ITMI20120089A1 - Dispositivo di controllo per un alimentatore a commutazione. - Google Patents

Description

DESCRIZIONE

“Dispositivo di controllo per un alimentatore a commutazioneâ€

La presente invenzione si riferisce a un dispositivo di controllo digitale per un alimentatore a commutazione.

In generale, à ̈ noto l’utilizzo di dispositivi per correggere attivamente il fattore di potenza (PFC) di alimentatori a commutazione utilizzati in apparecchi elettronici di uso comune quali computer, televisori, monitor, eccetera, e per alimentare lampade a fluorescenza, vale a dire stadi pre-regolatori a commutazione che devono assorbire una corrente dalla linea elettrica, detta corrente essendo quasi sinusoidale e in fase con la tensione di alimentazione. Pertanto, un alimentatore a commutazione del tipo attuale comprende un PFC e un convertitore DC-DC collegato all’uscita del PFC.

Un tipico alimentatore a commutazione comprende un convertitore DC-DC e uno stadio di ingresso collegato alla linea di distribuzione elettrica, che comprende un ponte raddrizzatore a diodi a onda intera e un condensatore collegato a valle, in modo da produrre una tensione continua non regolata a partire dalla tensione di alimentazione alternata sinusoidale. Il condensatore ha una capacità sufficientemente grande per un’oscillazione relativamente piccola presente in corrispondenza dei suoi terminali rispetto a un livello continuo. Ne consegue che i diodi raddrizzatori del ponte condurranno soltanto per una breve porzione di ciascun mezzo ciclo della tensione di alimentazione, poiché il valore istantaneo degli stessi à ̈ minore rispetto alla tensione del condensatore per gran parte del ciclo. Ne risulta che la corrente assorbita dalla linea elettrica consiste in una serie di brevi impulsi la cui ampiezza à ̈ 5-10 volte il valore medio risultante.

Ciò comporta considerevoli conseguenze: la corrente assorbita dalla linea elettrica presenta valori di picco e di rms (valore quadratico medio) molto più elevati rispetto al caso di un assorbimento di corrente sinusoidale, la tensione di alimentazione à ̈ distorta per via dell’assorbimento di impulsi pressoché simultaneo di tutti gli strumenti collegati alla linea elettrica, la corrente nel conduttore neutro nel caso di sistemi trifase à ̈ notevolmente aumentata e vi à ̈ uno scarso utilizzo dei potenziali energetici del sistema elettrico. Infatti, la forma d’onda della corrente a impulsi include molte armoniche dispari che, sebbene non contribuiscano alla potenza fornita al carico, contribuiscono all’aumento della corrente rms assorbita dalla linea elettrica e pertanto all’aumento della dissipazione di energia.

In termini quantitativi, tutto ciò può essere espresso sia in termini di fattore di potenza (PF), inteso come rapporto tra potenza reale (quella che l’alimentatore invia al carico più quella dissipata al suo interno sotto forma di calore) e potenza apparente (il prodotto tra la tensione rms e la corrente rms assorbita), sia in termini di distorsione armonica totale (THD), generalmente intesa come rapporto percentuale tra l’energia associata a tutte le armoniche più grandi e quella associata all’ armonica fondamentale. Normalmente, un alimentatore con un filtro capacitivo presenta un fattore di potenza tra 0,4 e 0,6 e una THD superiore al 100%.

Un PFC disposto tra il ponte raddrizzatore e l’ingresso del convertitore DC-DC consente di assorbire una corrente quasi sinusoidale e in fase con la tensione a partire dalla rete, rendendo pertanto il PF prossimo a l e riducendo la THD.

