JP4977195B2 - Ｏｆｄｍ信号の受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式を用いて携帯情報端末受信用データを送信する方法で送信された信号を、受信する装置に関する。

ＯＦＤＭ変調方式を用いる地上デジタル放送システムに関し、欧州ではＤＶＢ−Ｔ、日本ではＩＳＤＢ−Ｔが知られている（非特許文献１参照）。欧州のＤＶＢ−Ｔ方式は、主に固定受信をターゲットとしており、すでに１９９８年の英国での商用サービスを始めとして欧州を中心に、各国で試験放送、商用サービスが行われている。

このＯＦＤＭ変調方式は、マルチキャリア変調方式の一種である。ＯＦＤＭ信号は、有効シンボル期間長で互いに直交する多数のキャリアに送信データを分割して割り当て、シンボル毎に各キャリアをＱＡＭ等の多値変調を用いて振幅及び位相に情報を乗せ、逆フーリエ変換により生成される。

ＯＦＤＭ信号は、多数のキャリアを用いるため、シンボル長を長くすることが可能である。そのため、信号の一部を巡回的に複写して伝送する期間、いわゆるガード期間を設けることができる。このガード期間内の遅延波であれば、受信側でＦＦＴ処理をする際に、除去されるため、シンボル間干渉を生じないという特徴がある。この特徴を利用して、中継局で同じ周波数で信号を中継するＳＦＮ（シングル・フリークエンシー・ネットワーク）の構築が可能であり、周波数の有効利用が可能となる。

地上伝送路は衛星及びケーブル伝送路に比べて非常に劣悪であるため、ＤＶＢ−Ｔでは、誤り訂正としてリードソロモン符号及び畳み込み符号を組み合わせた連接符号が用いられる。また、インタリーブとして、バイトインタリーブ、ビットインタリーブ及び周波数インタリーブが用いられている。図２４にＤＶＢ−Ｔのチャネルコーディングを示す。

ＤＶＢ−Ｔでは、階層化伝送のフォーマットも存在し、マッピングデータの上位ビット及び下位ビットに異なるストリームを割り付けることができる。この階層伝送は、マッピングによる階層伝送と呼ばれる。上位ビットはハイプライオリティー（ＨＰ）データ、下位ビットはロープライオリティーデータ（ＬＰ）データと呼ばれ、ＨＰデータ及びＬＰデータ毎にエネルギー拡散１１、リードソロモン符号化１２、バイトインタリーブ１３及び畳み込み符号化１４の処理が行われる。この後、各ビット毎にビットインタリーブ１５が行われ、階層合成された後、周波数インタリーブ２０、マッピングブロック１８の処理が行われ、ＴＰＳ信号２３などが挿入された後、ＯＦＤＭ変調１７される。しかし、現在のところ、階層伝送を用いての商用サービスは行われていない。この場合は、一系統のみが用いられる。

ＤＶＢ−Ｔは、２ｋモード及び８ｋモードがあり、それぞれキャリア数は、１７０５本（内データキャリア１５１２）、６８１７本（内データキャリア６０４８）である。周波数インタリーブは、この有効キャリア全体で行われる。これに対し、ＩＳＤＢ−Ｔ方式は、リードソロモン符号及び畳み込み符号だけでなく、周波数インタリーブについても、帯域を１３分割し、中央のセグメントだけ、独立してインタリーブをかけることができる仕様となっている。また、時間軸方向へもインタリーブすることができる仕様となっている。

ＩＳＤＢ−Ｔ方式では、中央のセグメントのみを取り出して受信することが可能である。この場合、１３セグメントすべてを受信する場合に比べて、受信処理時のクロックのスピードを遅くすることが可能となり、その結果、低消費電力で動作させることができる。

ETSI EN 300 744 V1.4.1（2001-01） Digital Video Broadcasting （DVB）;Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television

しかしながら、ＤＶＢ−Ｔ方式は、帯域全体にわたって周波数インタリーブされているため、ＩＳＤＢ−Ｔ方式と同様に、その帯域の一部を取り出すことは困難である。そのため、帯域を分割するのではなく、シンボル時間方向の特定の時間にのみ携帯端末で必要なデータを伝送することが考えられる。このようにすれば、特定の時間に送出されるデータを受信するだけでよくなり、低消費電力化が可能となる。しかし、携帯端末用に送付されていない時間帯は、通常の固定受信向けデータが放送されている。そのため、携帯端末用へのデータと固定受信向けデータがバイトインタリーブにより混ざるため、受信処理が煩雑になるという問題点がある。

ＤＶＢ−Ｔ方式で階層化伝送を行わないで、携帯端末向けのデータ及び固定受信端末向けのデータを送出する場合、必然的に同じ変調方式で送られることになる。しかし、固定受信端末は画面が大きく高画質が求められるため、６４ＱＡＭなどの伝送レートが高い変調方式を用いるのに対し、携帯受信端末はモニタが小さく、ＱＶＧＡ、ＣＩＦ、ＱＣＩＦなどのサイズのＭＰＥＧ４などで圧縮された画像の送出でよく、伝送レートは、２５０ｋｂｐｓ〜６００ｋｂｐｓ程度である。固定受信端末はルーフトップアンテナで受信されるため、変調方式が６４ＱＡＭでも問題なく受信できるが、携帯端末は簡易なアンテナが用いられ、その設置高も低いために、６４ＱＡＭの受信は困難となる。

したがって、携帯端末向けと固定端末向けは相反する要求があるため、同じ変調方式で送出するのは好ましくない。本発明は、ＤＶＢ−Ｔ用の従来の受信機に影響を与えることなく、携帯端末受信用のデータを送付する伝送フォーマットに関するものである。

本発明は、特に高階層に従来の伝送路符号化に加えて、新たな伝送路符号化を提案するものである。本発明は、ＤＶＢ−Ｔの階層伝送を利用し、それに時分割多重化（ＴＤＭ）の概念を加えたものである。

本発明に係る第１のＯＦＤＭ信号の送信方法は、トランスポートストリームパケットを整数個含むフレームであって、そのフレームには所定数のシンボルが含まれるフレーム構造を用いたＯＦＤＭ信号の送信方法である。その送信方法は、フレームを所定数のシンボル毎のスロットに時分割し、時分割されたスロットの少なくとも１つを用いて特定のサービスを伝送し、特定のサービス毎に伝送路符号化を施し、異なるサービスを伝送するスロットの境界の前後において、それぞれ少なくとも１２パケットのヌルパケット、又はサービスに関与しない少なくとも１２パケットのＰＩＤのパケットを伝送する。

本発明に係る第２のＯＦＤＭ信号の送信方法は、所定数のシンボルで１フレーム構造を構成し、複数個のフレームで１スーパーフレームを構成するフレーム構造を用いたＯＦＤＭ信号の送信方法である。その送信方法は、スーパーフレームを所定数のシンボル毎のスロットに時分割し、時分割されたスロットの少なくとも１つを用いて特定のサービスを伝送し、特定のサービス毎に伝送路符号化を施し、異なるサービスを伝送するスロットの境界の前後において、それぞれ少なくとも１２パケットのヌルパケット、又はサービスに関与しない少なくとも１２パケットのＰＩＤのパケットを伝送する。

本発明に係る第３のＯＦＤＭ信号の送信方法は、ＤＶＢ−Ｔフォーマットを用いて送出され、ＤＶＢ−Ｔのハイプライオリティストリームは繰り返し送出されるスーパーフレームで構成されるＯＦＤＭ信号の送信方法である。その送信方法は、スーパーフレームを所定数のシンボル毎のスロットに時分割し、時分割されたスロットの少なくとも１つを用いて特定のサービスを伝送し、特定のサービス毎に伝送路符号化を施し、異なるサービスを伝送するスロットの境界の前後において、それぞれ少なくとも１２パケットのヌルパケット、又はサービスに関与しない少なくとも１２パケットのＰＩＤのパケットを伝送する。

本発明に係る第４のＯＦＤＭ信号の送信方法は、ＤＶＢ−Ｔフォーマットを用いて送出されるＯＦＤＭ信号の送信方法である。その送信方法は、ＤＶＢ−Ｔのトランスポートストリームを、伝送するサービス毎に所定数のシンボル毎に時分割し、時分割された所定数のシンボル毎に、特定のサービスを繰り返し伝送する。特定のサービスを繰り返し伝送する周期は、メガフレームの整数倍である。

本発明に係る第５のＯＦＤＭ信号の送信方法は、ＤＶＢ−Ｔフォーマットを用いて送出されるＯＦＤＭ信号の送信方法である。その送信方法は、ＤＶＢ−Ｔのハイプライオリティストリームを、伝送するサービス毎に所定数のシンボル毎に時分割し、時分割された所定数のシンボル毎に、特定のサービスを繰り返し伝送する。特定のサービスを繰り返し伝送する周期は、メガフレームの整数倍である。

本発明に係る送信装置は、上記のいずれかの送信方法を用いてＯＦＤＭ信号を送信する装置であって、ＯＦＤＭ変調器から、フレーム同期信号、シンボル同期信号及びＦＦＴサンプリングクロックを入力する手段と、特定のスロット期間及びその前後にヌルパケットを集中的に配置する手段と、伝送するサービス数に応じてトランスポートストリームを分割して、出力する手段とを備える。

本発明に係る受信装置は、時分割によりサービス毎にバースト的にデータを伝送するＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、所定のチャンネルを選局する選局手段と、ＯＦＤＭ信号を直交復調する直交復調手段と、直交復調手段により出力された信号を周波数領域の信号に変換するＦＦＴ手段と、ＦＦＴ手段により変換された前記周波数領域の信号を等化する等化手段と、等化手段により得られたデータを誤り訂正する誤り訂正手段とを備える。受信するサービスが特定された後、受信するデータが特定されたサービスの場合、特定されたサービスが復号できるよう、復号されるサービス及びそれに先行する部分に対して、ＦＦＴ手段、等化手段及び誤り訂正手段による各処理からなる伝送路復号処理を行う。一方、受信するデータが特定されたサービスでない場合、伝送路復号処理を行わない。

