JP5538658B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電力を直流電力あるいは直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関するものである。

電力貯蔵器を充電するために商用交流電源の交流電力を直流電力に高効率に変換する電力変換装置が必要である。一般的に、従来の電力変換装置は、商用交流電源を高力率制御して交流／直流変換を行うＡＣ／ＤＣコンバータ部と、その後段に配置され、トランスによって一次側と二次側とが絶縁されたＤＣ／ＤＣコンバータ部とを備えて、負荷に供給あるいはバッテリを充電する。

このような電力変換装置の例として、特許文献１に示される電力変換装置では、入力交流の力率を高力率に制御して交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流出力を平滑する平滑用コンデンサと、平滑コンデンサの電圧をトランスで絶縁された二次側直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部とを備えており、バッテリ等の負荷に供給される。電力変換装置の制御装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部から負荷への直流出力に応じてＡＣ／ＤＣコンバータ部の出力電圧目標値を調整することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ部内の半導体スイッチ素子のＤｕｔｙ比の変化幅を抑制することができ、ＤＣ／ＤＣコンバータ部での電力損失の低減を図り、電力変換効率を向上させている。

また、特許文献２に示される電力変換装置では、交流電力を直流電力に変換するメインコンバータとサブコンバータからなる電力変換器を備え、さらに、サブコンバータと交流電源との間に充電用抵抗が接続されており、初期充電時には、この充電用抵抗を介してサブコンバータの電力貯蔵器が充電される。入力交流電圧を直列接続されたメインコンバータとサブコンバータとで相電圧を分担させることができるため、電圧の大きいパルスを高い周波数でスイッチングさせる必要がなく、高調波の抑制、電力損失及び電磁ノイズを低減することができる。充電用抵抗を介してサブコンバータの電力貯蔵器を初期充電させているため、電力貯蔵器に流れる突入電流を防止して電力貯蔵器を充電することが可能となる。

また、特許文献３に示される電力変換装置では、直流電源と電力系統の間で相互に直流−交流変換または交流−直流変換を行うスイッチング回路を備え、さらに、直流電源とスイッチング回路とを接続する接続スイッチと、スイッチング回路と電力系統とを接続する連系スイッチと、接続スイッチとスイッチング回路との間において直流電力を平滑する直流側コンデンサと、スイッチング回路と連系スイッチとの間において所定周波数帯域の交流電力を通過させるフィルタコンデンサとを備えており、起動時に電力系統からの交流電力を整流して直流電力を生成させ、充電抵抗を介して直流側コンデンサとスイッチング回路を介してフィルタコンデンサに所定電圧まで充電を行い、次いで、スイッチング回路を停止させ直流側コンデンサを電力系統の整流電圧まで充電した後、連系スイッチと接続スイッチの接続とスイッチング回路の動作を再開させる。これにより、初期充電中は負荷と電力変換装置を切り離しておき、初期充電が完了し後段の負荷の影響を排除できる状態になってから電力変換装置と負荷を接続することにより、起動過程で生じる突入電流の抑制を図っている。

特願２０１０−１２４５４９号公報 ＷＯ２００７−１２９４６９号公報 特開２０１１−１９３６３３号公報

しかしながら、特許文献１においては、ＡＣ／ＤＣコンバータ部と後段に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータ部を備えた電力変換装置の通常動作時については言及されているが、起動時に生じる突入電流の防止に対しては、考慮されていないという課題があった。

また、特許文献２においては、内部コンデンサを初期充電する方法について示されているが、接続されている負荷の動作状態との関係については言及されておらず、例えば、後段にＤＣ／ＤＣコンバータ部が接続された構成では、初期充電中にＤＣ／ＤＣコンバータ部が動作した場合には、初期充電時間が長くなり起動が遅くなるほか、抵抗の電力損失が大きいので抵抗の電力定格、放熱機構が増大する上、ＡＣ／ＤＣコンバータ部、ＤＣ／ＤＣコンバータ部の動作が不安定になり、交流電源を通して突入電流が流れることにより回路に損傷を与える可能性があるという課題があった。

また、特許文献３では、初期充電中は負荷と電力変換器が切り離されるように設計されているので、突入電流に対する対策が施されているが、後段にＤＣ／ＤＣコンバータ部が設けられた場合には、平滑コンデンサとＤＣ／ＤＣコンバータ部との間に別途スイッチを設ける必要があり、新たなスイッチの追加による制御方式の変更や半導体スイッチの使用による放熱対策を講じる必要があるという課題があった。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、ＡＣ／ＤＣコンバータ部とＤＣ／ＤＣコンバータ部とを有する電力変換装置において、新たな部品の追加を必要とせず、起動時の制御方法を追加するだけで、起動時の突入電流から回路を保護する機能を持つ電力変換装置を提供することを目的としている。

上記課題を解決するために、本発明の請求項１に係る電力変換装置は、出力部に設けられた平滑コンデンサと前記平滑コンデンサを初期充電する初期充電回路とを有し、交流電力を直流電力に変換する交流／直流変換回路部と、スイッチ素子を有し、前記スイッチ素子の制御により前記平滑コンデンサからの直流電力を電圧変換する直流／直流変換回路部と、前記交流／直流変換回路部および前記直流／直流変換回路部の入出力を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記交流／直流変換回路部の起動時に、前記初期充電回路および前記交流／直流変換回路部によって前記平滑コンデンサに所定の充電を行い、前記平滑コンデンサの充電が完了後、前記直流／直流変換回路部の動作を開始させることを特徴とするものである。

