JP5512731B2 - ２段のマイクロ波のｅ級電力増幅器 - Google Patents

Description

本発明は電気的及び電子回路及びシステムに関し、特に本発明はマイクロ波のＥ級電力増幅器に関する。

高効率のマイクロ波及び無線周波数（ＲＦ）高電力増幅器は多くの商用及び軍事的応用で必要とされている。典型的な応用は無線構内網、セルラ電話および電気通信システム、新型の航空機搭載のアクチブなフェイズドアレイレーダシステムを含んでいる。Ｅ級電力増幅器はこれら及び他のその応用で有用な高効率の増幅器である。

Ｅ級増幅器はＤ、Ｅ、Ｆ級等の「スイッチングモード増幅器」の一部である。これらのタイプの増幅器はその出力端子にオーバーラップする電圧と電流波形をもたない完全なスイッチとして動作するトランジスタを含んでおり、それによって理想的に消費するＤＣ電力はゼロである。Ａ、Ａ／Ｂ、Ｃ級のような他のクラスの増幅器はオーバーラップする電圧と電流波形を有する電流源として動作し、ＤＣ電力を消費し、低効率になる。

Ｅ級増幅器は典型的に単一のトランジスタと、共振負荷ネットワークからなる。負荷ネットワークの機能はトランジスタにおける同時的な高い電圧と高い電流を防止するためにアクチブな装置の出力端子で電圧と電流波形を成形し、それによってＤＣ電力の消費を最小にすることである。アクチブな装置はＲＦ入力信号により「オン」と「オフ」状態へ駆動されるスイッチとして動作する。装置の動作点は装置がオフ（ピンチオフ領域において）またはオン（線形領域において）であるようにされている。理想的な切換え動作状態下で、装置の出力端子における出力電圧及び電流波形は同時に存在せず、それ故装置内で消費されるエネルギはゼロであり、１００％の論理的な電力変換効率を生じる。

現在のＥ級の高電力増幅器（ＨＰＡ）はそれらが高度に同調された負荷回路であるために有用な帯域幅を限定されている。Ｅ級のＨＰＡは通常、狭い周波数帯域幅が要求とされるオーディオＨＩ−ＦＩシステム、ハム無線、高電力プラズマ発生のような応用でオーディオ、ＨＦおよびＵＨＦ周波数で使用されている。近年、モノリシックのＥ級電力増幅器における出版物はハンドセットセル電話機市場をカバーする狭い帯域幅（５００ＭＨｚ未満）のＲＦ周波数に限定されている。

さらに、通常のＥ級増幅器は電力出力が限定されている。Ｅ級増幅器は典型的に単一段の設計を使用して構成される。利得を増加するために、増幅器の能動装置の寸法は増加される。能動装置の増加により、装置の入力でキャパシタンスが増加するため増幅器の周波数範囲は減少する。

したがって、より広い周波数範囲で同時的な高電力と高電力付加効率（ＰＡＥ）を提供する改良されたＥ級増幅器が技術的に必要とされている。

技術の要求は本発明の負荷回路により解決される。本発明の負荷回路は任意のスイッチングモード回路と共に使用するのに適しており、スイッチングモード回路の出力に結合されている直列の誘導性−容量性ネットワークと、スイッチングモード回路の出力に結合されているキャパシタンスを提供するための回路とを含んでいる。例示的な実施形態では、キャパシタンスを提供するための回路はスイッチングモード回路中の固有のキャパシタンスを補償するように構成されている１以上の集中定数キャパシタを含んでいる。負荷回路はスイッチングモード回路の出力に結合されているシャントインダクタンスを含むこともできる。

例示的な実施形態では、負荷回路はＥ級の負荷を２段のＥ級の高電力増幅器に提供するように構成されている。その増幅器は駆動装置段と、Ｅ級段間整合ネットワーク（ＩＳＭＮ）と、負荷回路を使用する高電力段とを含んでいる。そのＩＳＭＮはＥ級負荷を増幅器の駆動装置段へ提供するための第１の回路と、高電力段のために整合された入力インピーダンスを提供する第２の回路とを含んでいる。負荷回路とＩＳＭＮは両者とも同時に高電力付加効率と高電力を広い周波数範囲にわたって提供するように構成されている。

