CN103259391A - 驱动负载的电路、电源转换器及控制器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种驱动负载的电路、电源转换器和控制器；所述驱动负载的电路包括变压器和控制器，所述变压器具有初级绕组和次级绕组，并工作于多个周期，其中，一个周期包括充电阶段和放电阶段；在充电阶段，变压器由输入电压供电，且流经初级绕组的电流增大；在放电阶段，变压器放电以给负载供电，且流过次级绕组的电流减小；所述控制器与变压器连接，包括端口，该端口在充电阶段接收表示输入电压的第一反馈信号，在放电阶段接受表示次级绕组电能状态的第二反馈信号，并根据第一反馈信号和第二反馈信号分别产生第一控制信号和第二控制信号，以调整所述输入电压和流经负载的电流。本发明的驱动负载的电路减少了端口的数目并降低了电路的成本。

Description

驱动负载的电路、电源转换器及控制器

技术领域

本发明涉及一种驱动电路，特别是涉及一种驱动负载的电路、电源转换器及控制为负载供电的变压器的控制器。

背景技术

反激转换器是一种开关稳压电源，可以应用于交流/直流适配器或电池充电器。图1所示为一种传统的反激转换器100。该反激转换器100利用控制器120控制一个变压器。该变压器包含与直流直流电源V_BB相连的初级绕组104、与负载112相连的次级绕组106以及辅助绕组108。当开关118接通，电流流经初级绕组104，变压器的磁芯124储能。当开关118断开，与次级绕组相连的二极管110正向偏置，磁芯124中储存的能量通过次级绕组106释放至电容122和负载112。误差放大器114将流经电流监控电阻111的电流和一个参考电流进行比较并产生反馈信号FB。反馈信号FB通过光耦合器116传送至控制器120。控制器120根据反馈信号FB控制开关118以调整变压器的输出能量。该传统反激转换器100的缺点在于其尺寸相对较大。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于提供一种驱动电路、控制器及控制为负载供电的变压器的控制器，以节约芯片和电路板的面积，减少成本。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种驱动负载的电路，其至少包括变压器以及与所述变压器连接的控制器。所述变压器，包括接收输入电压的初级绕组和连接于负载的次级绕组，所述变压器工作于多个周期，其中，所述多个周期中的一个周期包括充电阶段和放电阶段，在所述充电阶段，所述变压器由所述输入电压供电，且流经所述初级绕组的电流增大；在所述放电阶段，所述变压器放电以给所述负载供电，且流过所述次级绕组的电流减小。所述控制器，包括端口，其中，在所述充电阶段，所述端口接收指示所述输入电压的第一反馈信号；在所述放电阶段，所述端口接收指示所述次级绕组的电能状态的第二反馈信号；所述控制器根据所述第一反馈信号产生第一控制信号，以调节所述输入电压；所述控制器根据所述第二反馈信号产生第二控制信号，以调节流经所述负载的电流。

本发明还提供了一种电源转换器，所述电源转换器包含变压器、一对串联且连接于辅助绕组上的电阻，以及控制器。所述变压器，包括接收输入电压的初级绕组、连接于负载的次级绕组，以及辅助绕组，所述变压器工作于多个周期，其中，所述多个周期中的一个周期包括充电阶段和放电阶段，在所述充电阶段，所述变压器由所述输入电压供电，且流过所述初级绕组的电流增大；在所述放电阶段，所述变压器放电以给所述负载供电，且流过所述次级绕组的电流减小；所述控制器，包括端口，所述端口连接于所述一对电阻之间的公共节点，在所述充电阶段，所述控制器将所述公共节点上的电压钳位在预设电压值。

本发明还提供了一种控制器，用于控制为负载供电的变压器，所述控制器至少包括第一端口、第二端口和第三端口。所述第一端口，产生第一控制信号，以调节所述变压器的输入电压；所述第二端口，产生第二控制信号，以调节流经所述负载的电流，并控制使所述变压器工作于多个周期，其中，所述多个周期中的一个周期包括充电阶段和放电阶段，在所述充电阶段，所述变压器由所述输入电压供电，且流经所述初级绕组的电流增大；在所述放电阶段，所述变压器放电以给所述负载供电，且流经所述次级绕组的电流减小；所述第三端口，连接于所述变压器的辅助绕组，在所述充电阶段，所述第三端口接收指示所述输入电压的第一反馈信号，在所述放电阶段，所述第三端口接收指示所述次级绕组的电能状态的第二反馈信号，其中，所述控制器根据所述第一反馈信号产生所述第一控制信号，根据所述第二反馈信号产生所述第二控制信号。

本发明提供的驱动负载的电路、电源转换器及控制为负载供电的变压器的控制器，由于单一端口在不同的阶段获取不同的反馈信号，因此减少了控制器端口的数量，并且降低了驱动电路的成本。

附图说明

以下通过对本发明的一些实施例结合其附图的描述，可以进一步理解本发明的目的、具体结构特征和优点。

图1所示为一种传统反激转换器的方框图；

图2所示为根据本发明一个实施例的电源转换器的方框图；

图3所示为图2中的控制器的结构示意图；

图4所示为根据本发明一个实施例的电源转换器接收的或产生的信号的波形图；

图5所示为根据本发明一个实施例的控制电源转换器中变压器的方法流程图；

图6所示为根据本发明一个实施例的驱动负载的驱动电路的方框图；

图7所示为根据本发明一个实施例的驱动电路接收或产生的信号的波形图；

图8所示为根据本发明一个实施例的控制器的结构示意图；

图9所示为根据本发明一个实施例的驱动负载的驱动电路的工作原理流程图。

具体实施方式

以下将对本发明的实施例给出详细的说明。尽管本发明通过这些实施方式进行阐述和说明，但需要注意的是本发明并不仅仅只局限于这些实施方式。相反，本发明涵盖后附权利要求所定义的发明精神和发明范围内的所有替代物、变体和等同物。

