的安定して更に高速回転することができる。このようにして、更なる高速回転駆動を行う際にハードウェア性能を向上することなく同期モータ１２を安定的に駆動することができる。

図４に示す、電気角周波数が１ｋＨｚ（本例では機械角周波数５００Ｈｚ）であり、サンプリング周波数が２０ｋＨｚである場合には、電気角１周期あたりのサンプリング数は２０である。図４に示すように、実線で示す２相変調の理論波形（理論的な変調率波形、目標変調率波形）と破線で示すサンプリング波形とは、比較的一致している。

図５に示す、電気角周波数が１．５ｋＨｚであり、サンプリング周波数が２０ｋＨｚである場合には、電気角１周期あたりのサンプリング数は１３．３である。図５に示すように、実線で示す３相変調の理論波形（理論的な変調率波形、目標変調率波形）と破線で示すサンプリング波形とは、極めて一致している。

電気角１周期あたりのサンプリング数が１８点以上あれば、サンプリング波形の理論波形再現率は６６％以上となる。本発明者は、理論波形再現率が６６％以上であれば、理論波形からの乖離度は小さく、安定して同期モータ１２を超高速回転駆動（図４に示した場合よりも更なる高速回転駆動）することができることを確認している。

図６に示す、電気角周波数が１．５ｋＨｚであり、サンプリング周波数が２０ｋＨｚである場合には、図５と同様に電気角１周期あたりのサンプリング数は１３．３である。図６に示すように、実線で示す２相変調の理論波形（理論的な変調率波形、目標変調率波形）と破線で示すサンプリング波形とは大きく乖離し、サンプリング波形の理論波形再現率は例えば５０％以下となってしまう。図６に示す比較例では、２相変調を採用しているにも係わらず、スイッチング素子の固定状態が、電気角で６０度よりも極めて短くなってしまう場合がある。サンプリング波形の理論波形からの乖離度が大きくなると、理論波形と電流検出装置９０の検出情報とに基づいて、精度よく同期モータ１２を回転駆動制御することが困難となる。

制御装置１００のハード性能を向上して、電気角１周期あたりのサンプリング数を上昇させれば、超高速回転域においてもサンプリング波形の理論波形再現率を向上させることは可能である。しかしながら、サンプリング周波数の高周波化は、コストアップを招き易く、スイッチング損失の増大等も招いてしまう。そのため、電圧飽和の緩和やスイッチング損失の低減を目的の一つとする２相変調を用いる効果が失われてしまう。

本実施形態では、起動直後の低速回転域では３相変調方式を用い、中速回転域から高速回転域では２相変調方式を選択する。そして、更なる高速回転が求められる超高速回転域では、３相変調方式を選択し、電圧飽和の緩和よりも理論波形再現率を向上することを優先する。

これにより、位置センサレスで負荷変動が比較的大きい電動圧縮機１０を駆動する場合において、超高速回転を安定して行うことができる。電気角で１．１１ｋＨｚを超える例えば１．５ｋＨｚの超高速回転を、ハード性能を向上することなく、サンプリング周波数２０ｋＨｚのＰＷＭ制御で達成することが可能である。したがって、比較的小型の電動圧縮機１０であっても、インバータ回路４０や制御装置１００の大型化や高コスト化を抑止しつつ超高速回転に対応することで、高い冷媒圧縮吐出性能を得ることが可能となる。

本例では、電気角１周期あたりのサンプリング数が１８点未満となった場合に、ＰＷＭ変調の方式を２相変調方式から３相変調方式に切り替えていたが、判定基準のサンプリング数は１８に限定されるものではない。例えば、判定基準のサンプリング数を２０としてもかまわない。電気角で１ｋＨｚを超える超高速回転を、ハード性能を向上することなく、サンプリング周波数２０ｋＨｚのＰＷＭ制御で達成することが可能である。電気角周波数１ｋＨｚを超える回転を、更なる高速回転（超高速回転）ということができる。

起動直後の低速回転域から上記した超高速回転域まで、すべて３相変調方式を用いても超高速回転対応は可能である。しかしながら、本実施形態によれば、低速回転域と超高速回転域との間の中速回転域および高速回転域において２相変調方式を用い、スイッチング損失を低減することが可能である。