本発明の教示にしたがって設計された２段のＥ級高電力増幅器の例示的な実施形態の簡単化されたブロック図。 通常のＥ級負荷を有する増幅器のディスクリートなコンポーネント構成の簡単化された概略図。 図２ａに示されている通常のＥ級負荷の分散されたコンポーネント構成図。 従来技術の広帯域のＥ級負荷ネットワークのディスクリートなコンポーネント構成の簡単化された概略図。 本発明の教示にしたがって設計されたＥ級負荷ネットワークの例示的な実施形態のディスクリートなコンポーネント構成の簡単化された概略図。 図４に示されたＥ級負荷の分散されたコンポーネント構成の図。 図５の分散された負荷の周波数応答特性を示すグラフ。 本発明の教示にしたがったＥ級のＩＳＭＮの概略図。 本発明の教示にしたがって設計された第１の増幅器段及びＥ級のＩＳＭＮの第１の回路の例示的な実施形態の分散されたコンポーネント構成を示す簡単化された概略図。 本発明の教示にしたがって設計されたＥ級のＩＳＭＮの第２の回路と第２の増幅器段の例示的な実施形態の分散されたコンポーネント構成を示す簡単化された概略図。

例示的な実施形態及び例示的な応用を本発明の有効な教示を説明するために添付図面を参照して説明する。
本発明を特定の応用の例示的な実施形態を参照にしてここで説明するが、本発明はそれに限定されないことを理解すべきである。当業者はその技術的範囲内および本発明が非常に有用である付加的な分野で付加的な変形、応用、実施形態を認識するであろう。

図１は本発明の教示にしたがって設計された２段のＥ級高電力増幅器100の例示的な実施形態の簡単化されたブロック図である。この回路100は特に高電力動作（５．０Ｗ−１０．０Ｗ以上）に対して特別に合成され、広い周波数範囲（７−１１ＧＨｚ）にわたって同時に高電力付加効率（ＰＡＥ）と高電力を与える。増幅器100は駆動装置段（第１の段）102と、高電力段（第２の段）106と、この２つの段の間に位置されている本発明によるＥ級段間整合ネットワーク（ＩＳＭＮ）104とを含んでいる。増幅器100の両段は特有の広帯域Ｅ級負荷を有している。この設計方法は駆動装置段が線形領域で動作するように設計されている通常のＡ／Ｂ級ＨＰＡ設計と対照的である。

本発明の２段のＥ級高電力増幅器（ＨＰＡ）は広い帯域幅にわたって同時に高電力と高いＰＡＥを維持するように設計されているＥ級負荷を含んでいる。図２ａは通常のＥ級負荷20を有する増幅器10のディスクリートなコンポーネント構成の簡単化された概略図である。図２ａに示されているように、典型的なＥ級増幅器10は誘導性のバイアスライン14を介して電圧源Ｖ_ｄｓに結合されているスイッチ12により表されているトランジスタを含んでいる。このスイッチ12はキャパシタ22および反転されたＬ型（直列のＬ、シャントのＣ）波形成形負荷ネットワーク20を介して抵抗負荷24と結合されている。通常のＥ級負荷ネットワーク20は、トランジスタスイッチ12のドレインソースキャパシタンス（Ｃ_ｄｓ）である第１のシャントキャパシタ15と、直列インダクタ16とそれに後続するシャントキャパシタ18とを含んでいる。広帯域動作のためにこれらの回路を最適化するための設計努力は行われていない。したがって、従来の増幅器設計では、ドレインバイアスライン14は負荷回路20と独立して処理され、伝送線の４分の１波長により実現されるチョークとして単に動作する。

図２ｂは図２ａで示されている通常のＥ級負荷の分布コンポーネント構成図である。Ｅ級増幅器の負荷ネットワークの機能が電圧及び電流波形を成形することであることは説明に値する。それ故、広帯域Ｅ級増幅器の設計では、Ｅ級波形が周波数帯域全体にわたって存在することを確実にするように注意しなければならない。通常のＥ級負荷回路は狭い帯域幅（約５００ＭＨｚ以下）にわたってのみ動作可能である。

