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CN103517506B - 为发光二极管光源供电的驱动电路及方法、电力变换器 - Google Patents

为发光二极管光源供电的驱动电路及方法、电力变换器 Download PDF

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CN103517506B CN201210361522.5A CN201210361522A CN103517506B CN 103517506 B CN103517506 B CN 103517506B CN 201210361522 A CN201210361522 A CN 201210361522A CN 103517506 B CN103517506 B CN 103517506B
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Abstract

本发明提供了一种为发光二极管光源供电的驱动电路及方法、电力变换器。所述驱动电路包括：电压滤波器、变压器和控制器。电压滤波器接收并过滤输入电压，以提供稳定电压；变压器将稳定电压转换为输出电压，以为光源供电；控制器产生驱动信号以使开关交替工作于第一状态和第二状态，控制器通过控制第一状态的持续时间和第二状态的持续时间，使得输入电流在第二状态中减小至预设值，并在第一状态中从预设值增大到与输入电压成比例的峰值，控制器控制第一状态的持续时间和第二状态的持续时间之间的比值，以调节流经光源的输出电流至目标值。本发明提高了电流控制精度，校正了驱动电路的功率因数，改善了供电质量，降低了光源发光的行频干扰。

Description

为发光二极管光源供电的驱动电路及方法、电力变换器
技术领域
本发明涉及一种驱动电路，尤其涉及一种为发光二极管光源供电的驱动电路及方法、电力变换器。
背景技术
图1所示为一种传统的光源驱动电路100的方框图。该驱动电路100用于驱动光源如发光二极管链108。电源102提供输入电压VIN为驱动电路100供电。驱动电路100包含降压变换器，该降压变换器在控制器104的控制下为发光二极管链108提供变换后的电压VOUT。该降压变换器包含二极管114、电感112、电容116和开关106。电阻110与开关106串联。当开关106接通，电阻110与电感112以及发光二极管链108耦合，产生指示流经电感112的电流的反馈信号。当开关106断开，电阻110与电感112以及发光二极管链108断开，因而没有电流流经电阻110。
开关106由控制器104控制。当开关106接通，电流流经发光二极管链108、电感112、开关106、电阻110到地。在电感112的作用下电流逐渐增大。当电流增至预设的最大电流值时，控制器104断开开关106。当开关106断开，电流流经发光二极管链108、电感112和二极管114。控制器104在一段时间后再次接通开关106。因此，控制器104根据所述预设的最大电流值控制降压变换器。然而，流经电感112和发光二极管链108的平均电流会受到电感112的电感值、输入电压VIN以及发光二极管链108两端的电压VOUT的影响，因此难以对流经电感112的平均电流（也即流经发光二极管链108的平均电流）进行精确控制。
发明内容
本发明提供一种为发光二极管光源供电的驱动电路、电力变换器及方法，以提高该驱动电路输出电流的精确性，降低光源发光的行频干扰。
本发明提供了一种为发光二极管光源供电的驱动电路，所述驱动电路包括：
电压滤波器，用于接收输入电压并过滤所述输入电压，以提供稳定电压；
耦合于所述电压滤波器的变压器，用于将所述稳定电压转换为输出电压，以为所述发光二极管光源供电；及
耦合于所述电压滤波器和所述变压器的开关；
耦合于所述开关的控制器，用于产生驱动信号以使所述开关交替工作于第一状态和第二状态，当所述开关工作于所述第一状态时，流经所述电压滤波器的输入电流增大，当所述开关工作于所述第二状态时，所述输入电流减小，
其中，所述控制器控制所述第一状态的持续时间，以使所述输入电流在所述第一状态中从预设值增大到与所述输入电压成比例的峰值，控制所述第二状态的持续时间，以使所述输入电流在所述第二状态中减小至所述预设值，所述控制器还控制所述第一状态的持续时间和所述第二状态的持续时间之间的比值，以调节流经所述发光二极管光源的输出电流至目标电流值。
本发明还提供了一种为发光二极管光源供电的电力变换器，所述电力变换器包括：
开关，用于根据脉冲信号交替工作在第一状态和第二状态;
与所述开关耦合的电压滤波器，所述电压滤波器包括：电感和电容，所述电压滤波器过滤输入电压以提供稳定电压，其中，当所述开关工作于所述第一状态时，输入电流流经所述电感和所述开关，所述输入电流从预设值增大到与所述输入电压成比例的峰值；当所述开关工作于所述第二状态时，所述输入电流流经所述电感和所述电容，所述输入电流减小到所述预设值；及
变压器，所述变压器包括：耦合于所述开关的初级绕组和次级绕组，所述变压器将所述稳定电压转换为输出电压，以为所述发光二极管光源供电，其中，当所述开关工作于所述第一状态时，所述变压器由所述稳定电压供电，流经所述初级绕组和所述开关的电流增大；当所述开关工作于所述第二状态时，所述变压器放电从而为所述发光二极管光源供电，流经所述次级绕组的电流减小，
其中，通过控制所述脉冲信号的占空比，以调节流经所述发光二极管光源的输出电流至目标电流值。
本发明还提供了一种为发光二极管光源提供电能的方法，所述方法包括：
接收输入电压和输入电流；过滤所述输入电压，以提供稳定电压；
将所述稳定电压转换为输出电压，以为所述发光二极管光源供电；
产生驱动信号，以使开关交替工作于第一状态和第二状态，其中，在所述第一状态中，所述输入电流增大，在所述第二状态中，所述输入电流减小；
控制所述第一状态的持续时间，使得所述输入电流在所述第一状态中从预设值增大到与所述输入电压成比例的峰值，控制所述第二状态的持续时间，使得所述输入电流在所述第二状态中减小到所述预设值；及
控制所述第一状态的所述持续时间和所述第二状态的所述持续时间之间的比值，以调节流经所述发光二极管光源的输出电流至目标电流值。
与现有技术相比，本发明实施例可以将流经发光二极管光源的电流稳定在目标电流值，提高了电流控制精度，还校正了驱动电路的功率因数，从而改善了电路的供电质量，并且，该电路减小或消除了由输入电压的变化引起的流经光源的输出电流的纹波，从而进一步降低了光源发光的行频干扰。
附图说明
以下通过对本发明的一些实施例结合其附图的描述，可以进一步理解本发明的目的、具体结构特征和优点。
图1所示为一种传统光源驱动电路的方框图；
图2所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路的方框图；
图3所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路的电路示意图；
图4所示为图3中控制器的结构示意图；
图5所示为图4中控制器的波形图；
图6所示为图3中控制器的另一种结构示意图；
图7所示为图6中控制器生成或接收的信号波形图；
图8所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路的电路示意图；
图9A所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路的方框图；
图9B所示为图9A中驱动电路生成或接收的信号波形图；
图10所示为根据本发明再一个实施例的光源驱动电路的电路示意图；
图11所示为图9A中控制器的结构示意图；
图12所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路生成或接收的信号波形图；
图13所示为根据本发明一个实施例的驱动负载的方法流程图；
图14A所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路的方框图；
图14B所示为图14A中光源驱动电路生成或接收的信号波形图；