また、本発明の請求項７に係る電力変換装置は、入力部に設けられたコンデンサと前記コンデンサを初期充電する初期充電回路とスイッチ素子とを有し、前記スイッチ素子の制御により直流電力を電圧変換する直流／直流変換回路部と、前記直流／直流変換回路部からの直流電力を交流に変換する直流／交流変換回路部と、前記直流／交流変換回路部および前記直流／直流変換回路部の入出力を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記直流／直流変換回路部の起動時に、前記初期充電回路から前記コンデンサに所定の充電を行い、前記コンデンサの充電が完了後、前記直流／交流変換回路部の動作を開始させることを特徴とするものである。

本発明によれば、ＡＣ／ＤＣコンバータ部とＤＣ／ＤＣコンバータ部を有する電力変換装置において、起動時に初期充電回路によるコンデンサを初期充電する制御方法を追加す
ることにより、起動時の突入電流の流入を回避することができ、安定して直流‐交流変換動作を行うことができるという効果がある。

実施の形態１に係る電力変換装置が適用される電力変換システムの構成を示すブロック図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるＤＣ／ＤＣコンバータ部の動作を説明するための図である（その１）。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるＤＣ／ＤＣコンバータ部の動作を説明するための図である（その２）。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるＤＣ／ＤＣコンバータ部の制御ブロック図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の動作時の波形を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるＡＣ／ＤＣコンバータ部の動作を説明するための図である（その１）。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるＡＣ／ＤＣコンバータ部の動作を説明するための図である（その２）。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるＡＣ／ＤＣコンバータ部の動作を説明するための図である（その３）。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるＡＣ／ＤＣコンバータ部の制御ブロック図である（その１）。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるＡＣ／ＤＣコンバータ部の制御ブロック図である（その２）。 実施の形態１に係る電力変換装置における初期充電時のフローチャートを示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるＡＣ／ＤＣコンバータ部の初期充電時の動作を説明するための図である（その１）。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるＡＣ／ＤＣコンバータ部の初期充電時の動作を説明するための図である（その２）。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるＡＣ／ＤＣコンバータ部の初期充電時の制御ブロック図である。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるＡＣ／ＤＣコンバータ部の他の実施態様の回路構成を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置におけるＡＣ／ＤＣコンバータ部の動作を説明するための図である（その１）。 実施の形態２に係る電力変換装置におけるＡＣ／ＤＣコンバータ部の動作を説明するための図である（その２）。

以下、本発明の実施の形態に係る電力変換装置について、図１から図１９を参照して説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置が適用される電力変換システムの構成を示すブロック図であり、図２は、実施の形態１に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。

[電力変換システムの構成]
まず、図１を用いて、実施の形態１に係る電力変換装置が適用された電力変換システムの全体の構成について説明する。電源装置２００は、交流‐直流変換を行う電力変換回路４００とこれを制御する制御部５とを持つ電力変換装置３００と、通信線８を介して制御部５に指令信号を出す電子制御装置７とで構成されている。

電力変換回路４００は、スイッチングにより電力変換を行う回路であり、交流電源１からの入力電力を受け、出力段に接続されている負荷である高圧バッテリ６を充電する。また、電力変換回路４００には、所定箇所に検出回路が取り付けられており、検出された電流及び電圧が制御部５へ伝えられる。また、制御部５は、電子制御装置７から通信線８を介して出力電力指令を受信し、この出力電力指令に基づいて、スイッチング制御で使用する目標電力Ｐｏｕｔ^＊を生成し、この目標電力Ｐｏｕｔ^＊に追従するよう電力変換回路４００のスイッチング素子をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御する。

また、高圧バッテリ６は、リチウムイオンバッテリ等、充放電可能な蓄電池であり、正極側へ電流を流すことにより充電される。

電子制御装置７は、電源装置２００の上位コントロールユニットであり、通信線８を介して電力変換装置３００に出力電力指令を送信する。

通信線８は、ＣＡＮ（参照ＩＳＯ１１８９８及びＩＳＯ１１５１９−２）等の通信プロトコルにより、電力変換装置３００と電子制御装置７が通信するための信号伝送線である。

[電力変換装置の構成]
続いて、電力変換回路４００の回路構成について、図２に示す電力変換装置の回路構成図を参照して説明する。電力変換回路４００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部（直流／交流変換回路部）１０と後段のＤＣ／ＤＣコンバータ部（直流／直流変換回路部）１１の２つの電力変換回路が連なって構成されている。

ＡＣ／ＤＣコンバータ部１０は、交流入力１から平滑コンデンサ２２までの要素と初期充電回路３６で構成されている。交流電源１は、整流回路としてのダイオードブリッジ１２に接続されている。ここで、ダイオードブリッジ１２と並列して整流電圧検出回路（ＳＶ１）３０が接続されている。ダイオードブリッジ１２の出力は、初期充電回路３６の一端に入力される。初期充電回路３６のもう一端は、整流電流検出回路（ＳＩ１）３１と、限流回路としてのリアクトル（Ｌ）１３とに接続されており、その後段は、単体のインバータにて構成されたインバータ回路１４の交流側に直列接続されている。インバータ回路１４は、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ）やソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ）などのインバータ構成スイッチ１７，１８、ダイオード１５，１６及び直流電圧源（コンデンサ）１９から構成されている。また、直流電圧源１９に並列して直流電圧源１９の電圧検出回路（ＳＶ２）３２が接続されている。