La Figura 1 mostra schematicamente uno stadio pre-regolatore di un PFC comprendente un convertitore boost 20 e un dispositivo di controllo 1. Il dispositivo di controllo PWM ha una frequenza variabile, anche denominata “modalità di transizione†(TM) in quanto il dispositivo opera al limite tra la modalità continua (CCM) e la modalità discontinua (DCM) di conduzione della corrente attraverso l’induttore; in particolare, il dispositivo 1 à ̈ di tipo a Ton costante. Secondo questo metodo, il periodo di accensione del transistor di potenza à ̈ utilizzato come variabile di controllo e, durante ciascun ciclo della tensione di alimentazione, à ̈ mantenuto costante al valore richiesto per ottenere la regolazione dell’uscita di tensione dal convertitore 20 per mezzo di un anello di controllo in retroazione. Il convertitore boost 20 comprende un ponte raddrizzatore a diodi a onda intera 2 avente una tensione di alimentazione in ingresso Vac, un condensatore CI (che funge da filtro per alte frequenze) avente un terminale collegato al ponte a diodi 2 e l’altro terminale collegato a massa GND e sul quale à ̈ presente una tensione Vin, un’induttanza L collegata a un terminale del condensatore Cl, un transistor di potenza MOS M avente il terminale di drain collegato a un terminale dell’induttanza L a valle di quest’ultimo e avente il terminale di source collegato a massa GND, un diodo D avente l’anodo collegato al terminale comune dell’induttanza L e del transistor M, e il catodo collegato a un condensatore Co avente l’altro terminale collegato a massa GND. Il convertitore boost 20 genera una tensione continua in uscita Vout attraverso il condensatore Co che à ̈ maggiore rispetto alla massima tensione di alimentazione di picco, normalmente di 400 V per sistemi alimentati per mezzo di una linea elettrica europea o di una linea elettrica universale. Tale tensione Vout sarà la tensione in ingresso del convertitore DC-DC collegato al PFC.

Il dispositivo di controllo 1 deve mantenere la tensione continua in uscita Vout a un valore costante per mezzo di un’azione di controllo in retroazione. Il dispositivo di controllo 1 comprende un amplificatore di errore operazionale 3 atto a confrontare parte della tensione in uscita Vout, vale a dire la tensione Vr data da Vr=R2xVout/(R2+Rl) (in cui le resistenze RI e R2 sono collegate in serie tra loro e la serie à ̈ in parallelo con il condensatore Co) con una tensione di riferimento Vref, per esempio del valore di 2,5 V, e genera un segnale di errore in uscita Se attraverso un condensatore C3 collegato tra l’uscita dell’ amplificatore 3 e la massa GND.

Il segnale di errore Se à ̈ inviato all’ingresso invertente di un comparatore PWM 5 mentre il segnale Srs si trova in corrispondenza dell’ingresso non invertente; il segnale Srs à ̈ una rampa di tensione attraverso un condensatore Cc alimentato da un generatore di corrente le nei periodi di tempo durante i quali Γ interruttore TI à ̈ aperto, che coincidono con quelli in cui M à ̈ acceso, in quanto la durata Ton dell’accensione di M deve essere precisamente controllata. Se i segnali Srs e Se sono uguali, il comparatore 5 invia un segnale a un blocco di controllo 6 atto a controllare il transistor M e che, in questo caso, lo spegne. Il blocco 6 comprende un blocco di rilevamento di corrente zero 7 avente all’ingresso il segnale Saux proveniente dall’induttore Laux accoppiato all’induttore L; il segnale Saux à ̈ indicativo della smagnetizzazione del nucleo del trasformatore formato dalle induttanze L e Laux. Il blocco 7 à ̈ in grado di inviare un segnale a impulsi a un gate OR 8, il cui altro ingresso à ̈ collegato a uno starter 10, atto a inviare un segnale al gate OR 8 in corrispondenza dell’istante di tempo iniziale; il segnale in uscita S del gate OR 8 à ̈ l’ingresso di set S di un flip-flop set-reset 11 avente un altro ingresso R che à ̈ il segnale all’uscita del comparatore 5, e avente un segnale in uscita Q e un segnale in uscita Q* che à ̈ il segnale Q negato. Il segnale Q à ̈ inviato all’ingresso di un driver 12 che controlla l’accensione o lo spegnimento del transistor M, e pertanto la durata del periodo di tempo di accensione Ton e del periodo di tempo di spegnimento Toff in ciascun ciclo di commutazione Tsw, mentre il segnale Q* controlla la chiusura e l’apertura dell’ interruttore Tl.