另外，为了更好的说明本发明，在下文的具体实施方式中给出了众多的具体细节。本领域技术人员将理解，没有这些具体细节，本发明同样可以实施。在另外一些实例中，对于大家熟知的方法、流程、元件和电路未作详细描述，以便于凸显本发明的主旨。

本发明提供了一种驱动负载的驱动电路。该驱动电路包含变压器和控制器。变压器工作在多个周期，其中至少一个周期包含充电阶段和放电阶段。在所述充电阶段，变压器由输入电压供电，流经变压器初级绕组的电流增加。在所述放电阶段，变压器放电以给负载供电，流经变压器次级绕组的电流减小。有利的是，所述控制器包含一个连接于变压器辅助绕组的端口。该端口获取指示在所述充电阶段输入电压的第一反馈信号和指示在所述放电阶段次级绕组的电能状态的第二反馈信号。因此，控制器调节输入电压和流经负载的电流。由于单一端口在不同的阶段获取不同的反馈信号，因此控制器端口的数量减少了，并且降低了驱动电路的成本。

图2所示为根据本发明一个实施例的电源转换器200的方框图。图4所示为电源转换器200接收的或产生的信号的波形图。图2将结合图4进行描述。

在图2的示例中，电源转换器200包含变压器202及用于控制变压器202的控制器220。在一个实施例中，变压器202包含初级绕组204、次级绕组206和辅助绕组208。初级绕组204一端与直流输入电压V_BB相连，另一端通过开关218和电阻230连接到地。次级绕组206通过二极管210连接至负载212。在一个实施例中，辅助绕组208位于变压器202的初级绕组204一侧。辅助绕组208一端通过电阻214和电阻216连接至地，另外一端连接至地。

控制器220通过控制与初级绕组204串联的开关218来控制变压器202。在一个实施例中，控制器220由辅助绕组208产生的电压V_DD供电。电阻230提供反馈信号FB1。该反馈信号FB1指示流经初级绕组204的电流I_PR。辅助绕组208提供反馈信号FB2。该反馈信号FB2指示辅助绕组208的输出电压，从而进一步指示次级绕组206的输出电压。因此，反馈信号FB2能够指示流经次级绕组206的电流I_SE是否下降到预设的电流值，比如是否下降到0。在一个实施例中，反馈信号FB2在电阻214和电阻216之间的节点处产生。

控制器220包括信号产生器，例如振荡器226。电源转换器200还包括钳位电路228。当开关218接通时，钳位电路228对反馈信号FB2的电压进行钳位。在一个实施例中，控制器220接收参考信号PEAK和参考信号SET。参考信号PEAK决定流经初级绕组204的电流I_PR的最大电流值I_PEAK。参考信号SET具有参考电压值V_SET。在另一个实施例中，参考信号PEAK和参考信号SET由控制器220产生。

控制器220接收反馈信号FB1和反馈信号FB2，并根据反馈信号FB1和反馈信号FB2产生一个脉冲信号(如脉宽调制信号PWM1)来控制开关218。控制器220通过控制与初级绕组204串联的开关218，使得变压器202工作于多个周期。在一个实施例中，一个周期包含充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS和调整阶段T_ADJ，如图4中所示。在充电阶段T_ON，变压器202由输入电压V_BB供电，流经初级绕组204的电流I_PR增大。在放电阶段T_DIS，变压器202放电对负载212供电，流经次级绕组206的电流I_SE减小。

具体而言，在充电阶段T_ON，控制器220接通开关218，从而使得变压器202接收输入电压V_BB。当开关218接通，与次级绕组206相连的二极管210反向偏置，没有电流流经次级绕组206。电流I_PR流经初级绕组204、开关218和电阻230到地。电流I_PR线性增大。因此，在充电阶段T_ON，变压器202的磁芯224储能，钳位电路228对反馈信号FB2的电压进行钳位，使得反馈信号FB2的电压为0。

在放电阶段T_DIS，控制器220关断开关218，通过变压器202放电对负载212供电。当开关218断开，与次级绕组206相连的二极管210正向偏置，磁芯224通过次级绕组206释放能量至电容222和负载212。在放电阶段T_DIS，流经次级绕组206的电流I_SE从一个最大电流值I_SE-MAX线性减小至一个预设的电流值(比如减小到0)。次级绕组206的最大电流值I_SE-MAX由初级绕组204的最大电流值I_PEAK和变压器202的初级绕组204与次级绕组206的匝数比决定。

在调整阶段T_ADJ，开关218保持关断，没有电流流经初级绕组204和次级绕组206。

如图4中流经次级绕组206的电流I_SE的波形所示，在一个周期T_S中次级绕组206输出的平均电流I_OAVG可以由等式(1)得到。

$I_{\mathrm{OAVG}}=\frac{I_{\mathrm{SE}-\mathrm{MAX}}}{2}\·\left(\frac{T_{\mathrm{DIS}}}{T_S}\right)---\left(1\right)$

其中，T_S＝T_ON+T_DIS+T_ADJ。

充电阶段T_ON的时间长度和放电阶段T_DIS的时间长度可以由初级绕组204和次级绕组206的电感、输入电压以V_BB及负载212两端的输出电压V_OUT决定。控制器220使得调整阶段T_ADJ具有恰当的时间长度从而使得放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度的比值为常数。其中，周期T_S的时间长度是充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS及调整阶段T_ADJ的总的时间长度。在等式(1)中，次级绕组206的最大电流值I_SE-MAX由初级绕组204的最大电流值I_PEAK和变压器202的匝数比决定。在一个实施例中，初级绕组204的最大电流值I_PEAK和变压器202的匝数比均为常数，从而次级绕组206的最大电流值I_SE-MAX也为常数。根据等式(1)，若放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度的比值为常数(即T_S＝k*T_DIS，k为常数)，则次级绕组206输出的平均电流I_OAVG也为常数。

