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CN108575106B - 电力转换装置 - Google Patents

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CN108575106B
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semiconductor switching
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Abstract

一种电力转换装置，其特征在于，该电力转换装置具备：整流电路；全桥式结构的逆变电路，其具有分别串联连接有两个开关元件的第一支路及第二支路、和直流电容器；变压器；以及控制电路，其控制逆变电路的动作，控制电路通过控制第一支路的接通期间，从而控制从交流输入经由第一整流电路流动的电流的增减，通过控制第二支路的接通期间以及第一支路的接通期间与第二支路的接通期间的相位偏移量，从而将直流电容器的电压控制为恒定，该电力转换装置能够通过单级全桥式逆变电路同时实现高功率因数控制和输出电力控制。

Description

电力转换装置
技术领域
本发明涉及对来自交流电源的输入进行电力转换并得到所希望的直流电力的电力转换装置。
背景技术
在将从交流电源供给的交流电力转换成直流电力并向直流负载供给的电力转换装置中，高效率化的要求不断提高，提出了实现高效率化的电力转换装置(例如，参照专利文献1)。专利文献1公开的电力转换装置由与交流电源连接的整流电路、与整流电路连接的平滑电容器、经由平滑电容器与整流电路连接的第一开关电路、具备谐振电容器及谐振电感器的变压器、经由变压器设置于直流负载侧的第二开关电路构成。在该电力转换装置中，通过控制第二开关电路的开关动作，从而降低开关损耗，并实现高效率化。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2012-249375号公报
发明内容
发明的概要
发明要解决的课题
在上述以往的电力转换装置中，在直流输出部未设置有电流平滑用电抗器，因此，难以同时调整交流电流的高功率因数控制及向直流负载输出的直流电力。因此，非特定频率的脉动成分会向直流负载输入，在使用蓄电池作为直流负载的情况下，非特定频率的脉动成分会混入蓄电池电流，因而，有可能会使得蓄电池劣化而寿命下降。
本发明是为了解决如上所述的课题而作出的，其目的在于得到一种能够进行交流电流的高功率因数控制及向直流负载的输出电力的控制的电力转换器。
用于解决课题的方案
本发明的电力转换装置的特征在于，所述电力转换装置具备：第一整流电路，所述第一整流电路对从交流电源输入的交流电力进行整流；逆变电路，所述逆变电路将第一支路、第二支路、直流电容器彼此并联连接，并将负极侧直流母线连接于第一整流电路的负极侧直流端子，所述第一支路具有串联连接的第一开关元件及第二开关元件，且在与第一开关元件及第二开关元件连接的连接点即第一交流端连接有第一整流电路的正极侧直流端子，所述第二支路具有分别反向并联连接有二极管的第三开关元件及第四开关元件，并将第三开关元件及第四开关元件串联连接；变压器，所述变压器具有一次绕组及二次绕组，在一次绕组的一端连接有逆变电路的所述第一交流端，在另一端连接有第三开关元件及第四开关元件的连接点即第二交流端；第二整流电路，所述第二整流电路的一端连接于变压器的二次绕组，另一端经由平滑电容器连接于直流负载，所述第二整流电路对从变压器输入的交流电力进行整流并向直流负载输出；以及控制电路，所述控制电路控制逆变电路的动作，控制电路通过控制第一支路的接通期间，从而控制从第一整流电路输出的电流，通过控制第二支路的接通期间以及第一支路的接通期间与第二支路的接通期间的相位偏移量，从而将直流电容器的电压控制为恒定。
发明效果
在本发明的电力转换装置中，能够通过单级全桥式逆变电路同时实现高功率因数控制和输出电力控制。由此，在连接蓄电池作为直流负载进行充电动作的情况下，能够抑制向蓄电池电流混入的非特定频率的脉动成分地供给充电电力，因此，能够防止蓄电池的寿命劣化。
附图说明
图1是本发明的实施方式1所示的电力转换装置的结构图。
图2是说明本发明的实施方式1所示的电力转换装置的各开关元件的动作的图。
图3是表示本发明的实施方式1所示的电力转换装置的电流路径的图。
图4是表示本发明的实施方式1所示的电力转换装置的电流路径的图。
图5是表示本发明的实施方式1所示的电力转换装置的电流路径的图。
图6是表示本发明的实施方式1所示的电力转换装置的电流路径的图。
图7是表示本发明的实施方式1所示的电力转换装置的动作原理的图。
图8是表示本发明的实施方式1所示的电力转换装置的动作原理的图。
图9是表示本发明的实施方式1所示的电力转换装置的控制系统的图。
图10是表示本发明的实施方式1所示的电力转换装置的控制系统的图。
图11是表示本发明的实施方式1所示的电力转换装置的控制系统的图。
图12是表示本发明的实施方式1所示的电力转换装置的控制系统的图。
图13是表示本发明的实施方式1所示的电力转换装置的动作原理的图。
图14是表示本发明的实施方式1所示的电力转换装置的控制系统的图。
图15是表示本发明的实施方式1所示的电力转换装置的控制系统的图。
图16是表示本发明的实施方式1所示的控制电路的硬件结构的框图。
图17是表示本发明的实施方式2所示的电力转换装置的动作原理的图。
图18是表示本发明的实施方式2所示的电力转换装置的控制系统的图。
图19是表示本发明的实施方式2所示的电力转换装置的控制系统的图。
图20是表示本发明的实施方式3所示的电力转换装置的动作原理的图。
图21是表示本发明的实施方式3所示的电力转换装置的简易等价电路的图。
图22是表示本发明的实施方式3所示的电力转换装置的动作原理的图。
图23是表示本发明的实施方式3所示的电力转换装置的动作原理的图。
图24是表示本发明的实施方式3所示的电力转换装置的动作原理的图。
图25是表示本发明的实施方式3所示的电力转换装置的动作原理的图。
图26是表示本发明的实施方式3所示的电力转换装置的动作原理的图。
图27是表示本发明的实施方式3所示的电力转换装置的控制系统的图。
图28是表示本发明的实施方式3所示的电力转换装置的控制系统的图。
具体实施方式
实施方式1.