图15所示为图14A中光源驱动电路的电路示意图；
图16所示为图14A中控制器的结构示意图；
图17所示为根据本发明另一个实施例的驱动光源的方法流程图。
具体实施方式
以下将对本发明的实施例给出详细的说明。尽管本发明通过这些实施方式进行阐述和说明，但需要注意的是本发明并不仅仅只局限于这些实施方式。相反，本发明涵盖后附权利要求所定义的发明精神和发明范围内的所有替代物、变体和等同物。
另外，为了更好的说明本发明，在下文的具体实施方式中给出了众多的具体细节。本领域技术人员将理解，没有这些具体细节，本发明同样可以实施。在另外一些实例中，对于大家熟知的方法、流程、元件和电路未作详细描述，以便于凸显本发明的主旨。
本发明提供了一种控制电力变换器以对各种负载（例如，光源）进行供电的电路和方法。该电路包含用于监测流经储能单元（例如，电感）的电流的电流监测器，以及控制器。该控制器用于控制与所述电感耦合的开关，从而使得流经所述光源的平均电流等于目标电流值。不论该开关接通或断开，该电流监测器均能监测流经所述电感的电流。
图2所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路200的方框图。光源驱动电路200包括整流器204。整流器204接收来自电源202的输入电压并为电力变换器206提供调整后的电压。电力变换器206接收调整后的电压并为负载208提供输出电力。电力变换器206可以是降压变换器或者升压变换器。在一个实施例中，电力变换器206包含储能单元214和用于监测储能单元214状况的电流监测器218（例如，一个电阻）。电流监测器218为控制器210提供第一信号ISEN。该第一信号ISEN指示流经储能单元214的瞬时电流。光源驱动电路200还包括滤波器212，用于根据第一信号ISEN产生第二信号IAVG。第二信号IAVG指示流经储能单元214的平均电流。在一个实施例中，控制器210接收第一信号ISEN和第二信号IAVG，并控制流经储能单元214的平均电流，使得该平均电流与目标电流值相等。
图3所示为根据本发明一个实施例的光源驱动电路300的电路示意图。图3中与图2编号相同的部件具有类似的功能。在图3所示实施例中，光源驱动电路300包括整流器204、电力变换器206、滤波器212和控制器210。整流器204可以是包括二极管D1、D2、D3、D4的桥式整流器。整流器204调整来自电源202的电压。电力变换器206接收整流器204输出的调整后的电压并产生输出电力为负载（如发光二极管链208）供电。
在图3所示实施例中，电力变换器206具体可以是降压变换器。该降压变换器包括：电容308、开关316、二极管314、电流监测器218（该电流监测器例如可以为电阻），相互耦合的电感302和电感304以及电容324。二极管314位于开关316和光源驱动电路300的地之间。电容324与发光二极管链208并联。在一个实施例中，电感302和电感304彼此电磁耦合。电感302和电感304都连接至一个共同节点333。在图3所示实施例中，共同节点333位于电阻218和电感302之间。然而，本领域技术人员可以理解的是，本发明并不限于此结构，共同节点333也可以位于开关316和电阻218之间。共同节点333为控制器210提供参考地。在一个实施例中，控制器210的参考地和光源驱动电路300的地不同。通过接通和断开开关316，流经电感302的电流可以得到调整，从而调节发光二极管链208的电力。电感304监测电感302的状况，例如，监测流经电感302的电流是否减小到预设的电流值。
电阻218的一端与开关316和二极管314阴极之间的节点相连，另一端与电感302相连。电阻218提供第一信号ISEN，当开关316接通和断开时，该第一信号ISEN指示流经电感302的瞬时电流。换言之，不管开关316接通还是断开时，电阻218均能监测流经电感302的瞬时电流。滤波器212与电阻218耦合并提供第二信号IAVG，该第二信号IAVG指示流经电感302的平均电流。在一个实施例中，滤波器212包含电阻320和电容322。
控制器210接收第一信号ISEN和第二信号IAVG，并通过接通或断开开关316使得流经电感302的平均电流等于目标电流值。电容324滤除流经发光二极管链208的电流的波纹，从而使流经发光二极管链208的电流相对平稳并等于流经电感302的平均电流。因此使得流经发光二极管链208的平均电流与目标电流值相等。
图3所示实施例中，控制器210的端口包括ZCD、GND、DRV、VDD、CS、COMP和FB。其中，端口ZCD与电感304耦合，用于接收指示电感302状况（例如，流经电感302的电流是否减小到预设的电流值“0”）的监测信号AUX。监测信号AUX也能指示发光二极管链208是否处于开路状态。端口DRV与开关316耦合并产生驱动信号（如脉冲宽度调制信号PWM1）接通或断开开关316。端口VDD与电感304耦合并接收来自电感304的电力。端口CS与电阻218耦合并接收指示流经电感302的瞬时电流的第一信号ISEN。端口COMP通过电容318与控制器210的参考地耦合。端口FB通过滤波器212与电阻218耦合并接收指示流经电感302的平均电流的第二信号IAVG。在图3所示实施例中，端口GND（也即控制器210的参考地）连接至电阻218、电感302、电感304之间的共同节点333。
开关316可以是N型金属氧化物半导体场效应晶体管（N型MOSFET）。开关316的导通状态由开关316的栅极电压与端口GND的电压（即共同节点333的电压）之间的电压差决定。因此，端口DRV输出的脉冲宽度调制信号PWM1决定了开关316的状态。当开关316接通，控制器210的参考地高于光源驱动电路300的地，从而使得本发明的电路可以适用于具有较高电压的电源。
当开关316接通，电流流经开关316、电阻218、电感302、发光二极管链208到光源驱动电路300的地。当开关316断开，电流流经电阻218、电感302、发光二极管链208和二极管314。电感304与电感302耦合且能够监测电感302的状况，例如，监测流经电感302的电流是否减小到预设电流值。控制器210根据信号AUX、ISEN、和IAVG监测流经电感302的电流，并通过脉冲宽度调制信号PWM1控制开关316，使得流经电感302的平均电流等于预设电流值。所以经过电容324滤波后，流经发光二极管链208的电流也等于预设电流值。
在一个实施例中，控制器210根据监测信号AUX判断发光二极管链208是否处于开路状态。如果发光二极管链208开路，则电容324上的电压增加。当开关316处于断开状态时，电感302两端的电压增大，监测信号AUX的电压也随之增大。其结果是，通过端口ZCD流入控制器210的电流增大。因此，控制器210监测信号AUX，当开关316处于断开状态时以及流入控制器210的电流超过一个电流门限值，则控制器210判断发光二极管链208处于开路状态。
控制器210还可以根据端口VDD的电压判断发光二极管链208是否处于短路状态。如果发光二极管链208短路，当开关316处于断开状态时，因为电感302两端均与光源驱动电路300的地耦合，所以电感302两端的电压减小。电感304两端的电压和端口VDD的电压随之减小。如果当开关316处于断开状态时端口VDD的电压小于一个电压门限值，控制器210判断发光二极管链208处于短路状态。
图4所示为图3中控制器210的结构示意图。图5所示为图4中控制器210的波形图。图4将结合图3和图5进行描述。
在图4所示实施例中，控制器210包括：误差放大器402、比较器404和脉冲宽度调制信号产生器408。误差放大器402根据参考信号SET和第二信号IAVG之间的电压差产生误差信号VEA。参考信号SET指示目标电流值。误差放大器402通过端口FB接收第二信号IAVG，第二信号IAVG指示流经电感302的平均电流。误差信号VEA可以将流经电感302的平均电流调整到等于目标电流值。比较器404与误差放大器402耦合，将误差信号VEA和第一信号ISEN进行比较。比较器404通过端口CS接收第一信号ISEN，第一信号ISEN指示流经电感302的瞬时电流。脉冲宽度调制信号产生器408通过端口ZCD接收监测信号AUX，监测信号AUX指示流经电感302的电流是否减小到预设电流值（例如减小到0）。脉冲宽度调制信号产生器408与比较器404以及端口ZCD耦合，根据比较器404的输出和监测信号AUX产生脉冲宽度调制信号PWM1。脉冲宽度调制信号PWM1通过端口DRV控制开关316的导通状态。