本発明によれば、ＤＶＢ−Ｔと互換性を持った上で、携帯端末受信用サービスの導入が可能となる。本発明によれば、従来の固定端末受信用サービスは、従来のＤＶＢ−Ｔ受信機で受信が可能であり、また導入された携帯端末受信用サービスは、携帯端末受信用端末で受信可能である。

また、本発明によれば、携帯端末受信用サービスはサービスが伝送されるスロット毎に伝送路符号化が行われるため、携帯受信端末は、携帯端末受信用サービスの部分のみを取り出して受信することも可能であり、携帯受信端末の低消費電力化が可能となる。

また、本発明によれば、固定サービス用に適した変調方式で固定端末受信用サービスを、携帯端末受信用サービスに適した変調方式で携帯端末受信用サービスを送ることができる。

また、本発明によれば、携帯端末受信用サービスのみならず、将来的に、固定受信サービスにも時間インタリーブの導入が可能となるため、従来のＤＶＢ−Ｔ方式よりも、誤り耐性が強くなるという利点も有する。

また、本発明によれば、ＤＶＢ−Ｔと互換性を持った上で、固定端末受信用サービスに加えて、携帯端末受信用サービスを行うことができる送信方法及び受信装置を提供することができる。

本発明のデジタル放送送出方法の一実施形態を示すブロック構成図である。 本発明の一実施形態で使用されるフレーム構成を示す図である。 本発明の一実施形態で使用されるフレーム構成を示す図である。 本発明の一実施形態で使用される上位２ビット（ＱＰＳＫ）のパラメータの組み合わせを示した図である。 本発明の一実施形態で使用される時間インタリーブを示す図である。 ＤＶＢ−Ｔ（欧州デジタル放送規格）で使用されているビットインタリーブを示す図である。 本発明のデジタル放送送出方法で送出される放送サービスをスロットに割り当てる例を示す図である。 本発明のデジタル放送送出方法の一実施形態を示すブロック構成図である。 本発明の一実施形態で使用されるスロット構成を示す図である。 本発明のデジタル放送送出方法の一実施形態を示すブロック構成図である。 本発明の一実施形態で使用されるスロットの使用方法を示す図である。 本発明の一実施形態で使用されている畳み込みインタリーブを示す図である。 本発明の一実施形態で使用されるＤＶＢのパケット送出方法を示す図である。 本発明のデジタル放送送出方法の一実施形態のスロット構成を示す図である。 本発明の一実施形態で使用される１６ＱＡＭのパラメータの組み合わせを示す図である。 ＴＰＳの配置を示す図である。 本発明のデジタル放送送出方法の一実施形態のスロット使用位置を示す図である。 本発明のデジタル放送送出方法の一実施形態を示すブロック構成図である。 本発明のデジタル放送送出方法の一実施形態のスロット構成を示す図である。 本発明の一実施形態で使用される６４ＱＡＭのパラメータの組み合わせを示す図である。 本発明のデジタル放送送出方法の一実施形態を示すブロック構成図である。 本発明のＴＳマルチプレクサの制御方法を説明する図である。 本発明で送出される信号を受信する受信機の構成図である。 本発明のＯＦＤＭ信号に含まれるＳＰ信号の例を示す図である。 従来のＤＶＢ−Ｔの送出を示すブロック図である。 本発明のデジタル放送送出方法の一実施形態のスロット構成を示す図である。 本発明の一実施形態で使用される時間軸領域での処理を説明する図である。 本発明の一実施形態で使用される時間軸領域での処理を説明する図である。 本発明の一実施形態で使用される広帯域ＡＦＣの処理を説明する図である。 本発明の一実施形態で使用される等化処理を説明する図である。 本発明の一実施形態で使用される信号処理を示すブロック構成図である。 本発明の一実施形態で使用される受信処理のブロック構成図である。 本発明の一実施形態で使用される受信処理のブロック構成図である。 本発明の一実施形態で使用される受信処理のブロック構成図である。 本発明の一実施形態で使用される受信処理のブロック構成図である。 本発明の一実施形態で使用されるスロットの使用方法を示す図である。 本発明の一実施形態で使用されるＴＳ同期バイト信号の前後１００数１０ビットがビットインタリーブにより拡散されることを示す図である。 本発明の一実施形態で使用されるＴＳ同期バイト信号の前後１００数１０ビットがビットインタリーブにより拡散されることを示す図である。 （ａ）本発明の一実施形態で使用されるマルチプレクサの切り替えのタイミングを示す図である。（ｂ）本発明の一実施形態で使用されるマルチプレクサの切り替えのタイミングを示す図である。 本発明の一実施形態で使用される追加基準パイロット信号の配置を示す図である。 （ａ）本発明の一実施形態で使用される追加基準パイロット信号の配置を示す図である。（ｂ）本発明の一実施形態で使用される追加基準パイロット信号の配置を示す図である。 本発明の一実施形態で使用される追加基準パイロット信号の配置を示す図である。 発明の一実施形態で使用される追加基準パイロット信号の配置を示す図である。 本発明の一実施形態で使用される受信処理のブロック構成図である。 本発明の一実施形態で使用されるフレーム構成を示す図である。 本発明の一実施形態で使用されるフレーム構成を示す図である。 本発明の一実施形態で使用されるフレーム構成を示す図である。 本発明の一実施形態で使用されるフレーム構成を示す図である。 本発明の一実施形態で使用されるフレーム構成を示す図である。 本発明のデジタル放送送出方法の一実施形態を示すブロック構成図である。 本発明の一実施形態で使用されている時間インタリーブを示す図である。 本発明の一実施形態で使用されているタイムスライスの構成を示す図である。 本発明のデジタル放送送出方法の一実施形態を示すブロック構成図である。 本発明の一実施形態で使用される信号処理を示すブロック構成図である。 本発明の一実施形態で使用されるＴＰＳ信号の割り当てを示す図である。 本発明の一実施形態で使用されるＴＰＳ信号の割り当てを示す図である。 本発明の一実施形態で使用されるＴＰＳ信号の割り当てを示す図である。 本発明の一実施形態で使用されるＴＰＳ信号の割り当てを示す図である。 本発明の一実施形態で使用されるＴＰＳ信号の割り当てを示す図である。 本発明の一実施形態で使用される信号処理を示すブロック構成図である。 本発明の一実施形態で使用されるキャリアの配置を示す図である。 本発明の一実施形態で使用されるキャリアの配置を示す図である。 本発明の一実施形態で使用されるキャリアの配置を示す図である。 本発明に係る携帯端末の構成図である。 本発明に係る携帯端末の構成図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明に係るＯＦＤＭ信号のチャネルコーディング方式を説明した図である。本発明では、ＤＶＢ−Ｔで使用されていない伝送階層の中の高階層に着目している。なお、図１において、各ブロックは所定の処理を実行する機能ブロックである。

図２Ａは、本実施の形態の高階層のスーパーフレーム構造を示す。図２Ｂは本発明の送信方法により伝送されるスーパーフレーム構造のさらに詳細な構造を説明した図である。これらの図に示すように、本発明では、高階層のＯＦＤＭスーパーフレームを時間軸方向に数シンボル毎のスロットに分割する。分割した各スロット長は等しく設定し、かつ、分割したスロットの中にトランスポートストリーム（以下「ＴＳ」という。）パケットが整数個含まれる。図３に、種々のモードにおける、変調方式および畳み込み符号化を考慮した、１つの分割されたスロットに含まれるＴＳパケット数を示す。例えば、２ｋモード、コードレートが２／３の場合、スーパーフレームは１６個のスロットに分割され、１つのスロット（すなわち、１／１６スーパーフレーム）には、３３６個のＴＳパケットが含まれる。

その分割されたスロット毎に、エネルギー拡散１１、リードソロモン符号化１２、バイトインタリーブ１３、畳み込み符号化１４、及び時間インタリーブ１６の処理を含む伝送路符号化処理が施される。

階層化伝送した場合、高階層は２ビットからなり、低階層は、マッピングが１６ＱＡＭか６４ＱＡＭかに依存して各々２ビットまたは４ビットから構成される。

本実施の形態の図２Ａ、図２Ｂは、２ｋモード、ガードインターバル１／４の場合の例を示す。本実施の形態ではマッピングとして６４ＱＡＭを用い、階層化伝送を行う。高階層の２ビットは、コードレートを２／３とすると、１７シンボルで整数個のパケットを入れることができる。１７シンボルは１／１６スーパーフレームに相当するので、１スーパーフレームは１６個のスロットから構成されることになる。低階層の４ビットは、固定端末受信用サービスを送出することに用いられ、ＤＶＢ−Ｔと同じ伝送路符号化が用いられる。

図１を参照し、低階層において、エネルギ拡散１１、ＲＳ符号化１２、バイトインタリーブ１３、畳み込み符号化１４及びビットインタリーブ１５の各処理が行われる。また、高階層においては、各スロット毎に、エネルギ拡散１１、ＲＳ符号化１２、バイトインタリーブ１３及び畳み込み符号化１４の各処理が行われ、複数スロットの信号の中の一つを選択し（１９）、ビットインタリーブ１５を行う。低階層及び高階層のそれぞれにおいて処理された信号は、ビット合成され（２１）、周波数インタリーブ２０後に、マッピング１８、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）１７が施されて送出される。