使用附图，说明本发明的实施方式1的电力转换装置的结构。图1是本发明的实施方式1的电力转换装置的结构图。图1所示的电力转换装置与交流电源1及直流负载10连接，将从交流电源1输入的交流电力转换成直流电力，并向直流负载10输出。
电力转换装置包括：主电路，该主电路将从交流电源1输入的交流电力转换成直流电力；以及控制电路，该控制电路对主电路进行控制。主电路具有变压器6，该变压器6具有至少两个绕组，将主电路中的相对于变压器与交流电源1连接的一侧作为一次侧，将与直流负载10连接的一侧作为二次侧进行说明。在主电路的一次侧设置有对交流电力进行整流的整流电路(第一整流电路)200、作为限流电路进行动作的电抗器3、以及将由整流电路200整流后的直流电力转换成所希望的电压的交流电力并向变压器6输出的逆变电路400。另外，在主电路的二次侧设置有将从变压器6输出的交流电力整流成直流电力的整流电路(第二整流电路)700、对从整流电路700输出的直流电力进行平滑化的平滑电抗器8及平滑电容器9。
作为第一整流电路的整流电路200连接于交流电源1，对来自交流电源1的输入进行整流并转换成直流电力。整流电路200是由四个二极管元件201～204构成的全桥式电路，整流电路200的直流端子经由电抗器3与逆变电路400连接。在此，在整流电路200的两个直流端子中，将正极侧的端子称为正极侧直流端子，将负极侧的端子称为负极侧直流端子。此外，整流电路200并不限于如上所述的结构，只要是将交流电力整流成直流电力的电路即可，可以是任意的结构，例如，也可以使用开关元件等有源元件(日文：能動素子)构成一部分或全部的二极管元件。
电抗器3是一端连接于整流电路200的正极侧直流端子且另一端连接于逆变电路400的限流电抗器。另外，电抗器3与逆变电路400的连接点也与变压器6的一次侧的端子连接。此外，电抗器3可以连接于整流电路200的负极侧直流端子，也可以分散地连接于整流电路200的两个直流端子中的每一个。
逆变电路400是具备四个半导体开关元件401a～404a的全桥式逆变电路，各半导体开关元件基于来自控制电路11的栅极信号进行开关动作。另外，在半导体开关元件401a～404a分别反向并联连接有二极管401b～404b，另外，分别并联连接有电容器401c～404c，可以使用MOSFET等半导体元件。
半导体开关元件401a(第一开关元件)与半导体开关元件402a(第二开关元件)串联连接，半导体开关元件403a(第三开关元件)与半导体开关元件404a(第四开关元件)串联连接。在此，将串联连接的半导体开关元件401a和半导体开关元件402a称为第一支路，将串联连接的半导体开关元件403a和半导体开关元件404a称为第二支路。另外，半导体开关元件401a与半导体开关元件404a处于对角的关系，半导体开关元件402a与半导体开关元件403a处于对角的关系。
半导体开关元件401a与半导体开关元件402a的连接点(第一交流端)经由电抗器3与整流电路200的正极侧直流端子连接，另外，也与变压器6的一次侧的端子连接。另外，逆变电路400具备直流电容器5，直流电容器5、第一支路、第二支路彼此并联连接于直流母线间(PN母线间)。另外，逆变电路400的负极侧母线连接于整流电路200的负极侧直流端子。
变压器6是由两个绕组(一次绕组及二次绕组)构成的绝缘变压器，一次绕组的一端连接于逆变电路400的第一交流端，另一端连接于半导体开关元件403a与半导体开关元件404a的连接点即第二交流端。此外，在此，设为将变压器6的漏电感作为谐振元件的结构，但也可以构成为使用外装的电抗器。
与整流电路200同样地，作为第二整流电路的整流电路700是由四个二极管元件构成的全桥式电路。整流电路700的交流端子连接于变压器6的二次侧的输出端子，对从变压器6输出的交流电力进行整流，并使其从整流电路700的直流端子输出。此外，虽然将整流电路700设为了全桥式二极管整流方式，但只要是对从变压器6输出的交流电力进行整流的电路即可，可以是任意的电路。例如，也可以使用半导体开关元件等有源元件构成一部分或全部的二极管元件。
整流电路700的正极侧的直流端子连接于平滑电抗器8，在平滑电抗器8的后段和整流电路700的负极侧的直流端子连接有平滑电容器9。另外，在平滑电容器9连接有直流负载10，向直流负载供给从整流电路700输出的直流电力。
直流负载10例如是蓄电池(电池)。此外，也可以是其它需要与交流输入绝缘的直流负载，例如，也可以由双电层电容器等构成。
在图1所示的电力转换装置中，设置有对从整流电路200输出并在电抗器3中流动的电流(iac)进行检测的电流检测器、对直流电容器5的直流电压(Vdc)进行检测的电压检测器(第一电压检测器)、对平滑电容器9的电压(Vbat)进行检测的电压检测器(第二电压检测器)。另外，设置有对交流电源1的电源电压(Vac)进行检测的电压检测器、对向直流负载10输入的电流(ibat)进行检测的电流检测器。为向控制电路11输入这些电压值、电流值的信息的结构。
接下来，使用附图，说明本发明的实施方式1所示的电力转换装置的动作、即将从交流电源1输入的交流电力转换成直流电力并向直流负载10输出的动作。图2是表示对半导体开关元件401a～404a的动作进行说明的栅极波形、在电抗器3中流动的电流、以及直流电容器5的充放电的状态的图。图3～图6是表示在图2中定义的四个动作模式下的电力转换装置内的电流路径的图。
在此，将半导体开关元件401a、402a、403a、404a的驱动周期设为T，将进行电流控制的半导体开关元件401a和402a的开关时间设为t2。另外，将半导体开关元件404a的断开定时设为t1，将半导体开关元件403a的断开定时设为t3。在该情况下，能够分类成0～t1(第一动作模式)、t1～t2(第二动作模式)、t2～t3(第三动作模式)、t3～T(第四动作模式)这四个期间的动作模式，这四个动作模式中的各自的电流路径分别由图3～图6示出。
对第一动作模式、即图2所示的0～t1期间的电力转换装置的动作进行说明。在第一动作模式下，半导体开关元件401a、404a成为接通状态，半导体开关元件402a、403a成为断开状态。在第一动作模式下，如图3所示，从交流电源1输入并由整流电路整流后的电流iac流过电抗器3、变压器6、半导体开关元件404a而返回输入侧。同时，电流从直流电容器5经由半导体开关元件401a向变压器6流入，且电流从变压器6经由半导体开关元件404a向直流电容器5返回。在第一动作模式下，由于半导体开关元件401a成为接通状态，所以电抗器3的后段的电位被固定为Vdc。另外，在此，在直流电容器5的直流电压Vdc被控制为比交流电源1的电压Vac的峰值电压Vp高的状态下，电流iac减少。另外，在直流电容器5中，由于将电流放电，所以Vdc减少。
对第二动作模式、即图2所示的t1～t2期间的电力转换装置的动作进行说明。在第二动作模式下，半导体开关元件401a、403a成为接通状态，半导体开关元件402a、404a成为断开状态。在第二动作模式下，如图4所示，电流iac流过电抗器3、变压器6、二极管元件403b、直流电容器5，且电流向输入侧返回。另外，在二极管元件403b中流动的电流的一部分在半导体开关元件401a中流动，并向变压器6循环。在第二动作模式下，由于半导体开关元件401a成为接通状态，所以电抗器3的后段的电位被固定为Vdc，在直流电容器5的电压Vdc被控制为比交流电源1的电压Vac的峰值电压Vp高的状态下，电流iac减少。另外，在直流电容器5中，由于对电流进行充电，所以Vdc增加。此外，在第二动作模式下，由于在变压器6的两端产生的电位差较小，所以向二次侧的电力的输出量较小，在此不进行考虑。