また、インバータ回路１４の後段には、短絡用スイッチ２１と整流ダイオード２０とが接続され、整流ダイオード２０のカソード側が、出力段の平滑コンデンサ２２の正極に接続されている。ここでは、短絡用スイッチ２１と整流ダイオード２０のアノードとの接続点がインバータ回路１４の後段の交流出力線に接続され、短絡用スイッチ２１の他端は、平滑コンデンサ２２の負極に接続されている。また、平滑コンデンサ２２に並列して、平滑コンデンサ２２の電圧検出回路（ＳＶ３）３３が接続されている。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１は、平滑コンデンサ２２の後段から高圧バッテリ６の前段までの要素で構成されている。ここでは、一般的なフォワードコンバータ回路を用いている。平滑コンデンサ２２の後段には、トランス２４の一次側とフォワードコンバータスイッチ２３が直列に接続され、トランス２４の二次側には、二次側整流ダイオード２５が直列に、二次側整流ダイオード２６が並列に接続されている。二次側整流ダイオード２５，２６の後段には、平滑リアクトル（Ｌ）２７、出力電流検出回路（ＳＩ２）３４及びコンデンサ２８が接続され、以降をＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力として、負荷である高圧バッテリ６が接続されている。ここで、コンデンサ２８に並列して、出力電圧検出回路（ＳＶ４）３５が接続されている。

次に、電力変換装置３００の通常充電モードの動作について説明する。まず、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の通常動作について、図３、図４を参照して説明する。なお、本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ部１１は、一般的な絶縁型のフォワードコンバータを使用した場合である。
ここで、記号を以下のように定義する。
Ｐｏｕｔ^＊：制御部５で生成される制御目標電力値。
Ｉｏｕｔ：出力電流検出回路（ＳＩ２）３４で検出されたＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力電流値。
Ｉｏｕｔ^＊：出力電流ｌｏｕｔの制御目標電流値。
Ｖｏｕｔ：ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力電圧値。
Ｖｏｕｔ^＊：ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力電圧値の目標電圧値。
Ｖｌｏａｄ：出力電圧検出回路（ＳＶ４）３５で検出された負荷電圧値。
Ｖｄｃ：平滑コンデンサ２２の直流電圧。
Ｖｄｃ^＊：平滑コンデンサ２２の直流電圧の目標電圧値。

[スイッチの状態と電流経路]
フォワードコンバータスイッチの状態と電流経路との関係について、フォワードコンバータスイッチ２３を導通にした場合と、フォワードコンバータスイッチ２３を開放した場合とに分けて、図３及び図４を参照して説明する。

図３に示すように、フォワードコンバータスイッチ２３を導通にすると、トランス２４の一次巻き線側に流れる電流は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１０→トランス２４（一次巻き線側）→フォワードコンバータスイッチ２３→ＡＣ／ＤＣコンバータ部１０の経路で流れる。ここで、トランス２４は、一次側から二次側に電力を伝達し、トランス２４の二次巻き線側に流れる電流は、トランス２４（二次巻き線側）→二次側整流ダイオード２５→平滑リアクトル（Ｌ）２７→高圧バッテリ６→トランス２４（二次巻き線側）の経路で流れる。

次に、図４に示すように、フォワードコンバータスイッチ２３を開放にすると、トランス２４の一次側には電流が流れず、二次側へは電力は伝達されない。ただし、二次側では、平滑リアクトル（Ｌ）２７の自己誘導により、平滑リアクトル（Ｌ）２７→高圧バッテリ６→二次側整流ダイオード２６→平滑リアクトル（Ｌ）２７の経路で電流が流れる。

[出力電圧Ｖｏｕｔ]
ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力電圧Ｖｏｕｔについて説明する。ここで、トランス２４の一次側の巻き数をＮ１、二次側の巻き数をＮ２、フォワードコンバータスイッチ２３の導通時間をｔｏｎ、フォワードコンバータスイッチ２３の導通／開放切り換え周期をＴとすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力電圧Ｖｏｕｔは、以下の数式で表すことができる。

このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力電圧Ｖｏｕｔは、フォワードコンバータスイッチ２３の導通時間ｔｏｎにより制御できることが分かる。すなわち、フォワードコンバータスイッチ２３をＰＷＭ制御して、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力電圧Ｖｏｕｔを制御し、高圧バッテリ６への出力電流Ｉｏｕｔを調整することにより、目標電力Ｐｏｕｔ^＊に追従した出力を得ることできる。なお、出力電圧検出回路３５で検出される負荷電圧Ｖｌｏａｄは、高圧バッテリ６の電圧値に固定されるため、本実施の形態においては、負荷電圧Ｖｌｏａｄと出力電圧Ｖｏｕｔとは異なる値となる。

[出力電力Ｖｏｕｔを目標電力Ｐｏｕｔ^＊に追従させるための制御]
次に、出力電力Ｖｏｕｔを目標電力Ｐｏｕｔ^＊に追従させるための制御部５による制御について説明する。
フォワードコンバータスイッチ２３は、図５に示すような制御ブロックにより制御される。ここでは、まず、目標電力Ｐｏｕｔ^＊を負荷電圧Ｖｌｏａｄで除算し、目標電流Ｉｏｕｔ^＊５０を求める。本実施の形態においては、負荷として高圧バッテリ６が接続されており、高圧バッテリ６の充電による電圧上昇は十分緩やかで、且つ、内部抵抗は微小であると想定すると、負荷電圧Ｖｌｏａｄは、ほぼ一定であると見做すことができるため、上述のようにして目標電流Ｉｏｕｔ^＊５０を求めることができる。