La Figura 2 mostra diagrammi temporali di alcuni segnali implicati nel circuito della Figura 1, vale a dire la tensione Vgs tra i terminali di gate e source del transistor M, la tensione Vds tra i terminali di drain e source del transistor M e la corrente IInell’ induttore.

Durante il funzionamento TM, il funzionamento non avviene mai esattamente al limite tra DCM e CCM ma leggermente in DCM. Infatti, opportunamente, il transistor M non à ̈ acceso quando la corrente dell’ induttore à ̈ azzerata, in quanto la tensione Vds in quel momento à ̈ ancora uguale alla tensione in uscita Vout (normalmente di 400 V); ne consegue che la capacità parassita Cd associata al terminale di drain in quel momento presenta un’energia uguale a 1⁄2-Cd-Vout<2>che può essere dissipata nella resistenza Ros(on)del transistor M quando questo viene acceso. Se invece l’accensione à ̈ ritardata fino a quando l’oscillazione della tensione Vds derivante dall’azzeramento della corrente ILdell’induttore non raggiunge il suo minimo, pari a 2Vin - Vout, la potenza immagazzinata nella capacità parassita Cd e dissipata nel transistor M all’accensione può essere considerevolmente ridotta.

Inoltre, se 2Vin - Vout < 0 (vale a dire, Vin < Vout/2), in cui il diodo di body del transistor M taglia sostanzialmente l’oscillazione a zero, queste perdite di energia possono essere azzerate avendo come risultato la cosiddetta “soft switching†. In parte per via del loro funzionamento e in parte per via dell’introduzione di ritardi intenzionali, i circuiti di rilevamento di corrente zero o ZCD all’interno dei controllori PFC, come quello mostrato nella Figura 1, consentono al transistor M di essere acceso in corrispondenza della valle di oscillazione del drain (“valley switching†); questo ritardo à ̈ indicato da Td, che à ̈ uguale a metà del periodo di detta oscillazione. Ciò sposta leggermente il funzionamento in DCM, ma le osservazioni fatte sul TM puro sono ancora valide, almeno fino a quando Tdf à ̈ trascurabile rispetto al periodo di commutazione, che normalmente si verifica in un campo notevolmente ampio di condizioni operative del convertitore se vengono considerati valori Vin » 0, che sono quelli significativi in termini di trasferimento di potenza.

Durante l’oscillazione della tensione Vds, la corrente IIdell’induttore L diventa negativa, passando attraverso la capacità parassita del transistor M ed eventualmente anche attraverso il body del transistor M se la tensione Vds raggiunge lo zero e, pertanto, lo polarizza direttamente.

In quest’ultimo caso, mostrato nei diagrammi temporali a sinistra, la tensione Vds raggiunge lo zero dopo un tempo Tdj < Td; fino a quel momento, la corrente ILdell’induttore à ̈ sinusoidale, ma da questo momento in poi, per via dell’accensione del diodo di body, che imposta una tensione sostanzialmente uguale a Vin in corrispondenza dei suoi terminali, essa inizia ad aumentare linearmente e in corrispondenza dell’istante Td à ̈ ancora negativa. A questo punto, il transistor M à ̈ acceso (la tensione Vgs à ̈ spinta a salire), e la rampa di corrente continua ha inizio. La corrente diventa positiva in corrispondenza dell’istante Td2> Td. Ne consegue che vi à ̈ un intervallo di tempo nel quale il transistor M à ̈ acceso, ma la corrente IIdell’induttore à ̈ negativa. Occorre osservare che, se la tensione in ingresso à ̈ tale per cui la tensione di picco Vpk sia Vpk < Vout/2 (che si verifica per esempio con la linea elettrica americana o giapponese), questo intervallo di tempo à ̈ presente nell’intero ciclo della linea elettrica. Il rapporto tra la durata di questo intervallo e quella del ciclo di commutazione diventa sempre più grande con la diminuzione della tensione Vin, raggiungendo pertanto il massimo in corrispondenza degli zero della tensione di alimentazione (Vin =0). In aggiunta a ciò, poiché il picco di corrente tende a zero quando Vin tende a zero, il picco negativo della corrente dell’induttore può anche diventare più alto rispetto al picco positivo intorno agli zero della tensione di alimentazione.