对第三动作模式、即图2所示的t2～t3期间的电力转换装置的动作进行说明。在第三动作模式下，半导体开关元件402a和403a成为接通状态，半导体开关元件401a、404a成为断开状态。在第三动作模式下，如图5所示，电流iac从电抗器3经由半导体开关元件402a向输入侧回流。另外，电流从直流电容器5经由半导体开关元件403a、变压器6、半导体开关元件402a向直流电容器5流动。在第三动作模式下，由于半导体开关元件402a成为接通状态，所以电抗器3的后段的电位被固定为0，电流iac增加。另外，在直流电容器5中，由于将电流放电，所以Vdc减少。
对第四动作模式、即图2所示的t3～T期间的电力转换装置的动作进行说明。在第四动作模式下，半导体开关元件402a、404a成为接通状态，半导体开关元件401a、403a成为断开状态。在第四动作模式下，如图6所示，电流iac从电抗器3经由半导体开关元件402a向输入侧回流。另外，电流经由半导体开关元件402a、二极管404b、变压器6进行循环。在第四动作模式下，由于半导体开关元件402a成为接通状态，所以电抗器3的后段的电位被固定为0，电流iac增加。另外，在直流电容器5中，由于不对电流进行充放电，所以Vdc恒定。此外，在第四动作模式下，与第二动作模式的情况同样地，由于在变压器6的两端产生的电位差较小，所以向二次侧的电力的输出量较小，在此不进行考虑。
如上所述，在第一动作模式和第三动作模式下，电流向变压器6输入并向二次侧进行电力供给，在第一动作模式与第三动作模式之间，电流的极性反转。通过使上述动作模式变化，从而向变压器6输入交流电流。输入到变压器6的一次侧的交流电力根据绕组数的比率进行电压变换，并向二次侧输出。在变压器6的后段，利用整流电路700将交流电力转换成直流电力，利用平滑电抗器8和平滑电容器9使直流电力平滑，并向直流负载10供给平滑后的直流电力。即，能够在第一动作模式及第三动作模式的期间向直流负载10供给直流电力。
在本发明的实施方式1所示的电力转换装置中，对第一支路的接通期间进行控制，即，对半导体开关元件401a的接通期间的第一及第二动作模式与半导体开关元件402a的接通期间的第三及第四动作模式的时间比率进行控制。即，通过对图2中的时刻t2进行控制，从而能够对在电抗器3中流动的电流iac的增加量与减少量的比率进行控制，能够进行在电抗器3中流动的电流iac的控制。
另外，对第二支路的接通期间进行控制，即，对半导体开关元件403a的接通期间的第二及第三动作模式与半导体开关元件404a的接通期间的第一及第四动作模式的时间比率进行控制。通过一并地控制第一支路的接通期间与第二支路的接通期间的相位偏移量，即，通过一并地控制使半导体开关元件403a相对于半导体开关元件401a、半导体开关元件404a相对于半导体开关元件402a的驱动信号的相位偏移的量(相位偏移量)，从而能够调整直流电容器5的充电量和放电量，以使直流电容器5的电压Vdc成为恒定的方式进行控制。或者，对如上述那样通过电流控制而取入的交流电力与向直流负载10供给的电力的电力差进行调整，以使直流电容器5的电压Vdc恒定的方式进行控制。这意味着对图2中的时刻t1和时刻t3进行控制。此外，如后述那样，0～t1与t2～t3的期间相等。
这样，在实施方式1所示的电力转换装置中，通过分别单独地进行使用半导体开关元件401a和半导体开关元件402a的电流控制、和使用半导体开关元件403a和半导体开关元件404a的Vdc的电压控制，从而能够同时实现电流控制和电压控制并向直流负载10供给直流电力。因此，通过进行电流控制，从而能够进行交流电力的高功率因数控制，即，将功率因数大致控制为1。另外，通过以使直流电容器5的电压Vdc成为恒定的方式进行控制，从而能够进行针对直流负载10的输出电力的控制。因此，在连接蓄电池作为直流负载的情况下，能够抑制蓄电池电流的非特定频率的脉动成分，能够供给品质更高的充电电力。
在此，对图2中的t1、t2、t3的确定方法进行说明。t2是根据电流控制确定的定时，半导体开关元件401a的每开关周期T的接通时间0～t2的时间比率(占空因数)D401由数学式(1)表示。另一方面，半导体开关元件402a的每开关周期T的接通时间t2～T的时间比率(占空因数)D402由数学式(2)表示。
[数学式1]
Figure BDA0001700592380000101
[数学式2]
Figure BDA0001700592380000102
在此，vac是交流电源1的电压，Vdc是直流电容器5的电压。这样，半导体开关元件401a和半导体开关元件402a分别以基于数学式(1)和数学式(2)的时间比率进行驱动。
首先，在初始状态下，即在蓄电池充电控制动作的开始时的状态下，将第二支路的相位偏移量设为0。在初始状态下，由于将该相位偏移量设为0，所以半导体开关元件403a的接通状态下的上升与半导体开关元件401a的接通状态下的上升同步。同样地，半导体开关元件404a的接通状态下的上升与半导体开关元件402a的接通状态下的上升同步。即，使第三开关元件的接通期间(栅极脉冲宽度)及相位与第一开关元件相等，使第四开关元件的接通期间(栅极脉冲宽度)及相位与所述第二开关元件相等。在该情况下，仅进行第二及第四动作模式下的动作，第一及第三动作模式的期间为0。控制电路11从该初始状态起，对相位偏移量进行控制。由此，能够在初始状态下平缓地开始电力供给。
另外，由于将该相位偏移量设为0，所以可以使半导体开关元件404a的接通状态下的上升与半导体开关元件401a的接通状态下的上升同步。此时，半导体开关元件403a的接通状态下的上升与半导体开关元件402a的接通状态下的上升同步。即，使第四开关元件的接通期间(栅极脉冲宽度)及相位与第一开关元件相等，使第三开关元件的接通期间(栅极脉冲宽度)及相位与所述第二开关元件相等。在该情况下，仅进行第一及第三动作模式下的动作，第二及第四动作模式的期间为0。控制电路11从该初始状态起，对相位偏移量进行控制。由此，能够从初始状态起急剧地开始电力供给。此外，并不一定需要将相位偏移量设为0，也可以将根据初始状态下的要求而预先确定的相位偏移量设为初始状态。
如上所述，在第一动作模式的期间与第三动作模式的期间，电流分别极性相反地向变压器6流动。因此，为了抑制绝缘变压器的偏磁，以使半导体开关元件401a及404a的重叠期间(第一动作模式的期间)与半导体开关元件402a及403a的重叠期间(第三动作模式的期间)相等的方式进行控制。即，图2的0～t1与t2～t3的期间相等。此外，第一动作模式的期间与第三动作模式的期间并不一定需要相同。
接下来，对第二支路的相位偏移量进行说明。第二支路的相位偏移量相当于图2中的第一动作模式(t0～t1)的期间的长度，在此，为了与D401、D402匹配，以时间比率进行表示。第二支路的相位偏移量D403如数学式(3)所示。在此，将变压器6的一次侧即交流电源侧的匝数定义为N1，将二次侧即直流负载侧的匝数定义为N2。另外，Vbat是平滑电容器9的电压。按照数学式(3)所示的相位偏移量，半导体开关元件403a与半导体开关元件404a以相同的相位偏移量进行动作。
[数学式3]
Figure BDA0001700592380000121
在本实施方式示出的电力转换装置中，D403需要始终低于D401及D402。即，对于t1而言，需要满足0≤t1≤t2的关系，对于t3而言，需要满足t2≤t3≤T的关系。
满足该关系的D401与D402的示意性的占空比轨迹图如图7所示。在图7中，横轴表示交流电源1的电压Vac的相位，纵轴表示各半导体开关元件的接通时间相对于驱动周期的时间比率。在交流电压的相位为0及π的情况下，电压为0，在其附近，D401无限接近于0，因此，D403会受到D401的制约。另一方面，在π/2附近，为D402<D401，因此，D402受到制约。其结果是，图7的由粗线示出的轨迹为D403的上限值即制约占空比Dlimit。Dlimit可以由数学式(4)表示。