脉冲宽度调制信号产生器408产生具有第一状态（如逻辑1）的脉冲宽度调制信号PWM1以接通开关316。当开关316接通，电流流经开关316、电阻218、电感302、发光二极管链208到光源驱动电路300的地。流经电感302的电流逐渐增大，使得第一信号ISEN的电压逐渐增大。在一个实施例中，当开关316接通时，监测信号AUX的电压为负值。在控制器210内部，比较器404将误差信号VEA与第一信号ISEN进行比较。当第一信号ISEN的电压超过误差信号VEA的电压，比较器404的输出为逻辑0，否则比较器404的输出为逻辑1。换言之，比较器404的输出包括一系列的脉冲。响应于比较器404输出的下降沿，脉冲宽度调制信号产生器408产生具有第二状态（如逻辑0）的脉冲宽度调制信号PWM1以断开开关316。当开关316断开，监测信号AUX的电压变为正值。当开关316断开，电流流经电阻218、电感302、发光二极管链208和二极管314。流经电感302的电流逐渐减小，因此第一信号ISEN的电压逐渐减小。当流经电感302的电流减小到预设电流值（如减小到0），监测信号AUX的电压会产生一个下降沿。在监测信号AUX下降沿的作用下，脉冲宽度调制信号产生器408产生具有第一状态（如逻辑1）的脉冲宽度调制信号PWM1以接通开关316。
在一个实施例中，脉冲宽度调制信号PWM1的占空比由误差信号VEA决定。如果第二信号IAVG的电压小于参考信号SET的电压，则误差放大器402增大误差信号VEA的电压以增大脉冲宽度调制信号PWM1的占空比，相应的，流经电感302的平均电流增大，直到第二信号IAVG的电压增大到参考信号SET的电压。如果第二信号IAVG的电压大于参考信号SET的电压，则误差放大器402减小误差信号VEA的电压以减小脉冲宽度调制信号PWM1的占空比，相应的，流经电感302的平均电流减小，直到第二信号IAVG的电压减小到参考信号SET的电压。这样，流经电感302的平均电流能够被调整到与目标电流值基本上相等。
图6所示为图3中控制器210的另一种结构示意图。图7所示为图6中控制器210的波形图。图6将结合图3和图7进行描述。
在图6所示实施例中，控制器210包括：误差放大器602、比较器604、锯齿波信号产生器606、复位信号产生器608和脉冲宽度调制信号产生器610。误差放大器602根据参考信号SET和第二信号IAVG之间的电压差产生误差信号VEA。参考信号SET指示目标电流值。误差放大器602通过端口FB接收第二信号IAVG，第二信号IAVG指示流经电感302的平均电流。误差信号VEA用于调整流经电感302的平均电流以使得该平均电流等于目标电流值。锯齿波信号产生器606产生锯齿波信号SAW。比较器604与误差放大器602以及锯齿波信号产生器606耦合，并将误差信号VEA与锯齿波信号SAW进行比较。复位信号产生器608产生复位信号RESET。复位信号RESET作用于锯齿波信号产生器606和脉冲宽度调制信号产生器610。响应于复位信号RESET，开关316接通。脉冲宽度调制信号产生器610与比较器604以及复位信号产生器608耦合，并根据比较器604的输出和复位信号RESET产生脉冲宽度调制信号PWM1。脉冲宽度调制信号PWM1通过端口DRV控制开关316的导通状态。
在一个实施例中，复位信号RESET是具有固定频率的脉冲信号。在另一个实施例中，复位信号RESET是使得开关316处于断开状态的时间为常数的脉冲信号。例如，在图7中，复位信号RESET使得脉冲宽度调制信号PWM1为逻辑0的时间为常数TOFF。
响应于复位信号RESET的脉冲，脉冲宽度调制信号产生器610产生具有第一状态（如逻辑1）的脉冲宽度调制信号PWM1以接通开关316。当开关316接通，电流流经开关316、电阻218、电感302、发光二极管链208到光源驱动电路300的地。响应于复位信号RESET的脉冲，锯齿波信号产生器606产生的锯齿波信号SAW的电压从初始值INI开始增大。当锯齿波信号SAW的电压增大到误差信号VEA的电压，脉冲宽度调制信号产生器610产生具有第二状态（如逻辑0）的脉冲宽度调制信号PWM1以断开开关316，并且锯齿波信号SAW的电压被复位到初始值INI。直到复位信号RESET的下一个脉冲到来时，锯齿波信号SAW的电压才从初始值INI又开始增大。
在一个实施例中，脉冲宽度调制信号PWM1的占空比由误差信号VEA决定。如果第二信号IAVG的电压小于参考信号SET的电压，则误差放大器602增大误差信号VEA的电压以增大脉冲宽度调制信号PWM1的占空比，相应的，流经电感302的平均电流增大，直到第二信号IAVG的电压增大到参考信号SET的电压。如果第二信号IAVG的电压大于参考信号SET的电压，则误差放大器602减小误差信号VEA的电压以减小脉冲宽度调制信号PWM1的占空比，相应的，流经电感302的平均电流减小，直到第二信号IAVG的电压减小到参考信号SET的电压。这样，流经电感302的平均电流能够被调整到与目标电流值基本上相等。
图8所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路光源驱动电路800的电路示意图。图8中与图2、图3编号相同的部件具有类似的功能。
控制器210的端口VDD通过开关804与整流器204耦合，用于接收整流器204输出的电压。位于开关804和控制器210参考地之间的齐纳二极管802保持端口VDD的电压基本恒定。图8所示实施例中，控制器210的端口ZCD与电感302电耦合，接收指示电感302状况的监测信号AUX。监测信号AUX可以指示流经电感302的电流是否减小到预设电流值（例如，是否减小到0）。共同节点333为控制器210提供参考地。
综上所述，本发明提供了一种控制电力变换器以对负载供电的电路。在一个实施例中，电力变换器为负载（例如，发光二极管链）提供直流电流。在另外一个实施例中，电力变换器为电池提供直流的充电电流。与图1中的传统电路相比，本发明的电路提供给负载或电池的电流可以得到更精确的控制。而且本发明的电路可以适用于具有较高电压的电压源。
图9A所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路900的方框图。图9A中与图2、图3编号相同的部件具有类似的功能。在一个实施例中，光源驱动电路900包括：与电源202耦合的滤波器920、整流器204、电力变换器906、负载208、锯齿波信号产生器902和控制器910。电源202产生交流输入电压VAC(例如，VAC具有正弦波信号)和交流输入电流IAC。交流输入电流IAC流入滤波器920。电流IAC’从滤波器920流出，并流入整流器204。整流器204通过滤波器920接收交流输入电压VAC，并在电源线912上提供整流电压VIN和整流电流IIN。电源线912耦合于整流器204和电力变换器906之间。电力变换器906将整流电压VIN转换成输出电压VOUT，为负载208提供电能。控制器910与电力变换器906耦合，用于控制电力变换器906，以调节流过负载208的电流IOUT，并校正驱动电路900的功率因数。
控制器910产生驱动信号962。在一个实施例中，电力变换器906包括开关316。驱动信号962控制开关316，从而调节流经负载208的电流IOUT。在一个实施例中，电力变换器906还生成指示流经负载208的电流IOUT的第二信号IAVG。
在一个实施例中，与控制器910耦合的锯齿波信号产生器902根据驱动信号962生成锯齿波信号960。例如，驱动信号962可以是脉冲宽度调制信号。在一个实施例中，当驱动信号962为逻辑高电平时，锯齿波信号960增加；当驱动信号962为逻辑低电平时，锯齿波信号960降低到预设电压值(例如，降低到0V)。
