JP6156148B2 - 逆ｆ級増幅回路及び逆ｆ級増幅回路の寄生回路補償方法 - Google Patents

Description

本発明は、寄生回路に対する補償を施した逆Ｆ級増幅回路、及び逆Ｆ級増幅回路の寄生回路補償方法に関する。

移動体基地局などにおいては、マイクロ波が電力増幅されて送信される場合がある。マイクロ波の電力増幅に用いられる電力増幅器には、増幅素子への直流バイアス方法の違いにより、Ａ級増幅器、ＡＢ級増幅器などが知られている。例えば、ＡＢ級増幅器は、大きな電力を消費するので、実用上及び省エネルギーの観点から改善が望まれている。
電力変換効率が高い増幅回路として、Ｆ級増幅器、逆Ｆ級増幅器などが知られている。逆Ｆ級増幅回路では、消費電力を削減するために、偶数次高調波の信号に対しては開放状態となり、奇数次高調波の信号に対しては短絡状態となるようにインピーダンス整合を行うことが必要である。以下、このようなインピーダンス整合を「逆Ｆ級のインピーダンス条件を満たす」という。
ところが、現実の増幅器では、出力端子に寄生シャント容量（以下、単に「寄生容量」という。）や寄生直列インダクタンス（以下、単に「寄生インダクタンス」という。）が存在する。そのため、増幅素子の出力端子において、各高調波間の信号成分に位相のずれが生じて逆Ｆ級のインピーダンス条件を満たすことができず、十分に消費電力を削減できないという問題が生じる。以降、「寄生容量」と「寄生インダクタンス」を合わせて、「寄生回路」といい、「寄生回路」のインピーダンスを「寄生成分」という。
上記の問題に対応して、現実に逆Ｆ級のインピーダンス条件を満たすためには、寄生成分を考慮することが必要である。例えば、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）という。）を用いる場合では、ドレイン・ソース間寄生容量Ｃｄｓ、ドレイン寄生インダクタンスＬｄを加味する。すなわち、ＦＥＴの寄生回路を高調波処理回路の一部とみなした上で、寄生回路内部の等価電流源端面で、逆Ｆ級のインピーダンス条件を満たすように所定の回路を用いて補償する。以下、このような補償を「寄生補償」という。
しかしながら、特に、１００Ｗ程度の大きな電力の出力信号を出力可能な増幅素子では、寄生容量が大きいため、数ＧＨｚ程度の高調波に対する偶数次高調波での逆Ｆ級のインピーダンス条件である、開放条件を満たすことが困難である。
これに対して、「Ｎ．Ｕｉ，ｅｔ ａｌ．，“Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｃｌａｓｓ−Ｆ ＧａＮ−ＨＥＭＴｓ Ｄｏｈｅｒｔｙ ａｎｄ Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｔｒａｃｋｉｎｇ“，２０１０ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｉｎｔ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ Ｗｏｒｋｓｈｏｐ ＷＳＦ−６，ＭＡＹ ２０１０」（以降、「非特許文献１」という。）に、大出力電力の増幅器において、寄生成分を補償した逆Ｆ級増幅回路が提案されている。非特許文献１に開示された逆Ｆ級増幅回路の構成を図７に示す。図７のトランジスタ部１は、等価出力電流源１ａ、ドレイン・ソース間寄生容量１ｂ（Ｃｄｓ）、寄生インダクタンス１ｃ（Ｌｄ）を用いて、トランジスタを等価回路として表したものである。