[数学式4]
Figure BDA0001700592380000122
通过使D403低于Dlimit，从而能够任意地调整向变压器6的电流流通期间0～t1、t2～t3，能够实现Vdc控制。在本实施方式中，直流电容器的电压Vdc的恒定控制的可控制条件以D403比峰值相位的Dlimit、即Dlimit_p小为条件。这意味着数学式(5)成为可控制条件的情况。
[数学式5]
Figure BDA0001700592380000123
在相位0附近，Dlimit理论上无限接近于0，因此，无法满足数学式(5)的关系。在该情况下，将指令值D403控制为Dlimit以下。在该情况下，D403的轨迹如图8所示，在D403大于Dlimit的情况下，将D403设为Dlimit，在D403小于Dlimit的情况下，设为根据数学式(3)运算出的D403。在该情况下，无论相位如何，都能够使D403始终低于Dlimit，能够满足可控制条件。
这样，通过使半导体开关元件403a与半导体开关元件404a的相位偏移量D403为基于D401和D402的限制Dlimit以下，所述D401和D402由基于半导体开关元件401a和半导体开关元件402a的电流控制确定，从而使Vdc恒定控制成立，能够利用全桥式逆变电路这一个电路实现高功率因数控制和输出电力控制。
此外，即使针对半导体开关元件403a、404a仅控制接通期间，也能够实现高功率因数控制和输出电力控制，但会在半导体开关产生贯通电流，使得损耗增大。然而，通过也对第二支路的相位偏移量进行控制，从而能够抑制贯通电流，能够进行基于软开关(日文：ソフトスイッチング)动作的高效率动作。
由于在逆变电路400的驱动周期T进行直流电容器5的充电和放电，所以会产生基于驱动周期的电压脉动。尤其是，电压脉动由第二动作模式下的充电期间的电压脉动来规定。通常，在与单相系统连接的单相逆变器中，在直流部会产生交流频率的两倍的频率的电压脉动，但在本实施方式示出的电力转换装置中，不会产生上述两倍的频率的电压脉动，因此，能够大幅地抑制直流电容器5的容量，能够使直流电容器5小型化。
在本实施方式的电力转换装置中，功率因数为1的交流电源的电压和电流如数学式(6)和(7)所示。另外，交流电源1的电力Pac如数学式(8)所示。在本实施方式示出的电力转换装置中，由数学式(8)表示的Pac全部向直流负载10输送。如果将直流负载10控制成恒定的电压Vbat，则向直流负载供给的电流Ibat由(9)来规定。因此，向直流负载10流入的电流具有两倍的交流频率的脉动成分。
[数学式6]
Figure BDA0001700592380000131
[数学式7]
Figure BDA0001700592380000132
[数学式8]
Pac＝VacIac(1-cos2ωt) (8)
[数学式9]
Figure BDA0001700592380000141
接下来，说明基于半导体开关元件401a和半导体开关元件402a的电流控制、即以使功率因数大致成为1的方式将电流iac控制成预先确定的目标正弦波电流的方法的详情。图9是表示控制电路11的在半导体开关元件401a和半导体开关元件402a的输出控制中使用的占空比指令值的生成的控制框图。在控制电路11中，对用于控制来自交流电源1的电流量和电流iac的占空比指令值进行运算，以使来自交流电源1的功率因数大致成为1。首先，算出与电源电压Vac同步的正弦波状的预先确定的电流指令(目标正弦波电流)iac*与由电流检测器检测到的电流iac的电流差20。将算出的电流差20作为反馈量，通过PI控制运算输出21。接下来，使输出21除以由电压检测器检测到的直流电容器5的电压Vdc，从而求出半导体开关元件402a的占空比指令值22。
在占空比指令值22加上前馈项23。在此，前馈项23是由数学式(2)表示的值，是按照交流电源1的相位并按驱动周期确定的。将加上了前馈项23的占空比指令值24作为半导体开关元件402a的占空比指令值。另外，将从1减去半导体开关元件402a的占空比指令值24而得到的占空比指令值25作为半导体开关元件401a的占空比指令值。
图10是基于半导体开关元件402a的占空比指令值24和半导体开关元件401a的占空比指令值25进行运算的Dlimit的运算框图。占空比选择器(MUX)26按照D402的占空比指令值24与D401的占空比指令值25的大小关系，选择占空比指令值24或占空比指令值25作为Dlimit。即，在占空比指令值25大于占空比指令值24的情况下，比较信号27输出L，在占空比选择器26中选择占空比指令值24作为Dlimit28。另一方面，在占空比指令值24大于占空比指令值25的情况下，比较信号27输出H，在占空比选择器26中选择占空比指令值25作为Dlimit28。
图11是表示基于半导体开关元件403a和半导体开关元件404a的直流电容器5的电压Vdc的恒定控制中的D403指令值的生成的控制框图。对D403指令值进行运算，所述D403用于调整基于半导体开关元件403a和半导体开关元件404a的输出电力并进行控制，以使直流电容器5的电压Vdc成为恒定。
首先，运算预先确定的直流电容器5的直流电压指令值Vdc*与由电压检测器检测到的电压Vdc的差29。在此，将直流电压指令值Vdc*设为比从交流电源输入的交流电压的峰值电压高的电压值。将该差29作为反馈量，将进行了PI控制的运算结果作为向直流负载10的输出电流指令值30。将该输出电流指令值30与直流电流的检测值Ibat的差分值31作为反馈量，向增益调整器33输入进行了PI控制的运算结果32，从而生成D403指令值34。
图12是根据在图11所示的运算框图中算出的D403指令值34和在图10所示的运算块中算出的Dlimit28生成半导体开关元件403a与半导体开关元件404a的相位偏移量指令值的运算框图。首先，将D403指令值34和Dlimit28输入选择器(MUX)35。在选择器35中，按照D403指令值34与Dlimit28的大小比较运算结果36，选择D403指令值34和Dlimit28。在D403指令值34小于Dlimit28的情况下，将D403指令值34作为D403的相位偏移量指令值37。另一方面，在D403指令值34大于Dlimit28的情况下，将Dlimit28作为D403的相位偏移量指令值37。由此，能够使半导体开关元件403a与半导体开关元件404a的D403的相位偏移量指令值37始终为Dlimit28以下，能够满足Vdc控制的可控制条件。
接下来，说明根据D401的占空比指令值25生成的半导体开关元件401a的栅极信号、根据D402的占空比指令值24生成的半导体开关元件402a的栅极信号、根据D403的相位偏移量指令值37生成的半导体开关元件403a和半导体开关元件404a的栅极信号中的每一个的生成过程。在本实施方式中，示出了使用锯齿波作为载波来生成上述栅极信号的情况。
图13示出了作为载波的锯齿波38、D401的占空比指令值25、D402的占空比指令值24、D403的相位偏移量指令值37、半导体开关元件401a～404a的栅极信号的关系。另外，图14示出了生成半导体开关元件401a和半导体开关元件402a的栅极信号的运算框图，图15示出了生成半导体开关元件403a和半导体开关元件404a的栅极信号的运算框图。对于锯齿波而言，针对从半导体开关元件401a到404a这四个元件，使用相同值、相同相位的锯齿波。