因此，即便输入电压V_BB和输出电压V_OUT可能变化，只要放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度的比值为常数，则次级绕组206输出的平均电流I_OAVG也为常数。换言之，通过一个滤波器(如与负载212相连的电容222)，电源转换器200可以为负载212提供直流电流。

图3所示为图2中的控制器220的结构示意图。图3将结合图2和图4进行描述。控制器220使得调整阶段T_ADJ具有恰当的时间长度从而使得放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度的比值为常数。因此，电源转换器200可以为负载212提供直流电流。

在一个实施例中，控制器220包含振荡器226、比较器314、比较器316和脉冲信号产生器，比如脉宽调制信号产生器318。振荡器226根据反馈信号FB2产生锯齿波信号SAW。反馈信号FB2指示次级绕组206的输出电压。比较器314将锯齿波信号SAW和参考信号SET进行比较。参考信号SET具有参考电压值V_SET。比较器316将反馈信号FB1和参考信号PEAK进行比较。反馈信号FB1指示流经初级绕组204的电流I_SE。参考信号PEAK决定流经初级绕组204的最大电流值I_PEAK。脉宽调制信号产生器318与比较器314以及比较器316相连，并产生一个脉宽调制信号PWM1。振荡器226产生的锯齿波信号控制脉宽调制信号PWM1的占空比。脉宽调制信号PWM1控制开关318的导通状态从而控制变压器202的输出能量。

控制器220还包含控制信号产生器320。控制信号产生器320根据反馈信号FB2产生控制信号CTRL。控制信号CTRL施加至振荡器226。在一个实施例中，如果反馈信号FB2的电压大于预设门限值TH(TH＞0)，则控制信号CTRL为逻辑1，否则控制信号CTRL为逻辑0。在图3的例子中，振荡器226包含电流源302和304、开关306和308以及电容310。电容310上产生的电压信号即为锯齿波信号SAW。根据开关306和308的导通状态，电容310可以在电流源302的作用下充电或在电流源304的作用下放电。

如果电容310的电压上升至参考电压值V_SET，则控制器220产生具有第一电平的脉宽调制信号PWM1(比如，PWM1为逻辑1)以接通开关218。从而使得变压器202工作于充电阶段T_ON。钳位电路228使得反馈信号FB2的电压为0，从而控制信号CTRL具有第一电平(如逻辑0)。控制信号CTRL控制振荡器226中的开关308。控制信号CTRL通过非门312连接至开关306。在图3的示例中，当控制信号CTRL为逻辑0时，开关306接通，开关308断开。电容310由电流源302的电流充电。因此，电容310的电压(也即锯齿波信号SAW的电压)从参考电压值V_SET开始上升。同时，流经初级绕组204的电流I_PR增大。比较器316将反馈信号FB1与参考信号PEAK进行比较。当反馈信号FB1的电压达到参考信号PEAK的电压时，说明流经初级绕组204的电流I_PR增大至最大电流值I_PEAK，此时控制器220断开开关218，从而结束充电阶段T_ON并启动放电阶段T_DIS。具体而言，脉宽调制信号产生器318产生具有第二电平的脉宽调制信号PWM1(比如，PWM1为逻辑0)以断开开关218。当充电阶段T_ON结束时，电容310的电压(也即锯齿波信号SAW的电压)上升至第一电压值V₁，如图4所示。换言之，电容310的电压(也即锯齿波信号SAW的电压)从参考电压值V_SET上升至第一电压值V₁这段时间内开关218接通。

在放电阶段T_DIS，开关218断开，流经次级绕组206的电流I_SE从最大电流值I_SE-MAX减小。在放电阶段T_DIS，辅助绕组208产生直流输出电压。该输出电压被电阻214和216分压。在放电阶段T_DIS，反馈信号FB2的电压(即电阻216两端的电压)与辅助绕组208的输出电压成正比，因此，反馈信号FB2也是一个直流电压。在一个实施例中，适当选择电阻214和电阻216的阻值，使得在放电阶段T_DIS，反馈信号FB2的电压大于预设门限值TH。当反馈信号FB2的电压大于预设门限值TH，控制信号CTRL为逻辑1，使开关306断开而开关308接通。电容310以电流源304的电流放电，电容310的电压从第一电压值V₁下降。

当反馈信号FB2的电压下降至门限值TH，也即流经次级绕组206的电流I_SE减小到预设的电流值时，控制器220结束放电阶段T_DIS并启动调整阶段T_ADJ。在一个实施例中，当流经次级绕组206的电流I_SE减小到0时，控制器220结束放电阶段T_DIS并启动调整阶段T_ADJ。当放电阶段T_DIS结束时，电容310的电压(也即锯齿波信号SAW的电压)下降至第二电压值V₂，如图4所示。

在调整阶段T_ADJ，因为反馈信号FB2的电压下降至门限值TH，控制信号CTRL变为逻辑0。开关306接通，开关308断开。电容310再次由电流源302的电流充电。电容310的电压从第二电压值V₂上升。在调整阶段T_ADJ，开关218保持断开，没有电流流经初级绕组204或次级绕组206。当锯齿波信号SAW的电压上升至参考电压值V_SET，则控制器220结束调整阶段T_ADJ并接通开关218以启动下一个周期T_S中的充电阶段T_ON。具体来讲，脉宽调制信号产生器318产生具有第一电平的脉宽调制信号PWM1(比如，PWM1为逻辑1)以接通开关218。

假设电容310的电容值为C₁，电流源302的电流为I₁，电流源304的电流为I₂。在充电阶段T_ON结束时，锯齿波信号SAW的电压(电容310的电压)可以表示为：