また、同期モータ１２が駆動する負荷は、冷凍サイクルの冷媒を吸入して圧縮する圧縮機構１１である。そして、インバータ回路４０は、圧縮機構１１が吸入する吸入冷媒により冷却される構成となっている。

同期モータ１２を安定的に高速回転駆動させるためにＰＷＭ変調方式を２相変調方式から３相変調方式に切り替えると、スイッチング素子のスイッチング損失が増大してインバータ回路４０からの発熱量が増大する。これに対し、インバータ回路４０は圧縮機構１１の吸入冷媒により冷却されるようになっている。モータ回転数が上昇するほど吸入冷媒の流量も増大するので、吸入冷媒によるインバータ回路４０を冷却する能力が向上する。したがって、同期モータ１２を更なる高速回転駆動させるための変調方式の切り替えにより発熱量が増大したとしても、モータ回転数の上昇に伴う吸入冷媒による冷却能力向上により、インバータ回路４０を確実に冷却することができる。

（他の実施形態）
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に何ら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において種々変形して実施することが可能である。

上記実施形態では、制御装置１００は、目標回転数が上昇して、電気角１周期あたりのサンプリング数が所定値未満に低下したと判断した場合に、ＰＷＭ変調の方式を２相変調方式から３相変調方式に切り替えていた。このＰＷＭ変調の方式の切り替えは、電気角１周期あたりのサンプリング数、すなわち、目標変調率波形周波数に対するサンプリング周波数の倍率に基づくものに限定されるものではない。目標変調率波形周波数に対するサンプリング周波数の倍率の関連値に基づくものであってもよい。

目標変調率波形周波数に対するサンプリング周波数の倍率の関連値の一例として、２相変調における休止期間（各相アームの固定期間）を用いることができる。上下べたの２相変調において目標回転数から算出される休止期間をＴｓとすると、Ｔｓは下記数式１で表される。
（数式１）
Ｔｓ＝１／（Ｎ・Ｐｎ・６）
ここで、Ｎはモータ目標回転数（Ｈｚ）、Ｐｎはロータの極対数（本例では２）である。

数式１で算出される休止期間Ｔｓに対し、実際の出力の休止期間がＴｒである場合には、Ｔｒ／Ｔｓが所定値未満に低下したときに２相変調方式から３相変調方式に切り替えることができる。前述した電気角１周期あたりのサンプリング数に基づきサンプリング波形の理論波形再現率が決まることから、理論波形再現率に関連するＴｒ／Ｔｓが６６％未満となった場合に、２相変調方式から３相変調方式に切り替えることが好ましい。また、余裕度を考慮して、Ｔｒ／Ｔｓが７０％未満となった場合に、２相変調方式から３相変調方式に切り替えるものであってもよい。

目標変調率波形周波数に対するサンプリング周波数の倍率の関連値の他の一例として、波形形状の生成率、すなわち、理論波形の再現率を用いることができる。例えば、理論波形をＶｉとし、実際の波形（例えばインバータ回路への指令値）をＶｒとすると、波形形状の生成率の評価関数Ｊは下記数式２で表される。
（数式２）
Ｊ＝Σ｜Ｖｉ−Ｖｒ｜^２
評価関数Ｊの値が所定値を超えたら、波形形状の生成率が低下し理論波形からの乖離度が大きくなっているので、２相変調方式から３相変調方式に切り替えることができる。評価関数Ｊの閾値は、波形形状の生成率６６％に対応した値とすることができる。また、余裕度を考慮して、評価関数Ｊの閾値を、波形形状の生成率７０％に対応した値とするものであってもよい。

また、目標変調率波形周波数に対するサンプリング周波数の倍率の関連値の他の例として、モータの回転数（すなわち回転数指令値）や変調率を用いてもかまわない。これらによれば、演算を簡素化することが可能である。変調率の値に応じて変調方式を切り替える場合には、図７にマップを例示するように、回転数とトルクとに応じて変調方式が切り替わることになる。変調率は、回転数やサンプリング数以外にトルクの影響も受ける変数であるため、図７に示すような変調方式の切り替えとなる。また、モータ回転数の値に応じて変調方式を切り替える場合には、例えば図７に示すＮｊを閾値として２相変調と３相変調とを切り替えることができる。

