CN107565823B

CN107565823B - 准谐振ac/dc反激转换器初级侧调节控制方法和设备

Info

Publication number: CN107565823B
Application number: CN201611188106.4A
Authority: CN
Inventors: G·格里蒂
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 2016-06-30
Filing date: 2016-12-20
Publication date: 2020-04-24
Anticipated expiration: 2036-12-20
Also published as: US20180007751A1; DE102016124523B4; CN111224554B; DE102016124523A1; US20180184493A1; CN207321133U; CN107565823A; US10051698B2; CN111224554A; US9913329B2

Abstract

提供了准谐振AC/DC反激转换器初级侧调节控制方法和设备。初级侧控制的高功率因子、低总谐波失真、准谐振转换器将AC电源功率线输入转换为DC输出，以用于为诸如LED串的负载供电。AC电源功率线输入被供应到由功率开关控制的变压器。一种用于控制功率级的功率晶体管的设备包括整形器电路，整形器电路包括第一电流生成器，第一电流生成器被配置为响应于偏置电压信号来输出第一电流，并且基于第一电流生成参考电压信号。偏置电路包括第二电流生成器，第二电流生成器被配置为响应于补偿电压信号来输出第二电流，并且基于第二电流来生成偏置电压。误差检测电路包括第三电流生成器，第三电流生成器被配置为响应于参考电压信号来输出第三电流，并且基于第三电流来生成补偿电压信号。驱动器电路具有配置为接收参考电压信号的第一输入并且具有配置为驱动功率晶体管的输出。

Description

准谐振AC/DC反激转换器初级侧调节控制方法和设备

技术领域

本公开一般地涉及转换器，并且更具体地涉及用于准谐振AC/DC反激式转换器的控制设备和方法。

背景技术

转换器，特别是用于灯泡更换的基于发光二极管(LED)的灯的线下驱动器，通常期望具有大于0.9的功率因子、低总谐波失真(THD)和安全隔离。同时，出于成本原因，期望在不利用在转换器的初级侧和次级侧之间的闭合反馈回路的情况下，调节由这种转换器按对适当LED驱动所需要的而生成的输出DC电流。以这种方式，不再需要次级侧的电流感测元件、电压参考和误差放大器以及光隔离器或光耦合器，光隔离器或光耦合器用于将所生成的误差信号从次级侧传输到初级侧的控制电路。这被称为无光耦(opto-less)调节。除了无光耦调节，近来相当重视的是由这种转换器产生的ac输入电流的总谐波失真(THD)，并且在一些地理区域中实现THD<10％正在成为市场需求。

高功率因子(高PF)反激式转换器能够通过简单且便宜的功率级来满足功率因子和隔离规范。在高PF反激式转换器中，如在任何高PF转换器拓扑中，在接收AC电源输入电压的输入整流器桥之后不存在能量储存电容器。因此，作为对转换器的功率级的输入电压的从整流器电桥输出的电压是整流正弦波。为了实现高PF和低THD，对整流器桥的输入电流必须是正弦形的，并且必须跟踪供应到整流器桥的AC电源输入电压，由此产生与时间相关的输入到输出功率流。结果，来自整流器桥的输出电流包含AC电源输入电压的频率的两倍的大AC分量。

准谐振(QR)反激式转换器通常在适当的延迟之后，与转换器的变压器退磁(即次级电流已经变为零)的时刻同步地使功率开关接通。这允许接通在退磁之后的漏极电压振荡的谷中发生，这通常被称为“谷切换”。通常，使用峰值电流模式控制，因此功率开关的关断是通过电流感测信号达到编程到控制回路中的值来确定的，该控制回路调节来自转换器的输出电压或电流。

在诸如LED照明市场的市场中，当前的趋势是提供用于驱动LED的转换器的紧凑且低成本的解决方案，同时在LED电流调节、功率因子PF、失真THD和效率方面保持高性能。例如，转换器可以被包含在需要满足特定性能标准的产品中，诸如在Energy STAR规范中阐述的特定性能标准。在LED照明市场中，这些转换器通常是包括模拟除法器电路的QR反激式转换器，其在包含转换器电路的集成电路的硅面积方面通常是不可忽略的部分。这增加了这种QR反激式转换器的成本和复杂性。此外，这样的QR反激式转换器通常包括线路感测电路，用于感测供应到转换器的瞬时整流的AC电源输入电压。在这种线路感测电路中的功率损耗可以是例如10mW-15mW。一些最新的市场要求，诸如EU COC Ver.5和美国DOE Feb.2014，规定在无负载条件下整个转换器的总功率消耗低于75mW-100mW。结果，线路感测电路中的功率损耗可能不再被认为是不重要或可忽略的。需要改进的QR反激式转换器电路和方法以满足当前的市场需求。

发明内容

本公开的一个实施例是一种准谐振(QR)反激式转换器，具有正弦输入电流以便于仅使用在转换器的初级侧可提供的量来实现低总谐波失真THD和高功率因子(Hi-PF)和注入控制。

根据本公开的一个实施例，一种初级侧控制的高功率因子、低总谐波失真、准谐振反激式转换器将AC电源功率线输入转换为DC输出，用于对诸如LED串的负载供电。AC电源线输入被供应到由功率开关控制的变压器。

在一个实施例中，一种用于控制功率级的功率晶体管的设备包括：整形器电路，其包括第一电流生成器，第一电流生成器被配置为响应于偏置电压信号来输出第一电流，并且基于第一电流生成参考电压信号。偏置电路包括第二电流生成器，第二电流生成器被配置为响应于补偿电压信号来输出第二电流，并且基于第二电流来生成偏置电压。误差检测电路包括第三电流生成器，其被配置为响应于参考电压信号来输出第三电流，并且基于第三电流来生成补偿电压信号。驱动器电路具有配置为接收参考电压信号的第一输入并且具有配置为驱动功率晶体管的输出。