本実施の形態では、高階層データのチャネルコーディングはスロットの数に対応して１６系統あり、高階層の送信データは、マルチプレクサ（以下「ＭＵＸ」という。）１９により、あるスロットから次のスロットへと切り替えられる。時間インタリーブされたデータはＭＵＸ１９でひとつにまとめられた後、ビットインタリーブ１５の後に低階層と組み合わされてビット合成２１でキャリアシンボルに変換され、周波数インタリーブ２０に出力される。その後、マッピングブロック１８の処理が施され、ＯＦＤＭ変調１７されて出力される。

本実施の形態では、各スロット毎に異なる携帯端末受信用サービスを送出する。送出する頻度は、各サービス毎に１スーパーフレームに１回の送出としている。なお、携帯端末受信用サービスを送出する頻度に関し、Ｎ（Ｎは整数）個のスーパーフレーム毎に、携帯端末受信用サービスを１回またはＭ回（Ｍは２以上の整数）送出するようにしても良い。

図４に時間インタリーブの概念を示す。本実施の形態では、（ｉ＊５）ｍｏｄ（１２６）で定義される時間インタリーブを用いた。すなわち、時間インタリーブは１２６キャリア毎に同じパターンを繰り返す。本実施の形態の時間インタリーブは、各キャリア毎にシンボル方向に畳み込みインタリーブを行う。なお、時間インタリーブは別の定義式を用いることもできる。ただし、（ｉ＊Ｂ）ｍｏｄ（Ａ）のＡの値は、データキャリア数１５１２の約数であることが好ましく、ＢはＡの約数ではない素数であることが好ましい。また、上記の定義式ではなく、テーブルのようなものを用いて時間インタリーブを行っても良い。

なお、上記の定義式を用いれば、ビットインタリーブの単位と時間インタリーブの単位をそろえることができる。図５にＤＶＢ−Ｔのビットインタリーブの内容を示す。図５から分かるように各ビットは１２６キャリアのブロックを１単位としたブロックインタリーブとなっている。携帯受信機は、ＴＰＳ（Transmission Parameter Signaling）のビットを検出して、携帯端末受信用サービスのコードレート等を検出する。

以上のように、１つのスーパーフレーム内の所定のスロットに特定のサービスを割り当て、特定サービスのデータを伝送する。トランスポートストリームの伝送において、スーパーフレームが繰り返し伝送されるため、一定の周期毎に特定サービスのデータが受信されることになる。所定数のスロット毎に異なるサービスを割り当てることにより、時間領域においてサービス毎にバースト的にデータが伝送されることになり、所望のサービスのみを受信するために、一定の周期ごとにデータを受信して複号等の処理を行えば、受信信号の再生が可能となる。

（実施の形態２）
図６に実施の形態２の概念を示した図である。本実施の形態では、実施の形態１のフレーム構造において、最初の２スロットを１つのサービスを伝送するために使用し、残りの１４スロットの各々にはそれぞれ１つのサービスを割り当てている。それ以外は実施の形態１と同じである。本実施の形態ではサービス毎にエネルギー拡散１１、リードソロモン符号化１２、バイトインタリーブ１３、畳み込み符号化１４、時間インタリーブ１６を行う。本実施形態では、最初の２スロットを組み合わせて１つのサービスの送出に用いたが、３つ以上のスロットを用いて１つのサービスを送ることもできる。

（実施の形態３）
図７は本発明に係るＯＦＤＭ信号の送信方法の別の例を示した図である。実施の形態１と異なる点は、実施の形態１の手順において時間インタリーブ１６を行わない点である。それ以外は実施の形態１と同じである。

（実施の形態４）
図８は、１スーパーフレームを８つのスロットに分割した場合の構造を示した図である。

本実施の形態の思想は、図３に示した、１／１６スーパーフレームに整数個のパケットが含まれる場合または１／８スーパーフレームに整数個のパケットが含まれる場合に適用できる。

本実施の形態では、４ｋモード、ガードインターバル１／４を使用した。本実施の形態ではマッピングとして６４ＱＡＭを用いて階層伝送を行った。なお、４Ｋモードは、ＤＶＢ−Ｔでは規定されていないが、本発明は、４ｋモードにも適用できる。４ｋモードの場合は、従来のＤＶＢ−Ｔレシーバとの共用は不可能となる。

高階層の２ビットは、コードレートを１／２とすると、３４シンボルで１フレームに整数個のパケットが含まれる。３４シンボルは１／８スーパーフレームに相当するので、１スーパーフレームは８個のスロットから構成されることになる。

低階層の４ビットは、固定端末受信用サービスを送出することに用いられ、ＤＶＢ−Ｔと同じ伝送路符号化が用いられる。以下、実施の形態１と同様である。

（実施の形態５）
図９は本発明に係るＯＦＤＭ信号の送信方法の別の例を説明した図ある。本実施の形態では、ＤＶＢ−Ｔの階層伝送を独立のリードソロモン符号、バイトインタリーブ、畳み込み符号を持つ２系列の符号化器と考える。すなわち、ＭＵＸ２２に入力される２系列を独立の系列とし、携帯端末受信用サービスと、固定端末受信用サービスを時分割多重化して送出する。

携帯端末受信用サービスの伝送には実施の形態１と同様にスロット構造を持たせる。各スロットはＭＵＸ１９で束ねられる。本実施の形態では、スーパーフレームを８分割したうちの１つのスロットのみを用いて携帯端末用サービスを送出する。なお、スロットをＬ個（Ｌは整数、１≦Ｌ≦スーパーフレームの分割数）用いて携帯端末用サービスを送出しても良い。

本実施の形態では、携帯端末受信用サービスを送出する頻度は、１スーパーフレームに１回の送出としている。なお、携帯端末受信用サービスを送出する頻度は、Ｎ（Ｎは整数）スーパーフレームに１回、或いは、ＮスーパーフレームにＭ回（Ｍは整数）としても良い。

本実施の形態では、携帯端末受信用サービスの送出には実施の形態１と同様に、畳み込み符号化１４の後に時間インタリーブ１６を導入している。ＦＦＴとして２ｋモード、ガードインターバル１／４を用い、携帯端末受信用サービスには、ＱＰＳＫ、コードレート２／３を用いている。サービスの送出は、フレーム先頭の３４シンボルで構成される１スロットのみを用いている。また、固定端末受信用サービスは、６４ＱＡＭ、コードレート３／４を用いている。

ＯＦＤＭ変調器に入力されるパケットはＴＳパケットであり、携帯端末受信用サービスと固定端末受信用サービスとが時分割多重化されて送出されるため、固定端末受信用サービスにおいて、携帯端末受信用サービスが送出される区間に対応する区間のパケットおよびその前後の数パケットは、ヌルパケットとする。これらのパケットに対し、エネルギー拡散１１、リードソロモン符号化１２、バイトインタリーブ１３、畳み込み符号化１４、ビットインタリーブ１５、周波数インタリーブ２０の処理が行われる。あるいは、固定端末受信用サービスにおいて携帯端末受信用サービスが送出される区間のパケットおよびその前後の数パケットを、固定端末受信用サービスと異なるＰＩＤを含むパケットとしてもよい。

図１０は上記の概念を説明した図である。同図に示すように、固定端末受信用サービスにおいて、携帯端末受信用サービスが送出される区間のパケットおよびその前後の数パケットはヌルパケットとする。なお、携帯端末受信用サービスが送出される区間の前後の数パケットもヌルパケットとするのは、リードソロモン符号化において同期をとるためである。

ＭＵＸ２２での切換えはシンボル単位で行われるため周波数インタリーブ２０は共用できる。なお、マッピング１８はシンボル毎に切り替えられるので、図９の構成で十分であるが、周波数インタリーブ２０まで、固定端末受信用サービスと携帯端末受信用サービスを並列に処理し、その後、ＭＵＸで多重化するようにしてもよい。

図９に示すように、ＭＵＸ２２により、携帯端末受信用サービスのスロット位置のシンボルすなわち３４シンボル分が選択されて送出される。したがって、携帯端末受信用サービスに用いられるＱＰＳＫのマッピングは純粋なマッピングでよく、階層化して上位ビットを携帯端末受信用サービスとして利用した場合よりも、受信可能な所要Ｃ／Ｎを下げることができる。

携帯受信機は、携帯端末受信用サービスが送出されたスロットおよびその前の数シンボルを受信する。そのスロットは、ＯＦＤＭのスーパーフレーム内の所定位置に固定されて送出されているため、受信側の受信処理が容易であり、常に一定の期間だけスイッチをＯＮにすればよく、低消費電力が期待できる。また、時間インタリーブは携帯端末受信用サービスのスロット間だけ施されるため、携帯端末受信用サービスが送出されているスロットのみを取り出して受信が可能である。本実施の形態で送出される携帯端末受信用サービスの伝送レートは、８３０ｋｂｐｓである。

次に、固定端末受信用サービスの受信について考える。

固定端末受信用サービスはバイトインタリーブにより、１２パケットがインタリーブされる。図１１にバイトインタリーブを示す。したがって、携帯端末受信用サービスに用いられるスロットにまたがる１２パケット分だけ、更に余分にヌルパケットを送出する必要がある。さらに、受信側で、固定端末受信用サービスのビタビ復号の終結処理のために、１パケット余分にヌルパケットを送出する。したがって、携帯端末受信用サービススロットの前の部分に、合計１３パケットのヌルパケットまたはＰＩＤの異なるパケットを送出する。

また、６４ＱＡＭ、コードレート３／４の場合、１スーパーフレームで送出されるパケット数は、１１３４個であることから、携帯端末受信用サービスが送出されるスロットに相当する３４シンボルには、１４１．７５（＝１１３４＊３４／２７２）パケットが入ることになる。

