JP3553042B2

JP3553042B2 - スイッチング電源装置及びその駆動方法

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Publication number: JP3553042B2
Application number: JP2001369269A
Authority: JP
Inventors: 智康山田; 雅章嶋田
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Filing date: 2001-12-03
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率の改善機能を有しているスイッチング電源装置及びその駆動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
直流電圧を所望の直流電圧に変換するための直流−直流変換器即ちＤＣ−ＤＣコンバータの直流電源は、一般に交流−直流変換回路で構成されている。
【０００３】
典型的な交流−直流変換回路は、ダイオード整流回路と平滑コンデンサとの組み合せによる整流平滑回路から成る。この整流平滑回路では、平滑コンデンサの充電電流が、正弦波のピーク及びこの近傍においてのみ流れる。この結果、整流回路の入力側における力率が悪い。また、整流平滑回路では、直流電圧を調整することができなくなる。
【０００４】
上記の整流平滑回路の欠点を解決するために、交流−直流変換回路に力率改善機能を付加することがある。力率改善機能を有する交流−直流変換回路は、整流回路と、この整流回路の対の出力端子間にインダクタを介して接続されたスイッチング素子と、スイッチング素子にダイオードを介して並列に接続された平滑コンデンサとから成る。上記スイッチング素子は交流電圧の周波数（例えば５０Ｈｚ）よりも高い繰返し周波数（例えば２０ｋＨｚ）でオン・オフ制御される。スイッチング素子のオンの期間には、インダクタが整流回路の対の出力端子間に接続され、インダクタに電流が流れる。インダクタを流れる電流のピーク値は正弦波交流電圧の瞬時値に比例する。従って、整流回路の入力段における電流が正弦波に近似し、力率が良くなる。
また、力率改善機能を有する交流−直流変換回路においては、スイッチング素子のオフ期間に、整流回路の出力電圧とインダクタの電圧との加算値によって平滑コンデンサが充電される。この結果、平滑コンデンサは、整流回路の出力電圧よりも高い電圧に充電される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、力率改善機能を有する交流−直流変換回路とこれを電源とする直流−直流変換回路とから成るスイッチング電源装置においては、交流−直流変換回路の平滑コンデンサがあるレベルまで充電された時に、交流−直流変換回路に含まれているスイッチング素子のオン・オフ動作と直流−直流変換回路に含まれているスイッチング素子のオン・オフ動作とがほぼ同時に開始する。即ち、交流−直流変換回路のスイッチング素子のオン・オフ動作によって平滑コンデンサの昇圧充電が開始する前に直流−直流変換回路のスイッチング素子のオン・オフ動作が開始する。この結果、直流−直流変換回路の入力電圧が不足し、この直流−直流変換回路の出力電圧が安定的に所望値まで立上らないことがある。直流−直流変換回路の出力電圧が安定的に立上らない場合には、直流−直流変換回路に接続されている負荷が誤動作する恐れがある。
この種の問題は、交流−直流変換回路の平滑コンデンサの容量を大きくすると、ある程度解決される。しかし、平滑コンデンサの容量を大きくすると、平滑コンデンサが大型且つコスト高になり、スイッチング電源装置も大型且つコスト高になる。
【０００６】
そこで、本発明の目的は、直流−直流変換回路の起動時の出力電圧の安定化を比較的容易に達成することができるスイッチング電源装置及びその駆動方法を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決し、上記目的を達成するための本発明は、交流電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換するためのスイッチング電源装置であって、第１及び第２の交流入力端子と、力率を改善する機能を伴なって交流電圧を直流電圧に変換するために前記第１及び第２の交流入力端子に接続され且つ少なくとも第１のスイッチング素子を有している交流−直流変換回路と、前記交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数で前記第１のスイッチング素子をオン・オフ制御するための第１の制御回路と、前記交流−直流変換回路から得られた直流電圧を所望の直流電圧に変換するために前記交流−直流変換回路に接続され且つ少なくとも第２のスイッチング素子を有している直流−直流変換回路と、前記直流−直流変換回路から得られた直流出力電圧を所望直流電圧にするために前記第２のスイッチング素子をオン・オフ制御するための第２の制御回路と、前記交流−直流変換回路から得られた直流電圧を検出するために前記交流−直流変換回路に接続された電圧検出回路と、前記電圧検出回路から得られた検出電圧が所定電圧値よりも高いか否かを判定するために前記電圧検出回路に接続された電圧判定回路と、前記検出電圧が前記所定電圧値よりも高いことを示す前記電圧判定回路の出力に応答して前記直流−直流変換回路における直流−直流変換動作を開始させるために前記電圧判定回路及び前記第２の制御回路に接続された直流−直流変換動作開始手段とを有していることを特徴とするスイッチング電源装置に係わるものである。
【０００８】
なお、請求項２に示すように、前記交流−直流変換回路は、前記第１及び第２の交流入力端子に接続された第１及び第２の入力端子と整流出力を送出するための第１及び第２の出力端子とを有する整流回路と、前記整流回路の出力電圧を前記交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数でオン・オフするために前記整流回路の第１及び第２の出力端子間にインダクタを介して接続された第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子に対して整流素子を介して並列に接続された平滑コンデンサとから成ることが望ましい。
また、請求項３に示すように、前記直流−直流変換回路は、１次巻線と２次巻線とを有するトランスと、前記１次巻線を介して前記平滑コンデンサの対の端子間に接続された第２のスイッチング素子と、直流出力電圧を得るために前記２次巻線に接続された整流平滑回路とから成ることが望ましい。
また、請求項４に示すように、更に、前記第１及び第２の制御回路に電力を供給するための制御電源回路を有していることが望ましい。
また、請求項５に示すように、前記制御電源回路は、前記トランスの前記１次巻線及び前記２次巻線に電磁結合された３次巻線と、前記３次巻線に接続された整流平滑回路とから成ることが望ましい。
また、請求項６に示すように、前記電圧判定回路は、前記所定電圧値として基準電圧を発生する基準電圧源と、前記検出電圧と前記基準電圧とを比較し且つ前記検出電圧が前記基準電圧よりも高い時に前記直流−直流変換動作の開始を示す信号を前記開始手段に供給するために前記電圧検出回路と前記基準電圧源と前記開始手段とに接続された比較器とから成ることが望ましい。
また、請求項７に示すように、前記電圧判定回路は、更に、前記検出電圧が前記基準電圧よりも高いことを示す前記比較器の出力を保持する保持手段を有していることが望ましい。
また、請求項８に示すように、前記電圧判定回路は、更に、前記整流回路に対する交流電圧の供給の開始に同期して前記保持手段をリセットするための信号を前記保持手段に供給するためのリセット回路を有していることが望ましい。