附图说明

图1是实现现有技术的初级侧控制方法的初级控制的Hi-PF QR反激式转换器的示意图。

图2A和图2B是示出在转换器的操作期间的图1的反激式转换器中的关键波形的时序图。

图3是根据本公开的一个实施例的初级控制的Hi-PF QR反激式转换器的示意图。

图4A和图4B是示出在转换器的操作期间的图3的反激式转换器中的关键波形的时序图。

图5是示出对于输入电压Vac＝115Vac的图3的反激式转换器的仿真结果的时序图。

图6是示出对于输入电压Vac＝230Vac的图3的反激式转换器的仿真结果的时序图。

图7A和图7B是示出图7A中的比较图1和图3的反激式转换器的总谐波失真(THD)和图7B中的比较两个转换器的功率因子PF的仿真结果的图。

图8是示出比较由图1和图3的反激式转换器提供的平均输出电流的调节的仿真结果的图。

具体实施方式

图1是常规hi-PF QRflyback转换器100的示意图，其现在被描述以在讨论根据本公开的实施例的hi-PF QR反激式转换器之前提供对这种转换器的更好理解。在初级侧，QR反激式转换器100包括控制器102、具有耦合到供应AC电源输入电压V_ac(θ)的AC电源功率线的输入106的桥式整流器104、输入电容器C_in、耦合到桥整流器104的分压器R_a-R_b、变压器108的初级绕组L_p和辅助绕组L_aux、耦合到变压器108并由控制器102控制的功率开关M、与功率开关M串联耦合以向控制器提供指示流过功率开关的电流的感测电压的感测电阻器R_s、耦合到辅助绕组L_aux的过零检测电阻器R_ZCD、以及跨初级绕组Lp连接以箝位初级绕组的漏电感的箝位电路109。

在转换器100的次级侧，变压器108的次级绕组L_s使一端连接到次级接地GND2，并且使另一端连接到二极管D的阳极，二极管D具有连接到电容器C_out的正极板的阴极，电容器C_out使其负极板连接到次级接地。转换器100提供向负载110供电的输出电压Vout，在图1中负载110是一组串联连接的LED，但是其他负载可以由转换器100供应电力。

控制器102具有参考电压估计电路116，其被配置为生成参考电压Vcs_REF(θ)，并且包括偏置电路118和整形器电路120。控制器102还包括驱动器电路121，驱动器电路121具有PWM比较器122、置位复位(SR)触发器124、或门126和配置为驱动功率开关M的驱动器127。PWM比较器122包括接收参考电压V_CSREF(θ)的反相输入、接收来自感测电阻器R_s的感测电压V_CS的非反相输入、以及向触发器124的复位输入R提供复位信号的输出。触发器124还包括耦合到或门126的输出的置位输入S、以及耦合到驱动器127的输入的输出。或门126还具有耦合到启动器块128和零电流检测(ZCD)块130的相应输出的第一输入和第二输入。当ZCD块130检测到如通过电阻器R_ZCD施加的辅助电压V_aux的下降沿低于阈值时，或者当启动器块128生成用于发起开关周期的启动信号时，或门126提供将置位信号提供到SR触发器的置位输入S。变压器108包括如图1所示的辅助线圈，其生成辅助电压V_aux。当在ZCD块130的输入上没有提供信号时，启动器块128在通电时输出信号，并且在ZCD块130的输入上的信号出于任何原因而丢失的情况下防止转换器100被“卡住”。如图2A所示，ZCD块130还生成续流信号FW，续流信号FW在变压器108退磁期间为高，并且由参考电压估计电路116使用以生成B(θ)信号，如以下将更详细描述的。

图2A和图2B是示出在操作期间的图1的反激式转换器100中的关键波形的时序图，其中图2A中的波形在开关时段时间标度上，并且图2B中的波形在AC电源功率线周期时间标度上。续流信号FW在变压器108的退磁(即，存储在初级绕组L_p中的能量被传输到次级绕组L_s)期间为高，并且在其他情况下为低。因此，如图2A所示，FW信号在延迟时间T_R期间为低，在该延迟时间T_R期间，通过次级绕组Ls的次级电流Is(t，θ)已经变为零。准谐振(QR)反激式转换器100中的该延迟时间T_R是在变压器108退磁(即，次级电流I_s(t,θ)等于零)的时刻和功率开关M的接通之间的延迟。当功率开关M接通并且初级电流Ip(t，θ)流过初级绕组L_p时，FW信号在磁能存储阶段期间保持低，以从而在初级绕组中存储磁能。

整形器电路120具有第一电流生成器140、耦合到第一电流生成器140的输出的电阻器R_t1、将电阻器R_t1可切换地耦合到地的开关132、以及耦合在电流生成器140的输出和地之间的电容器C_t1。第一电流生成器140具有耦合到电源电压端子Vcc的输入和经由管脚MULT耦合到分压器R_a-R_b的控制端子。第一电流生成器140基于由分压器R_a-R_b生成的并且呈现于MULT管脚上的电压的值来产生电流I_CH1(θ)。开关132由触发器124的输出Q控制，并且由此当功率开关M接通时，将电容器C_t1与开关电阻器R_t1并联连接。