また、携帯端末受信用サービスに使われた部分の後にも、バイトインタリーブにより１２パケットが混ざるため、１６７（１３＋１４１．７５＋１２＝１６６．７５）個の連続したヌルパケットがＴＳマルチプレクサからＯＦＤＭ変調器に入力される。本実施の形態では、更に２４パケットのヌルパケットの伝送を行っている。図１２にＤＶＢのパケット送出方法を示す。ＤＶＢ−Ｔの受信機は、このヌルパケットを利用して、同期バイトの「４７」を検出し、８パケット毎に反転されている同期バイトの「Ｂ８」を検出する。エネルギー拡散は、同期バイトの「Ｂ８」の位置で初期化されるので、エネルギー逆拡散を施し、パケットの復元ができる。したがって、合計１９１（＝１６７＋２４）パケットの連続したヌルデータが、スーパーフレームと同期してＴＳマルチプレクサから固定端末受信用サービスのＯＦＤＭ変調器へ入力される。本実施の形態の場合は、スーパーフレームの先頭から、１７８パケットはヌルパケットであり、スーパーフレームの最後から、１３パケットがヌルパケットである。

次に受信機側について説明する。従来のＤＶＢ−Ｔ受信機（固定端末）は、固定端末受信用サービスと携帯端末受信用サービスを識別できず、このため、送られてきた信号をそのままデコードする。携帯端末受信用サービスが送出されている区間は、時間インタリーブ１６が施されているため、従来のＤＶＢ−Ｔ受信機は、そのパケットをエラーパケットとして処理する。ただし、ＴＳパケットの同期信号はこわれている。しかし、引き続いて、従来の受信機でも正しくヌルパケットとして認識されるデータが受信され、同期フラグの４７が識別できるようになり、リードソロモンデコーダが誤り訂正を行う。その後「Ｂ８」の位置の検出を行い、受信機はエネルギー逆拡散を正しく行い、実際の送出データは復元される。なお、この後に配されるＴＳデコーダによっては、ＴＳデコーダの同期が確立していない場合がある。その場合は、更にヌルパケットを追加する必要がある。

本実施形態では、１９１パケットのヌルパケットを送出するため、６４ＱＡＭ３／４で伝送できる最大の伝送レートは、２２．３９Ｍｂｐｓから、１８．６２（＝２２．３９＊（１１３４−１９１）／１１３４）Ｍｂｐｓへと低下する。

本実施例では、携帯端末受信用サービスのスロットの後に、バイトインタリーブで追加される１２パケットに加えて、リードソロモンデコーダの同期用に２４パケットのヌルパケットを追加しているが、このパケット数については、市販のデコーダの処理を確認して、ヌルパケットを追加することが好ましい。

（実施の形態６）
本実施の形態では、実施の形態５と同様に、ＤＶＢ−Ｔに時分割多重化を導入したものである。本実施の形態では、スロット構成を２０シンボルだけシフトし、フレーム先頭の２１シンボル目から５４シンボルまでの計３４シンボルを用いて携帯端末受信用サービスを伝送する。すなわち、第２０番目のＴＳパケットから第５３番目のＴＳパケットまでが携帯端末受信用サービスのスロットに入るようにする（注：ＴＳパケットは第０番目からカウント）。シフトしたスロットを図１３に示す。また、図１５にＴＰＳ情報を示す。これにより、携帯受信機でも常にＴＳパケット情報をモニタできる。ただし、セルインジケータに関しては、この限りではない。ＴＰＳは、ＢＣＨによる誤り訂正が施されているが、ＴＰＳ信号はＢＰＳＫで変調されているため、非常に強い。また、多数のキャリアに割り当てられているため、受信機側で多数決判定を用いると、ＢＣＨによる誤り訂正を用いなくとも精度よく復元できる。

本実施の形態は、８ｋモード、コードレート１／４であり、携帯端末受信用のデータは１６ＱＡＭ、コードレート２／３を用いている。本実施の形態では、スーパーフレームを８つのスロットに分割し、そのうちの１つのスロットすなわち、３４シンボルを用いて伝送する。図１４に１６ＱＡＭの場合の１スーパーフレームに入るパケット数を示す。図１４から、スーパーフレームを８つのスロットに分割しても、かなりのパラメータの組み合わせを用いることができることがわかる。

携帯端末用のサービスが送出される区間及びその前後数パケットはヌルパケットであり、これらは、図９に示すように、エネルギー拡散１１、リードソロモン符号化１２、バイトインタリーブ１３、畳み込み符号化１４、ビットインタリーブ１５、周波数インタリーブ２０の処理が行われる。あるいは、ヌルパケットの代わりに固定端末受信用サービスと異なるＰＩＤを用いたパケットが用いられてもよい。これは、図１０に示されるとおりである。

本実施の形態の固定端末受信用サービスは、携帯端末受信用サービスと同様に、１６ＱＡＭ、コードレート２／３を用いている。この場合、１スーパーフレームで送出されるパケットは、２６８８個である。ここで、携帯端末受信用サービスを１スロット入れることにより、固定端末受信用サービスの伝送レートがどの程度低下するかを見積る。

本実施の形態の携帯端末受信用サービスは、１スロットは３４シンボルであるため、（３４／２７２）＊２６８８＝３３６パケットはヌルシンボルが挿入される。今、スロット位置の前の部分に、バイトインタリーブおよびビタビ復号の終結処理のため１３パケットのヌルパケット、また、スロット位置をシフトしたことにより、その位置までに、整数個のパケットが入っていないことによる１パケットの余裕を見て、１４パケットが必要であるとする。また、携帯用スロットの後に、バイトインタリーブされる１２パケット及び８バイトごとに反転される同期フラグの「Ｂ８」を検出するために、２４パケット必要であるとする。このような場合、３８６（＝１４＋３３６＋１２＋２４）パケットのヌルパケットが必要となる。

したがって、固定端末受信用サービスの伝送レートは、１３．２７Ｍｂｐｓから、１１．３６Ｍｂｐｓ（＝１３．２７＊（２６８８−３８６）／２６８８）に減少する。

携帯端末受信用サービスは、３４シンボルが用いられるため、３３６（＝（３４／２７２）＊２６８８）パケットが利用できる。このときの伝送レートは、１．６５（＝１３．２７＊（３３６／２６８８））Ｍｂｐｓであり、携帯端末受信用サービスとして十分な伝送容量が確保される。

（実施の形態７）
図１６は本実施の形態の思想を説明した図である。本実施の形態では、実施の形態６で、５スーパーフレームをひとつの単位として、携帯端末受信用サービスの送出頻度を１フレームに１スロットから、５フレームに４スロット送出にした例である。

このように送出すると、スロットの位置は、奇数フレーム、偶数フレームに交互に現れる。前述の実施の形態で説明したように、スロットの位置は、有効なＴＰＳ信号がその中に入るように設定されている。図１５のセルインジケータは、奇数フレームおよび偶数フレームをあわせることによって、そのセルが特定されるようにシグナリングされているため、本実施の形態の送出方法を用いれば、セルインジケータを含めたすべてのＴＰＳ信号が、携帯端末受信用サービスのスロットの中で受信できる。

（実施の形態８）
図１７は本実施の形態の思想を説明した図である。本実施の形態では、実施の形態５において、携帯端末受信用サービスだけでなく、固定端末受信用サービスにもスロットを適用した。本実施形態のスロット構成を図１８に、６４ＱＡＭのパケット数を図１９に示す。

本実施の形態は、従来のＤＶＢ−Ｔサービスと互換性は無い。しかし、本実施の形態の携帯端末受信用サービスは実施の形態５の携帯端末受信用サービススロットとは互換性を有している。本実施の形態では、１スーパーフレームを８スロットに分割し、その内の１スロットを携帯端末受信用サービス、残りの７スロットを固定端末受信用サービスに使うものである。

本実施の形態で使用したパラメータは、８ｋモード、ガード比１／４であり、携帯用スロットは、ＱＰＳＫコードレート１／２固定用スロットは６４ＱＡＭコードレート３／４を用いている。

本実施の形態では、独立のエネルギー拡散１１、リードソロモン符号化１２、バイトインタリーブ１３、畳み込み符号化１４、時間インタリーブ１６、ビットインタリーブ１５を持つ２系列の符号化器があると考える。携帯端末受信用サービスと、固定端末受信用サービスは、いわゆるＴＤＭを導入して、時分割にてＭＵＸ２２でシンボル単位で切り替えた後、周波数インタリーブ２０の後、マッピング１８を行い、ＯＦＤＭ変調１７して送信する。

携帯受信機は、携帯端末受信用サービスが送出されたスロットのみを受信する。そのスロットは、ＯＦＤＭのスーパーフレームに固定されて送出されている。このため、常に一定の時間だけ携帯受信機の動作をさせればよく、低消費電力化が期待できる。また、時間インタリーブ１６は、携帯端末受信用サービススロット及び固定端末受信用サービススロットで独立に施されるため、携帯端末受信用サービスが送出されているスロットのみを取り出しても受信が可能である。本実施の形態で送出される携帯端末受信用サービスの伝送レートは、６２３ｋｂｐｓである。

次に、固定端末受信用サービスの受信について考える。固定端末受信用サービスは、固定端末受信用サービスの中だけで、バイトインタリーブ１３、畳み込み符号化１４、時間インタリーブ１６が行われるため、携帯端末受信用サービスとデータが交わることは無い。そのため、キャリアを有効に使える。

伝送レートは、スロット全体を使ったときの伝送レートが、２２．３９Ｍｂｐｓであるので、本実施の形態での固定端末受信用サービスの伝送レートは、１９．５９（＝２２．３９＊７／８）Ｍｂｐｓとなる。

（実施の形態９）
図２０は、ＤＶＢ−Ｔの階層化されているサービスに、時分割で、携帯端末受信用サービスを１スロット用いる場合の例を説明した図である。ＤＶＢ−Ｔの階層化伝送を用いたサービスは今現在行われていないが、本実施の形態で示すように、ＤＶＢ−Ｔの階層化伝送が行われている場合でも、実施の形態５の思想が適用できることが分かる。

