JP5195444B2

JP5195444B2 - ブラシレスｄｃモータの駆動装置並びにこれを用いた冷蔵庫及び空気調和機

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Publication number: JP5195444B2
Application number: JP2009005492A
Authority: JP
Inventors: 義典竹岡; 秀尚田中
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2009-01-14
Filing date: 2009-01-14
Publication date: 2013-05-08
Anticipated expiration: 2029-01-14
Also published as: BRPI1006834B1; TW201036319A; EP2388905B1; EP2388905A1; JP2010166655A; EP2388905A4; US20110256005A1; BRPI1006834A2; CN102282754B; TWI495252B; WO2010082472A1; CN102282754A

Description

本発明は、永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータを、三相巻線に電力を供給するインバータにより駆動するための装置に関するものであり、特に冷蔵庫や空気調和機などの圧縮機を駆動する機器を含む電気機器に最適なブラシレスＤＣモータの駆動装置に関するものである。

従来のモータ駆動装置は、電流状態と速度状態により、速度フィードバック運転と速度オープンループ運転を切り換えるステップと設けて、モータを駆動するようにしている（例えば特許文献１）。図１２は特許文献１に記載された従来のモータ駆動装置を示すものである。

図１２において、直流電源２０１は６個のスイッチング素子を３相ブリッジ構成としたインバータ回路に入力し、インバータ２０２は入力された直流電圧から任意の周波数の交流電圧に変換し、ブラシレスＤＣモータ２０３に入力する。

位置検出部２０４はインバータ２０２の出力端子電圧からブラシレスＤＣモータ２０３の回転により発生する誘起電圧情報を基にしてブラシレスＤＣモータ２０３の回転子２０３ａ相対位置を検出する。制御回路２０５は位置検出部２０４から出力される位置信号を入力としてインバータ２０２のスイッチング素子の制御信号を発生する。

位置演算手段２０６は位置検出部２０４の信号から、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転子２０３ａの磁極位置情報を演算するものである。自制運転手段２０７は前記位置演算手段２０６から得た回転子２０３ａの磁極位置と速度指令値とを基に、ブラシレスＤＣモータ２０３の３相巻線に流す電流を切り換えてブラシレスＤＣモータをフィードバック制御で駆動するものであり、他制運転手段２１０は、速度指令に基づきブラシレスＤＣモータの３相巻線に流す電流を切り換えてオープンループ駆動を行うものであり、選択手段２１１はブラシレスＤＣモータを自制運転手段で駆動するか、他制運転手段で駆動するかを選択するものである。

駆動制御手段２１２は前記選択手段２１１によって選択した運転手段をもとにインバータ２０２のスイッチング素子の制御信号を生成するものである。

この様に従来のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータの高速駆動時または高負荷時駆動では、フィードバック制御による自制運転からオープンループ駆動を行う他制運転に切換えることで、ブラシレスＤＣモータの運転範囲を拡張している。
特開２００３−２１９６８１号公報

しかしながら上記従来の構成は、高速あるいは高負荷時の運転時でのブラシレスＤＣモータをオープンループで駆動するため、比較的負荷が小さい状態では安定した駆動性能を得ることが出来るが、ある程度以上負荷が大きくなると、不安定な駆動状態に陥る場合がある。

図７はブラシレスＤＣモータをオープンループ同期駆動した場合の、相電流と端子電圧の位相関係を示したものである。図７において、横軸は時間、縦軸は誘起電圧位相を基準とした位相（即ち誘起電圧との位相差）を示し、（イ）は相電流を、（ロ）は端子電圧、（ハ）は相電流と端子電圧との位相差である。また図５（ａ）は比較的低負荷の状態を示し、（ｂ）は高負荷状態を示し、誘起電圧位相との差から、（ａ）（ｂ）共に端子電圧位相より電流位相が進んでいることから、同期駆動により非常に高速での駆動していることが分かる。

図７（ａ）に示すように、駆動速度に対して負荷が比較的小さい場合の同期駆動では、転流に対して負荷の状態に見合った角度分回転子が遅れ、即ち回転子（誘起電圧）から見ると転流（即ち電圧および電流位相）が進み位相となり所定の関係が保たれるので弱め磁束制御と同様の状態となり高速での駆動が可能となる。一方、（ｂ）に示すように駆動速度に対して負荷が大きい状態では、（ａ）と同様に「転流に対して回転子が遅れることで弱め磁束状態になり、転流周期に同期するようになり回転子加速、回転子の加速により電流位相の進み角が減少し回転子が減速」を繰り返し、結局駆動状態（駆動速度）が安定しない。即ち（ｂ）に示す様に、一定周期で繰り返される転流に対して、ブラシレスＤＣモータの回転が変動するため、誘起電圧位相を基準としたとき、端子電圧位相が変動することになる。このよう駆動状態ではブラシレスＤＣモータの回転数に変動に伴う「うねり音」の発生や電流脈動による過電流停止の可能性等の不具合発生が予想される。

従って、上記の様な不具合の可能性を回避するためには、ブラシレスＤＣモータの回転状態が不安定に陥るまでに、負荷を軽減することや、速度を低下することで対応できるが、結局ブラスレスＤＣモータの高速および高負荷駆動を制限することになり、駆動領域を十分に拡張することが難しいという課題を有している。

さらに上記従来の構成では、モータ電流位相および電圧位相は速度および負荷によって成り行き任せであるため、ブラシレスＤＣモータの負荷や入力電圧が非常に安定した理想的な環境下では、モータ電流および電圧位相状態が安定し駆動領域の拡張は可能となるが、上記に示した回転の変動現象は、駆動速度と負荷の大きさに影響されると共に、負荷変動（圧縮機などのようにモータ１回転中の負荷変動も含む）や入力電圧に変動（交流電圧の整流平滑に伴うリプル電圧も含む）など外的な要因にも大きく左右されるため、実際には駆動領域の拡張範囲は制限されてしまうという課題を有していた。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、ブラシレスＤＣモータの高負荷・高速駆動での安定性を高め駆動領域を拡張すると共に、外的要因による不安定状態を抑制し信頼性の高いブラシレスＤＣモータの駆動装置を提供する。