有利的是，控制器910根据锯齿波信号960和第二信号IAVG产生驱动信号962。驱动信号962控制开关316，使流经负载208的电流IOUT保持在目标电流值，以提高电流控制的精确性。此外，驱动信号962控制开关316，调节整流电流IIN的平均电流IIN_AVG与整流电压VIN基本上同相，以校正驱动电路900的功率因数。本领域技术人员可以理解的是，本发明实施例中所述的“基本上同相”指两波形理论上同相位，然而在实际应用中，由于电路中电容的存在，造成两波形存在细微的相差。驱动电路900的工作原理将在图9B中进一步描述。
图9B所示为根据本发明的一个实施例图9A中的驱动电路900中的信号的波形图，图9B将结合图9A描述。图9B描述了交流输入电压VAC、整流电压VIN、整流电流IIN、整流电流的平均电流IIN_AVG、电流IAC’和交流输入电流IAC的波形。
为了描述的方便，本发明实施例以交流输入电压VAC具体为正弦波形进行示例性说明，但本发明实施例并不仅限于正弦波形。整流器204整流交流输入电压VAC。在图9B所示实施例中，整流电压VIN具有整流后的正弦波形，即，交流输入电压VAC的正向波形保留，其负向波形转换成对应的正向波形。
在一个实施例中，控制器910产生的驱动信号962控制整流电流IIN。在一个实施例中，整流电流IIN从一个预设值（如0安培）开始增加。当整流电流IIN达到与整流电压VIN成比例的一个值之后，整流电流IIN降到预设值。如图9B所示，整流电流IIN的平均电流IIN_AVG的波形与整流电压VIN的波形基本上同相。
整流电流IIN从整流器204流出并流入电力变换器906。整流电流IIN是流入整流器204的电流IAC’整流后的电流。如图9B所示，当交流输入电压VAC为正值时，电流IAC’的正向波形与整流电流IIN的正向波形类似；当交流输入电流电压VAC为负值时，电流IAC’的负向波形与整流电流IIN的波形对应。
在一个实施例中，通过采用耦合于电源202和整流器204之间的滤波器920，交流输入电流IAC与电流IAC’的平均值相等或成比例。因此，如图9B所示，交流输入电流IAC的波形与交流输入电压VAC的波形基本上同相。理论上，交流输入电流IAC与交流输入电压VAC同相。然而，在实际应用中，由于滤波器920和电力变换器906中存在电容，交流输入电流IAC与交流输入电压VAC之间可能存在细微的相差。此外，交流输入电流IAC与交流输入电压VAC波形也大致相似。因此，驱动电路900的功率因数得到了校正，从而提高了驱动电路900的供电质量。
图10所示为根据本发明的再一个实施例的光源驱动电路1000的电路示意图。图10中与图2、图3和图9A编号相同的部件具有类似的功能。图10将结合图4、图5和图9A进行描述。
在图10的例子中，驱动电路1000包括：耦合于电源202的滤波器920、整流器204、电力变换器906、负载208、锯齿波信号产生器902和控制器910。在一个实施例中，负载208包括：发光二极管光源208（如发光二极管链）。本领域技术人员可以理解的是，本发明实施例中的负载208并不仅限于此，负载208还可以包括其他类型的光源或者其他类型的负载（如电池组）。滤波器920可以是（不限于）包含一对电感和一对电容的电感-电容滤波器。在一个实施例中，控制器910包括多个端口，例如，ZCD端口、GND端口、DRV端口、VDD端口、FB端口、COMP端口和CS端口。
在一个实施例中，电力变换器906包括：耦合于电源线912的输入电容1008。输入电容1008可以减少整流电压VIN的纹波，以平滑整流电压VIN的波形。在一个实施例中，电容1008具有相对较小的电容值（例如，小于0.5微法拉），以帮助消除或减小整流电压VIN波形的畸变。此外，在一个实施例中，由于电容1008较小，流经电容1008的电流可以忽略。因此，当开关316接通时，流经开关316的电流I214与从整流器204流出的整流电流IIN大致相等。
电力变换器906与图3所示实施例中的电力变换器206的操作类似。在一个实施例中，储能单元214包括：电感302和电感304，电感302电磁耦合于电感304。电感302与开关316和发光二极管光源208耦合。因此，根据开关316的导通状态，电流I214流经电感302。更具体的，在一个实施例中，控制器910在DRV端口产生驱动信号962（如脉冲宽度调制信号），以控制开关316接通或断开。当开关316闭合，电流I214从电源线912流出，流经开关316和电感302，并且电流I214在开关316处于闭合状态时不断增加。电流I214可以由公式（1）得出：
△I214=(VIN-VOUT)*TON/L302,(1)
其中，TON表示开关316导通的时间，△I214表示电流I214的变化量，L302表示电感302的电感值。在一个实施例中，控制器910控制驱动信号962，使得TON保持为一个恒定值。所以，若输出电压VOUT基本恒定，在TON时间间隔内，电流I214的变化量△I214与整流电压VIN成比例。在一个实施例中，当电流I214降低到预设值（如0安培）时，开关316闭合。相应的，电流I214的峰值与整流电压VIN成比例。
当开关316断开时，电流I214从地流出，并流经二极管314和电感302，流进发光二极管光源208。相应的，电流I214根据公式（2）降低：
△I214=(-VOUT)*TOFF/L302。(2)
其中，TOFF表示开关316的关断时间。
在一个实施例中，当开关316导通时，电流IIN与电流I214基本上相等，当开关管316断开时，电流IIN等于0安培。
电感304感应电感302的状况，例如，流经电感302的电流是否下降到预设电流值，例如，零安培。结合图5所示实施例，在一个实施例中，在开关316闭合时，监测信号AUX为逻辑低电平，当开关316断开时，监测信号AUX为逻辑高电平。当流经电感302的电流I214降低到预设电流值，监测信号AUX的电压产生一个下降沿。控制器910的ZCD端口耦合于电感304，用来接收监测信号AUX。
在一个实施例中，电力变换器906包括：输出滤波器1024。输出滤波器1024可以是具有相对较大容值的电容（例如，大于400微法拉）。所以，流经发光二极管光源208的电流IOUT表示电流I214的平均值。
电流监测器218产生指示流经电感302的电流的电流第一信号ISEN。在一个实施例中，滤波器212为包括电阻320和电容322的电阻-电容滤波器。滤波器212去除第一信号ISEN中的纹波，以产生第二信号IAVG。所以，在图10的实施例中，第二信号IAVG表示流经发光二极管光源208的电流IOUT。控制器910的端口FB用于接收第二信号IAVG。
锯齿波信号产生器902耦合于端口DRV和端口CS。锯齿波信号产生器902根据端口DRV的驱动信号962在端口CS上产生锯齿波信号960。例如，锯齿波信号产生器902包括耦合于端口DRV和端口CS之间且相互并联的电阻1016和二极管1018，还包括耦合于端口CS和地之间且相互并联的电阻1012和电容1014。工作时，锯齿波信号960根据驱动信号962而变化。更具体的，在一个实施例中，驱动信号962为脉冲宽度调制信号。当驱动信号962为逻辑高电平时，电流I1从端口DRV流出，经过电阻1016，流入电容1014。因此，电容1014被充电，锯齿波信号960的电压V960增加。当驱动信号962为逻辑低电平时，电流I2从电容1014流出，经过二极管1018，并流入端口DRV。因此，电容1014放电，电压V960降低到0伏特。本领域技术人员可以理解的是，锯齿波信号产生器902还可以包括其他元器件，并不仅限于图10所示的实施例。
在一个实施例中，控制器910集成在一个集成电路芯片上。电阻1016和电阻1012、二极管1018以及电容1014为该集成电路芯片的外围电路组件。可替换地，锯齿波信号产生器902和控制器910也可以集成在一个集成电路芯片上，从而可以省略端口CS，进一步地减小了驱动电路1000的尺寸和成本。本领域技术人员可以理解的是，电力变换器906还可以具有其他结构，并不仅限于图10所示的实施例。
图11所示为根据本发明的实施例的图9A中控制器910的结构示意图。图11中与图4和图9A编号相同的部件具有类似的功能。图11将结合图4、图5、图9A和图10进行描述。