また、請求項９に示すように、前記直流−直流変換動作開始手段は、前記制御電源回路から前記第１の制御回路に対する電力供給を前記検出電圧が前記所定電圧値よりも高いことを示す前記電圧判定回路の出力に応答して開始するために前記制御電源回路と前記第１の制御回路と前記電圧判定回路とに接続されたスイッチ回路であることが望ましい。
また、請求項１０に示すように、前記スイッチ回路は、前記検出電圧が前記所定電圧値よりも高いことを示す前記電圧判定回路の出力に応答してオン状態に転換した時に、このオン状態を保持する機能を有するものであることが望ましい。
また、請求項１１示すように、前記第１の制御回路は、前記第２の制御回路が前記第２のスイッチング素子のオン・オフ制御信号の形成を開始する時点よりも前に前記第１のスイッチング素子のオン・オフ制御信号の形成を開始するように構成されていることが望ましい。
また、請求項１２に示すように、前記第１の制御回路は、前記交流−直流変換回路の出力電圧を一定に制御するための電圧制御手段を含み、前記電圧制御手段が前記電圧検出回路に接続されていることが望ましい。
また、請求項１３に示すように、前記第１の制御回路は、前記平滑コンデンサの電圧を一定に制御するために使用する電圧制御用基準電圧を発生する電圧制御用基準電圧源と、前記電圧制御用基準電圧と前記検出電圧との差を示す信号を得るために前記電圧検出回路と前記電圧制御用基準電圧源とに接続された誤差増幅器と、前記整流回路の入力電圧又は出力電圧から成る交流成分を有する電圧を検出するための交流電圧成分検出手段と、前記交流成分を有する電圧と前記差を示す信号とを乗算するために前記交流電圧成分検出手段と前記誤差増幅器とに接続された乗算器と、前記第１のスイッチング素子又は前記インダクタを通って流れる電流に対応する電圧値を有する電流検出値を得るための電流検出手段と、前記電流検出値と前記乗算器の出力電圧とを比較して前記電流検出値が前記乗算器の出力電圧に達した時点を検出するために前記電流検出手段及び前記乗算器に接続された比較器と、前記インダクタの蓄積エネルギーの放出の終了時点を前記インダクタの電圧に基づいて検出するために前記インダクタに結合されたインダクタ電圧検出手段と、前記インダクタの蓄積エネルギーの放出の終了時点を示す信号を形成するために前記インダクタ電圧検出手段に接続されエネルギー放出終了時点信号形成回路と、前記インダクタの蓄積エネルギーの放出終了時点から前記電流検出値が前記乗算器の出力電圧に達した時点までの時間幅を有するパルスを前記第１のスイッチング素子のオン制御信号として形成するために、前記比較器と前記エネルギー放出終了時点信号形成回路に接続されたパルス形成手段とから成ることが望ましい。
また、請求項１４に示すように、前記第１の制御回路は、前記平滑コンデンサの電圧を一定に制御するために使用する電圧制御用基準電圧を発生する電圧制御用基準電圧源と、前記電圧制御用基準電圧と前記検出電圧との差を示す信号を得るために前記電圧検出回路と前記電圧制御用基準電圧源とに接続された誤差増幅器と、前記整流回路の入力電圧又は出力電圧から成る交流成分を有する電圧を検出するための交流電圧成分検出手段と、前記交流電圧成分と前記差を示す信号とを乗算するために前記交流成分を有する電圧検出手段と前記誤差増幅器とに接続された乗算器と、前記整流回路の入力側電流又は出力側の電流を検出するための電流検出手段と、前記乗算器の出力電圧と前記電流検出手段の出力との差を示す信号を得るために前記乗算器と前記電流検出手段とに接続された減算器と、前記交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数を有して鋸波又は三角波から成る周期性波形を発生する波形発生器と、前記差を示す信号と前記周期性波形との比較によって前記第１のスイッチング素子のオン・オフ制御信号を形成するために前記減算器と前記波形発生器とに接続された比較器とから成ることが望ましい。
また、請求項１５に示すように、前記第２の制御回路は、前記整流平滑回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、鋸波又は三角波から成る周期性波形を発生する波形発生回路と、前記出力電圧検出回路の出力と前記周期性波形との比較に基づいて第２のスイッチング素子のオン・オフ制御信号を形成するために前記出力電圧検出回路と波形発生回路とに接続された比較器とから成ることが望ましい。
また、請求項１６に示すように、交流電源から供給された交流電圧を直流電圧変換するために、第１及び第２の交流入力端子と、力率を改善する機能を伴なって交流電圧を直流電圧に変換するために前記第１及び第２の交流入力端子に接続され且つ少なくとも第１のスイッチング素子を有している交流−直流変換回路と、前記交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数で前記第１のスイッチング素子をオン・オフ制御するための第１の制御回路と、前記交流−直流変換回路から得られた直流電圧を所望の直流電圧に変換するために前記交流−直流変換回路に接続され且つ少なくとも第２のスイッチング素子を有している直流−直流変換回路と、前記直流−直流変換回路から得られた直流出力電圧を所望直流電圧にするために前記第２のスイッチング素子をオン・オフ制御するための第２の制御回路とを有しているスイッチング電源装置を駆動する方法において、
前記交流−直流変換回路に対して交流電圧を供給する第１のステップと、
前記交流−直流変換回路の出力電圧を検出し、この検出された出力電圧が所定電圧値よりも高いか否かを判定する第２のステップと、
前記第１の制御回路によって前記第１のスイッチング素子のオン・オフ制御を開始する第３のステップと、
前記第２のステップにおいて前記検出された出力電圧が前記所定電圧値よりも高いことを示す判定結果が得られた時に前記第２の制御回路による前記第２のスイッチング素子のオン・オフ制御を開始する第４のステップとを有していることが望ましい。
【０００９】
【発明の効果】
各請求項の発明によれば、交流−直流変換回路の出力電圧を検出する電圧検出回路と、ここで検出された検出電圧が所定電圧値よりも高いか否かを判定する電圧判定回路と、この判定結果によって直流−直流変換回路の動作を開始させる開始手段とを設けたので、直流−直流変換回路の入力電圧が所定値よりも高くなった時に直流−直流変換回路の動作が開始する。従って、直流−直流変換回路の出力電圧が、直流−直流変換回路の入力電圧不足によって不安定になることを防止できる。
請求項２の発明によれば、インダクタの働きによって力率改善と昇圧との両方を達成することができる。また、第１のスイッチング素子のオン・オフ動作の開始前にインダクタを介して平滑コンデンサを充電することができる。
請求項３の発明によれば、トランスによって負荷を電源側から絶縁することができる。
請求項５の発明によれば、直流−直流変換回路のトランスを兼用して制御電源回路を構成するので、制御電源回路の小型化及び低コスト化を図ることができる。
請求項６の発明によれば、交流−直流変換回路の出力電圧の判定を比較器を使用して正確に行うことができる。
請求項７の発明によれば、電圧判定結果が保持手段で保持されるために、直流−直流変換回路が一度動作状態になると、この動作状態を維持することができる。
請求項１０の発明によれば、保持機能を有するスイッチ回路によって第２の制御回路に対する電力供給を継続し、直流−直流変換回路の動作を継続することができる。
請求項１１の発明によれば、第１のスイッチング素子のオン・オフ動作が第２のスイッチング素子のオン・オフ動作よりも前に開始する。この結果、直流−直流変換回路の起動時における入力電圧不足を良好に防ぐことができる。
請求項１２の発明によれば、交流−直流変換回路の出力電圧を検出するための電圧検出回路が、交流−直流変換回路の出力電圧を一定に制御するため及び直流−直流変換回路の動作を開始するための両方に使用されているので、制御回路の小型化及び低コスト化が達成される。
請求項１３の発明によれば、インダクタ電圧検出手段の出力を使用して第１のスイッチング素子のオン開始時点を決定しているので、特別の発振器を使用しないで第１のスイッチング素子のオン・オフ制御が可能になり、回路構成が簡略化される。