また、上記実施形態では、制御装置１００は、ＰＷＭ変調の方式を、上下べたの２相変調方式と３相変調方式とで選択的に切り替えるものであったが、これに限定されるものではない。ＰＷＭ変調の方式を３相変調方式を含む複数の変調方式の中で選択的に切り替えるものであればよい。

制御装置は、３相変調方式以外の他の変調方式を選択しており目標回転数が上昇しているときに、目標変調率波形の周波数に対するサンプリングの周波数の倍率が所定値未満に低下したと判断した場合には、ＰＷＭ変調の方式を他の変調方式から３相変調方式に切り替えるものであればよい。

他の変調方式は、例えば図８に示す、３相のアームのスイッチング素子のオンオフ状態を順次下アーム側に電気角で１２０度ずつ固定する所謂下べたの２相変調方式であってもよい。また、他の変調方式は、例えば図９に示す、３相のアームのスイッチング素子のオンオフ状態を順次上アーム側に電気角で１２０度ずつ固定する所謂上べたの２相変調方式であってもよい。また、他の変調方式は、第１の実施形態と異なる例えば図１０に示す上下べたの２相変調方式であってもよい。図１０に示す変調方式は、電流位相同期の上下べたの２相変調方式である。電圧波形に対して電流波形は位相差があるため、電流位相に同期して各相アームを固定すると図１０に示す変調率波形となる。また、他の変調方式は、例えば矩形波変調方式であってもかまわない。

また、上記実施形態では、インバータ回路４０を、内部を吸入冷媒が流通するハウジング１の端壁部の外面に取り付けていたが、これに限定されるものではない。例えば、インバータ回路をハウジング１の筒状部外面に取り付けるものであってもよい。また、例えば、インバータ回路をハウジング１内の吸入冷媒が流通する位置に設けるものであってもよい。

また、上記実施形態では、インバータ回路４０を圧縮機構１１の吸入冷媒で冷却するものであったが、これに限定されるものではない。例えば、インバータ回路は、発する熱を大気中に放熱するものであってもよい。

また、上記実施形態では、モータ駆動装置が、車両用空調装置のヒートポンプサイクル中に配設される圧縮機の圧縮機構を負荷とするモータを駆動するものであったが、これに限定されるものではない。モータが駆動する負荷は、例えば定置式の圧縮機構であってもよいし、圧縮機構以外の負荷であってもかまわない。

１０電動圧縮機
１１圧縮機構（負荷）
１２同期モータ（モータ）
１６ステータコイル（モータコイル）
４０インバータ回路
１００制御装置

Claims

３相のモータコイル（１６）を有するモータ（１２）の各相に対応して設けられたスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作に伴うＰＷＭ変調により直流電圧を交流電圧に変換して前記各相のモータコイルへ出力するインバータ回路（４０）と、
前記モータの目標回転数に応じて定まる目標変調率波形から所定周期でサンプリングした制御用変調率値に基づいて、前記インバータ回路の前記ＰＷＭ変調を制御する制御装置（１００）と、を備え、
前記制御装置が、前記ＰＷＭ変調の方式を、３相変調方式を含む複数の変調方式の中で選択的に切り替え可能なモータ駆動装置であって、
前記制御装置は、前記３相変調方式以外の他の変調方式を選択しており、前記目標回転数が上昇しているときに、前記目標変調率波形の周波数に対する前記サンプリングの周波数の倍率もしくは前記倍率の関連値に基づいて前記倍率が所定値未満に低下したと判断した場合には、前記ＰＷＭ変調の方式を、前記他の変調方式から前記３相変調方式に切り替えることを特徴とするモータ駆動装置。
前記モータが駆動する負荷は、冷凍サイクルの冷媒を吸入して圧縮する圧縮機構（１１）であり、
前記インバータ回路は、前記圧縮機構が吸入する吸入冷媒により冷却されることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。