Se 2Vin - Vout > 0 (vale a dire, Vin > Vout/2), la valle di oscillazione della tensione Vds rimane a un valore positivo e il diodo di body non à ̈ acceso. Ne consegue che la porzione negativa della corrente dell’induttore à ̈ interamente un arco sinusoidale e la corrente à ̈ zero in corrispondenza dell’istante Td, in cui il transistor M à ̈ acceso (vale a dire, Td2= Td). Ne consegue che l’intervallo di tempo in cui la corrente à ̈ negativa con il transistor M acceso à ̈ assente, ma il picco negativo della corrente deirinduttore (in questo caso con ampiezza più bassa poiché l’oscillazione della tensione Vds ha un’ampiezza più bassa) può essere paragonabile al picco positivo intorno agli zero della tensione di alimentazione.

La corrente IIdell’induttore cresce linearmente con una pendenza pari a — in ciascun ciclo di accensione del transistor.

dt L

Poiché la tensione in ingresso à ̈ sinusoidale, Vin = Vpk sin# in cui Î ̃ à ̈ l’angolo di fase della tensione di alimentazione, pertanto: (#) = sin # . Considerando il dt L

valore iniziale ILO della corrente dell’induttore quando il transistor M à ̈ acceso, il valore di picco della corrente deirinduttore sarà: ILpk(e) = IL0+ ^--Ton sin# ,

L

ILO<=>0 se Vin > Vout/2 mentre, tralasciando la variazione di corrente nell’intervallo tra Td/2 e Tdi, se Vin < Vout/2, à ̈ possibile ipotizzare che ILO sia uguale al picco negativo iLvy(che si verifica in corrispondenza dell’istante Td/2), che à ̈ uguale a:

Vin-Vout Vpk sin Î ̃-Vout

LO ^ Lvy

Zd Zd

in cui Zd à ̈ l’impedenza caratteristica del circuito risonante costituito dall’induttore e dalla capacità parassita sul terminale di drain. Ne consegue che, considerando le precedenti equazioni:

Vout

Vpk sinO —<1>÷ H —<l>Tron Vpk sin Î ̃ < Vout 12

ZcT Zd L

i*¥)= Vpk

Ton - sin# Vpk sin # > Vout / 2

Ne consegue che, con un periodo costante Ton, vi à ̈ soltanto un inviluppo sinusoidale della conente di picco per valori istantanei della tensione di alimentazione che sono superiori a Vout/2. Vi à ̈ una riduzione del valore di picco lLpk(0) per valori inferiori a Vout/2 e, di conseguenza, una distorsione dell’inviluppo per via del termine costante - Vout/Zd, la quale riduzione à ̈ tanto grande quanto à ̈ bassa la tensione istantanea. È ovvio che detta distorsione ha come risultato la distorsione della corrente della rete e pertanto una maggiore THD e un minore PF.

Per di più, la riduzione della corrente di picco ha un’ulteriore azione deleteria sulla THD: l’aumento di una distorsione di attraversamento, visibile come una breve zona piatta nella forma d’onda della corrente in ingresso in prossimità degli zero della tensione di alimentazione.

Questa distorsione, che aumenta con la riduzione del carico del PFC e con l’aumento della tensione di alimentazione in rms, deriva dal difetto di trasferimento dell’energia di ingresso-uscita che si verifica in prossimità degli zero della tensione di alimentazione. In quella zona, l’energia immagazzinata, legata al valore di picco della corrente, à ̈ molto bassa, insufficiente a caricare la capacità parassita Cd fino al raggiungimento della tensione Vout (normalmente di 400 V) in modo da accendere il diodo D e trasferire la potenza dell’induttore all’uscita. Ne consegue che il diodo non à ̈ acceso per un determinato numero di cicli di commutazione e l’energia à ̈ parzialmente restituita al condensatore di filtro a valle del ponte raddrizzatore. Questo non viene scaricato e mantiene il ponte in una polarizzazione inversa, cancellando la corrente in ingresso ed eseguendo una zona morta nella forma d’onda della corrente di linea.

