JP2005341447A

JP2005341447A - 高周波電力増幅器

Info

Publication number: JP2005341447A
Application number: JP2004160381A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Sugiyama; 寛杉山; Okiteru Yamamoto; 興輝山本
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-05-31
Filing date: 2004-05-31
Publication date: 2005-12-08

Abstract

【課題】広帯域で高性能な高周波増幅器を提供することを目的とする。
【解決手段】高周波トランジスタ１と基本波整合回路７、高調波処理回路６とバイパス用のコンデンサ５と分布定数線路としてのバイアスライン３とからなるバイアス回路８を介して電源供給端子Ｐ１から前記高周波トランジスタ１に直流電流を供給するとともに、バイアス回路８の電源供給端子Ｐ１側にインダクタ１０とコンデンサ１１と抵抗１２の直列回路からなる所望の周波数に対するインピーダンス制御回路９Ａを設けて、所望の複数の周波数帯の低域，高域のインピーダンスを制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は高周波電力増幅器に関するものである。

図５は従来の高周波電力増幅器を示す。
この例では高周波信号を増幅する１段構成の高周波トランジスタ１とその出力整合回路とで構成されている。Ｐｉｎが高周波信号入力端子、Ｐｏｕｔが高周波信号出力端子である。複数段の高周波トランジスタで構成される高周波増幅器もある。

高周波トランジスタ１のドレインにはバイアス回路８を介して電源端子Ｐ１から直流電流が供給されている。このバイアス回路８は、具体的には、通常、基本波周波数（０．９Ｇ〜１．０ＧＨｚ）の４分の１の長さを確保したバイアスライン３によって構成されている。このバイアスライン３は高周波トランジスタ１への給電側にある伝送線路２に対して基本波インピーダンスが十分高くなるような長さに設計されている。

バイアスライン３として基本波周波数の４分の１波長を確保できない場合は、インピーダンス変換用コンデンサ４により基本波のバイアスラインの電気長を等価的に前記４分の１波長の電気長相当に変換している。

前記バイアスライン３の直流電源供給端子Ｐ１の側に接続されたコンデンサ５は、１０００ｐF程度のバイパスコンデンサである。
高周波トランジスタ１の出力側には、所望の出力特性を得るための出力整合回路として、基本波インピーダンスを最適なものとする基本波整合回路７と、高次高調波インピーダンスを最適なものとする高調波処理回路６が設けられている。例えばＦ級増幅動作であれば高調波処理回路６により偶数次高調波に対しては短絡、奇数次高調波に対しては開放にされるよう構成される。
特開２０００−１０６５１０公報

近年の移動体通信機器では、さらなる広帯域化の要求が高まっている。しかしながら、従来の出力負荷回路では広帯域になるにつれ、所望の周波数帯の高域，低域のインピーダンスが最適なインピーダンス整合からのずれが大きくなり、広帯域で所望の出力特性を得ることが困難となっている問題がある。

本発明の目的は所望の周波数帯の高域，低域のインピーダンスの最適インピーダンスからのずれを所望の周波数帯以外に影響を極力与えることなく抑制できる、広帯域の高周波増幅器を提供することを目的とする。

本発明の請求項１記載の高周波電力増幅器は、高周波入力信号を増幅して出力する高周波トランジスタと、前記高周波トランジスタに直流電流を供給するための分布定数線路と交流的に短絡させるためのコンデンサからなるバイアス回路と、前記高周波トランジスタの出力側に設けられ前記入力信号の基本波周波数を最適インピーダンス位置に制御する基本波整合回路と、前記バイアス回路の電源側に設けられインピーダンス制御回路とを有し、前記インピーダンス制御回路は、端点を接地したインダクタ成分とコンデンサ成分と抵抗成分の直列回路によって所望の周波数に対し共振点を有し、所望の周波数以外のインピーダンスに極力影響を与えることなく、所望の周波数帯の低域，高域のインピーダンスを制御していることを特徴とする。

本発明の請求項２記載の高周波電力増幅器は、請求項１において、バイアス回路の電源側に複数の前記インピーダンス制御回路を並列接続するとともに、各インピーダンス制御回路の共振点の周波数を異ならせたことを特徴とする。