さらに、上記の逆Ｆ級増幅回路は、インダクタ２ａ、２ｂ、高インピーダンス伝送線路３、低インピーダンス伝送路４を備える。高インピーダンス伝送路３、低インピーダンス伝送路４は、それぞれ、誘導的、容量的に振舞う。これにより、寄生成分内部の等価電流源端面からみたインピーダンスＺｏｕｔ１が、２倍高調波で短絡状態となるので、増幅素子の寄生成分を含め、逆Ｆ級のインピーダンス条件を満たす回路構成が実現される。
また、別の寄生補償の方法として、特開２００５−８６３６６号公報（以降、「特許文献１」という。）、特開２００５−３１１５７９号公報（以降、「特許文献２」という。）には、基本波周波数で寄生容量Ｃｄｓと共振する共振回路を接続し、基本波周波数に対して寄生容量が影響しないようにする手法が提案されている。さらに、特許文献１、特許文献２の手法では、共振回路の出力端子に基本波整合に影響を与えずに高調波インピーダンス整合を行なう高調波インピーダンス整合回路が接続されている。
特開２００９−１３０４７２号公報（以降、「特許文献３」という。）には、負荷回路を用いて寄生補償する手法が提案されている。

非特許文献１の手法では、低インピーダンス線路４の小型化のために高誘電率基板を用いるので２種類の基板を併用する必要がある。加えて、寄生成分は使用するＦＥＴにより異なるので、高インピーダンス伝送路３、低インピーダンス線路４を用いた寄生補償には個別設計が必要となる。このとき、設計に使用するＦＥＴのデバイス・モデルの精度に大きく依存するが、その精度は常に高いとは限らない。従って、確実に寄生補償が実現できるという補償がない。
また、特許文献１、２の手法では、入力信号周波数に対して寄生成分と合わせて共振を引き起こし、入力信号周波数に対して寄生成分を打ち消す共振回路を形成している。しかし、共振回路部では高調波に対しての寄生補償をしていないため、大きな寄生容量を有する大出力増幅素子や高い周波数には、特許文献１、２の手法は対応することができない。
特許文献３の手法では、出力負荷回路に備えられた第２伝送線路を用いて共振回路を構成し、寄生容量を補償する。このとき、第２伝送線路の線路長が寄生容量に依存するので、デバイス・モデルの寄生容量の精度には高い精度が求められたり、実際の寄生容量の値にはバラツキが小さいことが求められたりする。しかし、モデルにおける寄生容量の精度が常に高いこと、及び寄生容量の値のバラツキが小さいことは必ずしも保証されない。従って、出力負荷回路の入力ノードでは、２次高調波に対する逆Ｆ級のインピーダンス条件が満たされない可能性、すなわち２次高調波に対して開放状態とならない可能性がある。
（発明の目的）
本発明の目的は、増幅素子の有する寄生成分に対する寄生補償を施した、逆Ｆ級増幅回路を提供することである。また、本発明の他の目的は、逆Ｆ級増幅回路が備える増幅素子の有する寄生成分に対する寄生補償を行う、逆Ｆ級増幅回路の寄生回路補償方法を提供することである。

本発明の逆Ｆ級増幅回路は、寄生回路を含み、所定の基本波周波数を持つ入力信号を増幅し、基本周波数の成分である基本波成分及び基本周波数の高調波の成分である高調波成分を含む第１の信号を出力する増幅部と、寄生回路のインピーダンスと共振することによって、２次の高調波成分に対して開放状態となり、第１の信号を入力し、第２の信号を出力する寄生補償部と、２次の高調波成分に対して開放状態となり、第２の信号を入力し、第３の信号を出力する高調波処理回路部と、を備えることを特徴とする。
本発明の逆Ｆ級増幅回路の寄生補償方法は、寄生回路を含む増幅部によって、所定の基本波周波数を持つ入力信号を増幅して、基本周波数の成分である基本波成分及び基本周波数の高調波の成分である高調波成分を含む第１の信号を出力し、寄生回路のインピーダンスと共振することによって、２次の高調波成分に対して開放状態となる寄生補償部によって、第１の信号を入力して、第２の信号を出力し、２次の高調波成分に対して開放状態となる高調波処理回路部によって、第２の信号を入力し、第３の信号を出力することを特徴とする。