さらに高速・高負荷駆動の安定性による駆動領域の拡張できることで、固定子巻線の巻数を増やして高速駆動性能を犠牲にした高効率低トルクモータを、高速・高負荷での駆動を可能として、高効率・高トルクなモータ駆動装置を実現することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動方法は、ブラシレスＤＣモータの通電角を低速では１２０度以上１５０度以下、高速では１２０度以上１８０度未満として、高速では所定の周波数を一定のデューティで、ブラシレスＤＣモータの速度および負荷状態に見合った非通電区間に現れる端子電圧状態との位相関係を保ちながら通電タイミングを図るものである。これによりブラシレスＤＣモータの相電流および端子電圧位相は誘起電圧位相に対し、駆動速度や負荷状態、入力電圧状態等により適切な位相関係で保持されることになり、さらに外乱発生時等も安定して駆動出来ることになる。

本発明のモータ駆動方法は、端子電圧の状態を取得するという安価な手段で、ブラシレスＤＣモータの高速高負荷駆動の安定性を図ることができ、運転可能領域を拡張と、信頼性の高いモータ駆動装置を提供することが出来る。

さらに運転領域の拡張によって、モータ巻数を増やし高速駆動性能を犠牲にした高効率モータを、高負荷・高速での駆動を可能とすることで、従来と同等の負荷駆動範囲を維持しつつ、高効率化を図ることができる。

また本発明のモータ駆動装置を冷凍サイクルの圧縮機の駆動に用いたとき、特に低回転での駆動において、機器の高効率化を図ることができ、電気機器の省エネを図ることが出来る。

請求項１に記載の発明は、永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータと、前記三相巻線に電力を供給するインバータと、波形出力部が波形を出力していない非通電時の前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧を取得する端子電圧取得手段と、通電角が１２０度以上１５０度以下の矩形波またはそれに準じる波形を出力する第１波形発生部と、デューティを一定として所定周波数のみを変化させる周波数設定部と、前記周波数設定部で決められた所定周波数で通電角が１２０度以上１８０度未満の矩形波またはそれに準じて出力した際の波形と前記端子電圧取得手段により取得した端子電圧に表れるスパイク電圧の幅が負荷トルクと出力端子電圧により定まるモータ固有の最適な値となるよう波形を出力する第２波形発生部と、低速では前記第１波形発生部の出力を、高速では前記第２波形発生部の出力をそれぞれ選択する切換判定部とを有することで、モータを所定の速度で駆動するために必要なトルクを確保できることとなり、同期駆動による高速駆動時の安定性をより高めることができる。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記回転子の位置を検出する位置検出部を備え、前記位置検出部の出力により前記第一の波形発生部の波形を出力することで、ブラシレスＤＣモータ回転子の相対位置を位置検出部で検出しながらの速度フィードバック制御を行うのでモータ駆動装置を高効率で駆動することが出来る。

請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の発明において、前記位置検出部を端子電圧の０クロスを取得する回路で構成し、前記位置検出部を前記端子電圧取得手段と併用するとしたことにより、第２の波形発生手段で必要な端子電圧の状態を把握する手段と共用でき、安価な構成とすることができる。

請求項４に記載の発明は、請求項１から３のいずれか一項に記載の発明において、前記所定周波数の上限周波数を設定しその上限周波数以上の周波数の出力を禁止する周波数制限部を有することにより、駆動上限能力以上の回転での駆動を防止するので、高速駆動における信頼性を確保している。これによりモータ脱調等による停止で、冷蔵庫などの冷却システムの冷却が予期せず停止してしまい冷えなくなることを防止できる。

請求項５に記載の発明は、請求項４の発明において、前記上限周波数を前記第１波形発生部により出力する最大周波数により設定する上限周波数設定部を有することにより、時間経過により負荷状態が変化した場合でも、運転状況に応じた適切な最大駆動周波数の設定が可能となり、負荷状態に応じた高速駆動能力を最大限利用できる。

請求項６に記載の発明は、請求項１から５のいずれか一項に記載の発明において、所定時間が経過した後、前記第２波形発生部の信号による駆動からから前記第１波形発生部による駆動に一時的に切り換えることで、上限周波数を設定しなおす上限周波数変更部を有することで、時間経過により負荷状態が変化していても、適切な最高回転数に再設定できることになる。

請求項７に記載の発明は、請求項１から６のいずれか一項に記載の発明において、ブラシレスＤＣモータが、回転子の鉄心に永久磁石を埋め込んでなる回転子であり、かつ突極性を有する回転子を有したことにより、永久磁石のマグネットトルクの他に突極性によるリラクタンストルクを使うことにより、低速時の効率アップは当然のこと、高速駆動性能をさらに上げることができる。また永久磁石にネオジなどの希土類磁石を採用してマグネットトルクの割合を多くしたり、インダクタンスＬｄ、Ｌｑの差を大きくしてリラクタンストルクの割合を多くしたりすると、最適な通電角を変えることにより効率を上げることができる。

請求項８に記載の発明は、請求項１から７のいずれか一項に記載の発明において、ブラシレスＤＣモータが圧縮機を駆動するとしたことにより、巻線の巻込み量を増やしトルクダウンした（即ち従来のモータ駆動装置で用いるブラシレスＤＣモータより最高回転数を落とした）ブラシレスＤＣモータを所定の高速で駆動できるので、低回転数時のデューティが従来の駆動方法より大きくできるので、モータの騒音、特にキャリア音（ＰＷＭ制御の周波数に相当、例えば３ｋＨｚ）もが低減できる。

請求項９に記載の発明は、請求項８に記載の発明において、前記圧縮機をレシプロ圧縮機としたことにより、よりイナーシャが大きく、高速でのトルク脈動が小さいため、安定して高速まで動作させることができる。

請求項１０に記載の発明は、請求項８または９に記載の発明において、前記圧縮機が冷媒を圧縮し、前記冷媒がＲ６００ａであるとしたことにより、冷凍能力を得るために気筒容積を大きくするため、イナーシャが大きくなり、さらに速度や負荷によって変動しにくい安定した駆動が可能となる。

請求項１１に記載の発明は、請求項８から１０のいずれか一項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置を用いた冷蔵庫とすることにより、冷蔵庫の負荷変動が急峻でなく、電流位相と端子電圧位相の位相差目標の変化を小さく抑えられるため、より安定した駆動が可能となる。