$V_1=V_{\mathrm{SET}}+\frac{T_{\mathrm{ON}}\·I_1}{C_1}---\left(2\right)$

在放电阶段T_DIS结束时，锯齿波信号SAW的电压可以表示为：

$V_2=V_1-\frac{T_{\mathrm{DIS}}\·I_2}{C_1}---\left(3\right)$

在调整阶段T_ADJ结束时，锯齿波信号SAW的电压可以表示为：

$V_{\mathrm{SET}}=V_2+\frac{T_{\mathrm{ADJ}}\·I_1}{C_1}---\left(4\right)$

因此，调整阶段T_ADJ的时间长度可以由等式(2)-(4)推出，即：

$T_{\mathrm{ADJ}}=\frac{(V_{\mathrm{SET}}-V_2)\·C_1}{I_1}=T_{\mathrm{DIS}}\·\frac{I_2}{I_1}-T_{\mathrm{ON}}---\left(5\right)$

由等式(5)，调整阶段T_ADJ的时间长度和周期T_S的时间长度之间的关系可以表示为：

$\frac{T_{\mathrm{DIS}}}{T_S}=\frac{T_{\mathrm{DIS}}}{T_{\mathrm{ON}}+T_{\mathrm{DIS}}+T_{\mathrm{ADJ}}}=\frac{I_1}{I_1+I_2}---\left(6\right)$

根据等式(6)可以得到，放电阶段T_DIS的时间长度与充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS及调整阶段T_ADJ的总的时间长度的比值由电流I₁、I₂决定。如果电流I₁、I₂的大小恒定，则放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度成比例。因此，参考等式(1)，次级绕组206的平均输出电流I_OAVG为常数。

图5所示为根据本发明一个实施例的控制电源转换器中变压器的方法流程图500。图5将结合图2、图3以及图4进行描述。

在步骤502中，控制变压器202工作于多个周期。一个周期包含充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS和调整阶段T_ADJ。

在步骤504中，在充电阶段T_ON，对变压器202供电。在充电阶段T_ON，与变压器202的初级绕组204串联的开关218接通。在一个实施例中，通过监测流经初级绕组204的电流来控制充电阶段T_ON的时间长度。当流经初级绕组204的电流增大至一个预设的最大电流值时，结束充电阶段T_ON并启动放电阶段T_DIS。在充电阶段结束时，断开开关218。

在步骤506，在放电阶段T_DIS，利用变压器202对负载供电。在一个实施例中，通过监测变压器202辅助绕组208的输出电压来控制放电阶段T_DIS的时间长度。辅助绕组208的输出电压可以指示流经变压器202次级绕组206的电流是否下降到一个预设的电流值。具体而言，当流经次级绕组206的电流减小到预设的电流值(如减小到0)时，结束放电阶段T_DIS并启动调整阶段T_ADJ。在一个实施例中，当辅助绕组208的输出电压减小至一个预设的电压值时，流经次级绕组206的电流减小至预设的电流值。

在步骤508中，决定调整阶段T_ADJ的时间长度，使得放电阶段T_DIS的时间长度与充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS及调整阶段T_ADJ的总的时间长度之间的比值为常数。在一个实施例中，调整阶段T_ADJ的时间长度由振荡器226决定。振荡器226产生锯齿波信号SAW。在充电阶段T_ON，锯齿波信号SAW的电压从预设的参考电压值V_SET上升至第一电压值V₁。在放电阶段T_DIS，锯齿波信号SAW的电压从第一电压值V₁下降至第二电压值V₂。在调整阶段T_ADJ，锯齿波信号SAW的电压从第二电压值V₂上升至预设的参考电压值V_SET。当锯齿波信号SAW的电压上升至预设的参考电压值V_SET时，结束调整阶段T_ADJ并启动一个新的周期T_S。

综上所述，本发明提供了一种电源转换器和对电源转换器进行控制的方法。电源转换器包含工作于多个周期的变压器。至少一个周期包含充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS和调整阶段T_ADJ。电源转换器可以使得调整阶段T_ADJ具有合适的时间长度，从而使放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度的比值为常数。周期T_S的时间长度是充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS和调整阶段T_ADJ总的时间长度。因此，在一个周期中，变压器输出的电流的平均值为常数。

本发明提供的电源转换器可以应用于多种场合。比如，该电源转换器可以提供直流电流输出以驱动发光二极管等光源，也可以提供直流电流输出以对电池充电。

与包含光耦合器和误差放大器的传统的反激转换器相比，本发明提供的电源转换器的尺寸相对较小。

此外，即便电源转换器的输入电压和输出电压的变化可能导致充电阶段T_ON和放电阶段T_DIS的时间长度产生变化，该电源转换器能自动调节调整阶段T_ADJ的时间长度以保持放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度的比值为常数。因此，该电源转换器能够自动调节而输出平均值恒定的电流。而且从等式(1)可以看到，该电源转换器的输出电流的平均值不受变压器绕组电感值的影响，从而能够更加精确的控制输出电流。

图6所示为根据本发明的一个实施例的驱动负载212的驱动电路600的方框图。图6中与图2编号相同的组件具有类似的功能。在图6的例子中，驱动电路600与电源602相连，电源602产生交流输入电压V_AC，例如：V_AC是具有正弦波形的交流电压。驱动电路600作为一个电源转换器，接收交流输入电压V_AC并提供输出电压V_OUT为负载212供电。负载212可以是但不局限于光源(例如，发光二极管光源)。