本実施の形態の携帯端末サービス用のスロットが配置される位置及びその前後にはヌルパケットを挿入し、従来のＤＶＢ−Ｔの階層化伝送の変調器入力に連続してヌルパケットが入力して処理されるようにしておけばよい。

（実施の形態１０）
本実施の形態では、送出側でフレーム構成にあわせてパケットの配置を決めるための方法を説明する。本実施の形態は、実施の形態５以降のＤＶＢ−ＴにＯＦＤＭを適用した場合の、送信側のトランスポートストリームマルチプレクサ（ＭＵＸ）の制御に関する。図２１にその構成を示す。

本実施の形態では、トランスポートストリームＭＵＸ９１は、ＯＦＤＭ変調器９２から、ＦＦＴサンプリングクロック、ＦＦＴサイズ、ガード比、スーパーフレーム同期信号、シンボル同期信号、固定端末受信用および携帯端末受信用の変調方式、符号化率、スロットサイズ、スロット数、スロットシフト有無を入力（フィードバック）し、携帯端末受信用の特定のスロット位置に適切に携帯端末受信用サービスを配置する。その際、トランスポートストリームＭＵＸ９１は、従来の固定端末受信用サービスデータについて、携帯端末受信用サービスのスロット位置およびその前後の対応する位置に、ガードのためにヌルパケットの挿入及び削除を行う。これにより、実施の形態５で説明したように、固定端末受信用サービスデータにおいて、携帯端末受信用サービススロットの位置およびその前後のガード部分に、連続したヌルパケット、もしくは、携帯端末受信用サービスおよび固定端末受信用サービスに対するそれぞれの受信機で使わないＰＩＤをもつパケットの挿入を行う。本実施の形態では、パケット移動によるＰＣＲクロックの打ち直しも、このブロックで行う。

また、トランスポートストリームＭＵＸ９１は、サービスの数に対応してトランスポートストリーム（ＴＳ）を分割し、必要に応じてヌルパケットを挿入して、ＯＦＤＭ変調器９２にＴＳパケットを送出する。ＯＦＤＭ変調器９２は、サービスの数に応じて、各スロット毎にＴＳパケットを受け取り、本発明の各実施の形態で示した伝送路符号化を行う。

（実施の形態１１）
本実施の形態は、携帯端末受信用サービスの受信機に関する。携帯端末受信用サービスは、携帯情報端末（ＰＤＡ）、携帯電話等で受信することができる。

本実施の形態は、実施の形態７で説明した伝送フォーマットで送信されたサービスを受信する携帯受信機について説明する。図２２に受信機の機能ブロック図を示す。受信機において、受信されたＯＦＤＭ信号は直交復調され、時間軸領域でクロック同期、狭帯域周波数同期、シンボル同期が取られる。その後、信号は、ＦＦＴ処理され、広帯域周波数同期、フレーム同期、スーパーフレーム同期が取られる。

携帯受信機は、携帯端末受信用サービスを受信開始時点で、フレーム同期、シンボル同期、スーパーフレーム同期を確立し、ＴＰＳ信号を受信する。ＴＰＳ信号を、所定のメモリに格納した後、シンボル同期、フレーム同期、スーパーフレーム同期が外れないように、必要最小限の回路を動作させる。

広帯域周波数同期及びフレーム同期がいったん確立すると、時間軸領域の狭帯域周波数同期、クロック再生及びシンボル同期だけを動作させておけば、ＦＦＴ以降の動作をさせなくても、フレーム位置の確認が可能であり、また、クロック同期、周波数同期を保持することが可能である。しかし、ＦＦＴ後の信号は、伝送されるＳＰ信号の位相を基準に、等化処理が行われる。図２３にＳＰ信号の配置を示す。ＳＰ信号は、４シンボル毎に同じ配置となっているため、図２３から、少なくとも所定のスロットの３シンボル前から、ＦＦＴ処理をしてＳＰ信号を取り出す必要がある。

したがって、携帯受信機では、所定のスロット及びその前の３シンボルのみＦＦＴ以降の処理を施せばよい。なお、インタリーブ及び誤り訂正は所定のサービスが含まれているスロットのみ動作させる。

これにより、低消費電力化が可能となる。なお、所定のスロット以外の位置では、同期の保持のみを行えばよいので、所定のスロット以外の位置は、チューナの電流を下げることが可能となり、ＲＦ部においても低消費電力化が可能となる。

（実施の形態１２）
本実施の形態は、実施の形態５において、１スロットを１スーパーフレームの中で４回に分割する、すなわち、４つのサブスロットを用いて、携帯端末受信用サービスを伝送した例である。図２５に本実施の形態のサブスロット構成図を示す。

本実施の形態では、１つのスロット（３４シンボル）をサブスロット＃１（９シンボル）、サブスロット＃２（８シンボル）、サブスロット＃３（９シンボル）及びサブスロット＃４（８シンボル）に分割している。

本実施の形態では、図９に示す構成において、携帯端末受信用サービスに関し、１の系列でリードソロモン符号、バイトインタリーブ、畳み込み符号、時間インタリーブの処理が施される。なお、サブスロットは整数個のシンボルからなり、サブスロットに含まれるパケット数を合成すると、１スーパーフレームに整数個のパケット数が存在する。以下、実施の形態５と同様である。

しかし、サブスロットに分割したことにより、サブスロットの前後に入れるヌルパケット数が増加する。そのため、固定受信サービスで受信できる伝送容量が低下する。それについて、具体的に計算する。

固定端末受信用サービスはバイトインタリーブにより、１２パケットがインタリーブされる。バイトインタリーブについては図１１に示している。したがって、携帯端末受信用サービスに用いられるサブスロット毎に、サブスロットの前後に１２パケット、また、ビタビ複合の終結処理のために、１パケットサブスロットの前に追加することにより、サブスロットの前では１３パケットのヌルパケットを送出する。サブスロットの後には、バイトインタリーブの１２パケットに加えて、ＴＳの同期を確立するために２４パケットのヌルパケットを送出する。また、サブスロットをトータルした３４シンボル中で伝送される固定端末受信用サービスのパケット数は６４ＱＡＭ、コードレート３／４の場合、実施の形態５と同様に、１１３４＊３４／２７２＝１４１．７５、（１３＋１２＋２４）＊４＋１４１．７５＝３３７．７５となるため、約３３８パケットのヌルパケットが必要となる。

本実施の形態では、３３８パケットのヌルパケットを送出するため、６４ＱＡＭ３／４で伝送できる最大の伝送レートは、２２．３９Ｍｂｐｓから、１５．７２（＝２２．３９＊（１１３４−３３８）／１１３４）Ｍｂｐｓへと低下する。

本実施の形態は２ｋモードの場合であり、８ｋモードの場合は、１スーパーフレームで伝送されるパケット数が多くなるため、伝送レートの低下は２ｋモードに比べて小さくなる。

（実施の形態１３）
以下では、実施の形態１１を詳細に説明する。受信機の全体の処理は図２２に示される。受信機において、受信信号の中から所望のチャンネルが選択されたＯＦＤＭ信号は直交復調器２４で直交復調され、時間軸領域処理回路２５でクロック同期、狭帯域周波数同期、シンボル同期が取られる。そして、同期がとられた信号に対して伝送路復号処理が行われる。すなわち、同期がとられた信号は、ＦＦＴ回路２６でＦＦＴ処理された後に、広帯域ＡＦＣ回路２７でキャリア間隔単位の周波数誤差が検出され、フレーム同期回路２８で、フレーム同期及びスーパーフレーム同期が取られる。ＦＦＴ後のデータは、等化回路２９でキャリア毎に振幅及び位相が復元される。その後、デインタリーブ回路３０で周波数デインタリーブ、ビットデインタリーブ、時間デインタリーブなどの処理が施され、誤り訂正回路３１で、ビタビ復号、バイトデインタリーブ、リードソロモン復号の処理がなされる。

まず、通常のＤＶＢ−Ｔの受信処理手順について具体的に説明する。

ＤＶＢ−Ｔ等で用いられるＯＦＤＭ信号は有効シンボル期間中のデータ後部を、巡回的にその有効シンボル期間の前部に複写したガード期間を有する。

この付加される部分の有効シンボルに対する割合がガードインターバルと定義され、ＤＶＢ−Ｔの場合は、１／３２，１／１６，１／８，１／４が規定されている。

ガード期間は、有効シンボル区間の後部のコピーであることを利用して、受信側で同期処理を行うことができる。これを図２６に示す。遅延回路３２は直交復調後のデータを有効シンボル期間長だけ、遅延させる。相関回路３３は受信信号と遅延回路３２の出力との相関をとる処理が行われる。各シンボル間に相関波形３４が観測される。この相関波形３４の時間幅により、ＦＦＴサイズ及びガード長が検知できる。また、この相関波形３４はシンボルの境界に現れることを利用してシンボル同期を行う。その後、ガード期間長を取り除いた部分がＦＦＴに送られる。

この相関波形３４を用いて、シンボル同期の他に、サブキャリア間隔以内の同期を行う狭帯域ＡＦＣおよびクロック再生を行うことができる。これを図２７に示す。狭帯域ＡＦＣおよびクロック再生は、直交復調された信号を周波数分離回路３５で正と負の周波数領域の信号成分に分離し、それぞれ有効シンボル期間遅延した信号との相関信号を求める。

周波数誤差算出回路３６で、それらの相関信号の位相の和からサブキャリア間隔以内のキャリア周波数誤差を推定し、相関信号の位相の差からクロック周波数誤差を推定する。

サブキャリア間隔以内のキャリア周波数誤差は広帯域ＡＦＣからのサブキャリア間隔単位の周波数誤差と加算され、ＮＣＯ３７を制御する。一方、検出されたクロック周波数誤差からＶＣＯ３８を制御する。