偏置电路118包括第二电流生成器142，第二电流生成器142具有耦合到电源端子Vcc的输入、耦合到第一电流生成器140的输出的控制端子以及第二电流生成器在其处生成电流I_CH(θ)的输出。第二开关电阻器R_t在由ZCD块130提供的信号FW的控制下，通过开关134被可切换地耦合到第二电流生成器142的输出，开关134被配置为将电阻器R_t连接到第二电流生成器142。在电流在次级绕组L_s中流动时，信号FW为高。另一开关144被耦合到第二电流生成器142的输出，并且被配置为在ZCD块130驱动信号

时将第二电流生成器142的输出连接到地，该信号

是信号FW的互补或反相版本，高，指示没有电流在次级绕组Ls中流动，如图2A所示。

参考电压估计电路116还包括除法器块146，其具有接收来自整形器电路120的信号A(θ)的第一输入、接收来自偏置电路118的信号B(θ)的第二输入、以及除法器在其处提供参考电压Vcs_REF(θ)的输出。信号A(θ)由作用于开关电阻器Rt1和电容器Ct1的第一电流生成器140来生成。由电流生成器140生成的电流Ich1(θ)与在分压器Ra-Rb处产生的整流输入电压Vin(θ)成比例，并且通过MULT管脚被供应到电流生成器140。分压器Ra-Rb的分压比Rb/(Ra+Rb)在这里被表示为Kp。当SR触发器124的信号Q为高时，即在功率开关M的接通时间期间，电阻器Rt1通过开关132与电容器Ct1并联连接，并且在信号Q为低时，即在功率开关M的关断时间期间，电阻器Rt1断开连接。跨电容器Ct1产生的电压为A(θ)，并且被馈送到除法器块146的第一输入。电流生成器140、电容器C_t1、电阻器R_t1和开关132共同形成整形器电路120，其被称为“整形器”电路，因为该电路改变电流编程信号的形状。

在图1的反激式转换器100中，电容器C_T被耦合到控制器102的管脚CT，并且被假定为足够大以使得B(θ)信号的AC分量(AC电源输入线频率f_L的两倍)相对于B(θ)信号的DC分量B0是可忽略的，至少达到第一近似。结果，除法器块146提供参考电压Vcs_REF(θ)，参考电压Vcs_REF(θ)是由整形器电路120生成的A(θ)信号除以由偏置电路118生成的B(θ)信号。

PWM比较器122的反相输入接收参考电压VcsREF(θ)，非反相输入接收作为跨电阻器Rs感测的电压的电压Vcs(t，θ)，该电压与在功率开关被接通时流动通过初级绕组L_p和功率开关M的瞬时电流Ip(t，θ)成比例。假设功率开关M初始地被接通，通过初级绕组Lp的电流将升高，并且因此跨电阻器Rs的电压也将升高。当跨感测电阻器Rs的电压Vcs(t，θ)等于参考电压Vcs_REF(θ)时，PWM比较器122驱动其输出以重置PWM锁存器或SR触发器124，使得SR触发器将其输出Q驱动为低，以由此关断功率开关M。因此，由除法器块146提供的参考电压Vcs_REF(θ)确定初级电流Ip(t，θ)的峰值，结果将被包络为A(θ)信号。

在功率开关M关断之后，存储在初级绕组Lp中的能量通过磁耦合被传输到次级绕组Ls，并且然后被传输到输出电容器Cout和负载110，直至次级绕组Ls完全退磁。此时，二极管D断开(即，关断)，并且功率开关M的漏极节点处于浮置或高阻抗状态，该功率开关M的漏极节点在次级绕组Ls和二极管D导通的同时被固定在电压Vin(θ)+VR处。电压VR是反射电压，其是跨次级绕组Ls的输出电压Vout乘以变压器108的初级到次级匝数比n＝Np/Ns。反射电压VR将倾向于通过由于随着初级绕组Lp而开始谐振的寄生电容而导致的阻尼振荡而最终达到瞬时输入电压Vin(θ)。在变压器108退磁之后的功率开关M的漏极电压的快速下降通过辅助绕组Laux和电阻器R_ZCD被耦合到控制器102的管脚ZCD。ZCD块130被耦合到ZCD管脚，并且在每当ZCD块检测到负向边沿下降到阈值以下时生成脉冲，并且该脉冲通过或门126被施加以设置PWM锁存器124，并且从而接通功率开关M，开始反激式转换器100的新的开关周期。OR门126允许“启动器”块的输出还通过将信号通过或门施加以设置PWM锁存器124来发起开关周期。如前所述，这在ZCD管脚输入上没有信号可用时候在接通时起作用，并且防止在ZCD输入上的信号出于任何原因而丢失的情况下防止转换器100被卡住。

如图2A所示，功率开关M的断开时间是初级绕组Lp放电期间的时间T_FW(θ)和次级绕组Ls电流已经变为零期间的时间T_R的总和。结果，反激式转换器100的开关周期T(θ)因此由下式给出：

T(θ)＝T_ON(θ)+T_FW(θ)+T_R (等式1)

其中θ可以被认为是∈(0,π)。

以下分析的基本假设是T(θ)<<(R_t1xC_t1)<<1/f_L。以这种方式，一方面，跨电容器C_t1的开关频率波动是可忽略的，而另一方面，在每个开关周期内电流I_ch1(θ)可以被认为是恒定的。这是假定，能够根据下式通过电荷平衡找到跨电容器C_t1生成的电压或A(θ)信号：

电流I_ch1(θ)由电流生成器140提供，并且可以被表达为：

I_ch1(θ)＝g_m1K_p(V_PKsinθ) (等式3)