在一个实施例中，驱动电路600包括整流器603、转换器604、变压器202和控制器620。在一个实施例中，控制器620包含端口VDD、端口DRV1、端口CS1、端口DRV2、端口CS2和端口FB。整流器603整流交流输入电压V_AC，以提供整流电压V_REC(例如，具有整流后的正弦波形)。电容605作为滤波器，以平滑整流电压V_REC。转换器604连接于整流器603和变压器202之间，以将整流电压V_REC转换成输入电压V_IN。在图6的实施例中，转换器604为升压转换器，包含电感L1、二极管D1、电容C1、电阻R1和开关613。然而，本发明并不局限于此，转换器604也可以是其他类型，例如降压转换器或降压-升压转换器。电阻R1提供指示流经电感L1的电流的监测信号656，控制器620通过端口CS1接收监测信号656。变压器202由输入电压V_IN供电，并产生输出电压V_OUT为负载212供电。连接于负载212的电容222，以滤除流经负载212的电流I_LOAD的纹波。控制器620在端口DRV1上产生开关控制信号654，以调节输入电压V_IN，并在端口DRV2上产生开关控制信号650，以调节流经负载212的电流I_LOAD。

在一个实施例中，变压器202包含初级绕组204、次级绕组206、辅助绕组208和磁芯224。初级绕组204的一端与转换器604相连，另一端通过开关218和电阻230连接到地。次级绕组206通过二极管210和电容222连接至负载212。在一个实施例中，辅助绕组208的一端通过电阻614和电阻616连接到地，另一端连接到地。控制器620的端口FB连接到电阻614和电阻616的公共节点。

图7所示为根据本发明的一个实施例的驱动电路600接收或产生的信号的波形图。图7将结合图6进行描述。图7所示的波形依次表示流经初级绕组204的电流I_PR、流经次级绕组206的电流I_SE、辅助绕组208的非同名端的电压V_AUX、流经控制器620的端口FB的电流I_FB、端口FB处的电压V_FB和开关控制信号650。

在一个实施例中，控制器620产生开关控制信号650，以导通或断开开关218，使变压器202工作于多个周期。在一个实施例中，一个周期包含充电阶段T_ON和放电阶段T_DIS。或者，如图7所示的实施例，一个周期包含充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS和调整阶段T_ADJ。在这两种情况下，开关控制信号650都是在充电阶段T_ON导通开关218，并在放电阶段T_DIS断开开关218。因此，在充电阶段T_ON，变压器202由输入电压V_IN供电，流经初级绕组204的电流I_PR增大。在一个实施例中，在充电阶段T_ON，电阻230产生指示电流I_PR的监测信号652。控制器620的端口CS2接收监测信号652。在放电阶段T_DIS，变压器202放电，以给负载212供电，流经次级绕组206的电流I_SE减小。

在充电阶段T_ON和放电阶段T_DIS，变压器202为控制器620的端口FB提供不同的反馈信号。具体而言，在一个实施例中，在充电阶段T_ON，电压V_AUX的电压值V₃与初级绕组204的电压V_IN成比例，可由等式(7)得到：

V_AUX＝V₃＝-V_IN*(N_A/N_P)(7)

其中，N_A表示辅助绕组208的匝数，N_P表示初级绕组204的匝数。如等式(7)所示，电压V_AUX在充电阶段T_ON为负的电压值。在一个实施例中，控制器620将端口FB的电压V_FB钳位在预设电压值(例如，0伏特)，以防止电压V_FB降到0伏特以下。因此，在一个实施例中，在充电阶段T_ON，电压V_FB等于0伏特。所以，电流I_FB从端口FB流经电阻614流至辅助绕组208。电流I_FB的电流值I₃可由等式(8)得到：

I_FB＝I₃＝V_IN*(N_A/N_P)/R₆₁₄(8)

其中，R₆₁₄表示电阻614的阻值。由于(N_A/N_P)/R₆₁₄是一个基本恒定的常数，电流I_FB的电流值I₃与电压V_IN成比例。

在放电阶段T_DIS，辅助绕组208感应次级绕组206的电能状态。具体而言，在一个实施例中，当流经次级绕组206的电流I_SE减小，辅助绕组208上的电压V_AUX具有正的电压值V₄(例如，V₄＝V_OUT*(N_A/N_S))，其中N_S表示次级绕组206的匝数。当电流I_SE减小到预设电流值(例如，0安培)时，电压V_AUX产生下降沿。电阻614和电阻616对电压V_AUX进行分压，以提供与电压V_AUX成比例的电压V_FB。因此，在放电阶段T_DIS，端口FB的电压V_FB指示流经次级绕组206的电流I_SE是否减小到预设电流值。

因此，在充电阶段T_ON，流经端口FB的电流I_FB与输入电压V_IN成比例。在放电阶段T_DIS，端口FB的电压V_FB指示电流I_SE是否减小到预设电流值。有利的是，控制器620通过同一端口FB接收指示输入电压V_IN的第一反馈信号I_FB和指示次级绕组206的电能状态的第二反馈信号V_FB。因此，减少了控制器620的端口数目，从而减小了驱动电路600的尺寸和成本。

在一个实施例中，控制器620根据第一反馈信号控制端口DRV1的开关控制信号654，以调节电压V_IN(例如，将电压V_IN调节到目标电压值)。此外，控制器620根据第二反馈信号控制端口DRV2的开关控制信号650，以调节电流I_LOAD(例如，将电流I_LOAD保持在恒定电流值)。控制器620的工作原理将在图8中进一步描述。

在一个实施例中，电容605具有较小的容值(例如，小于0.5微法拉)，以帮助消除或减小整流电压V_REC的波形失真(以校正驱动电路600的功率因数)。通过连接在整流器603和变压器202之间的转换器604使输入电压V_IN具有基本恒定的电压值。由于电压V_IN相对稳定，从而减小了电流I_LOAD的纹波。

图8所示为根据本发明的一个实施例的控制器620的结构示意图。图8与图2、图3和图6中有相同标号的组件具有类似的功能。图8将结合图3、图4、图6和图7进行描述。如图8所示，控制器620包含电压控制单元802和电流控制单元804。电压控制单元802监测流经端口FB的电流I_FB，并在端口DRV1产生开关控制信号654，以调节输入电压V_IN。电流控制单元804监测端口FB上的电压V_FB，并在端口DRV2产生开关控制信号650，以调节输出电流I_OUT。