請求項１２に記載の発明は、請求項８から１０のいずれか一項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置を用いた空気調和機としたことにより、低速時の高効率駆動と高負荷高速駆動ができ、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで幅広い駆動範囲をカバーできるとともに、特に定格以下の比較的低負荷での電力を低減することが可能である。

以下本発明を実施するための最良の形態について図面を参照しながら説明するが、従来例または先に説明した実施の形態と同一構成については同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。なお、この実施の形態によってこの発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１におけるブラシレスＤＣモータの駆動装置を示すブロック図である。

図１において交流電源１は、日本の場合５０または６０Ｈｚ、実効値１００Ｖの商用電源である。整流平滑回路２は交流電源１を入力として、直流電源に整流平滑するもので、ブリッジ接続した４個の整流ダイオード（２ａ〜２ｄ）と、平滑コンデンサ（２ｅおよび２ｆ）から構成されている。なお本実施の形態では倍電圧整流回路としているが全波整流回路でも特に構わない。さらに本実施の形態では交流電源を単相としているが、３相交流電源を用いた場合、整流平滑回路に３相整流平滑回路を用いると良い。

インバータ３は整流平滑回路２の直流電圧を入力として、直流電力を交流電力に変換するものであり、６個のスイッチング素子（３ａ〜３ｆ）を３相ブリッジ接続して構成している。また各スイッチング素子の逆方向に還流電流用のダイオード（３ｇ〜３ｌ）を接続している。

ブラシレスＤＣモータ４は、永久磁石をもつ回転子４ａと３相巻線を有した固定子４ｂとで構成され、インバータ３により作られた３相交流電流が固定子４ｂの巻線に流れることで固定子４ａを回転させることが出来る。回転子４ａの回転運動はクランクシャフト（図示せず）により往復運動に変換され、ピストン（図示せず）がシリンダ（図示せず）内を往復運動することにより冷媒を圧縮する圧縮機の駆動を行う。

位置検出部５はブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａの磁極相対位置を検出するものであり、本実施の形態では固定子４ｂの３相巻線に発生する誘起電圧から、回転子４ａの相対的な回転位置を検出している。なお、固定子位置の検出方法はモータ電流（相電流はたは母線電流）の検出からベクトル演算を経て磁極位置推定を行っても構わない。

第１波形発生部６は位置検出部５で得た回転子４ａの位置情報を基にインバータ３のスイッチング素子を駆動する信号を生成する。この駆動する信号は矩形波通電を基本として、通電角を１２０度以上１５０度以下としている。ただし矩形波以外の波形でもそれに準じる波形として立上がり／立下りに若干の傾斜を持たせた台形波であっても何ら問題ない。

第１波形発生部６ではさらに回転数を一定に保つためにＰＷＭデューティ制御を行っている。これにより回転位置に従って、最適なデューティで運転することが可能となりブラシレスＤＣモータを最も効率の良い運転が実現できる。

速度検出部７は位置検出部５の出力信号からブラシレスＤＣモータ４の速度を検出する。具体的方法として一定周期で発生する位置検出部５からの信号を計測する等で簡単に検出することが出来る。

周波数設定部８は、出力デューティを一定として周波数のみを変化させて出力するもので、周波数制限部９は周波数設定部８の周波数が上限を超えないように制限するものである。

第２波形発生部１０は、周波数制限部９の出力信号と、位置検出部５の出力信号を基にインバータ３のスイッチ素子を駆動する信号を作り出す。

ここで、位置検出部５の出力信号として採用するのは、端子電圧に現れるインバータ３の還流電流用のダイオードに流れる電流の有無の検知結果とする。つまり、電流の流れが正から負、もしくは負から正に切り換わる点と一致する点であり、電流の０クロスが第２波形発生部１０への入力となっている。

また、位置検出部５は端子電圧の状態が閾値を基準に高いか低いかの信号を出力しているため、第１波形発生部で基準としているブラシレスＤＣモータ４の誘起電圧の０クロス点の検知と構成を変える必要がない。

第２波形発生部１０が出力する駆動信号は、１２０度以上、１８０゜未満の矩形波である。ただし正弦波でも歪み波などのそれに準じる波形であっても問題ない。またここでは最大デューティで駆動するとしており、９０〜１００％の一定デューティとしている。

切換判定部１１は速度検出部７で検出した速度により低速／高速を判断して、インバータ３を動作させる波形を第１波形発生部６か第２波形発生部１０かを切り換えるものである。具体的には回転数が低速の場合、第１波形発生部６からの信号を選択し、高速の場合は第２波形発生部１０からの信号を選択してインバータ３を動作させる。

ここで回転数が低速か高速かの判断は、速度検出部７で検出した実際の速度から判断しても構わないし、設定回転数やデューティから判断しても構わない。デューティでの判断は最大デューティ（一般的には１００％）で位置検出での駆動における最高速度となるため、この条件で波形発生部を切換えることも可能である。

ドライブ部１２は切換判定部１１からの出力信号によりインバータ３のスイッチ素子（３ａ〜３ｆ）を駆動する。この駆動によりインバータ３から最適な交流出力がブラシレスＤＣモータ４に印加出来るので回転子４ａを回転させることができる。

上限周波数設定部１３は、第１波形発生部６から駆動されているときの最大回転数（デューティ１００％のとき）を基に上限周波数を設定する。本実施の形態では上限周波数（即ちブラシレスＤＣモータの上限回転数）を、前記最大回転数の１．５倍に設定する。例えば最大回転数５０ｒ／ｓの場合７５ｒ／ｓと設定する。この上限周波数で設定した上限回転数は周波数制限部９の周波数制限に利用する。

この上限周波数の設定は、次のように行う。周波数設定部８と第２波形発生部１０による駆動を行っているとき、ブラシレスＤＣモータ４はインバータ３の転流に回転子４ａがついていく同期モータとして運転しているため、転流に対し固定子が遅れることで、電流位相に対し誘起電圧位相が遅れた状態となっている。即ち誘起電圧位相を基準に考えると、誘起電圧位相に対しモータ電流位相が進んだ状態（即ち弱め磁束）で駆動しているため、第１波形発生部６によるデューティ１００％での駆動よりも、さらに高速回転が可能となっている。しかしこの進角が大きくなると（即ち転流に対して固定子が大きく遅れてしまうと）モータは同期を外れて脱調してしまう。従ってこの脱調をおこす回転数より上限周波数が低くなるように予め設定しておくことでモータ駆動装置の信頼性を向上している。