如图14所示，向栅极信号生成器39输入D402的占空比指令值24和锯齿波38。如图13所示，对D402的占空比指令值24与锯齿波38进行比较，在D402的占空比指令值24大于锯齿波38的情况下，生成将半导体开关元件402a打开的半导体开关元件402a的栅极信号40。另外，对D402的占空比指令值24与锯齿波38进行比较，在D402的占空比指令值24小于锯齿波38的情况下，生成将半导体开关元件401a打开的半导体开关元件401a的栅极信号41。这样，半导体开关元件401a和半导体开关元件402a基于通过高功率因数控制运算出的D401的占空比指令值24、D402的占空比指令值25，生成半导体开关元件401a和半导体开关元件402a的栅极信号。
如图15所示，向栅极信号生成器42输入D403的相位偏移量指令值37和锯齿波38。另外，向栅极信号生成器44输入作为D403的相位偏移量指令值37与D402的占空比指令值24之和的相位偏移量信号43、及锯齿波38。将如下信号设为半导体开关元件404a的栅极信号45，所述信号为相位偏移量信号43及锯齿波38的比较信号同锯齿波38与D403的相位偏移量指令值37的比较信号的逻辑积。将作为栅极信号45的否定的信号设为半导体开关元件403a的栅极信号46。如上述那样，能够生成向半导体开关元件401a～404a的栅极信号。
图9～12及图14所示的运算框图既可以使用运算电路而硬件性地构成，也可以如图16所示，使用存储程序的存储器和对该程序进行处理的处理器而软件性地构成。
此外，在本实施方式中，示出了在半导体开关元件401a的接通期间与半导体开关元件402a的接通期间之间未设置空载时间(日文：デッドタイム)的情况，但也可以设置空载时间。同样地，也可以在半导体开关元件403a与半导体开关元件404a之间设置空载时间。
在本实施方式中，将电抗器3的一个端子连接于整流电路200的直流输出端子的P侧，将电抗器3的另一个端子连接于半导体开关元件401a与半导体开关元件402a的连接点即第一交流端，利用半导体开关元件401a、402a实施高功率因数控制，但也可以是，将电抗器3的另一个端子连接于半导体开关元件403a与404a的连接点，使用半导体开关元件403a和404a实施高功率因数控制。在该情况下，只要将向半导体开关元件401a输入的栅极信号输入半导体开关元件403a、将向半导体开关元件402a输入的栅极信号输入半导体开关元件404a即可。
另外，在将电抗器3连接于二极管整流电路的输出直流端子的N侧的情况下，或者，在将电抗器3分散地连接于二极管整流电路的输出直流端子的P侧和N侧的情况下，利用半导体开关元件401a和402a实施高功率因数控制，利用半导体开关元件403a和半导体开关元件404a实施输出电力控制。
在本实施方式中，通过如上述那样按照电流指令值控制半导体开关元件401a和半导体开关元件402a的接通占空比，从而将来自交流电源1的输入电流调整成规定的电流值，能够将功率因数大致控制为1。另外，同时能够使半导体开关元件403a与半导体开关元件404a的相位偏移量变化，以使直流电容器5的直流电压Vdc追随目标电压，从而将直流电容器5的直流电压控制为恒定，能够控制向直流负载的输出电力。
在一个全桥式逆变器的结构中，通过将高功率因数控制和输出电力控制的功能按支路分开，从而能够利用一个全桥式逆变器兼顾高功率因数控制和输出电力控制，与设置两个通常的电力转换器而单独地实现高功率因数控制和输出电力控制的以往方式相比，能够实现电路整体的小型化。
以在交流电源1中产生的交流电源频率的两倍的频率进行脉动的电力脉动全部向直流负载10传递，在直流电容器5中，仅会由于由开关周期T引起的充放电而产生电压脉动。在该情况下，无需利用直流电容器5承担交流电源频率的两倍的频率的电力脉动，与设置两个通常的电力转换器并在两个电力转换器的连接部设置电容器的方式相比，只要仅承担由开关周期T引起的充放电即可，因此，能够大幅降低直流电容器5的所需容量，能够实现直流电容器5的小型化。
另外，通过使半导体开关元件401a及半导体开关元件404a的接通状态重叠期间与半导体开关元件402a及半导体开关元件404a的接通状态重叠期间相等，对变压器6的偏磁进行抑制，由此能够实现可靠性更高的控制。
实施方式2.
在实施方式1中，在半导体开关元件401a～404a的栅极信号的制作中，使用锯齿波作为接通期间控制用载波信号，但在实施方式2中，示出了使用三角波作为接通期间控制用载波信号的情况。
本实施方式的电力转换装置的电路结构及控制方式与实施方式1所示的情况相同，省略说明。另外，D401的占空比指令值25、D402的占空比指令值24、D403的相位偏移量指令值37的运算结果利用与实施方式1同样的方法进行运算。即，除了图13～15所示的各半导体开关元件的栅极信号生成动作以外，与实施方式1所示的情况相同。
说明本实施方式的根据D401的占空比指令值25生成的半导体开关元件401a的栅极信号、根据D402的占空比指令值24生成的半导体开关元件402a的栅极信号、根据相位偏移量指令值37生成的半导体开关元件403a和半导体开关元件404a中的每一个的栅极信号的生成过程。
图17示出了表示载波47、D401的占空比指令值25、D402的占空比指令值24、D403的相位偏移量指令值37、以及半导体开关元件401a～半导体开关元件404a的栅极信号的关系的图。载波47为三角波，在生成半导体开关元件401a～404a的栅极信号时，使用相同的三角波。
根据以D402的占空比指令值24为基准且以D403的相位偏移量指令值为振幅的矩形波48与三角波47的大小关系，使半导体开关元件403a的相位相对于半导体开关元件401a偏移，并使半导体开关元件404a的相位相对于半导体开关元件402a偏移。矩形波的值在三角波的波峰和波谷之间进行切换。在该情况下，在图2中定义的第一动作模式至第四动作模式如图17所示那样被重新定义，但作为与在实施方式1中定义的四个动作模式相同的结构，利用半导体开关元件401a和半导体开关元件402a进行高功率因数控制，利用半导体开关元件403a和半导体开关元件404a实施输出电力控制。
此外，也可以代替矩形波48，使用与矩形波振幅为相同值的两个直流信号，并在三角波47的峰谷的定时切换进行大小比较的信号，从而设为模拟性的矩形波。
图18示出了根据D401的占空比指令值25和D402的占空比指令值24生成半导体开关元件401a的栅极信号和半导体开关元件402a的栅极信号的框图。向栅极信号生成机49输入D402的占空比指令值24和三角波47。以在D402的占空比指令值24比三角波47大的期间将半导体开关元件402a打开的方式生成半导体开关元件402a的栅极信号50。相反地，以在D402的占空比指令值24比三角波47小的期间将半导体开关元件401a打开的方式生成半导体开关元件401a的栅极信号51。
图19示出了表示半导体开关元件403a及404a的栅极信号的生成方法的运算框图。如图19所示，首先，将D402的占空比指令值24与以D403的相位偏移量指令值37为单侧振幅的矩形波48相加，生成矩形波48。接下来，向比较器52输入生成的矩形波48和三角波47。将比较矩形波48与三角波47得到的运算结果53设为半导体开关元件404a的栅极信号。另外，将作为运算结果53的否定的信号54设为半导体开关元件403a的栅极信号。如上述那样，能够生成半导体开关元件401a～404a的栅极信号。
在本实施方式中，由于采用如上所述的结构及控制，所以与实施方式1所示的电力转换装置同样地，能够通过单级全桥式逆变电路(日文：フルブリッジインバータ回路1段)同时实现高功率因数控制和输出电力控制。
实施方式3.