図３は、R. Tayrani（代理人番号PD 04W178）による2005年２月10日出願の米国特許出願第11/054,968号明細書（発明の名称“BROADBAND MICROWAVE AMPLIFIER”）に記載されているような従来技術の広帯域のＥ級負荷ネットワーク30のディスクリートなコンポーネント構成の簡単な概略図であり、この文献はここで参考文献とされている。この負荷トポロジは直列のＬ−Ｃ（誘導−容量）ネットワークに基づいており、トランジスタ出力端子36と抵抗負荷24との間で容量素子34と直列接続されている誘導素子32を含んでいる。ドレインバイアスラインもまたトランジスタ出力端子36に結合されているシャント誘導素子14として負荷設計プロセスに含まれている。能動装置の固有のキャパシタンスＣ_ｄｓはトランジスタ出力端子36に結合されているシャントキャパシタ15として表される。

この設計は中程度の電力応用で優秀な広帯域性能を与えるが、高電力増幅器では効率的ではない可能性がある。より大きなＲＦ電力を実現するため、高電力増幅器は典型的に大きい能動装置（ゲート周辺は５．０ｍｍよりも大きい）を含んでおり、これは通常幾つかの能動装置を並列に結合することによって実現される。しかしながら、典型的に固有のキャパシタンス及び他の関連される装置の外因性の寄生のために増幅器の有用な周波数範囲を減少し、したがって回路の動作帯域幅をさらに減少する可能性があるので、能動装置を並列に結合するには注意しなければならない。

本発明の教示によれば、補助キャパシタが能動装置の固有のキャパシタンスを補償するために直列のＬ−Ｃ負荷ネットワークに付加される。図４は本発明の教示にしたがって設計されたＥ級負荷ネットワーク40の例示的な実施形態のディスクリートなコンポーネント構成の簡単な概略図である。本発明の付加ネットワーク40は能動装置の出力端子36に結合されている１以上の集中定数キャパシタ42を含んでいる、集中定数キャパシタ42は（図４ではトランジスタ出力端子36に結合されたシャントキャパシタ15として表されている）固有の能動装置のキャパシタンスＣ_ｄｓを補償するように設計されている。誘導素子32がトランジスタ出力端子36と広帯域インピーダンス変換器44との間で容量素子34と直列接続されている。インピーダンス変換器44は抵抗負荷24のインピーダンスと整合するために回路の出力インピーダンスを変換し、これは例示的な実施形態では５０．０オームである。ドレインバイアスラインもまたトランジスタ出力端子36に結合されたシャント誘導素子14として負荷設計プロセスに含まれている。

図４に示されている集中負荷はＸ帯域及びその他のマイクロ波周波数帯域での応用に有用にするためにその等価分布ネットワークに変換される必要がある。Ｅ級動作の分布負荷を最適にするために、時間ドメイン最適化プロセスが実行される。広帯域回路の設計方法についての更に詳細な説明は前述の参照の特許出願で見られる。

図５は図４に示されたＥ級負荷の分布コンポーネント構成を示している。図５に示されている負荷ネットワーク40は図１の高電力増幅器100の第２の段106で使用するように設計されている。例示された実施形態では、第２の増幅器段106は並列接続されている４個のトランジスタ50A、50B、50C、50Dを含んでいる。トランジスタの出力（ドレイン）は共にノード36で接続されている。この実施形態では負荷ネットワーク40はノード36に結合されている２つの調節可能な集中定数キャパシタ42A、42Bを含んでいる。２つのバイアスドレインライン14A、14Bはそれぞれトランジスタ出力ノード36を電圧源Ｖ１とＶ２に結合している。直列のＬ−Ｃネットワークは２つの伝送線52A、52Bにより構成され、これらの伝送線はトランジスタ出力ノード36を３ポートキャパシタ54へ結合する。伝送線56は３ポートキャパシタ54をインピーダンス変換器44へ結合する。インピーダンス変換器44はライン56と出力端子62との間で直列接続されている２つの伝送線58と60を使用して構成される。シャントキャパシタ64はライン56と58との間に接続され、シャントキャパシタ66はライン56と60との間に接続される。伝送線の幅及び長さの寸法の例示的な値が図５ではミクロンで示されている。別の構成も本発明の技術的範囲を逸脱せずに使用されることができる。