請求項１４の発明によれば、波形発生器の出力周波数に従って第１のスイッチング素子のオン・オフ周波数が一定になる。このため、第１のスイッチング素子のオン・オフに基づいて生じる高周波成分を除去するためのフィルタの構成が容易になる。
請求項１５の発明によれば、第２のスイッチング素子の制御信号を容易に形成できる。
【００１０】
【第１の実施形態】
次に、図１〜図７を参照して本発明の第１の実施形態に従う力率改善機能を有するスイッチング電源装置を説明する。
【００１１】
図１に示すようにこのスイッチング電源装置は、大別して第１及び第２の交流入力端子１、２と、交流−直流変換回路３と、直流−直流変換回路４と、制御回路５と、制御電源回路６とから成る。
【００１２】
交流−直流変換回路３は、第１及び第２の交流入力端子に供給された例えば５０Ｈｚの交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｅｏに変換するために第１及び第２の交流入力端子１、２に接続されている。
【００１３】
直流−直流変換回路４は交流−直流変換回路３の出力電圧Ｅｏを所望直流出力電圧に変換するために交流−直流変換回路３に接続されている。直流−直流変換回路４の対の出力端子７、８間には負荷９が接続されている。
【００１４】
制御回路５は次の機能を有する。
（１）交流−直流変換回路３を制御する機能。
（２）直流−直流変換回路４を制御する機能。
（３）本発明に従って交流−直流変換回路３の出力電圧Ｅｏの検出値が所定電圧値に立上ったことを判定し、この判定結果で直流−直流変換回路４の動作を開始させる機能。
【００１５】
制御電源回路６は交流−直流変換回路３の出力電圧Ｅｏと直流−直流変換回路４に含まれているトランスから得られる電圧との両方に基づいて所望の制御電圧を作成して制御回路５に送る。
【００１６】
図２には、図１の交流−直流変換回路３、直流−直流変換回路４、及び制御電源回路６が詳しく示されている。
【００１７】
交流−直流変換回路３は、高周波成分除去フィルタ１０と、整流回路１１と、インダクタ１２と、第１のスイッチング素子１３と、ダイオードから成る整流素子１４と、平滑コンデンサ１５と、電流検出抵抗１６とから成る。
【００１８】
フィルタ１０は第１のスイッチング素子１３のオン・オフに基づいて生じる高周波成分を除去するために第１及び第２の交流入力端子１、２と整流回路１１との間に接続されている。このフィルタ１０はインダクタとコンデンサとで構成される周知の回路である。もし、第１及び第２の交流入力端子１、２よりも電源側回路が高周波成分を問題としない時にはフィルタ１０を省くことができる。また、フィルタ１０と同様な機能を有するものを整流回路１１と第１のスイッチング素子１３との間に設けることができる。
【００１９】
整流回路１１は４個のダイオードをブリッジ接続した周知の全波整流回路であって、第１及び第２の入力端子１７、１８と第１及び第２の出力端子１９、２０とを有する。第１及び第２の入力端子１７、１８はフィルタ１０を介して第１及び第２の交流入力端子１、２に接続されている。第１及び第２の出力端子１９、２０間には、正弦波交流電圧の全波整流出力が得られる。
【００２０】
インダクタンス巻線から成るインダクタ１２の一端は整流回路１１の第１の出力端子１９に接続されている。インダクタ１２の電圧を検出するために電圧検出巻線２１がインダクタ１２に電磁結合されている。
【００２１】
絶縁ゲート型電界効果トランジスタから成る第１のスイッチング素子１３の一方の主端子即ちドレインはインダクタ１２の他端に接続されている。第１のスイッチング素子１３の他方の主端子即ちソースは電流検出抵抗１６を介して整流回路１１の第２の出力端子２０に接続されている。
【００２２】
平滑コンデンサ１５はダイオードから成る整流素子１４と電流検出抵抗１６を介して第１のスイッチング素子１３に並列に接続されている。この平滑コンデンサ１５は整流回路１１の出力とインダクタ１２の蓄積エネルギーとに基づいて充電される。この平滑コンデンサ１５の電圧Ｅｏは交流−直流変換回路３の出力電圧となり且つ直流−直流変換回路４の入力電圧となる。
【００２３】
直流−直流変換回路４は、トランス２２と、第２のスイッチング素子２３と、整流平滑回路２４とから成る。
【００２４】
トランス２２は１次巻線２５と２次巻線２６と３次巻線２７と磁気コア２８とから成る。１次、２次及び３次巻線２５、２６、２７はコア２８によって相互に電磁結合されている。
【００２５】
洩れインダクタンスを有する１次巻線２５の一端は平滑コンデンサ１５の一端に接続されている。絶縁ゲート型電界効果トランジスタから成る第２のスイッチング素子２３の第１の主端子としてのドレインは１次巻線２５の他端に接続されている。第２のスイッチング素子２３の第２の主端子としてのソースは平滑コンデンサ１５の他端に接続されている。従って、１次巻線２５は第２のスイッチング素子２３を介して平滑コンデンサ１５に並列に接続されている。
【００２６】
２次巻線２６は黒丸で示すように１次巻線２５と反対の極性を有する。整流平滑回路２４はダイオードから成る整流素子２９と平滑コンデンサ３０とから成る。平滑コンデンサ３０は整流素子２９を介して２次巻線２６に並列に接続されている。ダイオード即ち整流素子２４は第２のスイッチング素子２３のオフ期間に２次巻線２６に得られる電圧によって導通状態になる。従って、直流−直流変換回路４はフライバック型に形成されている。対の直流出力端子７、８は平滑コンデンサ３０に接続されている。
【００２７】
制御電源回路６は、トランス２２の３次巻線２７と、ダイオードから成る整流素子３１と、平滑コンデンサ３２と、起動抵抗３３とから成る。平滑コンデンサ３２は整流素子３１を介して３次巻線２７に並列に接続されている。整流素子３１は第２のスイッチング素子２３のオフ期間に３次巻線２７に得られる電圧で導通状態になる。平滑コンデンサ３２は起動抵抗３３を介して交流−直流変換回路３の平滑コンデンサ１５に並列接続されている。従って、直流−直流変換回路４の動作開始前に起動抵抗３３を介して平滑コンデンサ３２を充電することができる。平滑コンデンサ３２の一端はライン３４によって制御回路５の電源端子に接続されている。
【００２８】
正弦波交流電圧Ｖａｃを整流した電圧を供給するために、整流回路１１の第１の出力端子１９がライン３５によって制御回路５に接続されている。インダクタ１２の蓄積エネルギーの放出の終了時点をインダクタ１２の電圧に基づいて検出するインダクタ電圧検出手段としての電圧検出巻線２１が設けられている。この電圧検出巻線２１はインダクタ１２に電磁結合されている。電圧検出巻線２１の一端はライン３６によって制御回路５に接続されている。電圧検出巻線２１の他端は整流回路１１の第２の出力端子２０即ちグランドに接続されている。電流検出手段としての電流検出抵抗１６と第１のスイッチング素子１３との相互接続点がライン３７によって制御回路５に接続されている。平滑コンデンサ１５の電圧Ｅｏを供給するために、平滑コンデンサ１５の一端及び他端がライン３８、３９によって制御回路５に接続されている。第１のスイッチング素子１３に制御信号を供給するために制御回路５がライン４０によって第１のスイッチング素子１３の制御端子即ちゲートに接続されている。
【００２９】
直流出力電圧Ｖｏを検出するために第１及び第２の直流出力端子７、８がライン４１、４２によって制御回路５に接続されている。第２のスイッチング素子２３に制御信号を供給するために制御回路５がライン４３によって第２のスイッチング素子２３の制御端子即ちゲートに接続されている。
【００３０】
制御回路５は、図３に示すように第１のスイッチング素子１３を制御するための第１の制御回路４４と、第２のスイッチング素子２３を制御するための第２の制御回路４５と、平滑コンデンサ１５の電圧Ｅｏを検出するための電圧検出回路４６と、電圧判定回路４７と、直流−直流変換動作開始手段としての起動スイッチ回路４８と、直流出力電圧Ｖｏを検出するための出力電圧検出回路４９とから成る。
【００３１】