本発明の逆Ｆ級増幅回路及び逆Ｆ級増幅回路の寄生補償方法は、逆Ｆ級増幅回路が備える増幅素子の寄生成分を補償した後、信号を高調波処理部へ送る。そのため、高調波処理部の種々の回路条件が、寄生成分に影響されないという効果がある。

図１は、本発明の逆Ｆ級増幅回路のブロック図である。
図２は、第１実施形態にかかる逆Ｆ級増幅回路の、寄生補償部の具体的な回路構成図を示したブロック図である。
図３は、第１実施形態にかかる逆Ｆ級増幅回路の、高調波処理部の具体的構成を示したブロック図である。
図４Ａは、第１実施形態にかかる逆Ｆ級増幅回路の各入力ノードから負荷側を見たときのインピーダンスのシミュレーション結果をプロットしたスミスチャートである。
図４Ｂは、図３の構成から寄生補償部を除いたときの、各入力ノードから見たときのインピーダンスのシミュレーション結果をプロットしたスミスチャートである。
図４Ｃは、図４Ａで用いた回路のシミュレーション結果の周波数特性を示すグラフである。
図５は、第２実施形態にかかる逆Ｆ級増幅回路のブロック図である。
図６は、第３実施形態にかかる逆Ｆ級増幅回路のブロック図である。
図７は、非特許文献１に記載された逆Ｆ級増幅回路のブロック図である。

（第１の実施形態）
次に、本発明の実施の形態を、図を参照して詳細に説明する。図１は、本実施形態の逆Ｆ級増幅回路のブロック図である。
本実施形態の逆Ｆ級増幅回路は、増幅素子１、寄生補償部５、高調波処理部６を備える。
増幅素子１の等価回路は、等価出力電流源１ａ、寄生容量１ｂ、寄生インダクタ１ｃを含む。寄生容量１ｂは、逆Ｆ級増幅器のドレイン出力端子とソース端子間に発生し、ドレイン・ソース間を容量結合する。寄生インダクタ１ｃは、ドレイン出力端子に発生するインダクタである。寄生容量１ｂと寄生インダクタ１ｃが、寄生回路１ｄを構成する。
寄生補償部５は増幅素子１の出力端子に接続され、増幅素子１の出力信号を入力する。高調波処理部６は寄生補償部５の出力端子に接続され、寄生補償部５の出力信号を入力する。
増幅素子１の出力信号は、基本周波数の信号成分と、基本周波数の整数倍の周波数成分である高調波の信号成分とを含む。また、寄生回路１ｄにより、ドレイン出力端子ノードにおける信号には位相にずれが生じる。このため、高調波の信号成分のドレイン出力端子における位相は、寄生回路１ｄによりずらされ、寄生回路１ｄから出力される。
そこで、等価出力電流源１ａから負荷側を見たときの高調波のインピーダンス条件が、高調波処理部で設定された開放状態や短絡状態になるように、寄生補償部５が形成される。すなわち、寄生補償部５は、寄生回路１ｄの存在を考慮して逆Ｆ級のインピーダンス条件が満たされるように形成される。
図２は、逆Ｆ級増幅回路の、寄生補償部の具体回路構成例を示したブロック図である。寄生補償部５は、キャパシタ５ｂ、インダクタ５ａを含む。
キャパシタ５ｂは、２次高調波成分に対して無視し得るインピーダンスとなるような十分に大きい容量を有する、一方の端子が接地されたＤＣカット用の容量である。インダクタ５ａは、キャパシタ５ｂと増幅素子１の出力端子とを接続する。インダクタ５ａは、例えば、ボンディング・ワイヤーなどで構成される。
２次高調波の信号成分に対して、寄生回路１ｄと寄生補償部５はＬＣ並列共振し、２次高調波の周波数に対して寄生成分を打ち消す。具体的には、インダクタ５ａの値Ｌｓは、以下の式（１）を満たす。
ｊωＣｄｓ ＋ １／ｊωＬｓ ＝ ０ …（１）
ここで、ｊは虚数単位、ωは２次高調波の角周波数、Ｃｄｓは寄生容量１ｂの値である。なお、Ｌｓには、寄生回路１ｄのドレイン寄生インダクタ１ｃのインダクタンス値Ｌｄが無視できない場合は、Ｌｄを加えた値が使用される。つまり、Ｌｓには、インダクタ５ａとドレイン寄生インダクタ１ｃのインダクタンス値を含む。