さらに、出力電流Ｉｏｕｔと目標電流Ｉｏｕｔ^＊５０との差５１をフィードバック量としてＰＩ制御した出力を、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力電圧Ｖｏｕｔの目標電圧Ｖｏｕｔ^＊５２とする。そして、トランス２４の巻き線比（Ｎ２／Ｎ１）、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃの目標電圧Ｖｄｃ^＊より、出力電圧Ｖｏｕｔの目標電圧Ｖｏｕｔ^＊５２を出力するＰＷＭデューティ５３を求める。なお、この目標電圧Ｖｄｃ^＊の演算方法は後述する。ＰＷＭデューティ５３を用いて、ＰＷＭ制御によりフォワードコンバータスイッチ２３への駆動信号を生成し、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１を動作させる。

[ＡＣ／ＤＣコンバータ部の通常動作]
続いて、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１０の通常動作を図６に示す各部の波形に基づいて説明する。ここでは、通常充電の方法を説明するが、本実施の形態では、通常充電時に初期充電回路３６を短絡させる（後述）ので、図７から図９の図中とその説明において初期充電回路３６を省略している。
ここで、記号を以下のように定義する。
Ｖｉｎ：整流電圧検出回路（ＳＶ１）３０で検出されるダイオードブリッジ１２通過後の電圧値。
Ｉｉｎ：整流電流検出回路（ＳＩ１）３１で検出されるダイオードブリッジ１２通過後の電流値。
Ｖｓｕｂ：直流電圧源１９の電圧検出回路（ＳＶ２）３２で検出されるインバータ回路１４内の直流電圧源１９の電圧値。
Ｖｓｕｂ^＊：インバータ回路１４内の直流電圧源１９の制御目標電圧値。
Ｖｄｃ：平滑コンデンサ電圧検出回路（ＳＶ３）３３で検出される平滑コンデンサ２２の電圧値。
Ｖｄｃ^＊：平滑コンデンサ２２の制御目標電圧値。
θ：交流電源１からの入力電圧位相。
交流電源１からの入力はダイオードブリッジ１２にて全波整流され、ダイオードブリッジ１２の後段の電圧Ｖｉｎ、電流Ｉｉｎは、図６に示すような波形となる。この場合、電
圧Ｖｉｎのピーク電圧が、一定の目標電圧Ｖｄｃ^＊に制御される平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃより高いものとする。

[インバータ回路のＰＷＭ制御]
制御部５によりインバータ回路１４は、ＰＷＭ制御されて、交流電源１からの入力力率が概ね１となるように電流Ｉｉｎを出力し、交流側の発生電圧をダイオードブリッジ１２後段の電圧Ｖｉｎに重畳する。インバータ回路１４内の電流は、図７〜図９に示すように、インバータ構成スイッチ１７，１８を開放させた場合には、ダイオード１５を通って直流電圧源１９を充電し、ダイオード１６を通って出力される。また、インバータ構成スイッチ１７のみを導通させた場合には、電流は、インバータ構成スイッチ１７とダイオード１６とを通って出力される。また同様に、インバータ構成スイッチ１８のみを導通させた場合には、電流は、ダイオード１５とインバータ構成スイッチ１８を通って出力される。また、インバータ構成スイッチ１７，１８を同時に導通させた場合には、電流は、インバータ構成スイッチ１７を通って直流電圧源１９を放電させ、インバータ構成スイッチ１８を通って出力される。このような４種の制御の組み合わせにて、制御部５によりインバータ構成スイッチ１７，１８を制御してインバータ回路１４をＰＷＭ制御する。

[交流電源電圧位相と短絡用スイッチ（電流経路）との関係]
[０＜θ＜θ１の場合]
交流電源１からの入力電圧位相をθとし、電圧Ｖｉｎが、平滑コンデンサ２２の目標電圧Ｖｄｃ^＊と等しくなる時の位相θをθ２（０＜θ２＜π／２）とし、位相θ＝０から０＜θ１＜θ２となる所定の位相θ１までは、短絡用スイッチ２１を導通状態とする。この場合は、図７に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ１２→リアクトル１３→インバータ回路１４→短絡用スイッチ２１→ダイオードブリッジ１２→交流電源１の経路で流れる。短絡用スイッチ２１は、導通状態なので、整流ダイオード２０及び平滑コンデンサ２２には電流は流れない。インバータ回路１４は、ＰＷＭ制御により、例えば、インバータ構成スイッチ１７、１８を開放させる場合と、インバータ構成スイッチ１７のみを導通させる場合とを組み合わせて電圧Ｖｉｎの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１になるように電流Ｉｉｎを制御して出力し、０＜θ＜θ１においては、インバータ回路１４の直流電圧源１９は充電される。

[θ＝θ１の場合]
次に、位相θがθ１の場合には、短絡用スイッチ２１を開放にすると、図８に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ１２→リアクトル１３→インバータ回路１４→整流ダイオード２０→平滑コンデンサ２２→ダイオードブリッジ１２→交流電源１の経路で流れる。