在一个实施例中，控制器910与图4所示实施例中的控制器210有相似的结构，不同之处在于，端口CS接收锯齿波信号960而不是第一信号ISEN。控制器910根据锯齿波信号960、第二信号IAVG和监测信号AUX产生驱动信号962。控制器910包括：误差放大器402、比较器404和脉宽调制信号产生器408。误差放大器402对第二信号IAVG和表示目标电流值的参考信号SET之间的差值进行放大，产生误差信号VEA。比较器404比较锯齿波信号960和误差信号VEA，以产生比较信号S。脉冲宽度调制信号产生器408根据比较信号S和监测信号AUX产生驱动信号962。
在一个实施例中，当监测信号AUX表示流经电感302的电流I214降到预设值（如0安培）时，驱动信号962切换至第一电平（如逻辑高电平），以闭合开关316。当锯齿波信号960达到误差信号VEA时，驱动信号962切换至第二电平（如逻辑低电平），以断开开关316。有利的是，由于端口CS接收锯齿波信号960而不是第一信号ISEN，流经电感302的电流I214的峰值不会受限于误差信号VEA。因此，如公式（1）所述，流经电感302的电流I214根据整流电压VIN改变。例如，电流I214的峰值被调整成与整流电压VIN成比例而不是与误差信号VEA成比例。
控制器910控制驱动信号962，以使电流IOUT保持在由参考信号SET表示的目标电流值。例如，如果电流IOUT大于目标电流值（如由于整流电压VIN的变化），误差放大器402减小误差信号VEA，以缩短开关316闭合的持续时间TON。所以，电流I214的平均电流降低，以减小电流IOUT。同样的，如果电流IOUT小于目标电流值，控制器910延长开关316闭合的持续时间TON，以增大电流IOUT。
图12所示为根据本发明的实施例的光源驱动电路（如驱动电路900或1000）生成或接收的信号波形图。图12将结合图4、图9A、图9B和图10进行描述。图12描述了整流电压VIN、整流电流IIN、整流电流IIN的平均电流IIN_AVG、流经发光二极管光源208的电流IOUT、表示流经电感302的电流I214的第一信号ISEN、误差信号VEA、锯齿波信号960和驱动信号962。
如图12所示，整流电压VIN是整流后的正弦波信号。在t1时刻，驱动信号962变为逻辑高电平。因此，开关316闭合，表示流经电感302的电流I214的第一信号ISEN增加。同时，锯齿波信号960根据驱动信号962增加。
在t2时刻，锯齿波信号960增加到误差信号VEA。相应的，控制器910调节驱动信号962为逻辑低电平，锯齿波信号960降到0伏特。驱动信号962断开开关316，因此，第一信号ISEN下降。换言之，锯齿波信号960和误差信号VEA决定了驱动信号962逻辑高电平的时间TON。
在t3时刻，电流I214降低到预设电流值（如0安培），由此，控制器910调节驱动信号962为逻辑高电平，以闭合开关316。
在一个实施例中，在整流电压VIN的一个周期内，流经发光二极管光源208的电流IOUT与电流I214的平均值相等或成比例。结合图11的描述，控制器910调节电流IOUT至由参考信号SET表示的目标电流值。此外，如图12所示，表示电流I214的第一信号ISEN在t1至t4期间与t5至t6期间具有相同的波形。所以，电流I214在t1至t4期间的平均值与在t5至t6期间的平均值相等。相应的，电流IOUT保持在目标电流值。在一个实施例中，TON由锯齿波信号960和误差信号VEA决定。在一个实施例中，由于在驱动信号962的每个周期内，锯齿波信号960从0伏特上升到误差信号VEA的时间都是相等的，所以TON是不变的。根据公式（1），在TON时间内，电流I214的变化量△I214与整流电压VIN成比例。所以，如图12所示，第一信号ISEN的峰值与输入电压VIN成比例。
在一个实施例中，当开关316闭合时，电流IIN的波形与电流I214的波形相似，当开关316断开时，电流IIN基本上等于0安培。在t1至t6时间段内，整流电流IIN的平均电流IIN_AVG与整流电压VIN基本上同相。结合图9B所描述的，交流输入电流IAC与交流输入电压VAC基本上同相，从而校正了驱动电路900的功率因数，进而提高了供电质量。
图13所示为根据本发明的实施例的用于驱动负载的驱动电路（例如，用于驱动发光二极管光源208的驱动电路900或1000）的方法流程图1300。图13将结合图9A至图12进行描述。图13所涵盖的具体步骤仅作为示例。也就是说，本发明也适用于执行其他合理的步骤或对图13进行改进的步骤。
在步骤1302中，接收输入电压（例如，整流电压VIN）和输入电流（例如，整流电流IIN）。
在步骤1304中，输入电压被转换成输出电压，为负载（例如，发光二极管光源）提供电能。
在步骤1306中，根据驱动信号（例如，驱动信号962）控制流经储能单元（例如，储能单元214）的电流，以调节流经负载的电流。
在步骤1308中，接收表示流经负载的电流的第一感应信号（例如，第二信号IAVG）。在一个实施例中，第一感应信号由表示流经储能单元电流的第二感应信号（例如，第一信号ISEN）滤波而得到。
在步骤1310中，根据驱动信号产生锯齿波信号。
在步骤1312中，由锯齿波信号和第一感应信号控制驱动信号，以调节流经负载的电流至目标电流值，并通过控制输入电流的平均电流与输入电压基本上同相，以校正驱动电路的功率因数。在一个实施例中，根据第一感应信号和参考信号的差值产生误差信号，其中，参考信号表示流经发光二极管光源的目标电流值。将锯齿波信号和误差信号进行比较，并接收指示储能单元状况的监测信号。若监测信号指示流经储能单元的电流降低到预设值时，驱动信号切换到第一状态，根据锯齿波信号和误差信号的比较值，驱动信号切换到第二状态。当驱动信号处于第一状态，增加流经储能单元的电流，驱动信号处于第二状态时，减小流经储能单元的电流。在一个实施例中，若流经发光二极管光源的电流保持在目标电流值，则锯齿波信号从预设值增加到误差信号的持续时间是恒定的。
图14A所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路1400的方框图。图14A中与图2、图3和图9A编号相同的部件具有类似的功能。图14B所示为根据本发明的实施例的图14A中光源驱动电路1400生成或接收的信号波形图。图14A和图14B将结合图9A和图9B进行描述。
在图14A所示实施例中，光源驱动电路1400包括：与电源202耦合的滤波器920、整流器204、电力变换器1406、光源1408和控制器1410。电源202产生交流输入电压VAC（例如，VAC是正弦波信号）和交流输入电流IAC。交流输入电流IAC流入滤波器920。电流IAC’从滤波器920流出，并流入整流器204。整流器204通过滤波器920接收交流输入电压VAC，并在电源线912上提供整流电压VIN（即，流入电力变换器1406的输入电压VIN）和整流电流IIN（即，流入电力变换器1406的输入电流IIN）。电源线912耦合于整流器204和电力变换器1406之间。
在一个实施例中，电力变换器1406包括：电压滤波器1420、变压器1422和开关1424。电压滤波器1420接收输入电压VIN，并过滤输入电压VIN以产生稳定电压VREG。例如，电压滤波器1420过滤了输入电压VIN的高频谐波分量。因此，如图14B所示，稳定电压VREG的波形比输入电压VIN的波形更加稳定。变压器1422将稳定电压VREG转换为输出电压VOUT，以为光源1408提供电能。因此，输出电压VOUT的波形不会受到输入电压VIN（例如正弦波）变化的影响。相应的，由于减少或消除了流经光源1408的电流IOUT的纹波，从而降低了光源1408发光的行频干扰。
控制器1410产生驱动信号1462以使开关1424交替工作于第一状态（例如，导通状态）或第二状态（例如，关断状态），从而进一步控制流入电压滤波器1420的输入电流IIN和流经光源1408的输出电流IOUT。在一个实施例中，变压器1422提供指示输出电流IOUT的感应信号1464。基于感应信号1464，控制器1410控制开关1424的导通时间TON和关断时间TOFF的比率，以调节输出电流IOUT至目标电流值。