其中g_m1是生成电流I_ch1(θ)的电流生成器140的电流对电压增益。

求解A(θ)电压并考虑等式3：

由电流生成器140提供的用于生成B(θ)信号的电流I_CH(θ)可以被表达为：

I_CH(θ)＝G_MA(θ) (等式5)

其中G_M是生成电流I_CH(θ)的电流生成器142的电流对电压增益。

现在考通过电荷平衡的电容器C_T，能够如下找到跨电容器C_T产生的电压B(θ)如下：

求解B(θ)的先前表达并考虑等式(4)和(5)：

假定电容器C_T足够大使得电压B(θ)的AC分量(在AC电源输入线频率f_L的两倍)相对于其DC分量B₀是可忽略的，其被定义为：

考虑到反激式变压器的电压-秒平衡，初级接通时间T_ON(θ)和次级接通时间T_FW(θ)可以由以下关系表达：

V_IN(θ)T_ON(θ)＝n(V_OUT+V_F)T_FW(θ) (等式9)

其中V_F是二极管D上的正向压降。

求解等式9并且考虑Kv＝V_PK/VR，其中V_R＝n(V_OUT+V_F)，T_FW(θ)和T_ON(θ)时间之间的比率产生下式：

组合等式(8)和(10)，信号B(θ)的DC分量结果如下：

组合等式(11)和(4)，电压参考Vcs_REF(θ)的表达结果如下：

其中K_D是分压器增益，并且其在维度上是电压。

考虑到峰值初级电流I_pkp(θ)可以被表达为：

则可以通过组合等式(13)和(12)来计算峰值次级电流I_pks(θ)，并且考虑次级电流是n＝Np/Ns乘以初级电流：

因为逐周期次级电流I_s(t，θ)是针对该图2A中的波形所示的一系列三角波，所以开关周期中次级电流I_s(t，θ)的平均值为：

dc输出电流Iout是线路半周期内的Io(θ)的平均：

最后，组合(16)和(10)，来自转换器100的平均输出电流I_out给出为：

等式(17)表示来自转换器100的DC输出电流I_out仅取决于外部的用户可选参数(n，Rs)和内部固定参数(G_M，R_T，K_D)，并且不取决于输出电压Vout或均方根(RMS)输入电压V_in(θ)或开关频率f_SW(θ)＝1/T(θ)。

通过对初级电流I_p(t，θ)进行平均来找到对转换器100的输入电流I_in(θ)，初级电流I_p(t，θ)是在转换器的开关周期中的图2A中的I_p(t，θ)电流的一系列三角波。从等式(12)和(13)，输入电流_Iin(θ)由下式给出：

等式(18)示出了在所有操作条件下输入电流I_in(θ)是纯正弦波，因此转换器100理想地具有输入电流的单位功率因子和零谐波失真(即，PF＝1和THD＝0)。

从对hi-PF QR反激式转换器100的上述描述中可以看出，该转换器是hi-PF并且低THD转换器，并且利用能够使用初级侧控制(即，仅使用在转换器的初级侧上可提供的操作量)来调节DC输出电流和电压。这是如上所讨论的无光耦控制。因此，虽然该控制方案有利地提供具有无光耦初级侧控制以及hi-PF和低THD的QR操作模式，但是控制方案利用由分压器所形成的线路感测电路，分压器包括具有相对显着功率消耗的电阻器Ra和Rb，并且还利用模拟除法器块146，模拟除法器块146占据在其中形成控制器102的集成电路的相对大的部分或面积。在美国专利申请No.14572627中具体描述了图1的反激式转换器100，该专利申请的全部内容通过引用并入本文，本申请的公开内容与本申请的公开不矛盾。

由于如上参考图1和图2所描述的反激式转换器100的这些缺点，本公开针对用于QR反激式转换器的初级侧控制技术，其不需要这种线路感测电路和模拟除法器电路，同时仍然提供hi-PF和低THD操作，如现在将更详细描述的。

参考以上等式(16)，可以通过组合等式(16)、(15)、(13)和(14)来表达QR反激式转换器的DC输出电流I_out，如下：

等式(19)示出了在等式(19)的右侧的量恒定时，仅使用在反激式转换器的初级侧可提供的量并且不通过模拟除法器块146(图1)来调节DC输出电流I_out，这意味着独立于输出电压V_out、RMS输入电压V_in(θ)和开关频率f_SW(θ)＝1/T(θ)。第二考虑的是如等式(9)表示的基于变压器电压-秒平衡，可以被表达为：

其示出了可以在不使用线路感测电路的情况下，通过生成与在自由旋转时间T_FW(θ)和功率开关M的接通时间T_ON(θ)之间的比率成比例的电压来估计实现高PF和低THD所需要的输入电压V_in(θ)的形状，如现在将参考图3-8具体描述的。

图3是根据本公开的一个实施例的初级控制Hi-PF QR反激式转换器300的示意图，初级控制Hi-PF QR反激式转换器300包括用于控制没有线路感测电路或模拟除法器电路的转换器的控制器302。图4A和图4B是示出在操作期间在反激式转换器300中生成的关键波形的时序图，并且将在下面更详细地讨论。在图4A中，指定的波形或信号沿着水平轴处于开关周期时间标度上，而在图4B中，波形在水平轴上的AC电源电路周期时间标度上。