在实施方式1及2所示的电力转换装置中，说明了如下情况：在半导体开关元件401a和403a、或者半导体开关元件402a和404a成为接通状态的回流期间(第二动作模式或第四动作模式)，由于在变压器6的两端产生的电位差较小，所以向二次侧的输出量较小，对该输出量不进行考虑，但是，在本实施方式中，对考虑在变压器6的两端产生的电位差并能够进行更稳定的动作的电力转换装置进行说明。此外，本实施方式所示的电力转换装置的结构与图1所示的情况相同，省略说明。
图20示出了考虑到在第二动作模式及第四动作模式下产生的微小的变压器6的两端电压的情况下的、作为载波的锯齿波38、D401的占空比指令值25、D402的占空比指令值24、D403的相位偏移量指令值37、半导体开关元件401a～404a的栅极信号、变压器6的电压、以及平滑电抗器8的电流的关系。如图20所示，即使在回流期间，也会在变压器6产生微小的两端电压。
图21示出了半导体开关元件401a及403a、或半导体开关元件402a及404a成为接通状态的回流期间的简易等价电路。此时，变压器6的两端电压Vtr_p如以下的数学式(10)所示。此外，将二极管701～704的正向电压定义为Vf，将变压器6的漏电感定义为Lk，将平滑电抗器8的电感值定义为Lf。此外，变压器6的漏电感55和励磁电感56可以是外装的电抗器。
[数学式10]
Figure BDA0001700592380000201
如图20及数学式(10)所示，如果考虑变压器6的微小的两端电压，则在变压器6的电压与时间之积、及平滑电抗器8的电流的时间积分值中会产生偏差，因此，在电力容量较大的用途中，有可能会产生偏磁现象。为了不使变压器、电抗器等被动部件的规格变化地抑制偏磁现象，需要消除变压器6的电压与时间之积的偏差、及平滑电抗器8的电流的时间积分值的偏差。因此，在本实施方式示出的电力转换装置中，通过对电力输送期间(第一动作模式及第三动作模式)和回流期间(第二动作模式及第四动作模式)进行修正，从而减小变压器6的电压与时间之积的偏差、及平滑电抗器8的电流的时间积分值的偏差。以下，说明其详情。
在控制电路11中，利用与实施方式1及实施方式2同样的方法运算半导体开关元件401a的时间比率(占空因数)D401、半导体开关元件402a的时间比率(占空因数)D402、及第二支路的相位偏移量D403。在本实施方式示出的电力转换装置中，对这些运算值进行修正。
图22示出了对由半导体开关元件403a和半导体开关元件404a构成的第二支路的相位偏移量D403进行修正时的示意性的占空比轨迹图。在图22中，如D403-2所示的轨迹那样对第二支路的相位偏移量进行修正。如图22所示，通过对第二支路的相位偏移量进行修正，从而使半导体开关元件403a和半导体开关元件404a各自的接通时间与相位偏移量变化。由此，能够抑制变压器6的电压与时间之积的偏差及平滑电抗器8的电流的时间积分值的偏差。将此时的电力输送期间的修正期间定义为ΔT。另外，对于ΔT而言，将增加半导体开关元件402a和半导体开关元件403a的电力输送期间的极性定义为正。而且，作为修正方法，以半导体开关元件403a和半导体开关元件404a的栅极信号相位的中心为基准，使两端每次增减ΔT/2。此外，也可以代替使两端每次降低ΔT/2，使任一方的脉冲端增减ΔT。此外，也可以如图23所示，对由半导体开关元件401a和半导体开关元件402a构成的第一支路的占空因数(接通时间)进行修正。
通过抑制平滑电抗器8的电流的时间积分值的偏差，从而也会同样地抑制变压器6的电压与时间之积，因此，使用平滑电抗器8的电流的时间积分值，对控制方法进行说明。
如图24所示，将相位偏移量D403比Dlimit小的期间定义为第一动作副模式，将D403为Dlimit以上的期间定义为第二动作副模式。首先，说明在第一动作副模式下在电力输送期间考虑到修正期间ΔT1的情况。如图25所示，将考虑到修正期间ΔT1时的半导体开关元件402a的接通定时设为t02，将半导体开关元件403a的断开定时设为t12。另外，将半导体开关元件401a的接通定时设为t22，将半导体开关元件404a的断开定时设为t32。在该情况下，能够分类成t02～t12、t12～t22、t22～t32、t32～T这四个动作模式。
另外，将半导体开关元件401a和404a为接通状态的期间的平滑电抗器8的电流的时间积分值定义为ΔIint1，将半导体开关元件402a及403a为接通状态的期间的平滑电抗器8的电流的时间积分值定义为ΔIint2。
上述四个动作模式期间可以分别如以下的数学式(11)～(14)所示。此外，将初始时间t02设为0。
[数学式11]
Figure BDA0001700592380000221
[数学式12]
Figure BDA0001700592380000222
[数学式13]
Figure BDA0001700592380000223
[数学式14]
Figure BDA0001700592380000224
此时，各动作模式下的平滑电抗器8的初始电流iLf能够以如下方式进行表示。
[数学式15]
Figure BDA0001700592380000225
[数学式16]
Figure BDA0001700592380000226
[数学式17]
Figure BDA0001700592380000231
[数学式18]
Figure BDA0001700592380000232
由此，平滑电抗器8的电流的各时间积分值能够由数学式(19)和数学式(20)表示。
[数学式19]
Figure BDA0001700592380000233
[数学式20]
Figure BDA0001700592380000234
根据数学式(19)及数学式(20)，上述平滑电抗器8的电流的时间积分值的偏差ΔIint以如下方式进行表示。
[数学式21]
Figure BDA0001700592380000235
为了抑制变压器6的偏磁，需要使ΔIint为0，因此，根据数学式(21)，修正期间ΔT1能够以如下方式进行表示。
[数学式22]
Figure BDA0001700592380000241
此外，数学式(22)中的β1以如下方式进行定义。
[数学式23]
Figure BDA0001700592380000242
接下来，说明在图24的第二动作副模式下，在电力输送期间考虑到修正期间ΔT2的情况。如图26所示，将考虑到修正期间ΔT2时的半导体开关元件402a的接通定时设为t03，将半导体开关元件403a的断开定时设为t13。另外，将半导体开关元件401a的接通定时设为t23，将半导体开关元件404a的断开定时设为t33。在该情况下，能够分类成t03～t13、t13～t23、t23～t33、t33～T这四个动作模式。
上述四个动作模式期间可以分别如数学式(24)～数学式(27)所示。此外，将初始时间t03设为0。
[数学式24]
Figure BDA0001700592380000243
[数学式25]
t23-t13＝D403T-ΔT2 (25)
[数学式26]
Figure BDA0001700592380000244