なお、寄生補償部５は、逆Ｆ級のインピーダンス条件のうち、２次高調波に対する開放状態を実現するものである。そのため、３次高調波以上の高調波成分が寄生回路１ｄの寄生容量により実効的に短絡した状態とみなし得る場合には、寄生補償部５による補償効果はさらに大きい。
図３は、高調波処理部６が、２次高調波に対する１／４波長伝送線路６ａと、２次高調波に対する１／４波長オープンスタブ６ｂとで構成された場合のブロック図である。基本波整合部７は、基本波成分に対して、負荷８とのインピーダンス整合を行う。
１／４波長オープンスタブ６ｂにより、２次高調波の周波数成分に対して、高調波処理部６ｂの入力ノードＣから見たロード・インピーダンスＺｏｕｔ３は、短絡状態となる。さらに、１／４波長伝送線路６ａにより、２次高調波の周波数成分に対して、高調波処理部６ａの入力ノードＢから見たロード・インピーダンスＺｏｕｔ２が開放状態へと変換される。
ただし、寄生容量１ｂのインピーダンスが２次高調波の周波数成分に対して短絡状態に近い状態である場合は、寄生回路１ｄの入力ノードＡから見たインピーダンスＺｏｕｔ１には寄生容量１ｂの影響が顕著に現れる。すなわち、ロード・インピーダンスＺｏｕｔ２単体では２次高調波に対して開放状態となっていたとしても、インピーダンスＺｏｕｔ１は２次高調波の周波数に対して短絡状態となってしまう。特にこのような状態となる場合としては、大出力電力増幅器用に用いられるＧａＮ（窒化ガリウム）増幅素子を用いる場合が挙げられる。大出力電力増幅器用のＧａＮ増幅素子は、数ｐＦ程度の大きさの寄生容量を有することがある。
そこで、寄生補償部５によって寄生補償を行うことにより、寄生補償部５と寄生回路１ｄとを合わせた全体のインピーダンスを２次高調波の周波数成分に対して開放状態とする。このとき、高調波処理部６の入力ノードで設定された開放状態が、寄生回路１ｄの入力ノードでも保たれる。
図４Ａは、以下の条件で回路を構成したときの、ノードＡ、Ｂ、Ｃから負荷側を見たときのロード・インピーダンス（ＳパラメータにおけるＳ１１）のシミュレーション結果をプロットしたスミスチャートである。
Ｃｄｓ＝４．１９ｐＦ、
Ｌｓ＝０．１４７ｎＨ
Ｃｄｃ＝１０００ｐＦ
なお、伝送線路６ｂは、２次高調波に対する１／４波長オープンスタブの理想伝送線路、伝送線路６ａは２次高調波に対する１／４波長線路である。
図４Ｂは、図４Ａのシミュレーションで用いた回路から寄生補償部５を取り外した場合のシミュレーション結果である。図４Ｂにも、ノードＡ、Ｂ、Ｃでのシミュレーション結果がスミスチャート上にプロットされている。
図４Ｂでは、寄生回路１ｄの入力ノードＡ点でのインピーダンスの状態が短絡側に寄っている。これに対して、寄生補償部５を導入した図４Ａでは、入力ノードＡから見た場合にも、ノードＣで設定した開放状態が保たれていることがわかる。
図４Ｃは、図４Ａで用いた回路のシミュレーション結果を、６．４ＧＨｚから３２ＧＨｚまでの周波数範囲で図示したグラフである。このように、３次以上の高次高調波では短絡状態に近づいている。
以上のように、本実施形態の逆Ｆ級増幅回路では、寄生補償部によって、増幅素子の出力信号の２次高調波に対して簡易的に寄生補償を施した後、高調波処理部へ出力する。そのため、寄生容量１ｂを有する増幅素子を用いる電力増幅器でも、高調波処理部６の入力ノードＢでロード・インピーダンスが単独で逆Ｆ級のインピーダンス条件を満たしさえすればよい。
このように、本実施形態の逆Ｆ級増幅回路では、高調波処理部が単独で逆Ｆ級のインピーダンス条件を満たすように設計することが可能となり、逆Ｆ級増幅回路の設計の高効率化を図ることができる。