本発明の請求項１記載の構成によれば、バイアス回路の電源側に設置されたインピーダンス制御回路としてのインダクタ成分とコンデンサ成分と抵抗成分の直列回路の共振により，高周波トランジスタの出力側からみた負荷インピーダンスにおいて、例えばインダクタ成分とコンデンサ成分で基本波周波数帯にスミスチャート上で共振円を発生させ、抵抗成分でその共振円を制御することで基本波周波数帯の高域，低域の位相差を低減することが可能となり、インピーダンス制御回路が電源側にバイパスコンデンサの後に設置されていることから基本波周波数以外のインピーダンスに極力影響を与えることなく、基本周波数帯の高域，低域ともに最適整合をとることができる広帯域で高性能な高周波増幅器を実現できる。

また、基本波周波数が基本波整合回路により十分に増幅器の所望の特性、例えば利得，歪み，効率などにおいて周波数特性が平坦な整合がとれており基本波周波数帯に位相差抑制の必要がない場合においては、高次高調波の制御をするＦ級増幅器などにおいて高次高調波帯の位相制御、また、増幅器の発振に寄与する周波数帯のインピーダンス制御が可能である。例えば高次高調波の制御では抵抗成分でその共振円を制御することで２次高調波帯に発生する共振円がスミスチャート上の内側に入り込むことによる２次高調波損失による増幅器の効率を低下させることなく、高次周波数帯の高域，低域の位相差を低減することが可能となる。

本発明の請求項２記載の構成によれば、複数の前記インピーダンス制御回路有していることから、その複数の周波数帯に共振点を設けることができ，高周波トランジスタの出力側からみた負荷インピーダンスにおいて、例えば基本波周波数と高次高調波のインピーダンスの制御をする高効率増幅器であるＦ級動作増幅器などで、複数のインピーダンス制御回路のインダクタ成分とコンデンサ成分で基本波周波数帯，高次高調波帯にスミスチャート上で共振円を発生させ、抵抗成分でその共振円を制御することで基本波周波数帯，高次高調波帯の高域，低域の位相差を低減することが可能となり、インピーダンス制御回路が電源側にバイパスコンデンサの後に設置されていることから基本波周波数，高次高調波帯以外のインピーダンスに極力影響を与えることなく、高域，低域ともに最適整合をとることができる広帯域で高性能な高周波増幅器を実現できる。また、基本波周波数，高次高調波帯に限らず、増幅器の発振に寄与する周波数帯のインピーダンス制御が可能である。

以下に本発明の各実施の形態を図１〜図４に基づいて説明する。
ここでは高周波トランジスタを電界効果トランジスタ，基本波周波数を０．９ＧＨｚ〜１．０ＧＨｚとするが、それに限ったものではない。また、バイアスライン長をλ／１２とし基本波インピーダンスをインピーダンス変換用コンデンサによりλ／４相当に変換している回路構成を例に挙げて説明する。

（第１の実施の形態）
図１と図２は本発明の第１の実施の形態を示す。
図１において、高周波トランジスタ１の出力側では、図５に示した従来例のようにバイパス用のコンデンサ５とバイアスライン３とからなるバイアス回路８を介して直流電流が高周波トランジスタ１のドレインに供給されている。

バイアスライン３は高周波トランジスタ１への給電側にある伝送線路２に対して基本波インピーダンスが十分高くなるような長さに設計されている。バイアスライン３として基本波周波数の４分の１波長の長さを確保できない場合は、インピーダンス変換用コンデンサ４により基本波のバイアスラインの電気長を等価的に４分の１の電気長相当に変換している。つまり、コンデンサ４を使用した場合にはバイアスライン３とコンデンサ４とで高周波トランジスタ１に直流電流を供給するための分布定数線路を構成している。

高周波トランジスタ１の出力側には、基本波整合回路７と高調波処理回路６が設けられている。
さらに、前記バイアスライン３の電源端子Ｐ１の側Ｐ２と基準電位Ｇとの間には、インダクタ素子１０とコンデンサ素子１１と抵抗素子１２の直列回路からなり基本波周波数に対するインピーダンスをコントロールするインピーダンス制御回路９Ａが接続されている。