在一个实施例中，当开关1424工作于第一状态时，输入电流IIN增大；当开关1424工作于第二状态时，输入电流IIN减小。控制器1410控制第二状态的持续时间，以使输入电流IIN减小到预设值（例如，地电位）。控制器1410还控制第一状态的持续时间，以使输入电流IIN从预设值增大到与输入电压VIN成比例的峰值。据此，输入电流IIN的平均电流IIN_AVG与输入电压VIN基本上同相。类似于图9B所示实施例，交流输入电流IAC与交流输入电压VAC基本上同相。理想情况下，交流输入电压VAC和交流输入电流IAC是同相的。然而，在实际应用中，由于滤波器920和电力变换器1406中电容的存在，交流输入电流IAC与交流输入电压VAC之间可能存在细微的相差。此外，交流输入电流IAC的波形和交流输入电压VAC的波形也大致相似。因此，校正了光源驱动电路1400的功率因数。
有利的是，通过使开关1424在第一状态和第二状态之间进行切换，校正了光源驱动电路1400的功率因数，且将输出电流IOUT调节至目标电流值。因此，光源驱动电路1400的供电质量和电流控制的精度均得到提高。由于只采用了单个开关1424，降低了光源驱动电路1400的尺寸和成本。
图15所示为根据本发明一个实施例的图14A中光源驱动电路1500的电路示意图。图15中与图2、图3、图9A和图14A编号相同的部件具有类似的功能。图15将结合图14A和图14B进行描述。在一个实施例中，控制器1410包括多个端口，例如：端口VIN、端口COMP、端口GND、端口DRV、端口ZCD和端口FB。
在一个实施例中，电压滤波器1420包括：电感1512、二极管D15（二极管D15可以视为本发明实施例中的第二二极管）、二极管D16（二极管D16可以视为本发明实施例中的第一二极管）和电容C15。变压器1422可以是反激式（flyback）变换器，包括：初级绕组1504、次级绕组1506、辅助绕组1508和磁芯1502。与二极管D16和初级绕组1504耦合的开关1424交替工作于第一状态（例如，导通状态）和第二状态（例如，关断状态），以控制流经电感1512的输入电流IIN和流经发光二极管光源1408的输出电流IOUT。
在一个实施例中，控制器1410产生驱动信号1462（例如，脉冲宽度调制信号），以控制开关1424。更具体的，在一个实施例中，当驱动信号1462具有逻辑高电平时（例如，在导通状态期间），开关1424导通，二极管D15反向偏置，二极管D16正向偏置。稳定电压VREG给变压器1422供电。电流IPRI流经初级绕组1504、开关1424和地。电流IPRI增大以将电能储存在磁芯1502中。此外，输入电流IIN流经电感1512、二极管D16和开关1424，且输入电流IIN增大从而为电感1512充电，输入电流IIN可以由式（3）得出：
△IIN=VIN*TCH/L1512,(3)
其中，TCH表示电感1512的充电时间，△IIN表示输入电流IIN的变化量，L1512表示电感1512的电感值。在一个实施例中，电感1512的充电时间TCH等于开关1424的导通时间TON。
当驱动信号1462具有逻辑低电平（例如，关断状态期间）时，开关1424断开，二极管D15正向偏置，二极管D16反向偏置。变压器1422放电为发光二级管光源208提供电能。因此，流经次级绕组1506的电流ISE减小。此外，输入电流IIN流经电感1512、二极管D15和电容C15，且输入电流IIN减小，使得电感1512放电，如式（4）所示：
△IIN=(VIN-VREG)*TDISCH/L1512.(4)
其中，TDISCH表示电感1512的放电时间。由于当输入电流IIN减小到零安培时，电感1512停止放电，因此，电感1512的放电时间TDISCH可以与开关1424的关断时间TOFF不同。
在一个实施例中，电感1512和电容C15构成电感-电容滤波器。电感-电容滤波器过滤输入电压VIN的高频谐波分量。因此，减少了电压VREG波形中由于输入电压VIN的变化所导致的纹波。变压器1422将稳定电压VREG转换为输出电压VOUT，因此，输出电压VOUT也不受输入电压VIN变化的影响。
在一个实施例中，辅助绕组1508通过端口ZCD与控制器1410耦合。辅助绕组1508提供电流监测信号1466，电流监测信号1466指示电流ISE是否下降到预设值（例如，零安培）。控制器1410的端口FB接收感应信号1464，感应信号1464指示流经发光二极管光源208的输出电流IOUT。在一个实施例中，控制器1410基于包含电流监测信号1466和感应信号1464的多个信号控制驱动信号1462的占空比，以调节输出电流IOUT至目标电流值。控制器1410的操作将在图16中进一步描述。
在一个实施例中，控制器1410还通过驱动信号1462控制导通时间TON和关断时间TOFF，以校正光源驱动电路1500的功率因数。更具体的，在一个实施例中，控制器1410将时间TOFF设置到大于时间阈值TTH。根据式（4），电感1512的放电时间可以由式（5）得出：
TDISCH=△IIN*L1512/(VIN-VREG).(5)
如图14B所示，△IIN在驱动信号1462不同的时间周期里可以是不同的。在一个实施例中，时间阈值TTH的值可以设置为等于或大于电感1512的最大放电时间TDISCH_MAX。因此，开关1424的关断时间TOFF足以允许输入电流IIN减小至零安培。此外，控制器1410将导通时间TON稳定在一个恒定的值。于是，根据式（3），输入电流IIN从预设值（例如，零安培）增大到与输入电压VIN成比例的峰值。因此，如图14A和图14B所描述的，校正了光源驱动电路1500的功率因数，提高了光源驱动电路1500的供电质量。
图16所示为根据本发明一个实施例的图14A中控制器1410的结构示意图。图16中与图4和图9A编号相同的部件具有类似的功能。图16将结合图4、图5、图10和图11进行描述。
在一个实施例中，控制器1410除了包括锯齿波信号产生器1602之外，具有与图11中的控制器910类似的结构。锯齿波信号产生器1602产生锯齿波信号1660。在一个实施例中，锯齿波信号产生器1602的操作与图10所示的锯齿波信号产生器902类似。当驱动信号1462导通开关1424时，锯齿波信号1660上升，当驱动信号1462关断开关1424时，锯齿波信号1660下降至零安培。
控制器1410根据包含锯齿波信号1660、感应信号1464和电流监测信号1466的多个信号产生驱动信号1462。控制器1410还包括：误差放大器402、比较器404和脉冲宽度调制（pulse-widthmodulation，PWM）信号产生器408。误差放大器402放大感应信号1464与指示目标电流值的参考信号SET之间的差值，以产生误差信号VEA。比较器404比较锯齿波信号1660与误差信号VEA，以产生比较信号S。PWM信号产生器408根据比较信号S和电流监测信号1466产生驱动信号1462。导通时间TON对应于锯齿波信号1660从预设值增大到误差信号VEA所用的时间。
在一个实施例中，当电流监测信号1466指示流经次级绕组1506的电流ISE下降到了预设值（例如，零安培），驱动信号1462具有高电平以导通开关1424。当锯齿波信号1660达到误差信号VEA时，驱动信号1462具有低电平以关断开关1424。
控制器1410控制驱动信号1462，以使输出电流IOUT保持在由参考信号SET表示的目标电流值。例如，如果输出电流IOUT大于目标电流值（例如，由于不期望的噪声所导致的），误差放大器402减小误差信号VEA以缩短开关1424的导通时间TON。因此，驱动信号1462的占空比减小，输出电流IOUT减小。同样地，如果输出电流IOUT小于目标电流值，则控制器1410增大驱动信号1462的占空比，以增大输出电流IOUT。在一个实施例中，如果输出电流IOUT保持在目标电流值，那么开关1424的导通时间TON稳定在一个恒定值。
图17所示为根据本发明另一个实施例的用于驱动光源1408的方法流程图1700。图17将结合图14A至图16进行描述。图17所涵盖的具体步骤仅作为示例。也就是说，本发明也适用于执行其他合理的步骤或对图17进行改进的步骤。