（第２実施形態）
図５は、本発明の第２の実施の形態である逆Ｆ級増幅回路を示す。第２の実施の形態では、寄生補償部の第２の具体回路の構成例を示す。
増幅素子１の等価回路は、等価出力電流源１ａ、寄生容量１ｂ、寄生インダクタ１ｃを含む。寄生容量１ｂは、逆Ｆ級増幅器のドレイン出力端子とソース端子間に発生し、ドレイン・ソース間を容量結合する。寄生インダクタ１ｃは、ドレイン出力端子に発生するインダクタである。寄生容量１ｂと寄生インダクタ１ｃが、寄生回路１ｄを構成する。
寄生補償部５は、キャパシタ５ｅ、５ｆ、インダクタ５ｄを含む。
キャパシタ５ｅは、２次高調波成分に対して無視し得るインピーダンスとなるような十分に大きい容量を有する、一方の端子が接地されたＤＣカット用の容量である。インダクタ５ｄは、キャパシタ５ｅと増幅素子１の出力端子とを接続する。インダクタ５ｄは、例えば、ボンディング・ワイヤーで構成される。キャパシタ５ｆは、一方の端子がＦＥＴの出力端子に接続され、他方の端子が接地される。
インダクタ５ｄは、寄生回路１ｄ、キャパシタ５ｆ、インダクタ５ｄのインピーダンスと合わせて、２次高調波成分の周波数に対して共振を起こす値を持つように調整される。このとき、寄生補償部５は、２次高調波の信号成分に対して寄生回路１ｄとＬＣ並列共振し、２次高調波に対して寄生成分を打ち消すことができる。
具体的には、インダクタ５ｄのインダクタンス値Ｌｓ、キャパシタンス５ｆの容量値Ｃａｄｄは、以下の式（２）を満たす。
ｊω（Ｃｄｓ ＋ Ｃａｄｄ） ＋ １／ｊωＬｓ ＝ ０ …（２）
ここで、ｊは虚数単位、ωは２次高調波の角周波数、Ｃｄｓは寄生回路１ｄの寄生容量１ｂの容量値である。なお、Ｌｓには、寄生回路１ｄのドレイン寄生インダクタ１ｃのインダクタンス値Ｌｄが無視できない場合は、Ｌｄを加えた値が使用される。つまり、Ｌｓには、インダクタ５ｄとドレイン寄生インダクタ１ｃのインダクタンス値を含む。
なお、３次高調波以上の高調波成分に対しては、寄生回路１ｄの寄生容量１ｂと寄生補償部５のキャパシタンス５ｆとの合成容量により、ロード・インピーダンスＺｏｕｔ１は、実効的に短絡した状態とみなし得る。
第一の実施の形態と同様に、高調波処理回路６は、２次高調波に対する１／４波長オープンスタブと、２次高調波に対する１／４波長伝送線路とで構成される。そして、高調波処理部６から負荷側を見たロード・インピーダンスＺｏｕｔ２が逆Ｆ級のインピーダンス条件を満たすようにする。
このとき、２次高調波に対する寄生回路１ｄの影響は、寄生補償部５で打ち消されている。さらに、寄生補償部に組み込まれたキャパシタンス５ｆにより、３次高調波以上の奇数高調波に対しても逆Ｆ級のインピーダンス条件を満たすことができる。すなわち、Ｚｏｕｔ１が短絡状態となるようにすることができる。
本実施形態の回路構成が特に有効となる場合としては、入力信号が数ＧＨｚ程度で、寄生容量が１ｐＦ程度と小さな増幅素子を用いるような場合などが挙げられる。このような、低出力で小さな寄生容量を有する増幅素子を用いる、低出力から中出力の電力増幅器の場合でも、２次高調波処理に対して寄生補償を施すことができる。
また同時に、３次以上の奇数次の高調波成分に対しても逆Ｆ級のインピーダンス条件を満たす奇数次高調波への補償処理を寄生補償部で実現することができる。
以上のように、寄生成分を有する増幅素子を用いる場合であっても、キャパシタやインダクタの追加のみによって、容易に逆Ｆ級のインピーダンス条件を満たすように調整できるので、増幅装置を小型化することができる。
（第３実施形態）
図６は、本発明の第３の実施の形態である逆Ｆ級増幅回路を示す。第３の実施の形態では、寄生補償部の第３の具体回路の構成例を示す。。