在一个实施例中，电流控制单元804具有与图3中控制器220相似的结构。电流控制单元804包含控制信号产生器320、振荡器226、比较器314、比较器316和脉宽调制信号产生器318。控制信号产生器320根据第二反馈信号V_FB产生控制信号CTRL。振荡器226接收控制信号CTRL，并由此产生锯齿波信号SAW。比较器314将锯齿波信号SAW和参考信号SET进行比较。比较器316将指示充电阶段T_ON的电流I_PR的监测信号652和参考信号PEAK1进行比较。参考信号PEAK1决定流经初级绕组204的峰值电流I_PEAK1。脉冲宽度调制信号产生器318与比较器314和比较器316相连，并产生开关控制信号650(例如，脉冲宽度调制信号)，以控制开关218。

与控制器220的工作原理类似，锯齿波信号SAW控制脉宽调制信号650的占空比。具体而言，结合如图3和图4所述，在充电阶段T_ON，锯齿波信号SAW从参考信号SET的电压值V_SET开始增加，此时，流经初级绕组204的电流I_PR增大。当监测信号652的电压指示电流I_PR达到峰值电流I_PEAK1时(例如，当锯齿波信号SAW达到电压值VI时)，开关控制信号650断开开关218，以结束充电阶段T_ON并启动放电阶段T_DIS。在放电阶段T_DIS，流经次级绕组206的电流I_SE减小，锯齿波信号SAW从电压值V1开始下降。当电流I_SE减小到预设电流值(例如，0安培)时(即当电压V_FB产生一个下降沿时)，锯齿波信号SAW降到电压值V2。由此，电流控制单元804结束放电阶段T_DIS并启动调整阶段T_ADJ。在调整阶段T_ADJ，锯齿波信号SAW从电压值V2开始上升。当锯齿波信号SAW上升到电压值V_SET时，电流控制单元804导通开关218，从而开始一个新的周期。

有利的是，根据等式(6)，电流控制单元804使得放电阶段T_DIS的时间长度与充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS及调整阶段T_ADJ的总的时间长度之间的比值基本保持恒定，因此，流经负载212的电流I_LOAD基本保持恒定。电流控制单元804可以具有其他的结构而不局限于图8所示的实施例。

在一个实施例中，电压控制单元802包含钳位电路810、电流检测器808和电压调节器818。结合图6所述，当开关218闭合时，辅助绕组208的电压V_AUX为负值。钳位电路810与端口FB连接，检测端口FB的电压V_FB，并在充电阶段T_ON将电压V_FB钳位在预设电压值(例如，0伏特)，以防止电压V_FB降到0伏特以下。由此，电流I_FB从电流检测器808流经钳位电路810流至端口FB。

在一个实施例中，电流检测器808包含电流镜812、电阻814和采样保持电路816。电流镜812镜像电流I_FB，以产生与电流I_FB相等或成比例的电流I_M。电流I_M流经电阻814，因此，电阻814上的电压V_M也与电流I_FB成比例。根据等式(8)，在充电阶段T_ON，电流I_FB与输入电压V_IN成比例。所以，电压V_M与输入电压V_IN成比例。采样保持电路816在充电阶段T_ON对电压V_M进行采样，并保持在充电阶段T_ON的电压V_M的采样值以产生保持电压V_H。因此，在放电阶段T_DIS和调整阶段T_ADJ，尽管电流I_FB降到0安培，保持电压V_H仍然指示输入电压V_IN的值。

举例来说，电压调节器818包括误差放大器820、比较器822、比较器823、或门828、振荡器824和脉宽调制信号产生器826。振荡器824产生锯齿波信号V_SAW和时钟信号850(例如，脉冲信号)。误差放大器820的一个输入端接收指示输入电压V_IN目标值的参考信号V_REF，另一个输入端接收保持电压V_H。误差放大器820放大保持电压V_H和参考信号V_REF的差值，以产生放大电压V_AMP。比较器822比较锯齿波电压V_SAW和放大电压V_AMP，产生比较电压V_C1。比较器823将指示流经电感L1的电流I_IND的监测信号656和指示电流I_IND的峰值的参考信号V_PEAK进行比较，以产生比较电压V_C2。或门852接收比较电压V_C1和比较电压V_C2，并由此产生控制信号852。

脉宽调制信号产生器826根据时钟信号850和控制信号852，产生开关控制信号654，以控制开关613，从而调节输入电压V_IN。在一个实施例中，脉宽调制信号产生器826根据时钟信号850导通开关613，根据控制信号852断开开关613。具体而言，在一个实施例中，时钟信号850是频率基本恒定的脉冲信号。因此，开关613的导通时间和关断时间也是基本恒定的。此外，指示输入电压V_IN的保持电压V_H决定了开关613的导通时间。因此，开关控制信号654的占空比由保持电压V_H决定。例如，若保持电压V_H大于参考电压V_REF，则表明输入电压V_IN大于目标电压值(该目标电压值由参考电压V_REF指示)，开关控制信号654的占空比减小，以减小输入电压V_IN。反之，当保持电压V_H小于参考电压V_REF，则表明输入电压V_IN小于目标电压值，开关控制信号654的占空比增大，以增大输入电压V_IN。因此，将输入电压V_IN调整到目标电压值。

在一个实施例中，流经转换器604的电感L1的电流I_IND具有过流保护的功能。例如，如果监测信号656大于参考电压V_PEAK，则表明电流I_IND大于峰值电流，开关控制信号654断开开关613。电压控制单元802可以具有其他的结构，并不局限于图8所示的实施例。