上限周波数変更部１４は、切換判定部１１により第２波形発生部１０による駆動が所定時間（例えば３０分間）継続した場合、強制的に切換判定部を第１波形発生部６に切り換え、上限周波数設定部１３による上限周波数を再設定する。

圧縮機１７はブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａからの回転運動をクランクシャフト（図示せず）によって往復運動に変換し、クランクシャフトに連結されたピストン（図示せず）がシリンダ（図示せず）内を往復運動することにより冷媒を圧縮する。

圧縮機１７の圧縮方式（機構形態）はロータリーやスクロールなど何であっても構わないが、今回はレシプロ型とする。レシプロ型はとくにイナーシャが大きくなるため、同期駆動ではより安定した駆動を行うことができる。

また、冷媒ガスはＲ１３４ａ等何であっても構わないが、本実施の形態１においては、Ｒ６００ａを採用している。前記Ｒ６００ａはＲ１３４ａとくらべ冷凍能力が低く、前記圧縮要素６の気筒容積を大きくして冷凍能力の低下を補う。その結果、圧縮機５は、イナーシャが大きくなっている。これにより、電圧低下時であっても、イナーシャによってブラシレスＤＣモータ４が回転するため、速度が変動しにくく、より安定した同期駆動が可能となる。

圧縮機１７で圧縮された吐出ガスは、凝縮器１８、減圧器１９、蒸発器２０を通って圧縮機１７の吸い込みに戻るような冷蔵庫２１を構成する。この時、凝縮器１８では放熱を、蒸発器２０では吸熱を行うので、冷却や加熱を行うことができる。必要に応じて凝縮器１８や蒸発器２０に送風機等を使い、熱交換をさらに促進することもできる。

次に本発明の実施の形態１における動作について説明する。

まず、低速時の動作について説明する。図２は本発明の実施の形態１における低速時のインバータ駆動のタイミング図である。ブラシレスＤＣモータ４の回転数が低い場合、位置検出部５の出力により動作する第１波形発生部６からの信号により駆動され、図２に示すような動作となる。

図２において、Ｕはスイッチ素子３ａの駆動信号、Ｖはスイッチ素子３ｃの駆動信号、Ｗはスイッチ素子３ｅの駆動信号、Ｘはスイッチ素子３ｂの駆動信号、Ｙはスイッチ素子３ｄの駆動信号、Ｚはスイッチ素子３ｆの駆動信号であり、Ｉｕ・Ｉｖ・Ｉｗは固定子４ｂの各巻線のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流を示す。低速時の駆動では、位置検出部５の信号に従って、１２０度毎の区間で順次転流を行っている。また上アームの駆動信号Ｕ、Ｖ、ＷにはＰＷＭ制御によるデューティ制御を行っている。このとき、電流波形は図２に示す様に、のこぎり波の形状の波形となる。この時は、位置検出部５の出力により最適なタイミングで転流を行っているので最も効率よくブラシレスＤＣモータが駆動できることとなる。

次に、最適な通電角について図３を用いて説明する。図３は本発明の実施の形態１における低速時の通電角＝効率特性図である。図３は、実線がモータ効率、破線が回路効率、一点鎖線が総合効率（モータ効率×回路効率）を示す。図３に示すように、通電角を１２０度より大きくすると、モータ効率は向上する。これは通電角が広がることで、モータ電流の実効値が下がり（即ち力率が上がり）、モータの銅損減少に伴いモータ効率が上がるためである。しかしながら、回路ではスイッチング回数が増加し、スイッチングロスが増加することで、回路効率は低下する。したがって、最も総合効率のよい点が現れ、本実施の形態では、１３０度が最も効率の高くなるポイントであるといえる。

次に、高速時の動作について説明する。図４は本発明の実施の形態１における高速時のインバータ駆動のタイミング図である。ブラシレスＤＣモータ４の回転数が高い場合、周波数設定部８の出力により動作する第２波形発生部１０からの信号により駆動され、図４に示すような動作となる。

図４における記号は図２と同一であるため、符号の説明は省略する。各駆動信号は周波数設定部８の出力にしたがって、所定周波数を出力するように転流を行うが、このとき導電角は１２０度以上１８０度未満とする。これは図４では導電角が１５０度で示しているが、導電角を上げることによって各相の電流波形は擬似的に正弦波に近づく。

デューティを一定として周波数を上げていくことで、従来に比べ大幅に回転数を上げることができる。この回転数が上がった状態ではブラシレスＤＣモータ４は同期モータとして運転しており、駆動周波数の上昇に伴い電流も増加する。このとき、導電角を最大１８０度未満まで広げることで、ピーク電流値の抑制ができ、より高い電流まで過電流保護がかからずに動作させることができる。

ここで第２波形発生部によるスイッチング素子をオンするタイミングについて説明する。

図５はブラシレスＤＣモータを同期駆動した時の負荷に対する位相状態を示したグラフである。図５において横軸はモータトルク、縦軸は誘起電圧位相を基準とした位相差を示し、位相が正の場合、誘起電圧位相に対して進みであることを示す。また図５の（イ）はモータ相電流、（ロ）はモータ相電圧の位相であり同期運転での安定状態を示している。低負荷状態でも電流位相が端子電圧位相より進んでいることから同期駆動でブラシレスＤＣモータを高速駆動しているといえる。図５に示す相電流位相と相電圧位相との関係から明確なように、負荷トルクに対して電流位相の変化は少なく端子電圧位相が直線的に変化するため、負荷トルクに応じて電流と電圧との位相差はほぼ線形に変化することが分かる。

先述のように同期駆動では、ブラシレスＤＣモータの駆動速度および負荷に応じた適切な電流および電圧位相関係で安定することである。このときの端子電圧および電流位相の関係を図６に示す。図６は負荷状態による電流と端子電圧の位相関係をｄ−ｑ平面状に示したベクトル図である。