[θ２≦θ≦π／２の場合]
次に、位相θ＝θ２において、電圧Ｖｉｎが、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃ^＊と等しくなると、短絡用スイッチ２１は開放状態を継続するが、インバータ回路１４の動作は変わる。
すなわち、位相θが、θ２≦θ≦π／２である場合には、図９に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ１２→リアクトル１３→インバータ回路１４→整流ダイオード２０→平滑コンデンサ２２→ダイオードブリッジ１２→交流電源１の経路で流れる。また、インバータ回路１４は、ＰＷＭ制御により、例えば、インバータ構成スイッチ１７，１８を開放させる場合と、インバータ構成スイッチ１８のみを導通させる場合とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ２２の目標電圧Ｖｄｃ^＊は、Ｖｄｃ^＊≦Ｖｉｎであり、インバータ回路１４は、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃ^＊を維持できるように、Ｖｄｃ−Ｖｄｃ^＊にほぼ等しい電圧をＶｉｎの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概ね１となるように電流Ｉｉｎを制
御して出力する。θ２≦θ≦π／２においては、インバータ回路１４が発生する電圧極性と電流Ｉｉｎの極性は逆になるので、インバータ回路１４の直流電圧源１９は充電される。

[π／２≦θ≦πの場合]
図６に示すように、π／２≦θ≦πの位相期間においては、上述した０≦θ≦π／２の位相期間と対称の動作をし、π≦θ≦２πの位相期間では、０≦θ≦πの位相期間と同様である。
すなわち、交流電源１からの電圧Ｖｉｎの位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１を特定位相として短絡用スイッチ２１を切り換え、上記ゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲（以下、短絡位相範囲と称す）でのみ、短絡用スイッチ２１を導通状態として、平滑コンデンサ２２をバイパスさせる。このとき、インバータ回路１４は、電圧Ｖｉｎの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１となるように電流Ｉｉｎを制御して出力し、直流電圧源１９は充電される。そして、上記短絡位相範囲以外の位相では、インバータ回路１４は、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持し、また入力力率が概ね１となるように電流Ｉｉｎを制御して出力する。このとき、電圧Ｖｉｎが、平滑コンデンサ２２の目標電圧Ｖｄｃ^＊以下の場合には、直流電圧源１９は放電され、電圧Ｖｉｎが目標電圧Ｖｄｃ^＊以上の場合には、直流電圧源１９は充電される。

[入力電圧位相θと直流電圧Ｖｄｃとの関係]
θ１を大きくすると、直流電圧源１９に充電されるエネルギが増大し、その後の放電時に、高い電圧領域の電圧Ｖｉｎに発生電圧を重畳できるとともに、放電されるエネルギを大きくできる。このため、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃ（目標電圧Ｖｄｃ^＊）を高くすることができる。
０≦θ≦π／２の位相期間では、インバータ回路１４の直流電圧源１９は、上述したように、０≦θ≦θ１、θ２≦θ≦π／２の期間で充電され、θ１≦θ≦θ２の期間で放電される。インバータ回路１４の直流電圧源１９の充放電エネルギが等しいとすると、以下の数式が成り立つ。ただし、Ｖｐは電圧Ｖｉｎのピーク電圧、Ｉｐは電流Ｉｉｎのピーク電流である。

ここで、Ｖｉｎ＝Ｖｐ・ｓｉｎθ、Ｉｉｎ＝Ｉｐ・ｓｉｎθとすると、
Ｖｄｃ^＊＝Ｖｐ・π／（４ｃｏｓθ１）
となる。このように、平滑コンデンサ２２の目標電圧Ｖｄｃ^＊は、短絡位相範囲を決定するθ１により決まり、すなわち、θ１を変化させることにより制御することができる。そして、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃは、目標電圧Ｖｄｃ^＊に追従するように制御される。

[入力電圧位相θ、直流電圧Ｖｓｕｂ、直流電圧Ｖｄｃとの関係]
また、０≦θ≦θ１、θ１≦θ≦θ２、θ２≦θ≦π／２の各位相範囲におけるインバータ回路１４の所望の発生電圧の大きさ以上に直流電圧源１９の電圧Ｖｓｕｂを設定することで、インバータ回路１４は上述した所望の制御が信頼性よく行うことができる。すなわち、

の３条件を満たすように電圧Ｖｓｕｂを設定することで、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持でき、また、入力力率が概ね１となるように電流Ｉｉｎを制御するインバータ回路１４の制御が、交流電源１の全位相において信頼性よく行うことができる。なお、直流電圧源１９の電圧Ｖｓｕｂは、電圧Ｖｉｎのピーク電圧Ｖｐ以下に設定する。

[Ｖｄｃを制御するためのインバータのＰＷＭ制御方法]
次に、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持し、また入力力率が概ね１となるように電流Ｉｉｎを制御するインバータ回路１４の制御の詳細について、以下に説明する。
インバータ回路１４は、図１０、図１１に示すような制御ブロックで制御される。
まず、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力電圧Ｖｏｕｔの目標電圧Ｖｏｕｔ^＊５２と、トランス２４の巻き線比（Ｎ２／Ｎ１）、そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の効率が最も良くなるフォワードコンバータスイッチ２３のオン時間τｍａｘから、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃの出力電圧理想値Ｖｄｃ＿ｉｄｅａｌ６０を演算する。次に、数２、数３で示した数式から、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１０が、電流制御可能な平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃの範囲を演算し、（出力電圧理想値Ｖｄｃ＿ｉｄｅａｌ＜該演算結果下限）である場合には、該演算結果下限を出力段の平滑コンデンサ２２の目標電圧Ｖｄｃ^＊とし、図５に示す比例項Ｋに該目標電圧Ｖｄｃ^＊を使用する。また、（出力電圧理想値Ｖｄｃ＿ｉｄｅａｌ＞該演算結果下限）である場合には、出力電圧理想値圧Ｖｄｃ＿ｉｄｅａｌ６０を出力段の平滑コンデンサ２２の目標電圧Ｖｄｃ^＊とする。これにより、インバータの直流電圧源の電圧を一定に保ったままで、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１１を電流制御することができ、且つ（出力電圧理想値Ｖｄｃ＿ｉｄｅａｌ＞該演算結果下限）の範囲では、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１は最大効率点で動作させることができる。