電圧検出回路４６は第１及び第２の抵抗５０、５１から成り、ライン３８、３９によって図２の平滑コンデンサ１５に接続されている。この電圧検出回路４６の第１及び第２の抵抗５０、５１の相互接続点５２には図６（Ａ）に示す平滑コンデンサ１５の電圧Ｅｏを第１及び第２の抵抗５０、５１で分割した値を有する検出電圧Ｖ５２が図６（Ｃ）に示すように得られる。接続点５２はライン５３によって第１の制御回路４４に接続され、またライン５４によって電圧判定回路４７に接続されている。従って、電圧検出回路４６は第１の制御回路４４と電圧判定回路４７とで共用されている。
電圧判定回路４７は検出電圧Ｖ５２が所定値以上になったか否かを判定し、検出電圧Ｖ５２が所定値以上になった時に起動スイッチ回路４８をオン制御する。この電圧判定回路４７の詳細は後述する。直流−直流変換動作を開始させるための起動スイッチ回路４８は制御電源ライン３４を第２の制御回路４５に選択的に接続する。制御電源ライン３４は、ライン５５によって第１の制御回路４４の電源接続され、ライン５６によって起動スイッチ回路４８に接続、ライン５７によって電圧判定回路４７の電源端子に接続されている。
【００３２】
出力電圧検出回路４９は直流出力電圧Ｖｏの検出信号を作成するものであって、２つの抵抗５８、５９と、差動増幅器から成る誤差増幅器６０と、基準電圧源６１と、発光ダイオード６２とから成る。対のライン４１、４２間に接続された２つの抵抗５８、５９は出力電圧Ｖｏを分圧して誤差増幅器６０の正入力端子に送る。基準電圧源６１は誤差増幅器６０の負入力端子に接続されている。従って、誤差増幅器６０から２つの入力の差に対応する電圧が得られる。発光ダイオード６２は誤差増幅器６０の出力端子とライン４２との間に接続されている。発光ダイオード６２の光出力の強さは出力電圧Ｖｏに比例する。発光ダイオード６２は第２の制御回路４５に含まれているホトトランジスタ６３に光結合されている。電圧検出回路４９を光出力の代りに電気的出力を得るように構成することもできる。しかし、図２のトランス２２の１次側と２次側とを電気的に分離することが要求される時には、出力電圧検出回路４９と第２の制御回路４５とを光結合することが望ましい。なお、出力電圧検出回路４９を第２の制御回路４５の一部と考えることができる。
【００３３】
図４は図３の第１の制御回路４４の詳細を示す。この第１の制御回路４４は、平滑コンデンサ１５の電圧Ｅｏを一定に制御するための電圧制御手段と呼ぶこともできるものであって、誤差増幅器６４と電圧制御用基準電圧源６５と乗算器６６と比較器６７とオン開始信号形成回路６８とＲＳフリップフロップ６９と電圧調整回路７０とから成る。
【００３４】
誤差増幅器６４の負入力端子は検出電圧Ｖ５２のライン５３に接続され、正入力端子は電圧制御用基準電圧源６５に接続されている。従って、誤差増幅器６４からは基準電圧Ｖ６５から検出電圧Ｖ５２を減算した値Ｖｅ＝Ｖ６５−Ｖ５２が得られる。この誤差増幅器６４の出力Ｖｅは平滑コンデンサ１５の電圧Ｅｏの補正指令値を示す。
【００３５】
乗算器６６はライン３５の整流出力電圧Ｖ１１と誤差増幅器６４の出力Ｖｅとを乗算する。ライン３５は交流電圧成分検出手段として機能し、図７（Ａ）に示す交流入力端子１、２間の正弦波交流電圧Ｖａｃを整流回路１１で全波整流した出力電圧Ｖ１１を乗算器６６に供給する。図４ではライン３５が乗算器６６に直接に接続されているが、この代りに整流出力電圧Ｖ１１を分圧して乗算器６６に供給することができる。
また、ライン３５の代りに、交流入力端子１、２と乗算器６６との間に別の整流回路を接続し、この整流回路から得られる正弦波交流電圧Ｖａｃの整流出力を乗算器６６に与えることができる。
乗算器６６の出力電圧Ｖ６６は図７（Ｃ）に示すように正弦波の全波整流波形即ち絶対値となる。この乗算器６６の出力電圧Ｖ６６は第１のスイッチング素子１３に流す電流の目標値を示す。
【００３６】
比較器６７の正入力端子は電流検出ライン３７に接続され、負入力端子は乗算器６６に接続されている。従って、比較器６７においては、図７（Ｃ）に示すように正弦波状に変化する乗算器６６の出力電圧Ｖ６６と電流検出抵抗１６の両端子間電圧Ｖ１６とが比較され、図７（Ｄ）に示す出力Ｖ６７が得られる。インダクタ１２の電流Ｉ_Ｌは図７（Ｂ）に示すように第１のスイッチング素子１３のオン・オフに追従して変化する。この電流Ｉ_Ｌは第１のスイッチング素子１３のオン期間（例えばｔ１〜ｔ２）に傾斜を有して増大し、第１のスイッチング素子１３のオフ期間（例えばｔ２〜ｔ３）に傾斜を有して減少する。即ち、第１のスイッチング素子１３のオン期間にインダクタ１２にエネルギーが蓄積され、オフ期間にこの蓄積エネルギーが放出され、オフ期間に整流回路１１、インダクタ１２、整流素子１４及び平滑コンデンサ１５の経路で平滑コンデンサ１５の充電電流が流れる。インダクタ１２を流れる電流Ｉ_Ｌのピーク値は正弦波に追従するので、交流入力端子１、２を流れる交流電流が正弦波に近似し、力率が改善される。
電流検出抵抗１６を流れる電流は第１のスイッチング素子１３のオン期間（例えばｔ１〜ｔ２）の電流であり、鋸波状に変化する。このため、ライン３７の電圧Ｖ１６が図７（Ｃ）に示すように傾斜を有して増大する。この電流検出信号としての電圧Ｖ１６が乗算器６６の出力電圧Ｖ６６よりも高くなると、図７（Ｄ）に示す比較器６７の出力Ｖ６７は低レベルから高レベルに転換する。比較器６７の出力端子はフリップフロップ６９のリセット端子Ｒに接続されている。このため、例えば、ｔ２時点に示すように比較器６７の出力Ｖ６７の低レベルから高レベルへの転換に応答してフリップフロップ６９がリセットされ、図７（Ｇ）に示すようにフリップフロップ６９の出力即ち第１の制御信号Ｖｇ１が低レベルになる。この結果、第１のスイッチング素子１３はｔ２時点でオフ状態になり、ここを流れる電流が零になる。
【００３７】
図４のオン開始信号形成回路６８は、比較器７１と基準電圧源７２とＮＯＴ回路７３とトリガー回路７４とから成る。比較器７１の正入力端子はライン３６によって図２の電圧検出巻線２１に接続されている。電圧検出巻線２１の電圧Ｖ２１はインダクタ１２の電圧に対応して変化する。インダクタ１２の電圧は、インダクタ１２を流れる電流Ｉ_Ｌによって変化する。即ち、第１のスイッチング素子１３のオン期間のインダクタ１２の電圧の向きは第１の方向となる。第１のスイッチング素子１３のオフ期間においてインダクタ１２の蓄積エネルギーの放出に基づく電流が流れている間のインダクタ１２の電圧の向きは第１の方向と逆の第２の方向になる。インダクタ１２の蓄積エネルギーの放出が終了すると、インダクタ１２の電圧は零になる。電圧検出巻線２１の電圧Ｖ２１は、インダクタ１２の蓄積エネルギーの放出が継続している間は正であり、放出が終了すると零以下になる。
【００３８】
図４の比較器７１の負入力端子に接続された基準電圧源７２は、零又は零に近い電圧レベルの基準電圧を発生する。従って、比較器７１の出力Ｖ７１は図７（Ｂ）に示す電流Ｉ_Ｌが徐々に減少して零又は零近傍になると、図７（Ｅ）に示すように高レベルから低レベルに転換する。比較器７１に接続されたＮＯＴ回路７３の出力Ｖ７３は図７（Ｆ）に示すように図７（Ｅ）の波形の位相反転したものである。ＮＯＴ回路７３の接続されたトリガー回路７４はモノマルチバイブレータ又は微分回路から成り、図７（Ｇ）に示すように図７（Ｆ）のＮＯＴ回路７３の出力パルスの前縁に同期したトリガパルスを含む出力Ｖ７４を送出する。トリガー回路７４はフリップフロップ６９のセット入力端子Ｓに接続されている。従って、フリップフロップ６９は図７（Ｇ）のトリガパルスに応答して図７（Ｈ）に示すようにｔ０、ｔ１、ｔ３等でセット状態となり、第１の制御信号Ｖｇ１を出力する。
この第１の制御回路４４は特別な発振器を含まないで第１の制御信号Ｖｇ１を形成している。この第１の制御信号Ｖｇ１は入力交流電圧の周波数（５０Ｈｚ）よりも高い例えば２０〜１００ｋＨｚの繰返し周波数で第１のスイッチング素子１３をオン・オフ制御する。
【００３９】