次に、ＦＦＴ処理後になされるサブキャリア間隔単位のキャリア周波数同期すなわち広帯域周波数同期について説明する。図２８に広帯域ＡＦＣのブロック図を示す。ＦＦＴされた信号を差動復調回路３９でサブキャリア毎にシンボル間で差動復調し、シンボル間フィルタ４０で積分する。ＣＰ信号では差動復調結果が毎シンボル同じ位相となるのに対し、他の信号ではランダムな位相となるため、フィルタによりＣＰ信号のみ信号成分が抽出される。フィルタ出力とＣＰ信号の配置情報４１との相関を相関回路４２で算出することによりサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差が推定できる。

フレーム同期には図１５に示すＴＰＳ信号に含まれる同期符号（ｓ１〜ｓ１６）を用いる。同期符号は、ＴＰＳ信号をシンボル間で差動復調し、シンボル内で多数伝送されているＴＰＳ信号を積分したものから検出する。

次に、伝送路特性の推定および等化について述べる。伝送路特性は、次のようにして求められる。図２９に伝送路等化について示す。ＦＦＴされた信号に含まれるＳＰ信号をＳＰ抽出回路４３で抽出する。ＳＰ発生回路４４は、送信側で送出されるＳＰ信号を発生する。除算回路４５は受信されたＳＰ信号を、送信側のＳＰ信号で除算する。これにより、ＳＰ信号に対する伝送路特性が推定される。補間回路４６は、ＳＰ信号の伝送路特性をシンボル方向およびサブキャリア方向に補間して各サブキャリアに対する伝送路特性を求める。除算回路４７は、ＦＦＴ後の信号を伝送路特性で除算することで、各キャリアの振幅及び位相が復元される。以上が通常のＤＶＢ−Ｔの受信処理の例であり、まとめると、復調装置における同期確立の手順は次のようになる。

直交復調後のデータを時間軸領域で、狭帯域ＡＦＣ、クロック再生、およびシンボル同期を開始する。ガード期間部分が取り除かれＦＦＴに送られる。ＦＦＴ後のデータを用いて広帯域ＡＦＣの同期を確立する。また、フレーム同期を確立する。

次に、携帯端末受信用サービスの受信形態について示す。携帯端末受信用サービスは、バッテリで長時間視聴できる必要があり、その手法が求められている。携帯端末用サービスは実施の形態１乃至９で示すように、一つのスロットあるいは複数のスロットを用いて携帯端末受信用の一のサービスが提供される。残りのスロットの区間では、所定の携帯端末受信用サービスは伝送されないか、もしくは他の携帯端末受信用サービスが伝送される。したがって、前記の一の携帯端末受信用サービスが伝送されているスロットのみを受信し、残りのスロット部分は受信処理を必ずしもすべて行う必要はない。

本実施の形態では、１スーパーフレームを８スロットに分割し、そのうちの１スロットで携帯端末用サービスを伝送する場合の例を示す。本実施の形態では８ｋモード、ガード期間長１／４である。

図３０に携帯端末受信用サービスの受信の手順について示す。以下の説明において、選択された特定サービスを含むスロットを「所定のスロット」という。図３０の中央に所定のスロット外の場合の受信動作を、図３０の右側部分に、所定のスロット区間での受信動作のフローを示す。

初期動作において、携帯受信機は、選択されたチャンネルのＯＦＤＭ信号を直交復調回路２４で直交復調した後、時間軸領域処理回路２５でクロック同期、狭帯域周波数同期、シンボル同期をとる。また、ＦＦＴ回路２５でＦＦＴ処理をした後に、広帯域ＡＦＣ回路２７でサブキャリア単位の周波数同期をとり、フレーム同期回路２８でフレーム同期及びスーパーフレーム同期をとる。

フレーム同期が確立すると、ＴＰＳ信号の位置が特定されるので、ＴＰＳのリザーブビットｓ４８〜ｓ５３を含む携帯端末受信用サービスに必要な所定の情報すなわち内符号のコードレート、変調方式、時間インタリーブ長、スロットサイズ等の情報をＴＰＳ信号取得回路４８で所定のメモリに格納する。そして、定常動作モードに移行する。

定常動作モードでは、一旦初期同期が確立すると、周波数同期は、時間軸信号処理回路２５でキャリア間隔内の周波数同期を保持しておけば、キャリア単位の周波数同期回路は動作をさせなくとも、メモリに保持したキャリア数単位の周波数ずれを利用すれば周波数同期は外れることはない。また、フレーム同期及びスーパーフレーム同期は、一旦初期同期が確立すると、時間軸信号処理回路２５でシンボル数すなわち、図２６のシンボル境界に現れる相関波形の数だけをカウントしておけばフレーム同期及びスーパーフレーム同期が外れることはない。

すなわち、初期同期が確立後には、キャリア間隔内の周波数同期及びシンボル同期を保持しておけば、前述のすべての同期が保持されていることになる。つまり、図３０のＦＦＴ回路２６以降を停止することが可能となる。したがって、所定のスロット外のところではＦＦＴ以降の処理は必要なく、すなわち、伝送路復号処理を行う必要がない。なお、同期を保持するためにだけ動作させる期間では、時間軸処理回路２５のビット数を削減することが可能である。

次に、所定のスロットを受信する時は、ＦＦＴ回路２６は所定のスロットの３シンボル前から所定のスロットの最後のシンボルまで動作する。

これは、図２３に示すように、ＳＰ信号は４シンボル周期で同じ位置に配置される。したがって、現シンボルのＳＰ信号が利用可能であることを考慮すると、所定のスロットの３シンボル前のＳＰ信号があれば、伝送路特性の推定は可能となる。したがって、ＦＦＴは、所定のスロットの３シンボル前から処理されればよい。このＳＰ信号を用いて検波回路２９にて伝送路等化処理が行われる。

所定のスロットのシンボル区間では、検波回路２９の処理に加えて、デインタリーブ回路３０で、デインタリーブ処理及び誤り訂正回路３１にて誤り訂正の処理が行われる。

したがって、受信する区間外ではＦＦＴ以降の処理が不要となる。ＦＦＴ以降の処理は復調ＬＳＩの８０〜９０％を占めるため、ＤＶＢ−Ｔ信号の受信に比べて大幅な低消費電力化が可能となる。

（実施の形態１４）
本実施形態は、ＲＦ部での低消費電力化に関する。

まず、ＯＦＤＭ信号の性質について説明する。

ＯＦＤＭ信号は、平均電力と最大電力の差が非常に大きく、非線形ひずみが問題とされることが多い。そのため、チューナ部の増幅回路で電流の削減が行えず、低消費電力化が困難であると考えられていた。

実施の形態１３によれば、所定のスロット及びそのスロットの３シンボル前以外では同期の保持だけをすればよい。すなわち、同期の保持は、時間軸領域のガード相関の処理だけを動作させておけばよい。このガード相関は極めてノイズに強く、また、非線形ひずみが生じた場合も問題なく動作する。そのため電流を低減しても同期を保持することができ、ＲＦ部においても低消費電力化が可能となる。

具体的に、図面を使って説明する。図３１は、本発明の実施の形態１４における受信装置のブロック構成図である。図３１において、アンテナ４９は放送信号を受信する。帯域通過フィルタ５０は受信信号を帯域制限する。ＲＦ増幅回路５１は帯域通過フィルタの出力信号を増幅する。周波数変換器５２はＲＦ増幅回路の出力信号をベースバンド信号に変換する。ローパスフィルタ５３は周波数変換器の出力信号からベースバンド信号以外の信号を除去する。ベースバンド増幅回路５４はベースバンド信号を増幅する。ベースバンド信号処理部５９は放送信号を処理する。プログラム選択部６０はベースバンド信号処理部で再生された複数の番組データのいずれかの番組を選択する。タイミング発生回路６１はプログラム選択部で選択された番組にあったタイミング信号を生成する。電圧制御発振器５７は周波数変換器のローカル信号となる。動作制御部５８は、タイミング発生回路からのタイミング信号により電圧制御発振器の発振周波数を制御したり、ＲＦ増幅回路の電流及びベースバンド増幅回路の電流量を制御する。位相同期ループ部（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）５６は局部発振器５５の出力信号を基準に電圧制御発振器の発振周波数を制御する信号を生成する。受信装置は以上の構成要素で構成される。

以上のように構成された受信装置について、以下、その動作を述べる。

アンテナ４９では複数の番組が時分割多重されて伝送されるデジタルテレビ放送やデジタルラジオ放送などの放送信号が受信される。

アンテナ４９で受信された複数の番組が時分割多重されて伝送されるデジタルテレビ放送やデジタルラジオ放送などの放送信号は帯域通過フィルタ５０により帯域制限され妨害波などの不要成分が除去され、ＲＦ増幅回路５１で信号電力が増幅される。次に、電圧制御発振器５７の出力信号がローカル信号となり周波数変換器５２でＲＦ帯の放送信号がベースバンド信号に変換される。ローパスフィルタ５３ではベースバンド信号以外の信号が除去される。ベースバンド増幅回路５４ではベースバンド信号が増幅され、ベースバンド信号処理部５９に入力され、複数の番組が時分割多重された放送信号データが再生される。

時分割多重された複数の番組データが周期的に再生された後で、プログラム選択部６０では再生された複数の番組から希望する番組を選択し、その選択した番組データに同期したタイミング信号をタイミング発生回路６１で発生する。本実施の形態１３で示すように、タイミング発生回路はＦＦＴ以降の処理が必要な所定のサービスが伝送されるスロットの３シンボル前から所定のサービスが伝送されるスロットの最後のシンボルまで、Ｈｉの信号を発生し、それ以外の区間ではＬｏｗを発生する。