増幅素子１の等価回路は、等価出力電流源１ａ、寄生容量１ｂ、寄生インダクタ１ｃを含む。寄生容量１ｂは、逆Ｆ級増幅器のドレイン出力端子とソース端子間に発生し、ドレイン・ソース間を容量結合する。寄生インダクタ１ｃは、ドレイン出力端子に発生するインダクタである。寄生容量１ｂと寄生インダクタ１ｃが、寄生回路１ｄを構成する。
寄生補償部５は、ＬＣ並列回路５Ａを含む高調波共振回路部５Ｆ１と、ＬＣ並列回路５Ｂを含む高調波共振回路部５Ｆ２を備える。ＬＣ並列回路５Ａは、キャパシタ５ｈ、５ｊ、インダクタ５ｇ、５ｉを含む。ＬＣ並列回路５Ｂは、キャパシタ５ｌ、５ｎ、インダクタ５ｋ、５ｍを含む。
高調波共振回路部５Ｆ１は、寄生回路１ｄと合わせたインピーダンスが、所望の周波数Ｆ１に対して、共振し開放状態となる。高調波共振回路部５Ｆ２は、寄生回路１ｄと合わせたインピーダンスが、所望の周波数Ｆ２に対して、共振し開放状態となる。
このとき、高調波共振回路部５Ｆ１は、周波数Ｆ２の信号に対しては、ＬＣ並列回路５Ａの共振周波数をＦ２に設定することにより開放状態となるため、寄生回路１ｄの影響を無視できる。
同様に、高調波共振回路部５Ｆ２は、周波数Ｆ１の信号に対しては、ＬＣ並列回路５Ｂの共振周波数をＦ１に設定することにより開放状態となるため、寄生回路１ｄの影響を無視できる。
具体的には、高調波共振回路部５Ａと５Ｂはそれぞれ以下の式（３）、式（４）を満たすように設定される。
１／ｊω２・Ｌｆ１ ＋ ｊω２・Ｃｆ１ ＝ ０ …（３）
１／ｊω１・Ｌｆ２ ＋ ｊω１・Ｃｆ２ ＝ ０ …（４）
ここで、ｊは虚数単位、ωは角周波数、Ｌｆ１は高調波共振回路部５Ａのインダクタ５ｇのインダクタンス値、Ｃｆ１は高調波共振回路部５Ｆ１のキャパシタ５ｈの容量を表し、ω２は周波数Ｆ２の周波数に対応する。
同様に、Ｌｆ２は高調波共振回路部５Ｂのインダクタ５ｋのインダクタンス値、Ｃｆ２は高調波共振回路部５Ｂのキャパシタ５ｌの容量を表し、ω１は周波数Ｆ１の周波数に対応する。
さらに、高調波共振回路部５Ｆ１は、ＬＣ並列回路５Ａに接続されるインダクタ５ｉとキャパシタ５ｊを備える。キャパシタ５ｊは、一方の端子がインダクタ５ｉに接続され、他方の端子が接地されるＤＣカット用の容量で、周波数Ｆ１の信号の周波数に対して、インピーダンスが無視し得る容量を有する。
同様に、高調波共振回路部５Ｆ２は、ＬＣ並列回路５Ｂに接続されるインダクタ５ｍと、キャパシタ５ｎを備える。キャパシタ５ｎは、一方の端子がインダクタ５ｍに接続され、他方の端子が接地されるＤＣカット用の容量で、周波数Ｆ２の信号の周波数に対して、インピーダンスが無視し得る容量を有する。
以上の構成により、周波数Ｆ１とＦ２に対しては、寄生回路１ｄと寄生補償部５とをあわせたインピーダンスは、開放状態に調整される。
具体的には、高調波共振回路部５Ｆ１と５Ｆ２はそれぞれ以下の式（５）、式（６）を満たすように設定される。
ｊω１・Ｃｄｓ ＋ １／｛ｊω１・Ｌｓ１ ＋ １／（ｊω１・Ｃｆ１ ＋ １／ｊω１・Ｌｆ１）｝ ＝ ０ …（５）
ｊω２・Ｃｄｓ ＋ １／｛ｊω２・Ｌｓ２ ＋ １／（ｊω２・Ｃｆ２ ＋ １／ｊω２・Ｌｆ２）｝ ＝ ０ …（６）
ここで、Ｌｓ１は高調波共振回路部５Ｆ１のインダクタ５ｉのインダクタンス値、Ｌｓ２は高調波共振回路部５Ｆ１のインダクタ５ｍのインダクタンス値である。また、ω１は周波数Ｆ１の周波数に対応し、ω２は周波数Ｆ２の周波数に対応する。つまり、（５）式は、寄生容量１ｂから、インダクタ５ｉまでを１つの直列回路と見たときの、インピーダンスの値が、周波数Ｆ１において０であることを意味している。（６）式は、寄生容量１ｂから、インダクタ５ｍまでを１つの直列回路と見たときの、インピーダンスの値が周波数Ｆ２において０であることを意味している。ただし、キャパシタ５ｊ、５ｎは、それぞれ、周波数Ｆ１、Ｆ２において、それらのインピーダンスが十分に小さいものとして無視している。