図４の電圧調整回路７０はライン５５を介して図２の制御電源ライン３４に接続されている。この電圧調整回路７０は、図示が省略されている電源ラインによって第１の制御回路４４に含まれている基準電圧源６５、７２、誤差増幅器６４、乗算器６６、比較器６７、７１、フリップフロップ６９、ＮＯＴ回路７３、トリガー回路７４に必要な電力を供給するものである。各回路が電圧調整回路７０を要求しない場合にはライン５５の電圧Ｖ３２を各回路に直接に供給する。
第１の制御回路４４に含まれている各回路は、制御電源ライン５５の電圧Ｖ３２又は電圧調整回路７０の出力電圧が各回路の動作開始のしきい値に達した時に動作を開始する。図６では、ｔ１時点で第１の制御回路４４が正常動作を開始し、第１のスイッチング素子１３がオン・オフを開始している。従って、平滑コンデンサ１５の電圧Ｅ_０はｔ１時点から急に上昇する。但し、ｔ１時点から第１の制御回路４４が動作を開始するので、ｔ１〜ｔ２期間でコンデンサ３２の電圧Ｖ３２は図６（Ｂ）に示すように少し低下する。
【００４０】
図５は図３の第２の制御回路４５と電圧判定回路４７と起動スイッチ回路４８とを詳しく示す。第２の制御回路４５は、直流−直流変換回路４の出力電圧Ｖｏを一定に制御するためのものであって、電圧電圧制御信号形成回路７５と比較器７６と波型発生器７７と電圧調整回路７８とから成る。この第２の制御回路４５は、起動スイッチ回路４８がオン状態の時に正常に動作する。
【００４１】
第２の制御回路４５における電圧制御信号形成回路７５は図３で説明したホトトランジスタ６３と抵抗７９との直列回路から成る。ホトトランジスタ６３の一端は第２の制御回路４５の電源端子８０に接続され、この他端は抵抗７９を介してグランドに接続されている。起動スイッチ回路４８がオン状態の時における、抵抗７９とホトトランジスタ６３との相互接続点８１の電位は、ホトトランジスタ６３の光入力の変化に応じて変化する。例えば、出力電圧Ｖｏの増大によって光入力が増大すると、ホトトランジスタ６３の抵抗値が減少し、接続点８１の電位が高くなる。従って、図３の電圧検出回路４９と図５の電圧制御信号形成回路７５とを合せて電圧検出回路又は帰還制御信号形成回路と呼ぶことができる。接続点８１の電位即ち抵抗７９の両端子間電圧Ｖ８１は出力電圧Ｖｏを帰還制御するための帰還制御信号として機能する。なお、光結合が不要な場合は、図３の誤差増幅器６０の出力を図５の比較器７６の入力端子に接続することができる。
【００４２】
図５の比較器７６の負入力端子は電圧制御信号形成回路７５の接続点８１に接続され、この正入力端子は波形発生器７７に接続されている。波形発生器７７は、交流電圧Ｖａｃの周波数よりも高い繰返し周波数（例えば２０〜１００ｋＨｚ）で図６（Ｈ）に示す鋸波電圧Ｖ７７を発生する。波形発生器７７は鋸波の代りに三角波等の周期性波形を発生するものであってもよい。鋸波電圧Ｖ７７の振幅は、直流−直流変換回路４が正常に動作している時に電圧制御信号形成回路７５の接続点８１とグランドとの間に得られる指令電圧Ｖ８１が横切ることができるように決定されている。図６のｔ２時点以後において第２の制御回路４５に電力が供給されると、比較器７６から図６（Ｉ）に示す第２の制御信号Ｖｇ２が得られる。第２の制御信号Ｖｇ２はライン４３によって第２のスイッチング素子２３の制御端子に供給される。なお、ライン４３に必要に応じて周知の駆動回路が挿入される。第２のスイッチング素子２３は、図６（Ｉ）に示す制御信号Ｖｇ２のｔ２〜ｔ３、ｔ４〜ｔ５等の高レベル期間にオンになる。
【００４３】
第２の制御回路４５に含まれている電圧調整回路７８は、電源端子８０に接続されており、ここから供給された電圧を調整して比較器７６及び波形発生器７７の電源端子に供給するものである。なお電圧調整が要求されない場合は、電源端子８０を比較器７６及び波形発生器７７の電源端子に直接接続することができる。
【００４４】
直流−直流変換回路４の出力電圧Ｖｏが所望値よりも高くなると、図６（Ｉ）に示す第２の制御信号Ｖｇ２のパルスが狭くなり、出力電圧Ｖｏが所望値に戻される。逆に出力電圧Ｖｏが目標値よりも低くなると、図６（Ｉ）の第２の制御信号Ｖｇ２のパルスの幅が広くなり、出力電圧Ｖｏが所望値に戻される。
【００４５】
図５の電圧判定回路４７は平滑コンデンサ１５の電圧Ｅｏが所定値に達したか否かを判定するために、比較器８２と、基準電圧源８３と、保持手段又はラッチ回路としてのＲＳフリップフロップ８４と、リセット回路８５とを有する。比較器８２の正入力端子はライン５４によって図３の電圧検出回路４６に接続され、この負入力端子は基準電圧源８３に接続されている。従って、比較器８２は、図６（Ｃ）に示すように平滑コンデンサ１５の電圧Ｅｏに比例して変化するライン５４の検出電圧Ｖ５２が基準電圧源８３の所定電圧値Ｖ８３よりも高いか否かを判定し、図６（Ｄ）に示す２値の出力を発生する。図６の例では、ｔ２時点で検出電圧Ｖ５２が所定電圧値Ｖ８３を横切り、比較器８４の出力が低レベルから高レベルに転換している。この実施形態の所定電圧値Ｖ８３は、平滑コンデンサ１５の電圧Ｅｏがその正常値即ち定格値よりも少し低い値を有している時に電圧検出回路４６の接続点５２に得られる電圧に一致するように設定されている。なお、前記の平滑コンデンサ１５の電圧Ｅｏがその正常値即ち定格値よりも少し低い値は、電圧Ｅｏの正常値即ち定格値の例えば３５〜９５パーセントの値であり、例えば２００〜４００Ｖの範囲の値である。
【００４６】
フリップフロップ８４のセット端子Ｓは比較器８２に接続され、このリセット端子Ｒはリセット回路８５に接続され、この位相反転出力端子Ｑ⁻は、スイッチ回路４８のスイッチング素子の制御端子にライン８６を介して接続されている。図６（Ｄ）に示す比較器８２の出力Ｖ８２がｔ２時点で高レベルに転換すると、この転換に応答してフリップフロップ８４はセット状態となり、この位相反転出力Ｖ８４は図６（Ｆ）に示すようにｔ２時点で低レベルになる。フリップフロップ８４のセット状態はリセットされるまで保持される。
【００４７】
図５の電源ライン５６に接続されたスイッチ回路４８のスイッチング素子４８´は制御可能な半導体スイッチ等の電子スイッチから成り、この制御端子に負又は低レベルの制御信号が供給された時にオン状態になるように構成されている。従って、図６（Ｆ）に示すようにフリップフロップ８４の反転出力Ｖ８４がｔ２時点で低レベルになると、スイッチング素子４８´がオン状態となり、第２の制御回路４５の電源端子８０の電圧Ｖ８０が図６（Ｇ）に示すようにｔ２時点でほぼ正常値に立上る。この結果、ｔ２時点から第２の制御回路４５の動作が正常に動作し、直流−直流変換回路４の出力電圧Ｖｏが図６（Ｊ）に示すようにｔ２時点が徐々に高くなり、しかる後に所望値になる。なお、起動スイッチ回路４８を正の制御電圧にオンになるように変形できる。この場合にはフリップフロップ８４の非反転出力端子を起動スイッチ回路４８に接続する。
【００４８】
図５の電圧判定回路４７に含まれているリセット回路８５は、制御電圧Ｖ３２を供給するライン５６に接続されている。制御電圧Ｖ３２は図６（Ｂ）に示すように、ｔ０時点で第１及び第２の交流入力端子１、２に対する電力供給を開始するか、又は交流入力端子１とインダクタ１２との間の任意の位置に接続された図示されていない電源スイッチをオンにすることによって、徐々に増大する。即ち、整流回路１１からの電力供給が開始すると、整流回路１１、インダクタ１２、整流素子１４及び平滑コンデンサ１５から成る回路で平滑コンデンサ１５が充電され、この電圧Ｅｏが図６（Ａ）に示すように時間と共に増大する。平滑コンデンサ１５の充電と共に、起動抵抗３３を介して制御電源回路６の平滑コンデンサ３２が徐々に充電され、この電圧Ｖ３２が図６（Ｂ）に示すように傾斜を有して増大する。図５のリセット回路８５は制御電源回路６の平滑コンデンサ３２の電圧Ｖ３２が図６（Ｂ）に示すしきい値Ｖｔｈを横切った時に図６（Ｅ）に示すパルスから成るリセット信号Ｖ８５を発生する。これにより、ｔ１時点でフリップフロップ８４が確実にリセット状態となる。
【００４９】
図６（Ｅ）のリセット信号Ｖ８５を第１の制御回路４４の動作開始時のリセットにも使用することができる。この場合には、第１の制御回路４４の第１のスイッチング素子１３にｔ１時点から第１の制御信号Ｖｇ１が供給される。