[数学式27]
T-t33＝(1-D402)T (27)
与上述第一动作副模式同样地，第二动作副模式下的平滑电抗器8的电流的时间积分值的偏差ΔIint由数学式(28)表示。
[数学式28]
Figure BDA0001700592380000251
与上述第一动作副模式同样地，为了抑制变压器6的偏磁，需要使ΔIint为0，因此，根据数学式(28)，修正期间ΔT2以如下方式进行表示。
[数学式29]
Figure BDA0001700592380000252
此外，数学式(29)中的β2和γ2以如下方式进行定义。
[数学式30]
Figure BDA0001700592380000253
[数学式31]
Figure BDA0001700592380000254
数学式(22)和数学式(29)各自的修正期间能够根据装置动作中的直流电容器5的电压(Vdc)、平滑电容器9的电压(Vbat)的检测值、平滑电抗器8的电流值(iLf)、半导体开关元件401a的占空因数D401、半导体开关元件402a的占空因数D402、第二支路的相位偏移量D403的运算值算出。此外，直流电容器5的电压值(Vdc)及平滑电容器9的电压值(Vbat)并不一定需要为检测值，可以是各电压值的目标电压，另外，也可以使用运算值。另外，平滑电抗器8的电流值(iLf)并不一定需要为运算值，也可以使用由电流检测器检测到的检测值。
另外，在此，说明了进行第二支路的相位偏移量D403的修正的情况，但也可以对由半导体开关元件401a和半导体开关元件402a构成的第一支路的占空因数(接通时间)进行修正。在该情况下，也使用与数学式(22)和数学式(29)同样的修正值，进行半导体开关元件401a及半导体开关元件402a的占空因数的修正。即，基于所述直流电容器的电压值、所述平滑电容器的电压值、所述平滑电抗器的电流值、所述第一开关元件的占空因数的运算值、所述第二开关元件的占空因数、以及所述第二支路的相位偏移量的运算值，进行所述第一支路的接通期间的修正。此外，如在实施方式1中说明那样，由于相位偏移量D403的上限值取决于半导体开关元件401a及402a的占空因数D401及D402，因此，在修正了D401及D402的情况下，也会与之相匹配地修正相位偏移量D403的上限值。
本实施方式的根据D401的占空比指令值25生成的半导体开关元件401a的栅极信号、根据D402的占空比指令值24生成的半导体开关元件402a的栅极信号的生成过程是与实施方式1及实施方式2同样的方法，省略说明。在与实施方式1同样地将载波设为锯齿波的情况下，对根据相位偏移量指令值37和电力输送期间的修正期间生成的半导体开关元件403a和半导体开关元件404a各自的栅极信号生成过程进行说明。
图27是根据修正期间ΔT1和ΔT2、及D403的相位偏移量指令值37和Dlimit28生成半导体开关元件403a和半导体开关元件404a的占空比修正值dt的运算框图，所述修正期间ΔT1和ΔT2是通过将装置动作中的瞬时值代入数学式(22)和数学式(29)而算出的。首先，将修正期间ΔT1(57)和修正期间ΔT2(58)输入选择器(MUX)59。在选择器59中，按照D403的相位偏移量指令值37与Dlimit28的大小比较运算结果60，选择修正期间ΔT1(57)或修正期间ΔT2(58)。在D403的相位偏移量指令值37比Dlimit28小的情况下，将修正期间ΔT1(57)作为修正值61。另一方面，在D403的相位偏移量指令值37比Dlimit28大的情况下，将修正期间ΔT2(58)作为修正值61。根据半导体开关元件401a～404a的开关频率62与修正值61之积，输出占空比修正值dt63。
如图28所示，向栅极信号生成器65输入占空比修正值dt63与D403的相位偏移量指令值37的相加值64及锯齿波38。另外，根据D403的相位偏移量指令值37与D402的占空比指令值24之和，算出相位偏移量信号66。将相位偏移量信号66与占空比修正值dt63的差分值67及锯齿波38输入栅极信号生成器68。将如下信号设为半导体开关元件404a的栅极信号71，所述信号为相加值64与锯齿波38的比较信号69同锯齿波38与差分值67的比较信号70的逻辑积。将作为栅极信号71的否定的信号设为半导体开关元件403a的栅极信号72。如上述那样，能够生成向半导体开关元件403a及404a的栅极信号。
此外，在上述栅极信号生成过程中，对将载波设为与实施方式1同样的锯齿波的情况进行了说明，但也可以如实施方式2所示，将载波设为三角波。
另外，在本实施方式中，示出了在半导体开关元件401a的接通期间与半导体开关元件402a的接通期间之间未设置空载时间的情况，但也可以设置空载时间。同样地，也可以在半导体开关元件403a与半导体开关元件404a之间设置空载时间。
在本实施方式中，由于设为了如上所述的结构，所以能够实现抑制变压器6的偏磁现象的稳定动作，并且，如上所述的结构及控制与实施方式1和实施方式2所示的电力转换装置同样地，能够通过单级全桥式逆变电路同时实现高功率因数控制和输出电力控制。
附图标记说明
1交流电源，3电抗器，5直流电容器，6变压器，8平滑电抗器，9平滑电容器，10直流负载，11控制电路，200第一整流电路，201～204二极管元件，401a～404a半导体开关元件(第一～第四开关元件)，401b～404b二极管，401c～404c电容器，700第二整流电路，701～704二极管。

Claims (15)

1.一种电力转换装置，其特征在于，
所述电力转换装置具备：
第一整流电路，所述第一整流电路对从交流电源输入的交流电力进行整流；
逆变电路，所述逆变电路将第一支路、第二支路、直流电容器彼此并联连接，并将负极侧直流母线连接于所述第一整流电路的负极侧直流端子，所述第一支路具有串联连接的第一开关元件及第二开关元件，且在与所述第一开关元件及所述第二开关元件连接的连接点即第一交流端连接有所述第一整流电路的正极侧直流端子，所述第二支路具有分别反向并联连接有二极管的第三开关元件及第四开关元件，并将所述第三开关元件及所述第四开关元件串联连接；
变压器，所述变压器具有一次绕组及二次绕组，在所述一次绕组的一端连接有所述逆变电路的所述第一交流端，在另一端连接有所述第三开关元件及第四开关元件的连接点即第二交流端；
第二整流电路，所述第二整流电路的一端连接于所述变压器的所述二次绕组，另一端经由平滑电容器连接于直流负载，所述第二整流电路对从变压器输入的交流电力进行整流并向所述直流负载输出；
控制电路，所述控制电路控制所述逆变电路的动作；
电压检测器，所述电压检测器检测所述直流电容器的直流电压；以及
电流检测器，所述电流检测器检测从所述第一整流电路输出的电流，
所述控制电路基于所述电流检测器的检测结果确定所述第一支路的接通期间，并基于所确定的所述第一支路的接通期间，控制从所述第一整流电路输出的电流，