次に、動作制御部５８では、タイミング発生回路６１で発生した周期的なタイミング信号をもとに、所定のタイミング信号がＨｉの時には、ＲＦ増幅回路５１及びＢＢ増幅回路５４のゲインは、通常のＤＶＢ―Ｔの再生のために必要なゲインに設定する。タイミング信号がＬｏｗのところでは、ＲＦ増幅回路５１及びＢＢ増幅回路５４のゲインは１０ｄＢ程度低くても、実施の形態１３に示される時間軸処理回路での同期の保持は可能であるため、ＲＦ部での低消費電力化が可能となる。

本実施の形態では、ＲＦ増幅器のゲインを切り替えているが、それに対応して、チューナにフィードバックするＡＧＣ回路のゲインを切り替える必要がある。

なお、本実施の形態では、タイミング発生回路はＦＦＴ以降の処理が必要なシンボルの区間がＨｉとしたが、信号処理の遅延及びゲインの切替時間のマージンをみて、ＦＦＴ以降の処理が必要な所定の信号区間よりも、少し長めにＨｉの期間を設定しておくこともできる。

（実施の形態１５）
本実施の形態は、ＲＦ部６２における低消費電力化の別の実施の形態である。所定のスロット以外のところでは同期を保持するだけでよいことから、ＲＦ部６２においては、同期を保持する部分については実施の形態１４と同様に増幅器のゲインを下げるだけでなく、その区間のフィルタの帯域幅も、狭帯域にしたものである。

具体的に、図面を用いて説明する。図３２は、本実施の形態における受信装置のブロック構成図である。

アンテナ４９では複数の番組が時分割多重されて伝送されるデジタルテレビ放送やデジタルラジオ放送などの放送信号が受信される。

アンテナ４９で受信された放送信号は第１の切替部６６で、帯域通過フィルタ５０あるいは帯域通過フィルタ６４（狭帯域）のいずれかを利用するかが選択される。帯域フィルタにより帯域制限され妨害波などが除去された後、第２の切替部６７により、第１の切替部６６に対応した帯域制限フィルタの出力が選択され、ＲＦ増幅回路５１で受信信号が増幅される。

増幅された信号は、電圧制御発振器５７の出力信号がローカル信号となり周波数変換器５２でＲＦ帯の放送信号がベースバンド信号に変換される。

第３の切替部６８はローパスフィルタ５３あるいはローパスフィルタ６５（狭帯域）のいずれを利用するか選択する。ローパスフィルタによりベースバンド帯域以外の信号が除去された後、第４の切替部６９により、第３の切替部６８に対応したローパスフィルタの出力が選択される。第４の切替部６９の出力はベースバンド増幅回路５４で増幅され、ベースバンド信号処理部５９に入力される。

ベースバンド信号処理部５９は、実施の形態１３で示した処理がなされる。プログラム選択部６０では所定の携帯端末受信用サービスのデータが選択される。タイミング発生回路６１は、実施の形態１４で説明した所定のタイミング信号を発生する。

動作制御部７０では、タイミング発生回路６１で発生した周期的なタイミング信号をもとに、所定のタイミング信号がＨｉの時には、ＲＦ増幅回路５１及びＢＢ増幅回路５４のゲインを上げ、タイミング信号がＬｏｗのところでは、ＲＦ増幅回路５１及びＢＢ増幅回路５４のゲインを下げる。このゲインを１０ｄＢ程度下げても、実施の形態１３で説明したように時間軸処理回路の動作は確保される。また、ゲインを下げることにより、大幅に低消費電力化が可能となる。

動作制御部７０は、所定のタイミング信号がＨｉの時は、第１の切替部６６、第２の切替部６７、第３の切替部６８、第４の切替部６９をいずれも上側の系に切り替える。すなわち、バンドパスフィルタ５０及びローパスフィルタ５３を選択する。また、所定のタイミング信号がＬｏｗの時は、第１の切替部、第２の切替部、第３の切替部、第４の切替部をいずれも下側の系に切り替える。

ここで、上側の系で用いられているバンドパスフィルタ５０及びローパスフィルタ５３は、ＤＶＢ−Ｔ信号が受信可能な帯域、すなわち、本実施の形態では８ＭＨｚの帯域まで通過するフィルタが使用される。それに対し、下側の系のバンドパスフィルタ６４及びローパスフィルタ６５は通過帯域が１ＭＨｚのものを用いた。なお、フィルタの帯域を狭くすることにより、更に低消費電力化が可能となる。

以上説明したように、本実施の形態では、増幅回路のゲインを下げることにより、低消費電力化ができると同時に、フィルタの帯域幅を狭くすることにより、更にＲＦ部での低消費電力化が可能となる。

なお、本実施の形態で示したゲインを下げる手法は、増幅回路に供給する電流或いは電圧を下げることにより達成される。

（実施の形態１６）
本実施の形態は、ＡＶエンコーダ部に関する。

ＭＰＥＧでは、ＳＤ画質の場合、１．５Ｍｂｉｔのバッファを受信機側で持つように規定されている。また、ＨＤ画質の場合は、更にこの数倍のメモリ容量が規定されている。

通常、受信側では、この規定されているバッファサイズよりも大きめのメモリが搭載されることが多く、その場合は、本実施の形態５のように送出した場合でも受信側では問題なく再生される。しかし、規定されたバッファサイズのメモリしか搭載されていない受信機について考慮する必要がある。

例えば、８ｋモード、ガード期間長、１／４の場合、１スーパーフレームは３０５ｍｓからなる。このうち、スロットサイズを１／１６に設定した場合は、１スロットが約１９ｍｓとなり、その前後のヌルパケット挿入期間を考慮すると、２５ｍｓ程度、ＤＶＢ−Ｔ受信機には全く信号が受信されない。例えば、ＤＶＢ−Ｔサービスが、６４ＱＡＭ ３／４で伝送されている場合、その伝送レートは、２２．３９Ｍｂｐｓであるため、２５ｍｓの間には、５６０（＝２２．３９Ｍｂｐｓ×２５ｍｓ）ｋｂｉｔの情報がこの区間に再生されることになる。

したがって、送信側でのエンコード処理の時に、一度にすべてのバッファを使ってエンコード処理をしないという制約を設ける。具体的には、１画像フレーム（約３３ｍｓ）は、常に使わないという方法でエンコード処理をする。

このようにすると、ＤＶＢ−Ｔを受信する受信機が、受信側のＡＶデコーダのバッファが、１．５ＭｂｉｔのＲＡＭしか有していないデコーダが空になるということが無くなり、問題なく画像が再生される。

（実施の形態１７）
本実施の形態では、実施の形態１５の構成においてＲＦ部の増幅器のゲインは一定に保ったまま、ＦＦＴ処理が必要なシンボル及び所定のスロット以外の部分で増幅器に供給する電圧を下げている。その他の部分については実施の形態１５と同様である。

増幅器に供給する電圧を下げると受信信号にひずみが生じるが、所定のスロット以外のところでは同期の保持だけでよいため問題なく同期の保持が可能となる。

具体的に図３２を用いて説明する。

アンテナ４９では複数の番組が時分割多重されて伝送されるデジタルテレビ放送やデジタルラジオ放送などの放送信号が受信される。

アンテナ４９で受信された放送信号は第１の切替部６６で、帯域通過フィルタ５０あるいは帯域通過フィルタ６４（狭帯域）のいずれかを利用するかが選択される。帯域フィルタにより帯域制限され妨害波などが除去された後、第２の切替部６７により、第１の切替部に対応した帯域制限フィルタの出力が選択され、ＲＦ増幅回路５１で受信信号が増幅される。

増幅された信号は、電圧制御発振器５７の出力信号がローカル信号となり周波数変換器５２でＲＦ帯の放送信号がベースバンド信号に変換される。

第３の切替部６８はローパスフィルタ５３あるいはローパスフィルタ６５（狭帯域）のいずれを利用するか選択する。ローパスフィルタによりベースバンド帯域以外の信号が除去された後、第４の切替部６９により、第３の切替部に対応したローパスフィルタの出力が選択される。第４の切替部の出力はベースバンド増幅回路５４で増幅され、ベースバンド信号処理部５９に入力される。

ベースバンド信号処理部は、実施の形態１３で示した処理がなされる。プログラム選択部６０では所定の携帯端末受信用サービスのデータが選択される。タイミング発生回路６１は、実施の形態１４で説明した所定のタイミング信号を発生する。

動作制御部７０では、タイミング発生回路６１で発生した周期的なタイミング信号をもとに、所定のタイミング信号がＨｉの時には、ＲＦ増幅回路５１及びＢＢ増幅回路５４の電圧を通常のＤＶＢ−Ｔ受信と同じにし、タイミング信号がＬｏｗのところでは、ＲＦ増幅回路５１及びＢＢ増幅回路５４に供給する電圧を下げる。

なお、増幅器に供給する電圧を下げると受信信号にひずみが生じるが、所定のスロット以外のところでは同期の保持だけでよいため問題なく同期の保持が可能となる。

動作制御部７０は、所定のタイミング信号がＨｉの時は、第１の切替部６６、第２の切替部６７、第３の切替部６８、第４の切替部６９をいずれも上側の系に切り替える。すなわち、バンドパスフィルタ５０及びローパスフィルタ５３を選択する。また、所定のタイミング信号がＬｏｗの時は、第１の切替部、第２の切替部、第３の切替部、第４の切替部をいずれも下側の系に切り替える。

ここで、上側の系で用いられているバンドパスフィルタ５０及びローパスフィルタ５３は、ＤＶＢ−Ｔ信号が受信可能な帯域、すなわち、本実施の形態では８ＭＨｚの帯域まで通過するフィルタが使用される。それに対し、下側の系のバンドパスフィルタ６４及びローパスフィルタ６５は通過帯域が１ＭＨｚのものを用いた。なお、フィルタの帯域を狭くすることにより増幅器の非線形ひずみは緩和される方向となるため、更に電圧を下げることができ、低消費電力化が可能となる。