図６に示すように同期駆動では、端子電圧ベクトルは負荷が増加したとき大きさをほぼ一定に保ちながら位相は進み方向に推移する。一方電流ベクトルは、ほぼ一定の位相を保ちながら負荷の増加に伴い大きさを変化（負荷増加に伴い、電流が増える）する。このように電圧および電流ベクトルが駆動環境（入力電圧、負荷トルク、駆動速度等）に従い適切な状態で各ベクトルの位相関係が定まる。

ここで、ある負荷状態・速度状態における位相状態の時間的変化を図７を用いて説明する。従来の技術の課題でも説明したように、同期駆動で安定した駆動状態にあるときは、図７（ａ）の波形（ハ）のように、相電流位相と端子電圧位相との位相差は一定に保たれ安定する。

一方で負荷が極端に大きい場合や、外乱等により駆動状態が不安定（回転速度の変動発生時）となった状態では、回転子の速度変動によって、誘起電圧位相を基準とした電流および端子電圧の位相が変動するが、電流位相の変動に対し端子電圧位相の変動が大きいため電流と端子電圧の位相関係も変動することになる。

即ち同期駆動での不安定現象が発生しているときは誘起電圧・モータ端子電圧・モータ電流の位相関係が不安定（変動）状態にあり、オープンループ駆動による成り行きでの運転では一旦不安定な位相状態に陥ったとき、負荷および速度に見合った位相関係に収束するのが困難な状態にある。従って、電流位相と端子電圧との位相差を図５に示すように負荷に見合った適切な位相関係を保つことで、同期駆動による不安定現象を抑制することが可能となる。

端子電圧と相電流との位相関係を保つ方法として、本実施の形態では、端子電圧の基準位相（即ちドライブ信号の転流基準位置）と電流位相の基準点を検出して、オープンループの同期駆動における転流タイミング（一定周期の転流）を補正するようにしている。それでは、インバータ３のスイッチング素子の制御タイミングの決定方法について図８の第２波形発生部の動作を示すフローチャートを用いて説明する。

まずｓｔｅｐ１０１にて特定のスイッチ素子１のオンタイミングを待つ。本実施の形態ではＶ相下側スイッチ素子、即ちインバータ３のスイッチ素子３ｄのオンタイミングを待つものとする。ここでスイッチ素子３ｄのオンタイミングである場合、ｓｔｅｐ１０２に進む。

ｓｔｅｐ１０２では、時間計測用のタイマをスタートさせ、ｓｔｅｐ１０３に進む。

ｓｔｅｐ１０３では、位置検出部５によって、特定相のスパイク電圧が“端子電圧−スイッチ素子３ａの電圧低下分”から０Ｖ付近まで低下したかどうかを判定する。本実施の形態では、Ｕ相の端子電圧が０Ｖ付近まで低下したかどうかを判定するものとする。つまり、Ｕ相下のスイッチ素子であるインバータ３のスイッチ素子３ｂのＯＦＦ後に還流電流用ダイオード３ｇに流れる電流が流れなくなったタイミングであり、これは電流の流れる向きが負から正に切り換わる電流の０クロスを判定したこととなっている。

ここで、スパイク電圧が０Ｖ付近まで低下したとして、ｓｔｅｐ１０４に進む。

ｓｔｅｐ１０４では、ｓｔｅｐ１０２でスタートしたタイマを停止させ、タイマカウント値を格納する。つまり、スイッチ素子３ｄのオンからインバータの還流電流用ダイオード３ｇに電流が流れている間に発生するスパイク電圧がＯＦＦするまでの時間を計測する。次に、ｓｔｅｐ１０５に進む。

ｓｔｅｐ１０５は計測した時間とこれまでの平均時間との差分を計算し、ｓｔｅｐ１０６にすすむ。

ｓｔｅｐ１０６で、その差分に基づいて転流タイミングの補正量を演算し、ｓｔｅｐ１０７に進む。

ここで、転流タイミングの補正量とは、周波数設定部８で設定した指令速度に基づく基本転流周期に対して転流タイミングを補正するものである。従って大きな補正量を付加した場合、過電流や脱調停止の原因ともなる。したがって補正量決定おいては、ローパスフィルタ等を付加した上で補正量演算を行うことで急激な転流タイミングの変動を抑えている。これによりノイズ等の影響により電流ゼロクロス検出を失敗（誤検出）した場合でも補正量への影響を小さくすることができ、駆動安定性をより向上できる。さらに補正量演算において急激な変化を抑えることは、ブラシレスＤＣモータの加減速時における転流タイミングの変化に対しても緩やかになるため、指令速度が大きく変更され周波数設定部による転流周期が大幅に変わった場合でも転流タイミングの変化は緩やかになり、電流の乱れ等を抑制したスムーズな加減速性能を得ることが出来る。

具体的には位相差を常に平均時間に近づける（位相差を平均時間に保持できる）ように転流タイミングを補正する。

例えば負荷が大きくなり、回転子速度の低下により電流位相が遅れ、端子電圧基準位相から相電流基準位相までの平均時間より計測時間が長い場合、転流タイミングを回転数に基づく転流周期のタイミングよりも遅らせる（電流位相が遅れたため計測時間が長くなったので、転流タイミングを遅らせて端子電圧位相を遅らせ、電流位相との位相差を平均時間に近づける）ように転流タイミングを補正する。

逆に負荷が小さくなり、回転子の速度が上がり電流位相が進み、端子電圧基準位相から相電流位相までの平均時間より計測時間が短くなった時は、一旦転流タイミングを回転数に基づく転流周期のタイミングよりも早くする（電流位相が早くなり計測時間が短くなったので、転流タイミングを早くして端子電圧位相を進ませ、電流位相の位相差を平均時間に近づける）ように補正する。

さらに転流タイミングの補正は、特定相（たとえばＵ相上スイッチングのみ）の任意のタイミング（回転子１回転に１回など）としてその他の相の転流は、目標とする回転数に基づく転流周期で時間的に行う。これにより負荷に応じて相電流と端子電圧位相との位相関係を最適に保つことが出来、ブラシレスＤＣモータの駆動速度も保持できる。