图9所示为根据本发明的一个实施例的驱动负载的驱动电路(例如，驱动负载212的驱动电路600)的操作流程图。图9将结合图6-图8进行描述。虽然图9揭示了具体的步骤，但是这些步骤仅作示例型说明，本发明同样适用于其他步骤或如图9所述步骤的一些变化步骤。

在步骤902中，变压器(例如，变压器202)工作于多个周期。在一个实施例中，一个周期包含充电阶段和放电阶段。在另一个实施例中，一个周期包含充电阶段、放电阶段和调整阶段。在步骤904中，在充电阶段，变压器由输入电压供电，流经变压器初级绕组的电流增大。在步骤906中，在放电阶段，变压器放电以给负载供电，流经变压器次级绕组的电流减小。

在步骤908中，在充电阶段，将与变压器的辅助绕组连接的控制器端口(例如，端口FB)的电压钳位在预设电压值(例如，0伏特)。

在步骤910中，在充电阶段，端口FB接收指示输入电压的第一反馈信号。在一个实施例中，第一反馈信号包含流经端口FB的电流(例如，流经端口FB的电流I_FB)。在步骤912中，端口FB接收指示次级绕组电能状态的第二反馈信号。在一个实施例中，第二反馈信号包含端口FB的电压(例如，端口FB的电压V_FB)。

上文具体实施方式和附图仅为本发明的常用实施例。显然，在不脱离权利要求书所界定的本发明精神和发明范围的前提下可以有各种增补、修改和替换。本领域技术人员应该理解，本发明在实际应用中可根据具体的环境和工作要求在不背离发明准则的前提下在形式、结构、布局、比例、材料、元素、组件及其它方面有所变化。因此，在此披露的实施例仅用于说明而非限制，本发明的范围由所附权利要求及其合法等同物界定，而不限于此前的描述。

Claims (27)

1.一种驱动负载的电路，其特征在于，所述驱动负载的电路至少包括：

变压器，所述变压器包括接收输入电压的初级绕组和连接于负载的次级绕组，所述变压器工作于多个周期，其中，所述多个周期中的一个周期包括充电阶段和放电阶段，在所述充电阶段，所述变压器由所述输入电压供电，且流经所述初级绕组的电流增大，在所述放电阶段，所述变压器放电以给所述负载供电，且流过所述次级绕组的电流减小；及

与所述变压器连接的控制器，所述控制器包括端口，其中，在所述充电阶段，所述端口接收指示所述输入电压的第一反馈信号；在所述放电阶段，所述端口接收指示所述次级绕组电能状态的第二反馈信号；所述控制器根据所述第一反馈信号产生第一控制信号，以调节所述输入电压；所述控制器根据所述第二反馈信号产生第二控制信号，以调节流经所述负载的电流。

2.根据权利要求1所述的驱动负载的电路，其特征在于，所述驱动负载的电路还包括：

连接在电源和所述初级绕组之间的转换器，所述转换器将所述电源产生的输入交流电压转换成所述输入电压，并根据所述第一控制信号调节所述输入电压。

3.根据权利要求1所述的驱动负载的电路，其特征在于，其中，所述变压器还包括：

连接于所述端口的辅助绕组，在所述充电阶段，所述辅助绕组上的电压与所述初级绕组上的所述输入电压成比例。

4.根据权利要求3所述的驱动负载的电路，其特征在于，所述驱动负载的电路还包括：

连接于所述辅助绕组和所述控制器的所述端口之间的电阻，在所述充电阶段，所述控制器将所述端口的电压钳位在预设电压值，并且在所述充电阶段，流经所述电阻的电流值与所述输入电压成比例。

5.根据权利要求1所述的驱动负载的电路，其特征在于，其中，所述变压器还包括连接于所述端口的辅助绕组，在所述放电阶段，所述辅助绕组的电压指示流过所述次级绕组的电流是否降到预设值。

6.根据权利要求1所述的驱动负载的电路，其特征在于，其中，所述第一反馈信号包括流经所述端口的电流，所述第二反馈信号包括所述端口上的电压。

7.根据权利要求1所述的驱动负载的电路，其特征在于，其中，所述控制器还包括：

连接于所述端口的电流镜，用于在充电阶段镜像流经所述端口的电流，以提供流经电阻的电流；及

连接于所述电流镜的采样保持电路，用于采样并保持所述电阻上的电压，以产生指示所述输入电压的保持信号。

8.根据权利要求1所述的驱动负载的电路，其特征在于，其中，所述一个周期还包括调整阶段，所述第二控制信号使所述放电阶段的时间长度与所述充电阶段、所述放电阶段和所述调整阶段的总的时间长度之间的比值保持恒定，以调整流经所述负载的所述电流。

9.根据权利要求8所述的驱动负载的电路，其特征在于，其中，所述控制器还包括：

电流控制单元，当所述第二反馈信号指示流经所述次级绕组的所述电流降到预设电流值时，所述电流控制单元结束所述放电阶段并启动所述调整阶段。

10.根据权利要求8所述的驱动负载的电路，其特征在于，其中，所述控制器还包括：

信号产生器，用于产生锯齿波信号，其中，在所述充电阶段，所述锯齿波信号从预设参考电压值上升到第一电压值；在所述放电阶段，所述锯齿波信号从所述第一电压值下降到第二电压值；在所述调整阶段，所述锯齿波信号从所述第二电压值上升到所述预设参考电压值。

11.根据权利要求10所述的驱动负载的电路，其特征在于，所述驱动负载的电路还包括：

与所述初级绕组串联的开关，其中，在所述锯齿波信号从所述预设参考电压值上升到所述第一电压值的过程中，所述控制器导通所述开关；当流经所述初级绕组的电流增大到预设峰值电流时，所述控制器断开所述开关。