本発明のＥ級負荷40は高電力動作に適しており、特に図１の例示的なＨＰＡの第２の段で使用されるような大きい能動装置で有用である。回路40は広帯域周波数範囲（例示的な実施形態では７−１１ＧＨｚ）にわたって高いＰＡＥと高電力を同時に提供する。図６は図５の分布負荷40の周波数応答特性を示すグラフであり、７−１１ＧＨｚの周波数範囲にわたる広帯域のほぼ周波数に無関係の位相及び大きさの応答特性を示している。このタイプの周波数応答特性はＥ級のＨＰＡの広帯域動作に対して必要な要求である。当業者は本発明の技術的範囲を逸脱せずに他の周波数に対して本発明の教示を拡張することができる。

図１に戻ると、本発明の２段のＥ級の高電力増幅器100は広い帯域幅にわたって高電力と高いＰＡＥを同時に維持するように設計された優れたＥ級の段間整合ネットワーク（ＩＳＭＮ）も含んでいる。ＩＳＭＮは２段の増幅器を設計するときに必要である。ＩＳＭＮ回路はその入力／出力ポートで等しくない複素数負荷を有する帯域通過フィルタに類似していると言うことができる。Ｅ級のＩＳＭＮ回路104の場合、複素数負荷は周波数独立型のＥ級負荷でなければならない。（第１の増幅器段102に対するＥ級負荷である）この負荷はその後、所望の帯域幅にわたって第２の増幅器段106の複素数入力インピーダンスに整合される。図７はこの概念を示すＥ級のＩＳＭＮ104を表している。

優れたＥ級のＩＳＭＮ104は、第１の増幅器段102にＥ級の負荷を提供するための第１の回路110と、第２の増幅器段106に対して整合された入力インピーダンスを提供するための第２の回路112とを含んでいる。図８ａと図８ｂは本発明の２段のＥ級のＨＰＡ100の詳細を示している。図８ａは第１の増幅器段102とＩＳＭＮの第１の部分110とを示しており、図８ｂはＩＳＭＮの第２の部分112と第２の増幅器段106とを示している。

図８ａは本発明の教示にしたがって設計された第１の増幅器段102及びＥ級のＩＳＭＮの第１の回路110の例示的な実施形態の分散されたコンポーネント構成を示す簡単化された概略図である。第１の増幅器段102は能動装置124と、入力端子120を能動装置124の入力に結合するための入力整合ネットワーク122とを含んでいる。示されている実施形態では、能動装置124は擬似形態の高電子移動度トランジスタ（ｐＨＥＭＴ）である。能動装置124の出力（ドレイン）はＩＳＭＮの第１の回路110へ接続されている。

ＩＳＭＮの第１の回路110は広帯域のＥ級負荷を第１の増幅器段102に提供する。示されている実施形態では、この回路110は直列のＬ−Ｃネットワークに基づいており、能動装置の出力126とノード132との間で容量素子130と直列に接続されている伝送線128を含んでいる。２つの伝送線134、136はトランジスタ出力126と電圧源Ｖ３との間に直列接続されている。シャントキャパシタ144はライン134と136との間で結合されている。３つの伝送線138、140、142はトランジスタ出力126と接地点との間で直列に接続されている。

随意選択的に、ＩＳＭＮの第１の回路110は能動装置124の固有のキャパシタンスを補償するためにトランジスタ出力126に結合されている補助集中定数キャパシタも含むことができる。ＩＳＭＮの第１の回路110はしたがって前述のＥ級負荷と類似の方法を使用する。示されている実施形態では、補助キャパシタはＩＳＭＮで必要とされず、それは第１の増幅器段102が第２の増幅器段106よりも低い電力を提供する（それ故小さい能動装置124）駆動段であるからである。補助集中定数キャパシタをＩＳＭＮの第１の回路100へ付加することはより高い電力の第１の増幅器段またはより高い周波数の動作では望ましいことであろう。

図８ｂは本発明の教示にしたがって設計されたＥ級のＩＳＭＮの第２の回路112と第２の増幅器段106の例示的な実施形態の分布コンポーネント構成を示す簡単化された概略図である。示された実施形態では、第２の増幅器段106は並列接続されている４つの能動装置50A、50B、50C、50Dと、広帯域のＥ級負荷40とを含んでおり、これらの詳細は図５に示されている。示されている実施形態では、能動装置50A、50B、50C、50Dはｐ型ＨＥＭＴを使用して構成されている。