次にｓｔｅｐ１０７では、ｓｔｅｐ１０４で得た転流から電流の特定位相までの時間を加味した平均時間として演算し更新し、ｓｔｅｐ１０８に進む。

これにより、負荷が重くなった場合は、特定の電流位相と転流タイミングの差である位相差が狭まろうとすることに対して、補正の基準となる平均が小さくなり、負荷が重くなる前と比較して、位相差が狭まった状態を基準としてモータ４を駆動することとなる。つまり、より大きな進角でモータ４を駆動することとなり、弱め磁束効果の向上により、出力トルクが増大させ、必要な出力トルクを確保する。

逆に、負荷が軽くなり特定の電流位相と転流タイミングの差である位相差が広がろうとすると、補正の基準となる平均が大きくなり負荷が軽くなる前と比較して、位相差が広がった状態を基準としてモータ４を駆動することとなる。つまり、より小さな進角でモータ４を駆動し、弱め磁束効果の低減により出力トルクを減少させ、必要以上のトルクを出力しない。

つまり、必要な出力を確保し、余計な出力をしない駆動を行うことができる。

ｓｔｅｐ１０８では周波数設定部で設定した駆動速度を基にしたスイッチ素子の転流周期に対して、補正量を付加することで転流タイミングを決定する。

一方で、ｓｔｅｐ１０３において、特定相のスパイクがＯＦＦしなかった場合、ｓｔｅｐ１０９へと移行し、ｓｔｅｐ１０９において特定ＳＷ素子２の転流が行われたかどうかを判断する。ここで特定ＳＷ素子２とはスパイクが発生し得る区間が終了するタイミングでスイッチが変化するものであり、ここではＵ相上のスイッチ素子３ａとなる。ここで特定ＳＷ素子２が転流しなかった場合は再びｓｔｅｐ１０３へと戻り、スパイクＯＦＦを待つこととなる。また、特定ＳＷ素子２が転流した場合は、スパイクが発生しなかった事となるため、ｓｔｅｐ１１０へと移行し、転流タイミングの補正量を０としてｓｔｅｐ１０８へと移行する。ｓｔｅｐ１０８では補正量が０であるため、回転数に基づく転流周期のタイミングそのままが次回の転流タイミングとして決定される。

ここでスパイクが発生しない状態とは、端子電圧に対して電流位相が十分に進んでいる状態であり負荷が軽く、必要なトルクが十分に確保されているため、補正の行うことなく安定して駆動することができる状態である。

一方、ｓｔｅｐ１０１において特定のスイッチ素子（本実施の形態ではスイッチ素子３ａ）の転流タイミングでない場合は、ｓｔｅｐ１１１に移行する。

そして、ｓｔｅｐ１１１において、転流タイミングの補正量を０として、ｓｔｅｐ１０８に移行する。

ｓｔｅｐ１０８では補正量が０であるので、回転数に基づく転流周期のタイミングを次回の転流タイミングとして決定する。

また本実施の形態ではＵ相上側スイッチ素子３ａのオンタイミングのみで転流周期の補正を行っているため電気角周期中に１回の補正となるが、モータ駆動装置の用途やモータのイナーシャ等を勘案して、１回転に１回の補正としても、電気角１周期に２回としても、または各スイッチ素子がオンする毎回のタイミングで行っても特に構わない。

次に、切換判定部１１により波形発生部の切り換え動作について説明する。

図９は本発明の実施の形態１における回転数＝デューティ特性図である。

図９において、回転数５０ｒ／ｓ以下の場合は第１波形発生部６により駆動される。デューティは回転数により自動的にフィードバック制御により最も効率のよくなるポイントに調整される。

５０ｒ／ｓで、デューティ１００％となり、第１波形発生部６による駆動はそれ以上回転させることのできない限界に到達する。この状態において上限周波数設定部１３ではこの５０ｒ／ｓをベースにその１．５倍の７５ｒ／ｓを上限周波数として設定する。周波数設定部８からの出力信号が７５ｒ／ｓを超えると周波数制限部９がこの上限周波数７５ｒ／ｓにしたがって、これ以上の周波数を出すのを防止する。５０ｒ／ｓから７５ｒ／ｓの間はデューティは固定とし回転数のみ（即ち転流周期）を上げている。

次に上限周波数変更部１４の動作について説明する。冷蔵庫などの圧縮機に本装置を使用した場合、トルクを落とした高効率なモータを使うことができ、庫内温度が安定している低速回転数が必要なときは高効率の運転ができ、庫内温度が高く高速回転数が必要なときは簡単に回転数を上げることができるので本技術の応用としては最適である。このように冷蔵庫などの圧縮機に本装置を使用した場合、負荷トルクが急激に変化することは少なく比較的長い時間がかかって負荷トルクが変化する。このとき上限周波数を変える必要が生じる。

図１０は本発明の実施の形態１における回転数とデューティのタイミング図を示す。

図１０において、時刻ｔ０においてブラシレスＤＣモータ４は起動する。ここでは回転数指令が８０ｒ／ｓが指示されたものとする。ブラシレスＤＣモータ４にインバータ３が電力を供給し、デューティを上げていくと同時に、位置検出部５と第１波形発生部６によるフィードバックによる駆動で順次回転数もアップしていく。

時刻ｔ１においてデューティは最大の１００％となり、位置検出部５と第１波形発生部６によるフィードバックによる駆動ではこれ以上回転数を上げることが出来なくなる。このときブラシレスＤＣモータ４の回転数は５０ｒ／ｓであり、この回転数をもとに上限周波数設定部１３で上限周波数を１．５倍の７５ｒ／ｓと設定する。

次に切換判定部１１にて、周波数設定部８と第２波形発生部１０による駆動に切り換える。その後デューティは１００％一定で、周波数設定部８により周波数を上げていくことでブラシレスＤＣモータ４の回転数を上げていく。時刻ｔ２において、回転数指令は８０ｒ／ｓが指示されてはいるが、上限周波数設定部１３で決められた上限周波数は７５ｒ／ｓであるので、周波数制限部９により回転数は７５ｒ／ｓに制限される。