Il fatto che la corrente di picco per un determinato Ton sia più bassa rispetto a quella prevista nella regione in Vin < Vout/2 ha come risultato il fatto che la potenza trasportata intorno agli zero della tensione di alimentazione à ̈ ulteriormente ridotta rispetto al caso di un inviluppo sinusoidale. Perciò, il numero di cicli di commutazione in cui non vi à ̈ trasferimento di potenza verso l’uscita à ̈ aumentato, e pertanto la zona morta della corrente assorbita dalla rete si allarga, con il conseguente aumento di THD e l’ulteriore riduzione di PF.

Tuttavia, il condensatore CI del convertitore boost della Figura 1 assorbe una dVin

lei = C -corrente data da: dt . Detta corrente rappresenta un ulteriore elemento di distorsione; detta corrente, aggiunta alla corrente assorbita dal convertitore, ha come risultato una maggiore distorsione della corrente assorbita dalla linea elettrica.

Alla luce dello stato della tecnica, uno scopo della presente invenzione à ̈ fornire un dispositivo di controllo per un alimentatore a commutazione che elimini detti summenzionati svantaggi.

Secondo la presente invenzione, questo scopo à ̈ raggiunto per mezzo di un dispositivo di controllo di un convertitore a commutazione, detto convertitore avendo una tensione di alimentazione alternata in ingresso e una tensione continua regolata sul terminale di uscita, detto convertitore comprendendo un interruttore collegato a un induttore e detto dispositivo di controllo digitale essendo atto a controllare il periodo di tempo di chiusura e di apertura di detto interruttore per ciascun ciclo, detto dispositivo di controllo acquisendo un primo segnale in ingresso indicativo della corrente che scorre attraverso un elemento di detto convertitore, caratterizzato dal fatto che detto dispositivo di controllo comprende un contatore configurato per conteggiare un periodo di tempo, un comparatore configurato per confrontare detto primo segnale in ingresso con un secondo segnale, mezzi digitali configurati per controllare la chiusura e l’apertura di detto interruttore e per attivare detto contatore per avviare il conteggio di detto periodo di tempo quando detto primo segnale di ingresso incrocia detto secondo segnale, con detto interruttore chiuso, detti mezzi digitali essendo configurati per aprire l’interruttore quando il contatore finisce di conteggiare detto periodo di tempo.

Le caratteristiche e i vantaggi della presente invenzione diventeranno evidenti a partire dalla seguente descrizione dettagliata di una sua forma di realizzazione, illustrate a titolo di esempio non limitativo nei disegni allegati, in cui:

la Figura 1 mostra un dispositivo di controllo di un alimentatore a commutazione secondo con la tecnica nota;

la Figura 2 mostra i diagrammi temporali di alcuni segnali in gioco nel circuito della Figura 1 se Vin<Vout/2 o Vin>Vout/2;

la Figura 3 mostra un dispositivo di controllo di un alimentatore a commutazione secondo con una prima forma di realizzazione della presente invenzione;

la Figura 4 à ̈ un diagramma a blocchi dell’operazione eseguita dai mezzi digitali della Figura 3.

Facendo riferimento alla Figura 3, à ̈ mostrato un dispositivo di controllo 100 di un alimentatore a commutazione coerente con la presente invenzione. L’alimentatore comprende un convertitore 20, preferibilmente un convertitore boost, avente una tensione di alimentazione alternata in ingresso Vac e una tensione regolata VOUT in corrispondenza del terminale di uscita OUT. Il convertitore 20 comprende un interruttore M, preferibilmente un transistor di potenza MOS e il dispositivo di controllo digitale 100 à ̈ atto a controllare il periodo di tempo di accensione Ton e il periodo di tempo di spegnimento Toff di detto interruttore M in corrispondenza di ciascun ciclo Tsw.