ＩＳＭＮの第２の回路112は整合された入力インピーダンスを第２の増幅器段106の能動装置50A、50B、50C、50Dの入力に提供する。示されている実施形態では、第２の回路112はノード132とトランジスタ50Aの入力の間で直列接続されている４つの伝送線150、152、154、156を含んでいる。３ポート接合158はライン154と156を伝送線160へ接続し、それは電圧源Ｖ５に結合されている。シャントキャパシタ162はライン150と152との間に結合され、シャントキャパシタ164はライン152と154との間に結合されている。シャントキャパシタ166はノード132に結合されている。２つの伝送線170と172はキャパシタ162とトランジスタ50Bの入力との間に直列に接続されている。シャントキャパシタ174はライン170と172との間に結合されている。

同様に、他の２つのトランジスタでは、４つの伝送線180、182、184、186はノード132とトランジスタ50Dの入力との間で直列に接続されている。３ポート接合188はライン184と186を伝送線190へ接続し、それは電圧源Ｖ６に結合されている。シャントキャパシタ192はライン180と182との間に結合され、シャントキャパシタ194はライン182と184との間に結合されている。２つの伝送線200と202はキャパシタ192とトランジスタ50Cの入力との間に直列接続されている。シャントキャパシタ204はライン200と202との間に結合されている。

このように、本発明の教示は小型の広帯域Ｅ級負荷の新しいクラスを合成することによって、効率的な高電力の広帯域ＨＰＡを提供し、それは独立した技術であり、それ故ＧａＡｓ、ＧａＮおよび／またはＳｉＧｅ ＭＭＩＣ技術でのモノリシック集積に適している。これらの新しい負荷の最も重要な特性は帯域幅全体にわたって同時的にＰＡＥと電力を提供する能力である。好ましい実施形態では、ＨＰＡは時間ドメイン解析、高調波平衡解析、大きい信号の安定度解析、エンベロープシミュレーションを含めた回路のシミュレーション技術を使用して設計される。スイッチングモード電力増幅器の設計についてのこれらの新しい回路及びそれらの関連される特有の設計方法の適用によって、非常に効率的な（Ｘ帯域でのＰＡＥ＞８０）ＨＰＡが設計されることができる。

以上、本発明を特定の応用について特定の実施形態を参照してここで説明した。当業者は付加的な変更、応用、実施形態をその技術的範囲内で認識するであろう。例えば本発明の教示はＥ級増幅器に限定されない。即ち、本発明の教示は任意のスイッチング増幅器または回路設計と共に使用されることができる。

それ故、特許請求の範囲によって本発明の技術的範囲内で任意及び全てのこのような応用、変形、実施形態をカバーすることが意図される。

Claims (6)

1. Ｅ級負荷をスイッチングモード回路（50）に提供するＥ級段間整合回路（40）において、
   前記スイッチングモード回路（50）の出力に直列に結合された直列の誘導性−容量性ネットワーク（32、34）と、
   前記スイッチングモード回路（50）の前記出力に結合された１以上の集中定数キャパシタ（42）と、
   前記スイッチングモード回路（50）に並列に結合され、接地されているシャント誘導素子（14）と、
   前記直列の誘導性−容量性ネットワーク（32、34）に結合され、所望の負荷のインピーダンスに整合させるために、前記Ｅ級段間整合回路（40）の出力インピーダンスを変換するインピーダンス変換器（44）と、を含み、
   前記集中定数キャパシタ（42）は前記スイッチングモード回路（50）中の固有のキャパシタンスを補償することを特徴とするＥ級段間整合回路。
2. 前記シャント誘導素子（14）は前記スイッチングモード回路（50）に対する誘導性バイアスラインを含んでいる請求項１記載のＥ級段間整合回路。
3. 前記直列の誘導性−容量性ネットワーク（32、34）は前記スイッチングモード回路（50）の前記出力に結合されている誘導素子（32）を含んでいる請求項１記載のＥ級段間整合回路。
4. 前記直列の誘導性−容量性ネットワーク（32、34）はさらに前記誘導素子（32）に直列結合されている容量素子（34）を含んでいる請求項３記載のＥ級段間整合回路。
5. 前記Ｅ級段間整合回路（40）は広い周波数範囲にわたって高電力付加効率と高電力を同時に提供する請求項１記載のＥ級段間整合回路。
6. 前記Ｅ級段間整合回路（40）は７−１１ＧＨｚの範囲の周波数で動作可能である請求項１記載のＥ級段間整合回路。

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