例えば、Ｆ１、Ｆ２をそれぞれ入力信号周波数の２次、４次高調波とそれぞれ設定することにより、増幅素子の寄生成分を加味した状態で、２次、４次高調波まで逆Ｆ級のインピーダンス条件を満たすことができる。
第二の周波数例としては、Ｆ１、Ｆ２をそれぞれ周波数が異なる入力信号の２次高調波に設定する場合がある。このように設定することで、２つの異なる入力信号周波数に対して、増幅素子の寄生素子を考慮した逆Ｆ級のインピーダンス条件を満たすことができ、増幅装置のデュアルバンド化に対応することも可能である。
また、第一の実施形態で述べたように、１００Ｗ程度の大きな出力電力を発生し得るＧａＮ増幅素子などでは、寄生回路１ｄの寄生容量１ｂは数ｐＦ程度の大きな容量を有する。そのため、入力信号周波数が数ＧＨｚ程度の場合、出力される３次以上の高次高調波の周波数においては、寄生シャント容量１ｂにより奇数次高調波は実質的に短絡され、奇数次高調波に対しても逆Ｆ級のインピーダンス条件が満たされる。従って、大出力電力を発生し得る増幅素子などでは、本実施形態の効果は特に大きい。
なお、上記の説明から明らかなように、本発明は寄生回路を備える増幅素子を用いた逆Ｆ級僧服回路全般に適用可能である。従って、本明細書では、増幅素子１としてＦＥＴのみを取り上げたが、具体的な増幅素子の構造や材料は特に限定されない。また、各実施形態は、適宜組み合わせで用いることができる。
以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
この出願は、２０１１年１１月１７日に出願された日本出願特願２０１１−２５１８４４を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

１ 増幅素子
１ａ 等価出力電流源
１ｂ 寄生容量
１ｃ 寄生インダクタ
１ｄ 寄生回路
２ａ、２ｂ： インダクタ
３ 高インピーダンス線路
４ 低インピーダンス線路
５ 寄生補償部
５ａ、５ｄ、５ｉ、５ｍ、５ｇ、５ｋ インダクタ
５ｂ、５ｅ、５ｆ、５ｈ、５ｊ、５ｌ、５ｎ キャパシタ
５Ａ、５Ｂ ＬＣ並列共振回路
５Ｆ１、５Ｆ２ 高調波共振回路部
６ 高調波処理部
６ａ １／４波長伝送線路
６ｂ １／４波長オープンスタブ
７ 基本波整合回路
８ 負荷

Claims (8)

1. 寄生回路を含み、所定の基本周波数を持つ入力信号を増幅し、前記基本周波数の成分である基本波成分及び前記基本周波数の高調波の成分である高調波成分を含む第１の信号を出力する増幅部と、
   前記第１の信号を入力し、前記寄生回路のインピーダンスと共振することによって、前記第１の信号の２次の前記高調波成分に対して開放状態となり、第２の信号を出力する寄生補償部と、
   前記第２の信号を入力し、前記第２の信号の２次の前記高調波成分に対して開放状態となり、第３の信号を出力する高調波処理部と、を備え、
   前記寄生補償部は、
   第１の端子及び第２の端子を有し、前記第１の端子が接地端子に接続され、前記第１の信号の２次の前記高調波成分に対して十分に小さいインピーダンスとなる第１のキャパシタと、
   前記第２の端子と前記増幅部の出力端子とを接続する第１のインダクタと、
   前記増幅部の出力端子と接地端子とを接続し、前記第１の信号の３次の前記高調波成分より高次の高調波の前記高調波成分に対して十分に小さいインピーダンスとなる第２のキャパシタと、を備える、
   逆F級増幅回路。
2. 寄生回路を含み、所定の基本周波数を持つ入力信号を増幅し、前記基本周波数の成分である基本波成分及び前記基本周波数の高調波の成分である高調波成分を含む第１の信号を出力する増幅部と、