次に、時刻ｔ３（時間ｔ３−ｔ２は一例として３０分）においては、冷蔵庫などの圧縮機に使用した場合、負荷状態が変わっている可能性があるので最高回転数の確認を行う。これは上限周波数変更部１４が所定時間（本実施例の場合は３０分）たったことを検出して、切換判定部１１を第１波形発生回路６からの駆動に切り換える。すると回転数が下がり、通常の第１波形発生回路６から動作可能な最大の回転数が速度検出部７から測定できることになる。

本実施の形態においては、時刻ｔ２における負荷状態に比べて、時刻ｔ３における負荷状態は軽くなっており、最大回転数が上昇して５５ｒ／ｓとなっている。この結果、上限周波数設定部１３で上限周波数は再設定されるが、１．５倍の８２．５ｒ／ｓが上限周波数として設定される。

その後、同様に切換判定部１１を周波数設定部８と第２波形発生部１０とからの駆動に切り換えることにより、回転数を再びアップさせる。このとき指令回転数８０ｒ／ｓに対して上限周波数は８２．５ｒ／ｓであるため所望とする８０ｒ／ｓで運転を継続することとなる。このようにして負荷の変動に対して、一定時間ごとに負荷状態を再度検出して上限周波数の補正を行うことにより、負荷状態に応じた最適な運転が実現できる。

次に、ブラシレスＤＣモータ４の構造について説明を行う。

図１１は、本発明の実施の形態１によるブラシレスＤＣモータの回転子の構造図である。

回転子コア２０は、０．３５ｍｍから０．５ｍｍ程度の薄い珪素鋼板を打ち抜いたものを、積み重ねたものである。４枚のマグネット２１ａ〜２１ｄは、逆円弧状に回転子コア２０に埋め込まれている。このマグネットは通常フェライト系がよく用いられるが、ネオジなどの希土類の磁石が使われる場合は平板構造のものが使われることもある。

このような構造の回転子において、回転子中央からマグネットの中央に向かう軸をｄ軸、回転子中央からマグネットの間に向かう軸をｑ軸とすると、それぞれの軸方向のインダクタンスＬｄ、Ｌｑは逆突極性を有し、異なるものとなる。つまりこれは、モータとしては、マグネットの磁束によるトルク（マグネットトルク）以外に、逆突極性を利用したトルク（リラクタンストルク）を有効に使えることとなる。したがってモータとしてよりトルクが有効的に利用できることとなる。この結果、モータとしては高効率なモータとなる。

また、本実施の形態の制御を使用すると周波数設定部８と第２波形発生部１０による駆動を行っているとき、電流は進み位相で運転するので、このリラクタンストルクが大きく利用されるようになるので、逆突極性がないモータに比べてより高回転数まで運転することができる。

かかる構成によれば、永久磁石を有する回転子４ａと三相巻線を有する固定子４ｂからなるブラシレスＤＣモータ４と、前記三相巻線４ｂに電力を供給するインバータ３と、前記波形出力部が波形を出力していない非通電時の端子電圧を取得する位置検出部５と、通電角が１２０度以上１５０度以下の矩形波またはそれに準じる波形を出力する第１波形発生部６と、デューティを一定として所定周波数のみを変化させる周波数設定部と、前記周波数設定部で決められた所定周波数で通電角が１２０度以上１８０度未満の矩形波またはそれに準じて出力した際の波形と位置検出部５により取得した端子電圧の状態との関係が所望の値となるよう波形を出力する第２波形発生部１０と、低速では前記第１波形発生部の出力を、高速では前記第２波形発生部の出力をそれぞれ選択する切換判定部１１とを有することで、モータを所定の速度で駆動するために必要なトルクを確保できることとなり、同期駆動による高速駆動時の安定性をより高めることが出来るのでブラシレスＤＣモータ４の駆動領域を拡張することができる。

また相電流位相と端子電圧位相との関係を、負荷及び速度に応じて固定するので、負荷変動や電圧変動等の外乱に対しても安定して駆動できるのでモータ駆動装置の信頼性を上げることができる。

また特に高負荷時の高速駆動での広角通電で、電流ピークを低く抑えることが出来るので、インバータの電流定格を下げることが可能となり、モータ駆動装置の低コスト化が図れる。

また第１の波形発生部６は低速では回転子の回転位置を検出する位置検出部５を有し、ブラシレスＤＣモータ回転子の相対位置を位置検出部で検出しながらの速度フィードバック制御を行うのでモータ駆動装置を高効率で駆動することが出来る。

さらに低速駆動領域では、通電角が１２０度以上１５０度以下の矩形波またはそれに準じる波形（例えば台形波など）を出力することで、実効電流低下による銅損の低減と回路ロス減少と、回路のスイッチングロスの増加とがつりあう最低損失状態での運転が可能となり、最高効率での運転が可能となる。一般的に正弦波駆動はモータ効率がよいと言われるが、通電角が１８０度となるため、回路のスイッチング損失が増加することになり、回路を含めた総合効率では、本実施の形態での駆動方法が優位である。

また、位置検出部５が誘起電圧の０クロスを検出するために端子電圧の状態を把握することができる構成としているため、第２の波形発生手段で必要な端子電圧の状態を把握する手段と共用でき、安価な構成とすることができる。

また、ブラシレスＤＣモータ４が、回転子４ａの鉄心に永久磁石２１ａ〜２１ｄを埋め込んでなる回転子４ａであり、かつ突極性を有する回転子４ａを有したものであり、永久磁石のマグネットトルクの他に突極性によるリラクタンストルクを使うことにより、低速時の効率アップは当然のこと、高速駆動性能をさらに上げることになる。また永久磁石にネオジなどの希土類磁石を採用してマグネットトルクの割合を多くしたり、インダクタンスＬｄ、Ｌｑの差を大きくしてリラクタンストルクの割合を多くしたりすると、最適な通電角を変えることにより効率を上げることができる。

また本実施の形態のモータ駆動装置を圧縮機駆動に用いることは、巻線の巻込み量を増やしトルクダウンした（即ち従来のモータ駆動装置で用いるブラシレスＤＣモータより最高回転数を落とした）ブラシレスＤＣモータを所定の高速で駆動できるので、低回転数時のデューティが従来の駆動方法より大きくできるので、モータの騒音、特にキャリア音（ＰＷＭ制御の周波数に相当、例えば３ｋＨｚ）もが低減でき、極めて重要な用途である。