在步骤1702中，接收输入电流（例如，输入电流IIN）和输入电压（例如，输入电压VIN）。
在步骤1704中，过滤输入电压以提供稳定电压（例如，稳定电压VREG）。
在步骤1706中，将稳定电压转换为输出电压（例如，输出电压VOUT），以为发光二极管光源供电。
在步骤1708中，产生驱动信号（例如，驱动信号1462）以使开关（例如，开关1424）交替工作于第一状态（例如，导通状态）和第二状态（例如，关断状态）。在第一状态中，输入电流增大；在第二状态中，输入电流减小。
在步骤1710中，控制第一状态的持续时间，使得输入电流在第一状态中从预设值增大到与输入电压成比例的峰值，控制第二状态的持续时间，使得输入电流在第二状态中减小到预设值（例如，零安培）。
在步骤1712中，控制第一状态的持续时间和第二状态的持续时间之间的比值，以调节流经发光二极管光源的输出电流至目标电流值。
本发明的实施例提供了驱动负载（例如，发光二极管光源）的驱动电路。该驱动电路包含电压滤波器、变压器和控制器。电压滤波器接收并过滤输入电压，以提供稳定电压。变压器将稳定电压转换为输出电压，为发光二极管光源供电。控制器产生驱动信号以使开关交替工作于第一状态和第二状态。控制器控制第一状态的持续时间，使得输入电流在第一状态中从预设值增大到与输入电压成比例的峰值，控制第二状态的持续时间，使得输入电流在第二状态中减小至预设值。控制器控制第一状态的持续时间和第二状态的持续时间之间的比值，以调节流经发光二极管光源的输出电流至目标电流值。有利的是，由于减少或消除了因输入电压的变化产生的流经发光二极管光源的输出电流的纹波，从而进一步降低了光源发光的行频干扰。此外，校正了驱动电路的功率因数以提高驱动电路的供电质量，且提高了驱动电路的电流控制精度。
上文具体实施方式和附图仅为本发明的常用实施例。显然，在不脱离权利要求书所界定的本发明精神和发明范围的前提下可以有各种增补、修改和替换。本领域技术人员应该理解，本发明在实际应用中可根据具体的环境和工作要求在不背离发明准则的前提下在形式、结构、布局、比例、材料、元素、组件及其它方面有所变化。因此，在此披露的实施例仅用于说明而非限制，本发明的范围由所附权利要求及其合法等同物界定，而不限于此前的描述。

Claims (19)

1.一种为发光二极管光源供电的驱动电路，其特征在于，所述驱动电路包括：
电压滤波器，用于接收输入电压并过滤所述输入电压，以提供稳定电压，所述电压滤波器包括电感、第一二极管、第二二极管和电容，其中，所述电感与所述第一二极管耦合，并且通过所述第二二极管与所述电容耦合；
耦合于所述电压滤波器的变压器，用于将所述稳定电压转换为输出电压，以为所述发光二极管光源供电；及
耦合于所述电压滤波器和所述变压器的开关，其中，所述开关通过所述第一二极管与所述电感耦合；
耦合于所述开关的控制器，用于产生驱动信号以使所述开关交替工作于第一状态和第二状态，当所述开关工作于所述第一状态时，流入所述电压滤波器的输入电流流经所述电感、所述第一二极管和所述开关并且增大，当所述开关工作于所述第二状态时，所述输入电流流经所述电感、所述第二二极管和所述电容并且减小，
其中，所述控制器控制所述第一状态的持续时间，以使所述输入电流在所述第一状态中从预设值增大到与所述输入电压成比例的峰值，控制所述第二状态的持续时间，以使所述输入电流在所述第二状态中减小至所述预设值，
所述控制器还控制所述第一状态的持续时间和所述第二状态的持续时间之间的比值，以调节流经所述发光二极管光源的输出电流至目标电流值。
2.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述电感和所述电容构成电感-电容滤波器，用于过滤所述输入电压的多个谐波分量，以产生所述稳定电压。
3.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述变压器包括：
初级绕组，用于接收所述稳定电压；及
次级绕组，用于提供所述输出电压至所述发光二极管光源，
其中，当所述开关工作于所述第一状态时，流经所述初级绕组和所述开关的电流增大；当所述开关工作于所述第二状态时，流经所述次级绕组的电流减小。
4.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述第一状态的持续时间足以使得所述输入电流从所述预设值增大到与所述输入电压成比例的所述峰值。
5.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述第二状态的持续时间足以使得所述输入电流减小到所述预设值。
6.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述控制器包括：
锯齿波信号产生器，用于根据所述驱动信号产生锯齿波信号；
误差放大器，用于根据感应信号和参考信号产生误差信号，所述感应信号指示流经所述发光二极管光源的所述输出电流，所述参考信号指示所述输出电流的所述目标电流值；及
耦合于所述误差放大器的比较器，用于将所述锯齿波信号和所述误差信号进行比较，以控制所述驱动信号。
7.根据权利要求6所述的驱动电路，其特征在于，当所述开关工作于所述第一状态时，所述锯齿波信号增大；当所述锯齿波信号增大到所述误差信号时，所述开关切换至所述第二状态。
8.根据权利要求7所述的驱动电路，其特征在于，如果流经所述发光二极管光源的所述输出电流保持在所述目标电流值，则所述锯齿波信号从预设值增大到所述误差信号的时间是恒定的。
9.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述驱动电路还包括：
整流器，用于接收交流输入电流和交流输入电压，并提供流入所述电压滤波器的输入电流，
其中，所述控制器对所述驱动电路的功率因数进行校正，使得所述交流输入电流与所述交流输入电压基本上同相。
10.一种为发光二极管光源供电的电力变换器，所述电力变换器包括：
开关，用于根据脉冲信号交替工作在第一状态和第二状态；
与所述开关耦合的电压滤波器，所述电压滤波器包括：电感、第一二极管、第二二极管和电容，其中，所述电感通过所述第一二极管与所述开关耦合、并且通过所述第二二极管与所述电容耦合，所述电压滤波器过滤输入电压以提供稳定电压，其中，当所述开关工作于所述第一状态时，输入电流流经所述电感、所述第一二极管和所述开关，所述输入电流从预设值增大到与所述输入电压成比例的峰值；当所述开关工作于所述第二状态时，所述输入电流流经所述电感、所述第二二极管和所述电容，所述输入电流减小到所述预设值；及
变压器，所述变压器包括：耦合于所述开关的初级绕组和次级绕组，所述变压器将所述稳定电压转换为输出电压，以为所述发光二极管光源供电，其中，当所述开关工作于所述第一状态时，所述变压器由所述稳定电压供电，流经所述初级绕组和所述开关的电流增大；当所述开关工作于所述第二状态时，所述变压器放电从而为所述发光二极管光源供电，流经所述次级绕组的电流减小，
其中，通过控制所述脉冲信号的占空比，以调节流经所述发光二极管光源的输出电流至目标电流值。
11.根据权利要求10所述的电力变换器，其特征在于，所述变压器还包括：
辅助绕组，用于产生电流监测信号，所述电流监测信号指示流经所述次级绕组的所述电流是否减小到预设值，
其中，所述开关根据所述电流监测信号从所述第二状态切换到所述第一状态。
12.根据权利要求10所述的电力变换器，其特征在于，所述第二状态的持续时间大于所述输入电流从所述峰值降低到所述预设值的时间。
13.根据权利要求10所述的电力变换器，其特征在于，所述第一状态的持续时间稳定在恒定值。
14.一种为发光二极管光源提供电能的方法，其特征在于，所述方法包括：
利用电压滤波器接收输入电压和输入电流，所述电压滤波器包括电感、第一二极管、第二二极管和电容，其中，所述电感与所述第一二极管耦合，并且通过所述第二二极管与所述电容耦合；
利用所述电压滤波器过滤所述输入电压，以提供稳定电压；
将所述稳定电压转换为输出电压，以为所述发光二极管光源供电；