ここでは基本波周波数帯０．９ＧＨｚ〜１．０ＧＨｚとし、インダクタ素子１０のインダクタンス成分とコンデンサ素子１１のキャパシタンス成分による共振周波数を基本波周波数帯に設定する。

この場合の高周波トランジスタのドレイン端から見た負荷整合回路のインピーダンスはスミスチャート上で基本波周波数帯以外に極力影響を与えることなく、基本波周波数帯に共振円を実現でき、抵抗素子１２により共振円の大きさを抑制することにより、低域，高域である０．９ＧＨｚ〜１．０ＧＨｚ間のインピーダンス変化を抑制することができる。

また、このインピーダンス制御回路９Ａによる基本波周波数帯のインピーダンスの効果を図２に示す。
図２において基本波周波数帯のインピーダンスＺ＝Ｒ＋ｊＸのＲ，Ｘ変化量を示すものであり，０．９ＧＨｚを基準値０としている。従来構成においては基本波周波数帯０．９ＧＨｚ〜１．０ＧＨｚのインピーダンス変化量がＲで１．７Ω，Ｘで２Ω程度であったが、本発明の第１の実施の形態ではＲで０．５Ω，Ｘで１．３Ω程度と飛躍的にインピーダンス変化が抑制できている。

なお、抵抗素子１２による抵抗成分はインダクタ素子１０やコンデンサ素子１１の寄生抵抗成分を利用することも可能であるので抵抗素子に限ったものでなくてもＱ値の低いものを利用すればスミスチャート上での共振円の大きさを抑制することが可能である。

ここでは、インピーダンス制御回路９Ａの共振点を基本波周波数帯に設定した場合を例に挙げて説明したが、基本波周波数対に対しては基本波整合回路７により十分に増幅器の所望の特性、例えば利得，歪み，効率などにおいて周波数特性が平坦な整合がとれており基本波周波数帯に位相差抑制の必要がない場合においては、インピーダンス制御回路９Ａの共振点を高調波帯、具体的には２次高調波帯に設定することによって、抵抗成分でその共振円を制御することで２次高調波帯に発生する共振円がスミスチャート上の内側に入り込むことによる２次高調波損失による増幅器の効率を低下させることなく、高次周波数帯の高域，低域の位相差を低減することが可能となり、特に、高次高調波の制御をするＦ級増幅器などにおいて高次高調波帯の位相制御、増幅器の発振に寄与する周波数帯のインピーダンス制御が可能である。

なお、本発明の第１の実施の形態とは構成が異なり、インダクタ素子をバイアスラインに直列に設置されている場合でもインピーダンス変化が抑制できるが、この場合には、インダクタ素子の抵抗成分によるバイアス電圧の電圧降下による高周波増幅器の性能劣化に影響を与えるため有効でない。

（第２の実施の形態）
図３と図４は本発明の第２の実施の形態を示す。
図３に示す高周波増幅器は、複数のインピーダンス制御回路９Ａ，９Ｂが、電源端子Ｐ１の側Ｐ２と基準電位Ｇとの間に接続されている点が第１の実施の形態とは異なっている。その他は第１の実施の形態と同じである。

コンデンサ５は１０００ｐF程度のバイパスコンデンサである。インピーダンス制御回路９Ａは、インダクタ素子１０とコンデンサ素子１１と抵抗素子１２の直列回路からなる。インピーダンス制御回路９Ｂは、インダクタ素子１４とコンデンサ素子１５と抵抗素子１６の直列回路からなる。

インピーダンス制御回路９Ａの共振点は基本波周波数帯０．９ＧＨｚ〜１．０ＧＨｚの周波数に設定されており、インピーダンス制御回路９Ｂの共振点は２次高調波に設定されている。