また、圧縮機１７をレシプロ圧縮機とすることで、よりイナーシャが大きく、高速でのトルク脈動が小さいため、安定して高速まで動作させることができる。

また、圧縮機１７を搭載した冷蔵庫としたため、冷蔵庫２１の負荷変動が急峻でなく、電流位相と端子電圧位相の位相差目標の変化を小さく抑えられるため、より安定した駆動が可能となる。

また、前記所定周波数の上限周波数を設定しその上限周波数以上の周波数の出力を禁止する周波数制限部９を有することで、駆動上限能力以上の回転での駆動を防止するので、高速駆動における信頼性を確保している。これによりモータ脱調等による停止で、冷蔵庫などの冷却システムの冷却が予期せず停止してしまい冷えなくなることを防止できる。

さらに上限周波数を第１波形発生部で出力する最大周波数によって設定する上限周波数設定部を有することで、時間経過により負荷状態が変化した場合でも、運転状況に応じた適切な最大駆動周波数の設定が可能となり、負荷状態に応じた高速駆動能力を最大限利用できる。

また、所定時間が経過した後、周波数設定部８からの駆動から位置検出部５からの駆動に一時的に切り換えて上限周波数を設定しなおす上限周波数変更部を有することで、時間経過により負荷状態が変化していても、適切な最高回転数に再設定できることになる。冷却システムの圧縮機の駆動では、負荷状態の変化は非常に緩やかであるため、頻繁に最高回転数を補正する必要も無く、最高回転数を時間経過によって補正することは、非常に有効な方法である。

尚、本実施の形態において、ブラシレスＤＣモータ４は冷蔵庫２１の圧縮機１７を駆動するものとしたが、空気調和機の圧縮機を駆動する場合でも同様に、低速時の高効率駆動と高負荷高速駆動ができ、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで幅広い駆動範囲をカバーできるとともに、特に定格以下の比較的低負荷での電力を低減することが可能である。

また、冷蔵庫や空気調和機のように圧縮機を備えた機器のみに限らず、洗濯機や掃除機、ポンプなどブラシレスＤＣモータを用いる様々な電気機器の能力範囲の拡大や省エネルギー化に寄与させることができるものである。

本発明のモータ駆動装置は、端子電圧の状態を取得する安価な手段で、ブラシレスＤＣモータの高速高負荷駆動の安定性を図り信頼性の高いモータ駆動装置を提供することが出来ると同時に、運転可能領域を拡張により、モータ巻数を増やし高速駆動性能を犠牲にした高効率モータでの高負荷・高速での駆動を可能として高効率化を図れるので、冷蔵庫や空気調和機のみならず、自動販売機やショーケース、ヒートポンプ給湯器といった圧縮機駆動機器の高効率化をはじめ、その他洗濯機や掃除機、ポンプなどブラシレスＤＣモータを用いる電気機器の省エネルギー化への応用展開を図ることが出来る。

本発明の実施の形態１によるブラシレスＤＣモータの駆動装置のブロック図本発明の実施の形態１における低速時のインバータ駆動のタイミング図本発明の実施の形態１における低速時の通電角＝効率特性図本発明の実施の形態１における高速時のインバータ駆動のタイミング図ブラシレスＤＣモータの同期駆動時の負荷に対する位相状態を示すグラフ負荷状態による相電流と端子電圧の位相関係を示したベクトル図ブラシレスＤＣモータをオープンループ同期駆動時の位相関係を示すグラフ本発明の実施の形態１における第２波形発生部の動作を示すフローチャート本発明の実施の形態１における回転数＝デューティ特性図本発明の実施の形態１における回転数とデューティのタイミング図本発明の実施の形態１によるブラシレスＤＣモータの回転子の構造図従来のモータ駆動装置のブロック図

３インバータ
４ブラシレスＤＣモータ
５位置検出部
６第１波形発生部
８周波数設定部
９周波数制限部
１０第２波形発生部
１１切換判定部
１３上限周波数設定部
１４上限周波数変更部
１７圧縮機
２１冷蔵庫

Claims

永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータと、前記三相巻線に電力を供給するインバータと、波形出力部が波形を出力していない非通電時の前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧を取得する端子電圧取得手段と、通電角が１２０度以上１５０度以下の矩形波またはそれに準じる波形を出力する第１波形発生部と、デューティを一定として所定周波数のみを変化させる周波数設定部と、前記周波数設定部で決められた所定周波数で通電角が１２０度以上１８０度未満の矩形波またはそれに準じて出力した際の波形と前記端子電圧取得手段により取得した端子電圧に表れるスパイク電圧の幅が負荷トルクと出力端子電圧により定まるモータ固有の最適な値となるよう波形を出力する第２波形発生部と、低速では前記第１波形発生部の出力を、高速では前記第２波形発生部の出力をそれぞれ選択する切換判定部とを有するブラシレスＤＣモータの駆動装置。
前記回転子の位置を検出する位置検出部を備え、前記位置検出部の出力により前記第一の波形発生部の波形を出力する請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
前記位置検出部を端子電圧の０クロスを取得する回路で構成し、前記位置検出部を前記端子電圧取得手段と併用するとした請求項２に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
前記所定周波数の上限周波数を設定しその上限周波数以上の周波数の出力を禁止する周波数制限部を有する、請求項１から３のいずれか一項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
前記上限周波数を前記第１波形発生部により出力する最大周波数により設定する上限周波数設定部を有する請求項４のいずれか一項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
所定時間が経過した後、前記第２波形発生部の信号による駆動からから前記第１波形発生部による駆動に一時的に切り換えることで、上限周波数を設定しなおす上限周波数変更部を有する請求項１から請求項５のいずれか一項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
ブラシレスＤＣモータが、回転子の鉄心に永久磁石を埋め込んでなる回転子であり、かつ突極性を有する回転子を有した請求項１から６のいずれか一項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
ブラシレスＤＣモータが圧縮機を駆動するとした請求項１から７のいずれか一項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
前記圧縮機をレシプロ圧縮機とした請求項８に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
前記圧縮機が冷媒を圧縮し、前記冷媒がＲ６００ａであるとした請求項８または９に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
請求項８から１０のいずれか一項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置を用いた冷蔵庫。
請求項８から１０のいずれか一項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置を用いた空気調和機。