12.根据权利要求8所述的驱动负载的电路，其特征在于，所述驱动负载的电路还包括：

与所述初级绕组串联的开关，其中，所述控制器在所述充电阶段导通所述开关，在所述放电阶段和所述调节阶段断开所述开关。

13.一种电源转换器，其特征在于，所述电源转换器至少包括：

变压器，所述变压器包括接收输入电压的初级绕组、连接于负载的次级绕组，以及辅助绕组，所述变压器工作于多个周期，其中，所述多个周期中的一个周期包括充电阶段和放电阶段，在所述充电阶段，所述变压器由所述输入电压供电，且流过所述初级绕组的电流增大；在所述放电阶段，所述变压器放电以给所述负载供电，且流过所述次级绕组的电流减小；

一对相互串联的电阻，且所述一对电阻连接于所述辅助绕组；及

控制器，所述控制器包括端口，所述端口连接于所述一对电阻之间的公共节点，在所述充电阶段，所述控制器将所述公共节点上的电压钳位在预设电压值。

14.根据权利要求13所述的电源转换器，其特征在于，其中，在所述充电阶段，流经所述端口的所述电流与所述输入电压成比例；在所述放电阶段，所述端口的电压指示流经所述次级绕组的电流是否下降到预设值。

15.根据权利要求14所述的电源转换器，其特征在于，其中，在所述放电阶段，所述电阻将所述辅助绕组上的电压分压，以将所述分压电压提供给所述端口。

16.根据权利要求14所述的电源转换器，其特征在于，其中，所述一对电阻包括连接于所述辅助绕组的第一电阻和连接于具有参考电压的节点的第二电阻，且流经所述端口的所述电流还流经所述次级绕组和所述第一电阻。

17.根据权利要求14所述的电源转换器，其特征在于，其中，所述控制器还包括：

连接于所述端口的电流检测器，在所述充电阶段，所述电流检测器镜像流经所述端口的所述电流，以提供流经第三电阻的电流，所述电流检测器通过采样保持所述第三电阻上的电压来提供保持信号，

所述控制器基于所述保持信号产生控制信号，以调节所述输入电压。

18.根据权利要求13所述的电源转换器，其特征在于，其中，所述一个周期还包括调整阶段，所述控制器使所述放电阶段的时间长度与所述充电阶段、所述放电阶段和所述调整阶段的总的时间长度之间的比值保持恒定，以调整流经所述负载的所述电流。

19.根据权利要求18所述的电源转换器，其特征在于，其中，所述控制器还包括：

信号产生器，用于产生锯齿波信号，其中，在所述充电阶段，所述锯齿波信号从预设参考电压值上升到第一电压值；在所述放电阶段，所述锯齿波信号从所述第一电压值下降到第二电压值；在所述调整阶段，所述锯齿波信号从所述第二电压值上升到所述预设参考电压值。

20.根据权利要求19所述的电源转换器，其特征在于，所述电源转换器还包括：

与所述初级绕组串联的开关，其中，在所述锯齿波信号从所述预设参考电压值上升到所述第一电压值的过程中，所述控制器导通所述开关，当流经所述初级绕组的所述电流增加到预设峰值电流时，所述控制器断开所述开关。

21.根据权利要求18所述的电源转换器，其特征在于，所述电源转换器还包括：

与所述初级绕组串联的开关，其中，在所述充电阶段，所述控制器导通所述开关；在所述放电阶段和所述调整阶段，所述控制器断开所述开关。

22.一种控制器，用于控制为负载供电的变压器，其特征在于，所述控制器至少包括：

第一端口，所述第一端口产生第一控制信号，以调节所述变压器的输入电压；

第二端口，所述第二端口产生第二控制信号，以调节流经所述负载的电流，并使所述变压器工作于多个周期，其中，所述多个周期中的一个周期包括充电阶段和放电阶段，在所述充电阶段，所述变压器由所述输入电压供电，且流经所述初级绕组的电流增大；在所述放电阶段，所述变压器放电以给所述负载供电，且流经所述次级绕组的电流减小；及

第三端口，所述第三端口连接于所述变压器的辅助绕组，在所述充电阶段，所述第三端口接收指示所述输入电压的第一反馈信号；在所述放电阶段，所述第三端口接收指示所述次级绕组的电能状态的第二反馈信号，

其中，所述控制器根据所述第一反馈信号产生所述第一控制信号，根据所述第二反馈信号产生所述第二控制信号。

23.根据权利要求22所述的控制器，其特征在于，所述控制器还包括：

连接于所述第三端口的电流镜，在所述充电阶段，所述电流镜镜像流经所述第三端口的电流，以提供流经电阻的电流；及

连接于所述电流镜的采样保持电路，所述采样保持电路采样并保持所述电阻上的电压，以产生指示所述输入电压的保持信号。

24.根据权利要求22所述的控制器，其特征在于，其中，所述第一反馈信号包括流经所述第三端口的电流，所述第二反馈信号包括所述第三端口上的电压。

25.根据权利要求22所述的控制器，其特征在于，其中，所述一个周期还包括调整阶段，所述控制器使所述放电阶段的时间长度与所述充电阶段、所述放电阶段和所述调整阶段的总的时间长度之间的比值保持恒定，以调整流经所述负载的所述电流。

26.根据权利要求25所述的控制器，其特征在于，所述控制器还包括：

信号产生器，用于产生锯齿波信号，其中，在所述充电阶段，所述锯齿波信号从预设参考电压值上升到第一电压值；在所述放电阶段，所述锯齿波信号从所述第一电压值下降到第二电压值；在所述调整阶段，所述锯齿波信号从所述第二电压值上升到所述预设参考电压值。

27.根据权利要求22所述的控制器，其特征在于，所述控制器还包括：

钳位电路，在所述充电阶段，所述钳位电路将所述第三端口上的电压钳位在预设电压值。

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