この場合の高周波トランジスタのドレイン端から見た負荷整合回路のインピーダンスは、スミスチャート上で基本波周波数帯と２次高調波帯以外に極力影響を与えることなく、基本波周波数帯と２次高調波帯に共振円を実現でき、その共振円の大きさをそれぞれの抵抗素子１２，抵抗素子１６により制御することにより、基本波周波数帯０．９ＧＨｚ〜１．０ＧＨｚ間と２次高調波帯である１．８ＧＨｚ〜２．０ＧＨｚ間のインピーダンス変化を抑制することができる。

なお、抵抗素子１２による抵抗成分はインダクタ素子１０やコンデンサ素子１１の寄生抵抗成分を利用することも可能であるので抵抗素子に限ったものでなくても可能である。抵抗素子１６による抵抗成分はインダクタ素子１４やコンデンサ素子１５の寄生抵抗成分を利用することも可能であるので抵抗素子に限ったものでなくても可能である。

また、このインピーダンス制御回路９Ｂによる２次高調波帯のインピーダンス変化の抑制効果を図４に示す。Ｆ級動作等の増幅器において高次高調波の位相制御が増幅器の効率に影響を与えるので、図４においては２次高調波帯の位相変化量を示すものであり、従来構成においては２次高調波周波数帯１．８ＧＨｚ〜２．０ＧＨｚの位相変化量が“１４度”程度であるが、本発明の第２の実施の形態では２次高調波周波数帯１．８ＧＨｚ〜２．０ＧＨｚの位相変化量が“６度”程度と複数個のインピーダンス制御回路を設けた場合においても基本波周波数帯のインピーダンス抑制効果を劣化させることなく２次高調波周波数帯においても飛躍的な位相変化の抑制が可能である。

このように、基本波周波数帯，二次高調波帯の高域，低域の位相差を低減することが可能となり、インピーダンス制御回路が電源側にバイパスコンデンサの後に設置されていることから基本波周波数，二次高調波帯以外のインピーダンスに極力影響を与えることなく、高域，低域ともに最適整合をとることができる広帯域で高性能な高周波増幅器を実現できる。また、基本波周波数，二次などの高次高調波帯に限らず、増幅器の発振に寄与する周波数帯のインピーダンス制御が可能である。具体的には、インピーダンスを制御しようとする周波数ごとにその周波数に共振点を有している３以上インピーダンス制御回路を、バイアス回路８の電源側に並列に設けることによって、「発振に寄与する周波数」（基本波の１／２周波数等）を同時に制御するということが可能であり、より高効率で安定（発振しない）な高周波増幅器を実現できる。

本発明の第１の実施の形態の高周波電力増幅器の回路図同実施の形態での基本波周波数帯のインピーダンス制御効果を示す図本発明の第２の実施の形態の高周波電力増幅器の回路図同実施の形態での２次高調波帯の位相制御効果を示す図従来の高周波電力増幅器の回路図

符号の説明

１高周波トランジスタ
２伝送線路
３バイアスライン
４コンデンサ
５コンデンサ
６高調波処理回路
７基本波整合回路
８バイアス回路
９Ａ，９Ｂインピーダンス制御回路
１０インダクタ素子
１１コンデンサ素子
１２抵抗素子

Claims

高周波入力信号を増幅して出力する高周波トランジスタと、
前記高周波トランジスタに直流電流を供給するための分布定数線路と交流的に短絡させるためのコンデンサからなるバイアス回路と、
前記高周波トランジスタの出力側に設けられ前記入力信号の基本波周波数を最適インピーダンス位置に制御する基本波整合回路と、
前記バイアス回路の電源側に設けられたインピーダンス制御回路と
を有し、前記インピーダンス制御回路は、端点を接地したインダクタ成分とコンデンサ成分と抵抗成分の直列回路によって所望の周波数に対し共振点を有している
高周波電力増幅器。
バイアス回路の電源側に複数の前記インピーダンス制御回路を並列接続するとともに、各インピーダンス制御回路の共振点の周波数を異ならせた
請求項１記載の高周波電力増幅器。
バイアス回路の電源側に、共振点の周波数が基本周波数に設定された第１のインピーダンス制御回路と、共振点の周波数が２倍高調波に設定された第２のインピーダンス制御回路とを並列接続した
請求項２記載の高周波電力増幅器。