在图3的反激式转换器300中，部件304-310对应于先前参考图1的转换器100描述的部件104-110。因此，为了简洁起见，这些部件304-310的详细操作将不再参考图3的转换器300详细讨论。转换器300的其他部件也与图1的转换器100中的那些相同，诸如零电流检测电阻器R_ZCD、输入电容器C_in、功率开关M和感测电阻器Rs。还将不再参考图3再次提供所有这样的部件的具体单独操作。最后，控制器302的一些组件甚至是这样，该控制器302执行与图1的控制器102的不同的控制方法来控制转换器300的操作。例如，控制器302包括驱动器电路312，驱动器电路312包括具有与图1的驱动器电路121中的相应部件相同的结构和功能的部件314-324。因此，这些部件314-324的独立操作参考图1的驱动器电路121已经被有效地描述，并且将不再参考图3的驱动器电路312进行详细描述。在图3中，控制器302外部的所有部件可以被认为是反激式转换器300的功率级。

尽管控制器302的驱动器电路312具有与图1的控制器102的驱动器电路121相同的结构和操作，但是控制器302进一步包括参考电压估计电路326，参考电压估计电路326具有与图1的控制器102中的电压参考电路116不同的结构和不同的操作，如现在将更具体描述的。在操作中，参考电压估计电路326生成供应到驱动器电路312的PWM比较器314的反相输入的第一参考电压Vcs_REF(θ)。参考电压估计电路326包括具有与图1的整形器电路120相同结构的整形器电路328。更具体地，整形器电路328包括向生成第一参考电压Vcs_REF(θ)的节点332供应第一电流I_ch1(θ)的第一电流生成器330。该第一电流I_ch1(θ)具有基于由下面将更详细描述的偏置电路生成的电压V_G(θ)的值。电阻器R_t1在节点332和地之间与开关SW1串联耦合，其中开关由PWM锁存器316提供的输出信号Q来控制。电容器C_t1也被耦合在节点332和地之间，并且通过电流I_ch1(θ)从第一电流生成器330进行充电，以在节点332上生成参考电压Vcs_REF(θ)。当输出信号Q被激活或接通以由此接通功率开关M时，Q信号也闭合开关SW1，以从而通过电阻器R_t1使电容器Ct1放电，并且降低参考电压Vcs_REF(θ)。

参考电压估计电路326进一步包括偏置电路334，其生成供应到电流生成器330以设置第一电流I_ch1(θ)的值的电压V_G(θ)。偏置电路334包括生成第二电流(电流I_ch2(θ))的第二电流生成器336，电流I_ch2(θ)通过一对互补开关SW3中的一个被供应到节点338。第二电流I_ch2(θ)具有以下值，该值基于由控制器302中的其他电路生成的补偿信号V_COMP(θ)，这将在下面更详细地描述。电阻器R_t2在节点338和地之间与开关SW4串联耦合，其中开关SW4由来自PWM锁存器316的输出信号Q来控制。

电容器C_t2还被耦合在节点338和地之间，并且当由ZCD块322生成的FW信号闭合连接在第二电流生成器336和节点338之间连接的互补开关SW3中的一个时，电容器C_t2通过来自第二电流生成器336的电流I_ch2(θ)进行充电。在这种情况下，来自第二电流生成器336的电流_Ich2(θ)对电容器C_t2充电，以在节点338上生成电压V_G(θ)。当输出信号Q被激活或接通以从而接通功率开关M时，Q信号也闭合开关SW4，从而通过电阻器R_t2使电容器Ct2放电并且降低电压V_G(θ)。互补开关SW3中的另一个被耦合在第二电流生成器336和地之间，并且由

信号控制，即由ZCD块322生成的FW信号的反相版本或互补版本控制。当在次级绕组L_s中没有电流流动时，

信号变高，这通过图4A所示的FW信号看出。

最后，控制器302包括如前所述生成补偿信号V_COMP(θ)的另一电路。该另一电路包括第三电流生成器340，第三电流生成器340具有耦合到节点332以接收参考电压Vcs_REF(θ)的控制端子。第三电流生成器340生成具有基于参考电压Vcs_REF(θ)的值的值的第三电流I_ch3(θ)。第三电流I_ch3(θ)通过一对互补开关SW2中的一个被供应，以对节点342充电，其中该开关通过来自ZCD块322的FW信号控制。电阻器R_t3被耦合在节点342和地之间，并且当互补开关SW2中的相应一个闭合时，电阻器R_t3响应于第三电流I_ch3(θ)在节点342上生成比较电压V_CT(θ)，这在FW信号为高，指示电流在次级绕组L_s中流动时发生。互补开关SW2中的另一个被耦合在第三电流生成器340和地之间，并且当信号

是有效的高时，这在没有电流流动通过次级绕组L_s时当FW为低时发生，该开关使来自第三电流生成器的电流I_ch3(θ)下沉到地。

跨导误差放大器344具有耦合到节点342的反相输入，节点342进而耦合到控制器302的CT管脚。电容器C_t3被耦合到CT管脚并且因此耦合到节点342，并且假设足够大以使得相对于该电压的DC分量，节点342上的比较电压V_CT(θ)的AC电源线频率f_L的两倍的AC分量可忽略，如下面将更详细描述的。跨导误差放大器344的非反相输入端接收内部参考电压V_REF，并且基于跨放大器的反相和非反相输入的差分电压来生成输出电流。因此，跨导误差放大器344生成具有基于节点342上的电压和参考电压V_REF之间的差的值的输出电流。来自跨导放大器344的输出电流对补偿电容器C_COMP进行充电，从而在跨导放大器的输出上生成补偿信号V_COMP(θ)。补偿电容器C_COMP被耦合到控制器302的COMP管脚，其中COMP管脚被耦合到跨导放大器344的输出，如图3所示。