出力段の平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃと目標電圧Ｖｄｃ^＊との差６１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力６２ａを演算する。また、インバータ回路１４の直流電圧源１９の電圧Ｖｓｕｂを一定に保つため、この電圧Ｖｓｕｂとその目標電圧Ｖｓｕｂ^＊との差６１ｂをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力６２ｂを演算し、両出力６２ａ，６２ｂの和から電流Ｉｉｎの振幅目標値６３を決定する。そして、この振幅目標値６３に基づいて、電圧Ｖｉｎに同期した正弦波の電流指令Ｉｉｎ^＊６４を生成する。次に、電流指令Ｉｉｎ^＊６４と検出された電流Ｉｉｎとの差６５をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１４の発生電圧の目標値となる電圧指令６６とする。この時、短絡用スイッチ２１の導通／開放の切り換え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔＶを加算して、電圧指令６５を補正する。そして、補正後の電圧指令６７を用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１４の各インバータ構成スイッチ１７，１８への駆動信号を生成し、インバータ回路１４を動作させる。

交流電源１からの入力電圧のゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１の特定位相において、短絡用スイッチ２１の導通／開放を切り換えるが、インバータ回路１４は、短絡用スイッチ２１を導通から解放にする際には、直流電圧源１９を充電する制御から放電する制御に切り替わり、開放から導通にする際には、直流電圧源１９を放電する制御から充電する制御に切り替わる。上記のように、短絡用スイッチ２１の導通／開放の切り換え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔＶを加算して電圧指令６６を補正することにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぐことができる。

続いて、このように動作する電力変換装置３００の起動方法について述べる。
[初期充電モードの動作]
ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧源１９、平滑コンデンサ２２の電圧は、上述の数２、数３の関係を満たす値でなければならない。そのため、交流電源１が電源装置２００に接続された際に、少なくとも平滑コンデンサ２２を初期充電する必要がある（直流電圧源１９が外部電圧源で構成される場合には、初期充電を行う必要は無い。直流電圧源１９をコンデンサで構成する場合は、初期充電の必要が有る。）。以下、直流電圧源１９と平滑コンデンサ２２の初期充電時の動作について説明する。そのフローチャートを図１２に示す。

初期状態は、初期充電回路のスイッチ３６ａ、スイッチ３６ｂは共に開放状態、直流電圧源１９と平滑コンデンサ２２は、無充電状態であるとする（ステップＳ１）。交流電源１が接続されたら、初期充電回路のスイッチ３６ｂを導通状態、スイッチ３６ａを開放状態、インバータ構成スイッチ１７，１８とフォワードコンバータスイッチ２３は開放、短絡用スイッチ２１は導通にする。このスイッチ状態にすることで、初期充電回路の抵抗３６ｃで制限された電流が、図１３に示す経路で流れ、直流電圧源１９を充電する（ステップＳ２）。直流電圧源１９の電圧Ｖｓｕｂが目標電圧Ｖｓｕｂ^＊まで上がり充電が完了したかどうか（Ｖｓｕｂ＝Ｖｓｕｂ^＊？）を判定する（ステップＳ３）。充電が完了していなければ、ステップ２に戻り、直流電圧源１９の充電を継続する。直流電圧源１９の充電が完了していれば、インバータ構成スイッチ１８とフォワードコンバータスイッチ２３と短絡用スイッチ２１は開放、インバータ構成スイッチ１７は導通にすることで図１４に示す経路で電流が流れ、平滑コンデンサ２２の初期充電を行う（ステップ４）。

次に、平滑コンデンサ２２の電圧が上述の数２、数３の関係を満たしているかどうかを判定する（ステップＳ５）。数２、数３の関係を満たしていなければ、ステップＳ４に戻り、平滑コンデンサ２２の充電を継続する。平滑コンデンサ２２の電圧が数２、数３の関係を満たしていれば、初期充電回路のスイッチ３６ａを導通状態とするとともに、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１０を図１５に示す制御で定電流動作させ、平滑コンデンサ２２を目標電圧Ｖｄｃ^＊まで充電する（ステップＳ６）。このとき、図１５に示すように、初期充電時の電流指令値Ｉｉｎ＿ｓ^＊と検出された電流Ｉｉｎとの差６５ｓをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１４の発生電圧の目標値となる電圧指令値６６ｓとする。このとき、短絡用スイッチ２１の導通／開放の切り換え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔＶを加算して、電圧指令値６６ｓを補正する。そして、補正後の電圧指令値６７ｓを用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１４の各インバータ構成スイッチ１７，１８への駆動信号を生成し、インバータ回路１４を動作させる。平滑コンデンサ２２の電圧が目標電圧Ｖｄｃ^＊に達しているかどうか（Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ^＊？）を判定する（ステップＳ７）。平滑コンデンサ２２の電圧が目標電圧Ｖｄｃ^＊に達していなければ、ステップＳ６に戻り、平滑コンデンサ２２の充電を継続する。平滑コンデンサ２２の電圧が目標電圧Ｖｄｃ^＊に達していれば、通常充電モードに移行し、負荷への電力供給を開始する（ステップＳ８）。

ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１を停止させずに初期充電を行うと、平滑コンデンサ２２からＤＣ／ＤＣコンバータ部１１へ電流が流れ、平滑コンデンサ２２の電圧が下がって数２、数３の関係を満たすことができなくなり、突入電流が発生して、各スイッチやコンデンサを破損させる可能性がある。これに対して、実施の形態１で示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ部を停止させて初期充電を行うことにより、突入電流の発生を抑制することができ、各スイッチやコンデンサを突入電流による破損から守ることができ、安全に初期充電を完了させることができる。

このように、実施の形態１に係る電力変換装置によれば、直流入力部側のコンデンサの初期充電をＤＣ／ＤＣコンバータ部を停止させて行うことにより、突入電流の発生を抑制
することができ、スイッチやコンデンサを破損から保護し、初期充電を安全に行うことができるとともに、初期充電時間が短く抵抗の電力損失が小さいので、抵抗の電力定格を小さくすることができ、放熱機構も簡素化することができ、装置の小型化・低コスト化を図ることができるという顕著な効果が期待できる。

なお、本実施の形態の初期充電方法では、図１２のフローチャートでステップＳ７に示すように、平滑コンデンサ２２の電圧により初期充電完了の判定を行っているが、コンデンサの電圧は、コンデンサに流れる電流値を時間で積分したものをコンデンサの容量で割った値となるので、初期充電時間を計測することにより初期充電完了の判定を行ってもよい。

また、本実施の形態の初期充電方法では、図１２のフローチャートでステップＳ７に示すように、平滑コンデンサ２２の電圧により初期充電完了の判定を行っているが、インバータ構成スイッチ１７，１８、短絡用スイッチ２１の制御誤差や交流電源電圧の変動によって直流電圧源１９の電圧が高くなる場合がある。このため、初期充電完了の判定を直流電圧源１９の電圧（ステップＳ３）との平滑コンデンサ２２の電圧（ステップＳ７）とにより行うことにより、これを検出することができ、より信頼性を向上させた判定が可能となる。

また、本実施の形態のＡＣ／ＤＣコンバータ部１０においては、複数の半導体スイッチ素子１７，１８と直流電圧源１９とから成るインバータ回路１４を備え、平滑コンデンサ２２の電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に追従させると共に、交流電源からの入力力率を改善するように、インバータ回路１４は電流指令を用いて制御される一例を示しているが、これに限らず、インバータ回路１４がインバータを複数備える構成や、入力直後のダイオードブリッジを備えず、インバータ回路１４の後段のダイオードで整流する構成等であっても、同様の効果が得ることができる。

また、本実施の形態のＡＣ／ＤＣコンバータ部の構成は、上述したものに限られるものではなく、図１６の構成に示すような高力率ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００を用いてもよい。この場合、半導体スイッチ素子（インバータ構成スイッチ）１７ａ，１７ｂ，１８ａ，１８ｂから成るインバータで構成されるインバータ回路１４ａが、リアクトル１３を介して交流電圧源１に接続され、その後段に、半導体スイッチ素子から成る短絡用スイッチ２１ａ，２１ｂとダイオード２０ａ，２０ｂとが直列接続されたブリッジ回路が備えられている。

また、ＡＣ／ＤＣコンバータ回路は、交流電圧を直流電圧に変換する高力率コンバータであり、少なくとも初期充電が必要な平滑コンデンサを内包していれば適用することが可能である。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ部の構成についても、上述したものに限られるものではなく、ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、フォワードコンバータ回路に限らず、ハーフブリッジコンバータ等他の回路構成であってよく、通常充電モードの制御方法も上記の例に限らない。

また、上記実施の形態においては、単相交流電源と直流負荷に接続され、電源からの交流入力電力を直流電力に変換して直流負荷に供給する電力変換装置が、ＡＣ／ＤＣコンバータ部とＤＣ／ＤＣコンバータ部とにより構成される場合について説明したが、これに限らず、電源と負荷とに接続され、電源からの入力電力を電力変換して負荷に供給する電力変換装置が電源側の電力変換回路と負荷側の電力変換回路とが連なった構成であって、電源側の電力変換回路に少なくとも初期充電が必要な平滑コンデンサが内包されており、負
荷側の電力変換回路がスイッチを備えてスイッチ状態によって電源側の電力変換回路からの入力電流を遮断することができる構成であれば、例えば、電源は３相交流電源からの交流入力電力を交流直流電力変換し、直流負荷に供給する構成であってもよい。

実施の形態２．
図１７は、実施の形態２に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。図１８は、実施の形態２に係る電力変換装置のＡＣ／ＤＣコンバータ部の動作を説明するための図である（その１）。また、図１９は、実施の形態２に係る電力変換装置ＡＣ／ＤＣコンバータ部の動作を説明するための図である（その２）。実施の形態１では、交流電源から直流に変換するものであったが、実施の形態２では、直流電源から交流に変換し、電力を回生するものである。また、実施の形態１と実施の形態２との回路構成上の違いは、実施の形態１では、交流入力部側に初期充電回路３６がＡＣ／ＤＣコンバータ部１０に設けられ、コンデンサ２２を充電するのに対して、実施の形態２では、直流入力部側に初期充電回路３７がＤＣ／ＤＣコンバータ部１１ａに設けられ、コンデンサ２８を充電する点である。なお、図１７の他の基本構成は、図２と同様であるので、説明を省略する。