产生驱动信号，以使开关交替工作于第一状态和第二状态，其中，所述开关通过所述第一二极管与所述电感耦合，在所述第一状态中，所述输入电流流经所述电感、所述第一二极管和所述开关并且增大，在所述第二状态中，所述输入电流流经所述电感、所述第二二极管和所述电容并且减小；
控制所述第一状态的持续时间，使得所述输入电流在所述第一状态中从预设值增大到与所述输入电压成比例的峰值；控制所述第二状态的持续时间，使得所述输入电流在所述第二状态中减小到所述预设值；及
控制所述第一状态的持续时间和所述第二状态的持续时间之间的比值，以调节流经所述发光二极管光源的输出电流至目标电流值。
15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，所述将所述稳定电压转换为所述输出电压的步骤还包括：
变压器的初级绕组接收所述稳定电压；
所述变压器的次级绕组为所述发光二极管光源提供所述输出电压；
在所述第一状态中，流经所述初级绕组和所述开关的电流增大；及
在所述第二状态中，流经所述次级绕组的电流减小。
16.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，所述第一状态的持续时间足以使得所述输入电流从所述预设值增大到与所述输入电压成比例的所述峰值。
17.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，所述第二状态的持续时间足以使得所述输入电流减小到所述预设值。
18.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，所述产生驱动信号的步骤还包括：
根据所述驱动信号产生锯齿波信号；
基于感应信号和参考信号产生误差信号，所述感应信号指示流经所述发光二极管光源的所述输出电流，所述参考信号指示所述输出电流的所述目标电流值；
比较所述锯齿波信号和所述误差信号，以控制所述驱动信号；及
当所述锯齿波信号增大到所述误差信号时，将所述开关从所述第一状态切换到所述第二状态。
19.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，如果流经所述发光二极管光源的所述输出电流保持在所述目标电流值，则所述锯齿波信号从预设值增大到所述误差信号的时间是恒定的。
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6256171B2 (ja) * 2014-04-18 2018-01-10 三菱電機株式会社 点灯装置および照明器具
GB2544820B (en) * 2015-11-30 2021-03-03 Tridonic Gmbh & Co Kg A low voltage power supply using an earth connection on a terminal block
CN105430795A (zh) * 2015-12-11 2016-03-23 成都翰道科技有限公司 基于复合式双階滤波电路的智能led灯的节能控制系统
CN107301835B (zh) * 2016-04-13 2019-09-17 群创光电股份有限公司 发光二极管显示器
KR101923158B1 (ko) * 2017-12-29 2019-02-27 주식회사 디에스이 벽 스위치를 이용한 엘이디 조명의 다단계 디밍장치
JP7016018B2 (ja) * 2018-05-31 2022-02-04 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 点灯装置及び照明器具

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102014540A (zh) * 2010-03-04 2011-04-13 凹凸电子（武汉）有限公司 驱动电路及控制光源的电力的控制器
CN102332814A (zh) * 2011-09-14 2012-01-25 杭州矽力杰半导体技术有限公司 一种降低emi的功率因数校正控制电路

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2343062A1 (en) * 1999-07-07 2001-01-18 Koninklijke Philips Electronics N.V. Flyback converter as led driver
US6784622B2 (en) * 2001-12-05 2004-08-31 Lutron Electronics Company, Inc. Single switch electronic dimming ballast
JP3553042B2 (ja) * 2001-12-03 2004-08-11 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置及びその駆動方法
US7911463B2 (en) * 2005-08-31 2011-03-22 O2Micro International Limited Power supply topologies for inverter operations and power factor correction operations
US8692481B2 (en) * 2008-12-10 2014-04-08 Linear Technology Corporation Dimmer-controlled LEDs using flyback converter with high power factor
US8304999B2 (en) * 2009-06-08 2012-11-06 Sunpaltech Co., Ltd. LED controlling driver and controlling method thereof
WO2010148329A1 (en) * 2009-06-19 2010-12-23 Robertson Transformer Co. Multimodal led power supply with wide compliance voltage and safety controlled output
CN102118906A (zh) * 2010-01-04 2011-07-06 叶明宝 Led路灯直流供电模式
CN101801129A (zh) * 2010-01-28 2010-08-11 海洋王照明科技股份有限公司 一种led小功率驱动电路及led灯具
US8233292B2 (en) * 2010-02-25 2012-07-31 O2Micro, Inc. Controllers, systems and methods for controlling power of light sources
TW201201621A (en) * 2010-06-23 2012-01-01 Solytech Entpr Coropration Power supply device of LED lamp
US8283877B2 (en) * 2011-06-07 2012-10-09 Switch Bulb Company, Inc. Thermal protection circuit for an LED bulb
CN102438377A (zh) * 2011-12-20 2012-05-02 成都成电硅海科技股份有限公司 高功率因素led恒流驱动电路

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102014540A (zh) * 2010-03-04 2011-04-13 凹凸电子（武汉）有限公司 驱动电路及控制光源的电力的控制器
CN102332814A (zh) * 2011-09-14 2012-01-25 杭州矽力杰半导体技术有限公司 一种降低emi的功率因数校正控制电路

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