在图3的实施例中，控制器302在集成电路中形成，集成电路具有耦合到如图所示的控制器的电路的管脚CT、COMP、GND、GD和ZCD，其中一些已经在上面的描述中进行了讨论。在控制器302内，跨导误差放大器344、电流生成器340、开关SW2和电阻器R_t3可以统称为误差检测电路346。虽然在图3的实施例中的集成电路外部，但是电容器C_t3和C_COMP可以被认为是误差检测电路346的一部分。对于感测电阻器Rs也是如此，其可以被认为是先前在上面描述的驱动器电路312的一部分。

现在将参考图3、图4A和图4B来更具体地描述控制器302在控制反激式转换器300的整体操作中的操作原理。考虑在跨导误差放大器344的输出上生成的电压V_COMP(θ)，假定电容器C_COMP足够大以使得相对于DC分量V_COMP0，电压V_COMP(θ)的线路频率f_L的两倍的AC分量可忽略，至少达到第一近似。电压V_COMP(θ)的DC分量V_COMP0被定义为：

V_COMP0＝g_mC[V_REF-V_CT(θ)] (等式21)

其中g_mC是跨导误差放大器344的电流对电压增益，电压V_REF是内部电压参考，并且比较电压V_CT(θ)是跨电容器C_t3产生的电压。

当信号FW为高时，即在变压器退磁期间，电容器C_t2通过来自第二电流生成器336的电流I_ch2(θ)进行充电，并且当信号Q为高时，即在功率开关M的接通时间期间，电容器C_t2通过电阻器R_t2电阻器放电。本分析的基本假设是T(θ)<<R_t2xC_t2<<1/f_L。以这种方式，一方面，跨电容器C_t2的开关频率波动是可忽略的，并且另一方面，在每个开关周期内，电流I_ch2(θ)可以被认为是恒定的。使用这些假设，能够如下通过电荷平衡找到跨电容器Ct2生成的电压V_G(θ)：

由电流生成器336提供的电流I_ch2(θ)可以被表达为：

I_ch2(θ)＝g_m2V_COMP0 (等式23)

其中g_m2是电流生成器336的电流对电压增益。针对电压V_G(θ)求解等式(22)，并且考虑等式(10)和(23)，可以示出电压V_G(θ)由下式给出：

V_G(θ)＝gm₂R_t2V_COMP0K_Vsinθ (等式24)

电阻器R_t1在信号Q为高时(即，在功率开关M的接通时间期间)与电容器C_t1并联连接，并且在信号Q为低时，即，在功率开关M的断开时间期间，电阻器R_t1断开连接。跨电容器C_t1产生的电压是电流感测的参考电压Vcs_REF(θ)，并且被供应到PWM比较器314的反相输入。生成电流I_ch1(θ)的电流生成器330、电容器C_t1、电阻器R_t1加上开关SW1被称为如上所述的整形器电路328，因为电路改变当前编程信号的形状。

由电流生成器330提供的电流I_ch1(θ)可以被表达为：

I_ch1(θ)＝g_m1V_G(θ) (等式25)

其中g_m1是生成电流I_ch1(θ)的电流生成器330的电流对电压增益，并且电压V_G(θ)是跨电容器C_t2产生的电压。

相同的先前假设也被认为适用于整形器电路328，即T(θ)<<R_t1xC_t1<<1/f_L。以这种方式，一方面，跨电容器C_t1的开关频率波动是可忽略的，而另一方面，在每个开关周期内，电流I_ch1(θ)可以被认为是恒定的。使用这些假设，能够如下通过电荷平衡找到跨电容器C_t1产生的电压Vcs_REF(θ)：

求解等式(26)中的电压Vcs_REF(θ)并且考虑等式(24)和(25)，可以示出：

可以通过对通过初级绕组L_P和开关M的初级电流I_p(t，θ)进行平均来找到反激式转换器300的输入电流I_IN(θ)，其中该初级电流具有由

表示的峰值，并且考虑等式(27)，输入电流可以被表达为：

等式(28)示出了图3的控制器302实现了下述控制方法，该控制方法实现正弦输入电流I_IN(θ)，其如前所述意味着，在不使用线路感测电路(例如，由图1的电阻器Ra、Rb形成的分压器)的情况下，转换器300在恒定电流初级控制的Hi-PF QR反激式转换器300中理想地具有功率因子PF＝1和失真THD＝0。

在控制器302中，电流生成器340生成用于生成比较电压V_CT(θ)信号的电流I_ch3(θ)，该电流可以被表达为：

I_ch3(θ)＝G_M V_CS,REF(θ) (等式29)

其中G_M是电流生成器340的电流对电压增益。现在通过电荷平衡考虑电容器C_t3，能够如下找到跨电容器C_t3产生的比较电压V_CT(θ)：

求解等式(30)以用于比较电压V_CT(θ)并且然后考虑等式(27)，可以示出为：

类似于图1的现有方法，假定电容器C_t3足够大以使得相对于其DC分量V_CT0比较电压V_CT(θ)的AC电源输入线频率f_L的两倍的AC分量可忽略，至少到第一近似。然后由下式给出DC分量V_CT0：

现在考虑用于反激式转换器的变压器308的电压-秒平衡，如等式(10)所示，DC分量V_CT0可以被示出为由以下给出：

假设低频“环路增益”>>1，则DC分量V_CTO等于内部参考V_REF：

V_CT0＝V_REF (等式34)