Il dispositivo di controllo 100 comprende un contatore 103 configurato per conteggiare un periodo di tempo TON e mezzi digitali 102 configurati per controllare Γ interruttore M mediante un segnale GD.

Il convertitore boost 20 comprende un ponte raddrizzatore a diodi a onda intera 2 avente una tensione di alimentazione in ingresso Vac, un condensatore CI (che funge da filtro per alte frequenze) avente primi e secondi terminali, collegati rispettivamente al ponte a diodi 2 e a massa GND, attraverso il quale à ̈ presente una tensione Vin, un’induttanza L collegata al primo terminale del condensatore Cl, un transistor di potenza MOS M avente il terminale di drain collegato a un terminale dell’ induttanza L a valle di quest’ultimo e avente il terminale di source collegato a massa GND, un diodo D avente l’anodo collegato al terminale comune dell’induttanza L e del transistor M, e il catodo collegato a un primo terminale di un condensatore Co avente un secondo terminale collegato a massa GND. Il convertitore boost 20 genera una tensione continua in uscita VOUT attraverso il condensatore Co che à ̈ più alta rispetto alla massima tensione di alimentazione di picco, normalmente di 400 V per sistemi alimentati da una linea elettrica europea o da una linea elettrica universale. Tale tensione VOUT sarà la tensione in ingresso del convertitore DC-DC collegato al PFC.

Il convertitore 20 comprende un blocco di rilevamento di corrente zero 101 avente il segnale di ingresso Saux proveniente dall’induttore Laux accoppiato all’induttore L; il segnale Saux à ̈ indicativo della smagnetizzazione del nucleo del trasformatore formato dalle induttanze L e Laux. Il blocco 101 à ̈ in grado di inviare un primo segnale ZCD, preferibilmente un segnale a impulsi, indicativo della smagnetizzazione del nucleo del trasformatore delle induttanze L e Laux ai mezzi digitali 102.

Il dispositivo di controllo 100 deve mantenere la tensione in uscita VOUT a un valore costante per mezzo di un’azione di controllo in retroazione. Il dispositivo di controllo 100 comprende un convertitore analogico/digitale 107 configurato per convertire la tensione VOUT in un segnale digitale VOUTD e un blocco digitale 105 configurato per impostare un valore di riferimento digitale DACREF, preferibilmente un valore costante o un valore pari a zero. Preferibilmente, il dispositivo di controllo 100 comprende un altro convertitore analogico/digitale 106 configurato per convertire la tensione VIN in un segnale digitale VIND e il blocco digitale 105 imposta il valore del valore di riferimento digitale DACREF in risposta ai valori di VIN o/e VOUT; il calcolo effettuato per ciascun campione delle tensioni VIN e VOUT à ̈:

DACREF=K1 (VOUTD-VIND) K2(VIND-VIN_OLD)

VIN_OLD=VIND

in cui K1 e K2 sono costanti.

Il blocco 105 può essere implementato mediante un insieme di microcontrollori con un firmware memorizzato in una memoria. Il valore di riferimento digitale DACREF può assumere il valore 0, un valore fisso diverso da zero, un valore dipendente dal segnale digitale VIND o un valore dipendente dai segnali digitali VIND e VOUTD.

Un rilevatore di corrente, preferibilmente una resistenza Rs del convertitore 20, Ã ̈ atto a rilevare il valore CS della corrente Ics che scorre attraverso almeno un elemento L, M del convertitore.

Il dispositivo di controllo 100 comprende un filtro proporzionale-integrale 104 configurato per eseguire le seguenti operazioni:

VERR=V OUTD- VREFD

INTEG=INTEG+VERR

T ON=KP VERR+K 1 INTEG

in cui VREFD Ã ̈ un valore di riferimento digitale (una costante numerica) e il periodo di tempo TON Ã ̈ il periodo di tempo che il contatore 103 deve conteggiare.