【００５０】
上述から明らかなように、本実施形態のスイッチング電源装置は次の効果を有する。
（１）平滑コンデンサ１５の電圧Ｅｏを検出するための電圧検出回路４６、ここで検出された検出電圧Ｖ５２が所定電圧値Ｖ８３よりも高いか否かを判定するための判定回路４７、及びこの判定回路４７の判定結果によって直流−直流変換回路４の動作を開始させるためのスイッチ回路４８を設けたので、直流−直流変換回路４が適切な時点で動作を開始する。このため、出力電圧Ｖｏが、直流−直流変換回路４の入力電圧不足によって不安定になることを防止できる。即ち、直流−直流変換回路４の入力電圧としての平滑コンデンサ１５の電圧Ｅｏが所定電圧値Ｖ８３よりも高くなった時に直流−直流変換回路４の動作が開始する。このため、起動時における直流−直流変換回路４の出力電圧Ｖｏの安定性が向上する。
（２）もし、直流出力電圧Ｖｏの安定性が従来と同程度でよいと仮定すれば、平滑コンデンサ１５の容量を小さくして、この小型化、低コスト化を図ることができる。本発明に従うスイッチング電源装置では、平滑コンデンサ１５の電圧Ｅｏがある程度立上った後に直流−直流変換回路４の動作を開始する。従って、平滑コンデンサ１５の容量が小さくても直流−直流変換回路４の起動直後の直流出力電圧Ｖｏの安定性が確保される。
（３）整流回路１１と平滑コンデンサ１５との間の電源ラインに直列に第１のスイッチング素子１３が接続されていない。従って、第１のスイッチング素子１３のオン・オフ動作の開始前に平滑コンデンサ１５を充電することができる。
（４）電圧判定用比較器８２の出力Ｖ８２が保持手段としてのフリップフロップ８４で保持される。このため、たとえ検出電圧Ｖ５２が変動しても、直流−直流変換回路４の動作の中断を防ぐことができる。
（５）第１のスイッチング素子１３のオン・オフ動作が第２のスイッチング素子２３のオン・オフ動作よりも前に開始する。この結果、直流−直流変換回路４の起動時における入力電圧の不足を良好に防ぐことができる。
（６）電圧検出回路４６が第１の制御回路４４と電圧判定回路４７で共用されているため、制御回路５の構成が簡単になる。また、制御回路５における電圧検出のための端子の数を少なくすることができる。この実施形態では、制御回路５の電圧検出回路４６、電圧判定回路４７、起動スイッチ回路４８、第１の制御回路４４、及び第２の制御回路４５の大部分が集積回路で構成されている。集積回路において端子の数が少なくなると、集積回路の小型化及び低コスト化を図ることができる。
（７）インダクタ電圧検出巻線２１の出力を使用して第１のスイッチング素子１３のオン開始時点を決定しているので、特別の発振器を使用しないで第１のスイッチング素子１３のオン・オフ制御が可能になり、回路構成が簡略化される。
（８）直流−直流変換回路４のトランス２２を兼用して制御電源回路６を構成しているので、制御電源回路６の小型化及び低コスト化を図ることができる。
【００５１】
【第２の実施形態】
第２の実施形態のスイッチング電源装置を図８〜図１０を参照して説明する。第２の実施形態のスイッチング電源装置は、図１及び図２に示すスイッチング電源装置の制御回路５を変形した制御回路５ａを設け、この他は図１及び図２と同一に形成したものである。従って、第２の実施形態の説明において、制御回路５ａ以外は図１及び図２を参照する。また、図８〜図１０において、図３及び図５と共通する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００５２】
図８に示す第２の実施形態の制御回路５ａは、図３の制御回路５の起動スイッチ回路４８を起動スイッチ回路４８ａに変形し、第２の制御回路４５を駆動するために２つの電源ライン５６、５６ａを設け、変形された第２の制御回路４５ａを設け、この他は図３と同一に形成したものである。第１の電源ライン５６は起動スイッチ回路４８ａを介さずに第２の制御回路４５ａに接続されている。第２の電源ライン５６ａは起動スイッチ回路４８ａを介して第２の制御回路４５ａに接続されている。起動スイッチ回路４８ａはライン８７によって第２の制御回路４５ａの一部に所定のバイアス電流を供給する。
【００５３】
図９は図８の起動スイッチ回路４８ａの詳細を示す。この起動スイッチ回路４８ａは、１つの電界効果トランジスタ８８と、２つのｎｐｎ型トランジスタ８９、９０と、２つのｐｎｐ型トランジスタ９１、９２と、１つの電流源９３とから成る。電界効果トランジスタ８８のゲートは電圧判定回路４７の出力ライン８６に接続されている。この電界効果トランジスタ８８のドレインはｎｐｎ型トランジスタ８９のコレクタに接続され、このソースはグランドに接続されている。ｎｐｎ型トランジスタ８９のコレクタは電流源９３を介して電源ライン５６ａに接続され、このエミッタはグランドに接続され、このベースはこのコレクタに接続されている。ｎｐｎ型トランジスタ９０のベースはｎｐｎ型トランジスタ８９のベースに接続され、このエミッタはグランドに接続され、このコレクタはｐｎｐ型トランジスタ９１を介して電源ライン５６ａに接続されている。ｐｎｐ型トランジスタ９１のエミッタは電源ライン５６ａに接続され、このコレクタはｎｐｎ型トランジスタ９０のコレクタに接続され、このベースはこのコレクタに接続されている。ｐｎｐ型トランジスタ９２のベースはｎｐｎ型トランジスタ９０のコレクタに接続され、このエミッタは電源ライン５６ａに接続され、このコレクタはライン８７によって図１０に示す第２の制御回路４５ａの波形発生器７７に接続されている。
【００５４】
スイッチング電源装置の電源がオン状態になって、図２の平滑コンデンサ１５の電圧が上昇すると、電圧判定回路４７の出力ライン８６が低レベルになる。この結果、電界効果トランジスタ８８がオフになる。電界効果トランジスタ８８がオフになると、２つのｎｐｎ型トランジスタ８９、９０及び２つのｐｎｐ型トランジスタ９１、９２の全てがオンになる。これにより、ライン８７から第２の制御回路４５ａに対する電流の供給が可能になる。
【００５５】
図１０に示す第２の制御回路４５ａは、波形発生器７７に対する電力の供給方法が図５と相違し、この他は図５と同一に形成されている。波形発生器７７は、コンデンサの充電及び放電によって鋸波電圧を形成する。起動スイッチ回路４８ａの出力ライン８７は鋸波発生用のコンデンサの充電電流を供給する。従って、起動スイッチ回路４８ａがオン状態になった後に図６（Ｈ）に示す鋸波電圧Ｖ７７が発生する。比較器７６は鋸波電圧Ｖ７７が発生した時にパルスを発生する。
【００５６】
第２の実施形態は、第１の実施形態と同一の効果を有し、更に、起動スイッチ回路４８ａが第２の制御回路４５ａの一部電力を供給するのみであるので、起動スイッチ回路４８ａの電流容量を小さくできるという効果を有する。
【００５７】
【第３の実施形態】
図１１は第３の実施形態のスイッチング電源装置における変形された第１の制御回路４４ａを示す。第３の実施形態のスイッチング電源装置は、図２に示したインダクタ１２の電圧検出巻線２１を有していない。このため、図１１の第１の制御回路４４ａは図４の第１の制御回路４４のオン開始信号形成回路６８の代りに波形発生器９４を有する。この波形発生器９４は、交流電圧Ｖａｃの周波数（例えば５０Ｈｚ）よりも高い繰返し周波数（例えば２０ｋＨｚ）で鋸波又は三角波電圧を周期的に発生する。
【００５８】
図１１において、減算器６７ａ、波形発生器９４、比較器９５、及びフィルタ９６を除いた部分は図４と実質的に同一に形成されている。従って、図１１において図４と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００５９】
電流検出ライン３７に接続されたフィルタ９６は電流検出信号Ｖ１６の高周波成分を除去するものである。従って、フィルタ９６の出力ラインには図７（Ｃ）の電流検出信号Ｖ１６の包絡線に相当する波形が得られる。
【００６０】