将等式(34)与等式(33)和(27)组合，当前参考电压被示出为：

如果对等式(14)执行相同的数学运算，则可以从等式(35)开始计算反激式转换器300的峰值次级电流I_pks(θ)，如下：

因为逐周期次级电流I_s(t，θ)是图4A所示的用于该信号的一系列三角波，所以开关周期中的该次级电流的平均值由下式给出：

反激式转换器300的DC输出电流I_OUT是电源线路半周期中的电流I_o(θ)的平均值，并由下式给出：

最后，组合等式(38)和(10)，反激式转换器的平均输出电流示出如下：

等式(39)示出了由图3的控制器302实现的控制方法，DC输出电流I_out仅取决于外部用户可选择的参数(即变压器308的匝数比n和感测电阻器Rs)以及内部固定参数(G_M，R_t3，V_REF)，并且不取决于输出电压V_out或输入电压V_in(θ)的RMS或开关频率f_SW(θ)＝1/T(θ)。结果，除了提供理想的单位功率因子PF＝1和输入电流I_IN(θ)的零谐波失真(THD＝0)之外，由控制器302实现的控制方法还控制反激式转换器300以仅使用在转换器的初级侧可提供的量，并且不使用如在图1的转换器100中利用的模拟除法器和线路感测电路，来提供调节的输出电流I_out。

由图3的控制器302实现的控制方法已经用PSIM模拟进行了测试和验证，其中PSIM是专门设计专用于仿真功率电子电路的电子电路仿真软件包。图5和图6示出了从这些仿真中的一些得到的时序图。图5示出了输入电压V_ac(θ)是115VAC的仿真，而图6示出了输入电压是230VAC的仿真。如在这些仿真中所见，由于输入EMI滤波器和在转换器300的功率电路和控制电路而这种所考虑的非理想性，而导致存在非常低水平的输入电流的失真(在V_in＝115Vac时大约为2.8％，V_in＝230Vac时大约为3.2％)。图7A和图7B是示出与转换器100相比的转换器300的仿真结果的图，其中图7A示出了两个转换器的THD电平的比较，并且图7B示出了两个转换器的功率因子PF的比较。图8是示出比较反激式转换器300和100的平均输出电流I_out的调节的仿真结果，并且示出了转换器300提供与转换器100一样好的调节，但不需要线路感测和模拟除法器电路，如上所述。

可以组合上述各种实施例以提供其他实施例。根据上述详细描述，可以对这些实施例进行这些和其他改变。通常，在所附权利要求中，所使用的术语不应当被解释为将权利要求限制于说明书和权利要求中公开的具体实施例，而是应被解释为包括所有可能的实施例以及这样的权利要求所赋予的等同物的全部范围。因此，权利要求不限于本公开中描述的实施例。

Claims

1.一种用于控制功率级的功率晶体管的设备，包括：

整形器电路，所述整形器电路包括第一电流生成器，所述第一电流生成器被配置为生成与偏置电压信号成比例的第一电流，并且基于所述第一电流来生成参考电压信号；

偏置电路，所述偏置电路包括第二电流生成器，所述第二电流生成器被配置为响应于补偿电压信号来输出第二电流，并且基于所述第二电流来生成所述偏置电压；

误差检测电路，所述误差检测电路包括第三电流生成器，所述第三电流生成器被配置为响应于所述参考电压信号来输出第三电流并且基于所述第三电流来生成所述补偿电压信号；以及

驱动器电路，所述驱动器电路具有配置为接收所述参考电压信号的第一输入，并且具有配置为提供用于驱动所述功率晶体管的驱动信号的输出。

2.根据权利要求1所述的设备，其中，所述整形器电路包括：

第一电容器，所述第一电容器耦合在第一节点和参考电压节点之间，所述第一电流生成器被耦合到所述第一节点以对所述第一电容器充电，并且从而在所述第一节点上生成所述参考电压；以及

第一开关，所述第一开关在所述第一节点和所述参考电压节点之间与第一电阻电路串联耦合，所述第一开关被配置为将所述电阻电路与所述第一电容器并联耦合，以在所述驱动信号接通所述功率晶体管时对所述第一电容器放电。

3.根据权利要求2所述的设备，其中，所述偏置电路包括：

第二电流生成器，所述第二电流生成器被配置为生成与所述补偿电压信号成比例的第二电流；

第二电容器，所述第二电容器耦合在第二节点和所述参考电压节点之间；

第二开关，所述第二开关在所述第二节点和所述参考电压节点之间与第二电阻电路串联耦合，所述第二开关被配置为将所述第二电阻电路与所述第二电容器并联耦合，以在所述驱动信号接通所述功率晶体管时对所述第二电容器放电；以及

第三开关电路，所述第三开关电路被耦合在所述第二电流生成器和所述第二节点之间，所述第三开关电路被配置为，响应于续流信号有效以指示操作的退磁模式而将所述第二电流生成器耦合到所述第二节点以对所述第二电容器充电，并且从而生成所述偏置电压信号，并且所述第三开关电路进一步被配置为，响应于所述续流信号无效而将所述第二电流生成器与所述第二节点隔离并且将所述第二节点耦合到所述参考电压节点。

4.根据权利要求3所述的设备，其中，所述误差检测电路包括：

第三电流生成器，所述第三电流生成器被配置为生成与所述参考电压信号成比例的第三电流；

第三电阻电路，所述第三电阻电路耦合在第三节点和所述参考电压节点之间；

第四开关电路，所述第四开关电路耦合在所述第三电流生成器和所述第三节点之间，所述第四开关电路被配置为响应于所述续流信号有效而将所述第三电流生成器耦合到所述第三节点，以通过所述第三电阻电路提供所述第三电流，以生成比较电压信号，并且所述第四开关电路进一步被配置为，响应于所述续流信号无效而将所述第三电流生成器与所述第三节点隔离并且将所述第三节点耦合到所述参考电压节点；以及