Il valore di riferimento digitale DACREF à ̈ inviato a un convertitore digitale/analogico 108 atto ad emettere un segnale Vt, in risposta al valore DACREF, che viene confrontato con il segnale CS per mezzo del comparatore 109. Il segnale in uscita Vcomp dal comparatore 109 à ̈ inviato ai mezzi digitali 102. Questi ultimi sono configurati per controllare la chiusura dell’interruttore M in risposta al passaggio per zero del segnale ZCD e per attivare detto contatore 103 per mezzo di un segnale Tstart per avviare il conteggio di detto periodo di tempo TON quando il segnale CS incrocia il segnale Vt; i mezzi digitali 102 sono configurati per aprire l’interruttore M quando il contatore 103 finisce di conteggiare detto periodo di tempo TON e invia il segnale Tend ai mezzi digitali 102. I mezzi digitali 102 possono essere implementati mediante un microcontrollore e una memoria che memorizza un firmware atto a impostare il microcontrollore.

I mezzi digitali 102 sono atti a sincronizzare ravvio Tstart del contatore 103 con l’incrocio del segnale CS, che à ̈ indicativo della corrente che scorre attraverso il convertitore, mediante il segnale Vt, con rinterruttore M.

II dispositivo di controllo 200 Ã ̈ normalmente integrato in un chip di silicio.

La resistenza Rs può essere disposta in serie con il terminale di source del transistor M, rilevando in questo modo soltanto la parte di corrente dell’induttore durante la fase di conduzione del transistore M, oppure può essere introdotta sul percorso della corrente verso la massa GND; nell’ultimo caso, la corrente dell’induttore L scorre attraverso questa resistenza, per cui tale corrente à ̈ mostrata in scala Rs mediante il calo della tensione CS (negativa rispetto alla massa) attraverso detta resistenza. Un sistema di lettura della corrente dell’induttore à ̈ normalmente utilizzato per scopi di sicurezza per impedire che le correnti di picco raggiungano valori pericolosi per gli elementi elettrici del boost in caso di perturbazioni del funzionamento. Pertanto, l’aggiunta di questo elemento non rappresenta un costo aggiuntivo per il dispositivo di controllo 100.

La Figura 4 mostra il metodo di funzionamento del firmware appartenete ai mezzi digitali 102.

Nella fase iniziale Al, i mezzi digitali 102 pongono rinterruttore M nel suo stato spento mediante il segnale GD. Nella fase successiva A2, se il segnale ZCD arriva (indicato con SI), l’ interruttore M à ̈ posto in uno stato acceso con la fase successiva A3, diversamente (indicato con NO) l’interruttore M rimane nello stato spento.

Nella fase successiva A4, i mezzi digitali 102 valutano il segnale Vcomp; se il segnale Vcomp sale dal livello logico 0 al livello logico 1 o viceversa (indicato con SÃŒ), si verifica il passaggio alla fase successiva A5 in cui il segnale Tstart à ̈ inviato al contatore 103 per avviare il conteggio del periodo di tempo TON, con rinterruttore M sempre nello stato acceso.

Quando il segnale Tend, indicativo del termine del conteggio del contatore 103, raggiunge i mezzi digitali 103, questi ultimi pongono l’interruttore M nello stato spento nella fase successiva A6.

Claims (10)