所述控制电路基于所述电压检测器的检测结果，确定所述第二支路的接通期间以及所述第一支路的接通期间与所述第二支路的接通期间的相位偏移量，并基于所确定的所述第二支路的接通期间以及相位偏移量，将所述直流电容器的电压控制为恒定。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制电路使用第一动作模式、第二动作模式、第三动作模式以及第四动作模式，通过按所述第一～第四动作模式的顺序控制各自期间，从而控制所述逆变电路，
所述第一动作模式是使所述第一开关元件及所述第四开关元件接通的模式，
所述第二动作模式是使所述第一开关元件及所述第三开关元件接通的模式，
所述第三动作模式是使所述第二开关元件及所述第三开关元件接通的模式，
所述第四动作模式是使所述第二开关元件及所述第四开关元件接通的模式。
3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制电路使用第一动作模式、第二动作模式、第三动作模式以及第四动作模式，通过使用按所述第一～第四动作模式的顺序控制各自期间的第一动作副模式和按所述第四动作模式、所述第三动作模式、所述第四动作模式、所述第一动作模式的顺序控制各自期间的第二动作副模式，从而控制所述逆变电路，
所述第一动作模式是使所述第一开关元件及所述第四开关元件接通的模式，
所述第二动作模式是使所述第一开关元件及所述第三开关元件接通的模式，
所述第三动作模式是使所述第二开关元件及所述第三开关元件接通的模式，
所述第四动作模式是使所述第二开关元件及所述第四开关元件接通的模式。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制电路控制所述第一支路的接通期间，以使从所述第一整流电路输出的电流成为预先确定的目标正弦波电流，
所述控制电路控制所述第二支路的接通期间和相位偏移量，以使所述直流电容器的电压成为比从所述交流电源输入的交流电压的峰值电压高的目标电压。
5.根据权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制电路将所述第一开关元件及所述第二开关元件的两个接通期间中的较小的一方的接通期间作为上限，对所述第一支路的接通期间与所述第二支路的接通期间的相位偏移量进行控制。
6.根据权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制电路使所述第三开关元件及所述第四开关元件的相位偏移的定时同步。
7.根据权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制电路控制所述第一支路及第二支路的接通期间和所述第二支路的相位偏移量，以使所述第一开关元件的接通期间与处于对角的关系的所述第四开关元件的接通期间重合的期间同所述第二开关元件的接通期间与处于对角的关系的所述第三开关元件的接通期间重合的期间相等。
8.根据权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制电路将所述第一开关元件与所述第二开关元件控制成使接通/断开反转，
所述控制电路在相位偏移量为0的初始状态下，使所述第三开关元件的栅极脉冲宽度及相位与所述第一开关元件相等，并使所述第四开关元件的栅极脉冲宽度及相位与所述第二开关元件相等。
9.根据权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制电路将所述第一开关元件与所述第二开关元件控制成使接通/断开反转，
所述控制电路在相位偏移量为0的初始状态下，使所述第三开关元件的栅极脉冲宽度及相位与所述第二开关元件相等，并使所述第四开关元件的栅极脉冲宽度及相位与所述第一开关元件相等。
10.根据权利要求8所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制电路使用锯齿波作为所述第一支路、所述第二支路的载波，
随着相位偏移量的增加，所述控制电路使所述第三开关元件的接通时间与所述第一开关元件的接通时间相等，并且，
使所述第三开关元件的栅极脉冲的上升的相位相对于所述第一开关元件的栅极脉冲的上升的相位偏移，
所述控制电路使所述第四开关元件的接通时间与所述第二开关元件的接通时间相等，并且，
使所述第四开关元件的栅极脉冲的上升的相位相对于所述第二开关元件的栅极脉冲的上升的相位偏移。
11.根据权利要求8所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制电路使用三角波作为所述第一支路、所述第二支路的载波，
随着相位偏移量的增加，
所述控制电路使所述第三开关元件的接通时间与所述第一开关元件的接通时间相等，并且，
使所述第三开关元件的栅极脉冲的上升的相位相对于所述第一开关元件的栅极脉冲的上升的相位偏移，
所述控制电路使所述第四开关元件的接通时间与所述第二开关元件的接通时间相等，并且，
使所述第四开关元件的栅极脉冲的上升的相位相对于所述第二开关元件的栅极脉冲的上升的相位偏移。
12.根据权利要求9所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制电路使用锯齿波作为所述第一支路、所述第二支路的载波，
随着相位偏移量的增加，
所述控制电路使所述第三开关元件的接通时间与所述第一开关元件的接通时间相等，并且，
使所述第三开关元件的栅极脉冲的上升的相位相对于所述第二开关元件的栅极脉冲的上升的相位偏移，
所述控制电路使所述第四开关元件的接通时间与所述第二开关元件的接通时间相等，并且，
使所述第四开关元件的栅极脉冲的上升的相位相对于所述第一开关元件的栅极脉冲的上升的相位偏移。
13.根据权利要求9所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制电路使用三角波作为所述第一支路、所述第二支路的载波，
随着相位偏移量的增加，
所述控制电路使所述第三开关元件的接通时间与所述第一开关元件的接通时间相等，并且，
使所述第三开关元件的栅极脉冲的上升的相位相对于所述第二开关元件的栅极脉冲的上升的相位偏移，
所述控制电路使所述第四开关元件的接通时间与所述第二开关元件的接通时间相等，并且，
使所述第四开关元件的栅极脉冲的上升的相位相对于所述第一开关元件的栅极脉冲的上升的相位偏移。
14.根据权利要求7所述的电力转换装置，其特征在于，
所述电力转换装置具备与所述第二整流电路的直流端子连接的平滑电抗器，
所述控制电路基于所述直流电容器的电压值、所述平滑电容器的电压值、所述平滑电抗器的电流值、所述第一开关元件的占空因数的运算值、所述第二开关元件的占空因数、以及所述第二支路的相位偏移量的运算值，对所述第二支路的接通期间进行控制。
15.根据权利要求7所述的电力转换装置，其特征在于，
所述电力转换装置具备与所述第二整流电路的直流端子连接的平滑电抗器，
所述控制电路基于所述直流电容器的电压值、所述平滑电容器的电压值、所述平滑电抗器的电流值、所述第一开关元件的占空因数的运算值、所述第二开关元件的占空因数、以及所述第二支路的相位偏移量的运算值，对所述第一支路的接通期间进行控制。
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