误差放大器，所述误差放大器具有耦合到所述第三节点的第一输入和耦合以接收内部参考电压信号的第二输入，所述误差放大器被配置为，响应于在所述比较电压信号与所述内部参考电压信号之间的差而在输出上生成所述补偿电压信号。

5.根据权利要求4所述的设备，其中，所述驱动器电路进一步包括零电流检测电路，所述零电流检测电路被配置为检测通过由所述功率晶体管驱动的变压器的初级绕组的初级电流小于阈值，所述零电流检测电路被配置为响应于所述初级电流小于所述阈值而激活所述续流信号，并且响应于所述初级电流等于或大于所述阈值而去激活所述续流信号。

6.根据权利要求5所述的设备，其中，所述误差检测电路进一步包括耦合在所述第三节点和参考电压节点之间的第三电容器。

7.根据权利要求5所述的设备，其中，所述误差放大器包括跨导误差放大器，所述跨导误差放大器具有耦合在所述跨导误差放大器的输出和参考电压节点之间的补偿电容器。

8.根据权利要求5所述的设备，其中，所述整形器电路、偏置电路、误差检测电路和驱动电路形成在集成电路中。

9.一种转换器系统，包括：

整流器，所述整流器被配置为接收AC输入电压信号并且输出经整流的输入电压信号；

变压器，所述变压器具有初级绕组，所述初级绕组具有第一节点和第二节点，所述初级绕组的第一节点被耦合到所述整流器以接收所述经整流的输入电压信号，并且所述变压器具有配置为被耦合以驱动负载的次级绕组；

耦合的功率开关，所述功率开关具有耦合到所述初级绕组的所述第二节点的第一信号节点，并且具有耦合到参考电压节点的第二信号节点，所述功率开关进一步包括控制节点；

控制器，所述控制器耦合到所述功率开关，所述控制器包括：

驱动器电路，所述驱动器电路被配置为生成驱动信号，所述驱动信号被施加到所述功率开关的所述控制节点，以控制所述功率开关的接通和关断，所述驱动器电路响应于参考电压信号来生成所述驱动信号；

整形器电路，所述整形器电路包括第一电流生成器，所述第一电流生成器被配置为生成与偏置电压信号成比例的第一电流，并且基于所述第一电流来生成所述参考电压信号；

偏置电路，所述偏置电路包括第二电流生成器，所述第二电流生成器被配置为响应于补偿电压信号来输出第二电流并且基于所述第二电流来生成所述偏置电压；以及

误差检测电路，所述误差检测电路包括第三电流生成器，所述第三电流生成器被配置为响应于所述参考电压信号来输出第三电流，并且基于所述第三电流来生成所述补偿电压信号。

10.根据权利要求9所述的转换器系统，其中，所述功率开关包括功率MOSFET晶体管。

11.根据权利要求9所述的转换器系统，进一步包括感测电阻器，所述感测电阻器串联耦合在所述功率开关的所述第二信号节点和所述参考电压节点之间，所述感测电阻器响应于通过所述初级绕组和功率开关的电流而生成感测电压，并且所述驱动器电路响应于所述感测电压而生成所述驱动信号。

12.根据权利要求9所述的转换器系统，其中，所述变压器的次级被耦合以驱动包括至少一个发光二极管的负载。

13.根据权利要求12所述的转换器系统，其中，所述变压器进一步包括辅助绕组，所述辅助绕组被配置为生成指示通过所述初级绕组的零电流状况的辅助电压信号，所述驱动电路被配置为基于所述辅助电压信号来生成所述驱动信号。

14.根据权利要求9所述的转换器系统，其中，所述控制器被形成在单个集成电路中。

15.根据权利要求14所述的转换器系统，其中，所述控制器控制所述功率开关以使所述转换器系统作为准谐振反激式转换器进行操作。

16.根据权利要求9所述的转换器系统，其中，所述整形器电路包括：

第一开关，所述第一开关在所述第一节点和所述参考电压节点之间与第一电阻电路串联耦合，所述第一开关被配置为将所述电阻电路与所述第一电容器并联耦合，以在所述驱动信号接通所述功率开关时对所述第一电容器进行放电。

17.根据权利要求16所述的转换器系统，其中，所述偏置电路包括：

第二开关，所述第二开关在所述第二节点和所述参考电压节点之间与第二电阻电路串联耦合，所述第二开关被配置为将所述第二电阻电路与所述第二电容器并联耦合，以在所述驱动信号接通所述功率开关时对所述第二电容器进行放电；以及

第三开关电路，所述第三开关电路被耦合在所述第二电流生成器和所述第二节点之间，所述第三开关电路被配置为响应于续流信号有效以指示操作的退磁模式而将所述第二电流生成器耦合到所述第二节点以对所述第二电容器充电，并且从而生成所述偏置电压信号，并且所述第三开关电路进一步被配置为响应于所述续流信号无效而将所述第二电流生成器与所述第二节点隔离并且将所述第二节点耦合到所述参考电压节点。

18.根据权利要求17所述的转换器系统，其中，所述误差检测电路包括：

19.根据权利要求18所述的转换器系统，其中，所述驱动器电路进一步包括零电流检测电路，所述零电流检测电路被配置为检测通过由所述功率开关驱动的变压器的初级绕组的初级电流小于阈值，所述零电流检测电路被配置为响应于所述初级电流小于所述阈值而激活所述续流信号，并且响应于所述初级电流等于或大于所述阈值而去激活所述续流信号。

20.根据权利要求18所述的转换器系统，其中，所述误差放大器包括跨导误差放大器，所述跨导误差放大器具有耦合在所述跨导误差放大器的输出和参考电压节点之间的补偿电容器。