   前記第１の信号を入力し、前記寄生回路のインピーダンスと共振することによって、前記第１の信号の偶数次高調波成分に対して開放状態となり、第２の信号を出力する寄生補償部と、
   前記第２の信号を入力し、前記第２の信号の偶数次高調波成分に対して開放状態となり、第３の信号を出力する高調波処理部と、を備え、
   前記寄生補償部は、
   前記第１の信号の第１の偶数次高調波成分に対して並列共振する第１の並列共振回路と、
   第３の端子及び第４の端子を有し、前記第３の端子が接地端子に接続され、前記第１の信号の第２の偶数次高調波成分に対して十分に小さいインピーダンスとなる第３のキャパシタと、
   前記第４の端子と前記第１の共振回路とを接続する第２のインダクタと、
   前記第１の信号の第２の偶数次高調波成分に対して並列共振する第２の並列共振回路と、
   第５の端子及び第６の端子を有し、前記第５の端子が接地端子に接続され、前記第１の信号の第１の偶数次高調波成分に対して十分に小さいインピーダンスとなる第４のキャパシタと、
   前記第６の端子と前記第２の共振回路とを接続する第３のインダクタと、を備える、
   逆F級増幅回路。
3. 前記第１の信号の前記第１の偶数次高調波成分は、
   前記第１の信号の２次の前記高調波成分であり、
   前記第１の信号の前記第２の偶数次高調波成分は、
   前記第１の信号の４次の前記高調波成分である、
   請求項２に記載の逆F級増幅回路。
4. 前記第１の信号の前記第１の偶数次高調波成分は、
   前記第１の信号の第１の基本周波数の高調波の２次の高調波成分であり、
   前記第１の信号の前記第２の偶数次高調波成分は、
   前記第１の信号の第２の基本周波数の高調波の２次の高調波成分である、
   請求項２に記載の逆F級増幅回路。
5. 前記寄生回路は、
   前記増幅部の出力端子と接地端子との間の寄生容量と、
   前記出力端子から見て負荷に対して直列に存在する寄生インダクタと、を含む、
   請求項１乃至４のいずれかに記載の逆Ｆ級増幅回路。
6. 前記増幅部は
   電界効果トランジスタを含み、
   前記寄生容量は、
   前記電界効果トランジスタのドレインとソース間の寄生容量であり、
   前記寄生インダクタは、
   前記電界効果トランジスタの寄生ドレイン直列インダクタである、
   請求項１乃至５のいずれかに記載の逆Ｆ級増幅回路。
7. 前記第３の信号を入力し、前記基本波成分のインピーダンス整合を行う基本波整合部と、
   前記基本波整合部の出力端子と接地端子を接続する負荷と、を備える、
   請求項１乃至６のいずれかに記載の逆Ｆ級増幅回路。
8. 寄生回路を含む増幅部によって、所定の基本周波数を持つ入力信号を増幅して、前記基本周波数の成分である基本波成分及び前記基本周波数の高調波の成分である高調波成分を含む第１の信号を出力し、
   第１の端子及び第２の端子を有し、前記第１の端子が接地端子に接続され、前記第１の信号の２次の前記高調波成分に対して十分に小さいインピーダンスとなる第１のキャパシタと、前記第２の端子と前記増幅部の出力端子とを接続する第１のインダクタと、前記増幅部の出力端子と接地端子とを接続し、前記第１の信号の３次の前記高調波成分より高次の前記高調波成分に対して十分に小さいインピーダンスとなる第２のキャパシタと、を備える寄生補償部に、前記第１の信号を入力し、前記寄生回路のインピーダンスと共振することによって前記第１の信号の２次の前記高調波成分に対して開放状態となり、第２の信号を出力し、
   高調波処理部に前記第２の信号を入力し、前記第２の信号の２次の前記高調波成分に対して開放状態となり、第３の信号を出力する、
   逆F級増幅回路の寄生補償方法。

Images