次に、実施の形態２の動作について説明する。図１７の回路構成において、起動時、コンデンサ２８の電圧は０、また、コンデンサ２２の電圧はＡＣ電源電圧波高値と等しい。まず、直流電源６（高圧バッテリ）が接続されたら，初期充電回路３７によりコンデンサ２８を充電する。コンデンサ２８の充電が完了したら、インバータ構成スイッチ４０ａ，４０ｂ，４１ａ，４１ｂをＰＷＭ動作させ、そのスイッチングデューティを低くすることで平滑リアクトル４２に流れる電流を低く制御し、コンデンサ２２を低電流で初期充電する。

さらに、コンデンサ２２の充電が完了したら、定常運転を開始する。制御部５は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０ｂから交流電源側へ電流が力率１で流れるように、整流用スイッチ２０ｃ，２０ｄ、短絡用スイッチ２１ａ，２１ｂを制御する。例えば、交流電源電圧が正極（３０ａと３１ａの接点の電圧が２０ｄと２１ｂの接点の電圧より高い）場合で、交流電源側へ流れる電流を増やす場合には、整流用スイッチ２０ｃ，２０ｄ、短絡用スイッチ２１ａ，２１ｂを制御し、図１８に示す経路を構成する。また、交流電源電圧が正極で交流電源側へ流れる電流を減らす場合には、整流用スイッチ２０ｃ，２０ｄ、短絡用スイッチ２１ａ，２１ｂを制御し、図１９に示す電流経路を構成する。

このように、実施の形態２に係る電力変換装置によれば、直流電源から交流電源に電力を回生する場合であっても、ＤＣ／ＤＣコンバータ部のコンデンサの初期充電をＡＣ／ＤＣコンバータ部を停止させて行うことにより、実施の形態１と同様、突入電流の発生を抑制することができ、スイッチやコンデンサを破損から保護し、初期充電を安全に行うことができるとともに、初期充電時間が短く抵抗の電力損失が小さいので、抵抗の電力定格を小さくすることができ、放熱機構も簡素化することができ、装置の小型化・低コスト化を図ることができるという顕著な効果が期待できる。

また、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。

また、図中、同一符号は、同一または相当部分を示す。

１ 交流電源 ５ 制御部 ６ 高圧バッテリ
１０，１０ｂ，１００ ＡＣ／ＤＣコンバータ部
１１，１１ａ ＤＣ／ＤＣコンバータ部
１２ ダイオードブリッジ １３，４２ リアクトル
１４ インバータ回路
１７，１７ａ，１７ｂ，１８，１８ａ，１８ｂ，４０ａ，４０ｂ，４１ａ，４１ｂ インバータ構成スイッチ（半導体スイッチ素子）
１９ 直流電圧源（コンデンサ） ２０ｃ，２０ｄ整流用スイッチ
２１，２１ａ，２１ｂ 短絡用スイッチ
２２ 平滑コンデンサ ２３ フォワードコンバータスイッチ
２４ トランス ２８ コンデンサ
３０，３０ａ 整流電圧検出回路 ３１，３１ａ 整流電流検出回路
３２ 直流電圧源電圧検出回路 ３３ 平滑コンデンサ電圧検出回路
３４，４４ 出力（入力）電流検出回路
３５，４５ 出力（入力）電圧検出回路
３６，３７ 初期充電回路
４３ リアクトル電流検出回路
２００ 電源装置 ３００ 電力変換装置
４００，５００ 電力変換回路

Claims (8)

1. 出力部に設けられた平滑コンデンサと前記平滑コンデンサを初期充電する初期充電回路とを有し、交流電力を直流電力に変換する交流／直流変換回路部と、
   スイッチ素子を有し、前記スイッチ素子の制御により前記平滑コンデンサからの直流電力を電圧変換する直流／直流変換回路部と、
   前記交流／直流変換回路部および前記直流／直流変換回路部の入出力を制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記交流／直流変換回路部の起動時に、前記初期充電回路および前記交流／直流変換回路部によって前記平滑コンデンサに所定の充電を行い、前記平滑コンデンサの充電が完了後、前記直流／直流変換回路部の動作を開始させることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記交流／直流変換回路部は、直流電圧源を有し、前記直流電圧源の充放電を行う複数の半導体スイッチ素子を有するインバータが単体あるいは複数直列接続されたインバータ回路と、
   前記インバータ回路の後段に設けられた整流素子と、
   前記整流素子に接続され、前記インバータ回路の出力を平滑して出力する前記平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサへの電流をバイパスさせる短絡用スイッチ素子と、を備えたものであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記平滑コンデンサの充電の完了を前記平滑コンデンサの電圧にて判定を行うことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記平滑コンデンサの充電の完了を前記平滑コンデンサの電圧及び前記直流電圧源の電圧にて判定を行うことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
5. 前記交流電力が３相交流であり、各相の前記インバータ回路を直列接続したことを特徴とする請求項２または請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、前記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に、前記交流電力からの入力力率を１に近づけるよう入力電流を制御することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 入力部に設けられたコンデンサと前記コンデンサを初期充電する初期充電回路とスイッチ素子とを有し、前記スイッチ素子の制御により直流電力を電圧変換する直流／直流変換回路部と、
   前記直流／直流変換回路部からの直流電力を交流に変換する直流／交流変換回路部と、
   前記直流／交流変換回路部および前記直流／直流変換回路部の入出力を制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記直流／直流変換回路部の起動時に、前記初期充電回路から前記コンデンサに所定の充電を行い、前記コンデンサの充電が完了後、前記直流／交流変換回路部の動作を開始させることを特徴とする電力変換装置。
8. 前記コンデンサの充電の完了を前記コンデンサの電圧にて判定を行うことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。

Images