図１１の減算器６７ａは、図４の比較器６７の代わりに設けられた差動増幅器から成る。この減算器６７ａの負入力端子はフィルタ９６に接続され、この正入力端子は乗算器６６に接続されている。従って、減算器６７ａの出力Ｖ６７ａは、乗算器６６から得られた正弦波の出力Ｖ６６とフィルタ９６から得られた近似正弦波の出力との差を示す信号となる。
【００６１】
比較器９５の正入力端子は減算器６７ａに接続され、この負入力端子は波形発生器９４に接続されている。従って、波形発生器９４から発生している鋸波電圧よりも減算器６７ａの出力Ｖ６７ａが高い期間に比較器９５から高レベルのパルスが発生する。比較器９５の出力パルス列は第１のスイッチング素子１３の制御信号Ｖｇ１となる。
【００６２】
図１１の第１の制御回路４４ａは第１のスイッチング素子１３を一定の周波数でオン・オフすることができるという特徴を有する。
【００６３】
【第４の実施形態】
図１２は第４の実施形態のスイッチング電源装置の電圧判定回路４７ａと起動スイッチ回路４８ｂとを示す。第４の実施形態のスイッチング電源装置は、図１２の部分を除いて第１の実施形態と同一に構成されている。
【００６４】
図１２の起動スイッチ回路４８ｂは図５の起動スイッチ回路４８を変形したものであって、サイリスタ（ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）即ちオン状態保持機能を有する制御整流素子によって構成されている。保持機能を有する起動スイッチ回路４８ｂの制御端子は電圧判定回路４７ａに接続されている。電圧判定回路４７ａは、図５の電圧判定回路４７からフリップフロップ８４とリセット回路８５とを省いたものに相当する。電圧判定回路４７ａの比較器８２は起動スイッチ回路４８ｂの制御端子に接続されている。なお、比較器８２と起動スイッチ回路４８ｂとの間にトリガー回路を接続することができる。
【００６５】
図１２の起動スイッチ回路４８ｂは、図５のフリップフロップ８４と起動スイッチ回路４８との両方の機能を有する。従って、第４の実施形態は第１の実施形態と同一の効果を有する。
【００６６】
【変形例】
本発明は上述の実施例に限定されるものではなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）抵抗１６で電流を検出しているが、この代りに変流器又は磁電変換装置等の電流検出器によって電流を検出することができる。
（２）第１のスイッチング素子１３の電流を検出する代りに、インダクタ１２の電流Ｉ_Ｌを検出すること、または交流入力端子１、２と整流回路１１との間の交流側で電流を検出することができる。交流側で電流を検出した時には、電流検出信号を整流して制御回路５又は５ａに送る。
（３）ライン３５の接続箇所を整流回路１１の入力側に変更して交流電圧を検出することができる。この場合には、検出した交流電圧を整流して制御回路５又は５ａに送る。
（４）第１及び第２のスイッチング素子１３、２３をトランジスタ、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）等の半導体スイッチング素子にすることができる。
（５）交流−直流変換回路３は図２に示す回路に限定されるものでなく、力率を改善することができる回路であればどのような回路であってもよい。
（６）直流−直流変換回路４は、図２に示す回路に限定されるものでなく直流−直流変換できる回路であればどのような回路でもよい。例えば、直流−直流変換回路４の第２のスイッチング素子２３がオンの期間に２次側の整流素子２９が導通するフォワード形式のＤＣ−ＤＣコンバータとすることができる。
（７）第２の制御回路４５をトランス２２の蓄積エネルギーの放出終了時点を検出して第２のスイッチング素子２３のオン時点を決定する周知の自励式の制御回路に変形することができる。
（８）電圧判定回路４７における比較器８２と基準電圧源８３との代りに、所定のしきい値よりも大きい入力信号の時にのみ出力を発生する論理回路又は駆動回路を使用することができる。この時には、しきい値が基準電圧源８３の基準値の代りになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に従う第１の実施形態のスイッチング電源装置を示すブロック図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置を詳しく示す回路図である。
【図３】図２の制御回路を詳しく示すブロック図である。
【図４】図３の第１の制御回路を詳しく示すブロック図である。
【図５】図３の第２の制御回路、電圧判定回路、及び起動スイッチ回路を詳しく示すブロック図である。
【図６】図２及び図５の各部の状態を示す波形図である。
【図７】図２及び図４の各部の状態を示す波形図である。
【図８】第２の実施形態の制御回路を示すブロック図である。
【図９】図８の起動スイッチ回路を詳しく示す回路図である。
【図１０】図８の第２の制御回路、電圧判定回路及び起動スイッチ回路を示すブロック図である。
【図１１】第３の実施形態の第１の制御回路を示すブロック図である。
【図１２】第４の実施形態の電圧判定回路と起動スイッチ回路とを示す回路図である。
【符号の説明】
３交流−直流変換回路
４直流−直流変換回路
５制御回路
６制御電源回路
１１整流回路
１２インダクタ
１３第１のスイッチング素子
１５平滑コンデンサ
２２トランス
２３第２のスイッチング素子
４４第１の制御回路
４５第２の制御回路
４６電圧検出回路
４７、４７ａ電圧判定回路
４８、４８ａ、４８ｂ起動スイッチ回路

Claims

交流電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換するためのスイッチング電源装置であって、
第１及び第２の交流入力端子と、
力率を改善する機能を伴なって交流電圧を直流電圧に変換するために前記第１及び第２の交流入力端子に接続され且つ少なくとも第１のスイッチング素子を有している交流−直流変換回路と、
前記交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数で前記第１のスイッチング素子をオン・オフ制御するための第１の制御回路と、
前記交流−直流変換回路から得られた直流電圧を所望の直流電圧に変換するために前記交流−直流変換回路に接続され且つ少なくとも第２のスイッチング素子を有している直流−直流変換回路と、
前記直流−直流変換回路から得られた直流出力電圧を所望直流電圧にするために前記第２のスイッチング素子をオン・オフ制御するための第２の制御回路と、
前記交流−直流変換回路から得られた直流電圧を検出するために前記交流−直流変換回路に接続された電圧検出回路と、
前記電圧検出回路から得られた検出電圧が所定電圧値よりも高いか否かを判定するために前記電圧検出回路に接続された電圧判定回路と、
前記検出電圧が前記所定電圧値よりも高いことを示す前記電圧判定回路の出力に応答して前記直流−直流変換回路における直流−直流変換動作を開始させるために前記電圧判定回路及び前記第２の制御回路に接続された直流−直流変換動作開始手段と
を有していることを特徴とするスイッチング電源装置。
前記交流−直流変換回路は、
前記第１及び第２の交流入力端子に接続された第１及び第２の入力端子と整流出力を送出するための第１及び第２の出力端子とを有する整流回路と、
前記整流回路の出力電圧を前記交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数でオン・オフするために前記整流回路の第１及び第２の出力端子間にインダクタを介して接続された第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子に対して整流素子を介して並列に接続された平滑コンデンサと
から成ることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記直流−直流変換回路は、
１次巻線と２次巻線とを有するトランスと、
前記１次巻線を介して前記平滑コンデンサの対の端子間に接続された第２のスイッチング素子と、
直流出力電圧を得るために前記２次巻線に接続された整流平滑回路と