1. RIVENDICAZIONI 1. Dispositivo di controllo per un convertitore a commutazione, detto convertitore avendo una tensione di alimentazione alternata in ingresso (Vac) e una tensione continua regolata (VOUT) sul capo di uscita (OUT), detto convertitore comprendendo un interruttore (M) collegato a un induttore (L) e detto dispositivo di controllo essendo atto a controllare i periodi di tempo di chiusura e di apertura di detto interruttore per ciascun ciclo (Tsw), detto dispositivo di controllo acquisendo un primo segnale in ingresso (CS) indicativo della corrente che scorre attraverso un elemento di detto convertitore, caratterizzato dal fatto che detto dispositivo di controllo comprende un contatore (103) configurato per conteggiare un periodo di tempo (TON), un comparatore (109) configurato per confrontare detto primo segnale in ingresso con un secondo segnale (Vt), mezzi digitali (102) configurati per controllare la chiusura e l’apertura di detto interruttore e per attivare (Tstart) detto contatore in modo da avviare il conteggio di detto periodo di tempo quando detto primo segnale in ingresso incrocia detto secondo segnale, con detto interruttore chiuso, detti mezzi digitali essendo configurati per aprire l’interruttore quando il contatore termina (Tend) il conteggio di detto periodo di tempo.
2. 2. Dispositivo di controllo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto di comprendere un dispositivo digitale (105) configurato per impostare un valore di riferimento digitale (DACREF), detto secondo segnale (Vt) essendo la conversione analogica di detto valore di riferimento digitale.
3. 3. Dispositivo di controllo secondo la rivendicazione 2, caratterizzato dal fatto che detto secondo segnale (Vt) ha una valore pari a zero.
4. 4. Dispositivo di controllo secondo la rivendicazione 2, caratterizzato dal fatto che detto secondo segnale (Vt) ha un valore prestabilito (Vth) diverso da zero.
5. 5. Dispositivo di controllo secondo la rivendicazione 2, caratterizzato dal fatto che il convertitore comprende mezzi (2) configurati per raddrizzare la tensione di alimentazione alternata in ingresso (Vac) e per emettere una tensione raddrizzata (VIN), detto dispositivo di controllo comprendendo un primo (106) convertitore analogico/digitale per convertire un segnale indicativo di detta tensione raddrizzata (VIN) in un primo segnale digitale (VIND), detto dispositivo digitale (105) essendo configurato per impostare un valore di riferimento digitale (DACREF) in risposta al primo segnale digitale (VIND).
6. 6. Dispositivo di controllo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che il convertitore comprende mezzi (2) configurati per raddrizzare la tensione di alimentazione alternata in ingresso (Vac) e per emettere una tensione raddrizzata (VIN), detto dispositivo di controllo comprendendo un primo (106) e un secondo (108) convertitore analogico/digitale per convertire un segnale indicativo di detta tensione raddrizzata (VIN) e detto segnale indicativo della tensione continua regolata in uscita (VOUT) in un primo (VIND) e in un secondo (VOUTD) segnale digitale, detto dispositivo digitale (105) essendo configurato per impostare un valore di riferimento digitale (DACREF) in risposta al primo (VIND) e al secondo (VOUTD) segnale digitale.
7. 7. Dispositivo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto convertitore comprende un ulteriore induttore (Laux) accoppiato all<5>induttore (L) per formare un trasformatore, il dispositivo di controllo avendo un terzo segnale in ingresso (ZCD) indicativo della smagnetizzazione del nucleo di detto trasformatore, detti mezzi digitali (102) essendo configurati per controllare la chiusura di detto interruttore in risposta al passaggio per lo zero di detto terzo segnale in ingresso (ZCD).
8. 8. Dispositivo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto di comprendere un convertitore analogico/digitale (108) per convertire un segnale indicativo della tensione continua regolata in uscita (V OUT) in un segnale digitale (V OUTD), e un dispositivo digitale (104) configurato per impostare il periodo di tempo (TON) che il contatore deve conteggiare in base alla differenza tra detto segnale digitale (VOUTD) e un valore di riferimento digitale (VREFD).
9. 9. Circuito integrato all’interno di un chip di silicio comprendente un dispositivo di controllo come definito in una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti.
10. 10. Convertitore a commutazione, detto convertitore avendo una tensione di alimentazione alternata in ingresso (Vac) e una tensione continua regolata (Vout) sul capo di uscita (Out), detto convertitore (20) comprendendo un interruttore (M) e un dispositivo di controllo (100) atto a controllare il periodo di tempo di chiusura (Ton) e il periodo di tempo di apertura (Toff) di detto interruttore per ciascun ciclo (Tsw), detto dispositivo di controllo essendo definito come in una qualsiasi delle rivendicazioni da 1 a 8.