から成ることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
更に、前記第１及び第２の制御回路に電力を供給するための制御電源回路を有していることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
前記制御電源回路は、
前記トランスの前記１次巻線及び前記２次巻線に電磁結合された３次巻線と、
前記３次巻線に接続された整流平滑回路と
から成ることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
前記電圧判定回路は、
前記所定電圧値として基準電圧を発生する基準電圧源と、
前記検出電圧と前記基準電圧とを比較し且つ前記検出電圧が前記基準電圧よりも高い時に前記直流−直流変換動作の開始を示す信号を前記開始手段に供給するために前記電圧検出回路と前記基準電圧源と前記開始手段とに接続された比較器と
から成ることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記電圧判定回路は、更に、前記検出電圧が前記基準電圧よりも高いことを示す前記比較器の出力を保持する保持手段を有していることを特徴とする請求項６記載のスイッチング電源装置。
前記電圧判定回路は、更に、前記整流回路に対する交流電圧の供給の開始に同期して前記保持手段をリセットするための信号を前記保持手段に供給するためのリセット回路を有していることを特徴とする請求項７記載のスイッチング電源装置。
前記直流−直流変換動作開始手段は、前記制御電源回路から前記第１の制御回路に対する電力供給を前記検出電圧が前記所定電圧値よりも高いことを示す前記電圧判定回路の出力に応答して開始するために前記制御電源回路と前記第１の制御回路と前記電圧判定回路とに接続されたスイッチ回路であることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
前記スイッチ回路は、前記検出電圧が前記所定電圧値よりも高いことを示す前記電圧判定回路の出力に応答してオン状態に転換した時に、このオン状態を保持する機能を有するものであることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
前記第１の制御回路は、前記第２の制御回路が前記第２のスイッチング素子のオン・オフ制御信号の形成を開始する時点よりも前に前記第１のスイッチング素子のオン・オフ制御信号の形成を開始するように構成されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記第１の制御回路は、前記交流−直流変換回路の出力電圧を一定に制御するための電圧制御手段を含み、前記電圧制御手段が前記電圧検出回路に接続されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記第１の制御回路は、
前記平滑コンデンサの電圧を一定に制御するために使用する電圧制御用基準電圧を発生する電圧制御用基準電圧源と、
前記電圧制御用基準電圧と前記検出電圧との差を示す信号を得るために前記電圧検出回路と前記電圧制御用基準電圧源とに接続された誤差増幅器と、
前記整流回路の入力電圧又は出力電圧から成る交流成分を有する電圧を検出するための交流電圧成分検出手段と、
前記交流成分を有する電圧と前記差を示す信号とを乗算するために前記交流電圧成分検出手段と前記誤差増幅器とに接続された乗算器と、
前記第１のスイッチング素子又は前記インダクタを通って流れる電流に対応する電圧値を有する電流検出値を得るための電流検出手段と、
前記電流検出値と前記乗算器の出力電圧とを比較して前記電流検出値が前記乗算器の出力電圧に達した時点を検出するために前記電流検出手段及び前記乗算器に接続された比較器と、
前記インダクタの蓄積エネルギーの放出の終了時点を前記インダクタの電圧に基づいて検出するために前記インダクタに結合されたインダクタ電圧検出手段と、
前記インダクタの蓄積エネルギーの放出の終了時点を示す信号を形成するために前記インダクタ電圧検出手段に接続されエネルギー放出終了時点信号形成回路と、
前記インダクタの蓄積エネルギーの放出終了時点から前記電流検出値が前記乗算器の出力電圧に達した時点までの時間幅を有するパルスを前記第１のスイッチング素子のオン制御信号として形成するために、前記比較器と前記エネルギー放出終了時点信号形成回路に接続されたパルス形成手段と
から成ることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
前記第１の制御回路は、
前記平滑コンデンサの電圧を一定に制御するために使用する電圧制御用基準電圧を発生する電圧制御用基準電圧源と、
前記電圧制御用基準電圧と前記検出電圧との差を示す信号を得るために前記電圧検出回路と前記電圧制御用基準電圧源とに接続された誤差増幅器と、
前記整流回路の入力電圧又は出力電圧から成る交流成分を有する電圧を検出するための交流電圧成分検出手段と、
前記交流成分を有する成分と前記差を示す信号とを乗算するために前記交流電圧成分検出手段と前記誤差増幅器とに接続された乗算器と、
前記整流回路の入力側電流又は出力側の電流を検出するための電流検出手段と、
前記乗算器の出力電圧と前記電流検出手段の出力との差を示す信号を得るために前記乗算器と前記電流検出手段とに接続された減算器と、
前記交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数を有して鋸波又は三角波から成る周期性波形を発生する波形発生器と、
前記差を示す信号と前記周期性波形との比較によって前記第１のスイッチング素子のオン・オフ制御信号を形成するために前記減算器と前記波形発生器とに接続された比較器と
から成ることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
前記第２の制御回路は、前記整流平滑回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、
鋸波又は三角波から成る周期性波形を発生する波形発生回路と、
前記出力電圧検出回路の出力と前記周期性波形との比較に基づいて第２のスイッチング素子のオン・オフ制御信号を形成するために前記出力電圧検出回路と波形発生回路とに接続された比較器と
から成ることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
交流電源から供給された交流電圧を直流電圧変換するために、第１及び第２の交流入力端子と、力率を改善する機能を伴なって交流電圧を直流電圧に変換するために前記第１及び第２の交流入力端子に接続され且つ少なくとも第１のスイッチング素子を有している交流−直流変換回路と、前記交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数で前記第１のスイッチング素子をオン・オフ制御するための第１の制御回路と、前記交流−直流変換回路から得られた直流電圧を所望の直流電圧に変換するために前記交流−直流変換回路に接続され且つ少なくとも第２のスイッチング素子を有している直流−直流変換回路と、前記直流−直流変換回路から得られた直流出力電圧を所望直流電圧にするために前記第２のスイッチング素子をオン・オフ制御するための第２の制御回路とを有しているスイッチング電源装置を駆動する方法であって、
前記交流−直流変換回路に対して交流電圧を供給する第１のステップと、
前記交流−直流変換回路の出力電圧を検出し、この検出された出力電圧が所定電圧値よりも高いか否かを判定する第２のステップと、
前記第１の制御回路によって前記第１のスイッチング素子のオン・オフ制御を開始する第３のステップと、
前記第２のステップにおいて前記検出された出力電圧が前記所定電圧値よりも高いことを示す判定結果が得られた時に前記第２の制御回路による前記第２のスイッチング素子のオン・オフ制御を開始する第４のステップと
から成るスイッチング電源装置の駆動方法。