以上説明したように、本実施の形態では、所定のスロット及びＦＦＴが必要な部分以外は、ＲＦ部の増幅回路に供給する電圧を下げることができ、低消費電力化が可能となる。

なお、ＲＦ部の増幅回路以外の回路に対しても、所定のスロット及びその前の３シンボル以外の部分では、電圧、或いは電流を減らすことが可能である。

（実施の形態１８）
図３３を用いてＯＦＤＭ信号の送信方法の別の例を示す。本実施の形態は、実施の形態５の構成において、ビットインタリーブと時間インタリーブの位置を入れ替えたものである。また、本発明は、実施の形態５において、スーパーフレームを１６分割したうちの１つのスロットのみを用いている。その他は、実施の形態５と同様である。

（実施の形態１９）
図３４を用いてＯＦＤＭ信号の送信方法の別の例を示す。本実施の形態では、実施の形態１８の構成において、携帯端末受信用サービスを明示的に１サービスだけ示してある。

本実施の形態では、１スーパーフレームを１６分割したうちの２つのスロットを１つのサービスに用いている。本実施の形態では、携帯端末受信用サービスの伝送路符号化は１系統であり、マルチプレクサ７１にて、固定端末受信用サービスと切り替えられる。

本実施の形態では、マルチプレクサ７１は、ＯＦＤＭシンボル単位ではなく、ＯＦＤＭシンボルに含まれるキャリアシンボル単位で、固定端末受信用サービスと携帯端末受信用サービスの切り替えを行う。従って、本実施の形態ではマッピング１８をマルチプレクサ７１の前においている。

次に、本実施の形態のスーパーフレーム構造を図３５に示す。

本実施の形態では、マルチプレクサ７１により、携帯端末受信用サービスと固定端末受信サービスとが時分割多重化される。しかし、固定端末受信サービス用のＴＳパケットの同期信号が本来送信されるキャリア位置では、携帯端末受信用サービススロットを送出中であっても、固定端末受信用サービスのデータが送出されるように、マルチプレクサ７１が切替制御される。

具体的には、従来のＤＶＢ−Ｔ受信機で、受信する場合に、携帯端末受信用サービススロットの中であってもＤＶＢ−Ｔの同期信号が検出されるように受信機のビタビ復号の打ち切り長を見込んで、送信側でマルチプレクサ７１を制御する。

ここで、受信側の処理について考えてみる。ＤＶＢ−Ｔ受信機では、周波数デインタリーブ後に、ビットデインタリーブ処理を行い、その後、ビタビデコード処理が施され、ＴＳの同期バイトが復号される。したがって、送信側では、ビタビデコード処理が問題なく行われるように送信する必要がある。

次に、送信側の処理について考える。送信側で入力されるＴＳパケットは、エネルギー拡散、リードソロモン符号化およびバイトインタリーブが行われた後、ビット系列に変換され、畳み込み符号化される。その後、ビットインタリーブ処理が施される。ビットインタリーブ後の処理はキャリアシンボル単位で行われるためマルチプレクサ７１はキャリアシンボル単位での処理を行うことができる。

本実施の形態では、同期バイトが再生されるように、同期バイトをビットに変換した後、そのビットの前２０ビット及び同期バイトの先頭ビットを含むその後に続く畳み込み符号器の出力１４４ビットが、ビットインタリーブでどのように拡散されるかを考慮し、その拡散された範囲については、携帯端末受信用サービスは送出しないようにマルチプレクサ７１を切り替える。

なお、本実施の形態では、ビタビの打ち切り長を９６ビットとしたため、コードレート２／３の場合、畳み込み符号器の出力の１４４ビットを用いたが、別の打ち切り長であっても問題ない。

図３６および図３７は、同期バイトの前後１６４ビットがビットインタリーブにより拡散される方法を説明した図である。図３６はＤＶＢ−Ｔサービスが１６ＱＡＭ，２／３の場合の例を示し、図３７はＤＶＢ−Ｔサービスが６４ＱＡＭ，２／３の場合の例を示す。ＤＶＢ−Ｔのビットインタリーブは、図５に示されるように各ビット毎に１２６キャリア単位のブロックインタリーブとなっている。畳み込まれた同期バイトを含む１６４ビットについては、１６ＱＡＭの場合、４つのビットインタリーブが用いられるため、各ビットインタリーブに入力されるのは、４１ビットである。畳み込まれた同期バイトを含む１６４ビットは、そのビット系列の位置により、１２６キャリアの範囲で拡散されるか、または、ブロックをまたがった場合、２５６キャリアの中で拡散されることになる。

従って、携帯端末受信用サービスに用いるキャリアの位置については、シンボル毎に、各ブロックのスタート位置とストップ位置を記憶しておけばよく、必ずしもすべてのキャリア位置を記憶する必要はない。

図３６に示すパラメータの場合、同期信号を含む前記１６４ビットが拡散されるキャリア数は、シンボル毎に同期信号が位置する部分が異なるが、約１３００キャリア程度に拡散される。これは、全キャリア数の約２０％にあたり、それ以外の部分は携帯端末受信用サービスに使っても、ＤＶＢ−Ｔ受信機としては、全く問題を生じない。同様に図３７に示すパラメータの場合、前記１６４ビットが拡散されるキャリア数は、約２０００キャリアであり、これは全キャリアの約３０％に相当する。

図３６及び図３７のＤＶＢ−Ｔ受信機のＴＳ同期信号部分に使用されるキャリアに関し、図３６の場合が約２０％であるのに対し、図３７の場合が約３０％であるのは、マッピングが１６ＱＡＭの４ビットから６４ＱＡＭの６ビットに変わったためである。本実施の形態では明示しないが、６４ＱＡＭでコードレートを２／３から３／４に変更した場合は、前記ＤＶＢ−Ｔ受信機のＴＳ同期信号再生に必要なキャリア数は３３％（＝３０％＊（３／４）／（２／３）＝３０％＊（９／８））となり、１６ＱＡＭの場合と同様に取り扱える。

本実施の形態では、スロット構成の簡単化のために、シンボル毎に有効キャリアの内の３０２４キャリア、すなわち、有効キャリアの半分のキャリアを携帯端末受信用サービスに割り当て、残りはＤＶＢ−Ｔ用（固定端末用）のサービスを伝送する。これを図３８（ａ）及び（ｂ）に示す。図３８（ｂ）において、Ｈｉｇｈの部分で携帯端末受信用サービスが送出され、Ｌｏｗの部分で固定端末受信用サービスが送出されるように、マルチプレクサ７１による切り替えが行われる
図３８（ａ）は図３６と同一であり、ＤＶＢ−Ｔ用サービスを伝送する区間を示し、図３８（ｂ）は、携帯端末受信用サービスを伝送する区間を示している。本実施の形態では、全有効キャリアのうち、半分しか使用していないため、図３５のように２スロット用いて送出することにより、実施の形態５での１スロットと同じ伝送容量となる。

本実施の形態を用いると、実施の形態５でＴＳの再同期のために送出した追加の２４パケットのヌルパケットを送出する必要はなくなる。

本実施の形態によると、従来のＤＶＢ−Ｔ受信機は、ＴＳの同期信号を付け替えるように設計されていない受信機でも、問題なくＤＶＢ−Ｔ用サービスを受信することが可能となる。

（実施の形態２０）
本実施の形態は、実施の形態１９にて、伝送レートに余裕があることから、携帯端末受信用サービスが送出されるスロットの中で基準パイロット信号の送出頻度を増やした例である。スキャタードパイロット信号（ＳＰ(scattered pilot)信号）は、キャリア方向に、１２キャリアに１回送出されているが、これが６キャリアに１回となるように送出した。これを図３９に示す。なお、この場合、実質的に用いられるキャリア数は増加するが、スキャタードパイロット間のデータが１１に対して、１つ基準パイロット信号の送出が増えるため、伝送容量の低下は１／１１＝１０％以下であり、その増加は全く問題を生じない。本実施の形態で追加した基準パイロット信号は、ＳＰ信号と同じＰＲＢＳ回路を用いて、ＢＰＳＫ変調される。この追加される基準パイロット信号の振幅は、データキャリアと同じパワーを有するようにしてもよく、ＳＰ信号と同じようにブーストされていても良い。

また、本実施の形態では、前述のＤＶＢ−Ｔ用サービスのＴＳの同期信号が送出される領域外では、前記の追加される基準パイロット信号は６キャリアに一回送出されるようにしてもよい。これを図４０（ａ）及び（ｂ）に示す。図４０（ａ）及び（ｂ）において携帯端末受信用サービスが送出されるキャリアの外側、すなわち図４０（ａ）及び（ｂ）で黒く塗っている部分においても、図３９に示すように６キャリアに一回追加の基準信号が送出されるようにしている。なお、本来のＳＰ信号が送出されるキャリア位置には、通常のＳＰ信号が送出される。

（実施の形態２１）
本実施の形態は、実施の形態２０にて、スロットのサイズを１／１６スーパーフレームすなわち１７シンボルから、その前後に１シンボルずつ加え、１９シンボルとした例である。本実施の形態では、前後に加えたシンボルによっては、携帯端末受信用サービスの伝送は行わず、伝送路特性算出用の基準パイロット信号の伝送を行う。これを図４１及び図４２に示す。図４１では、前記追加した基準信号に加えて、その前後のシンボルにも同様の基準信号を加えている。また、図４２では、スロットの先頭に付け加えるシンボルの中で携帯用サービスに用いられるキャリアのすべてで追加の基準パイロット信号を送出している。

（実施の形態２２）
本実施の形態は、実施の形態１４及び１５において、エラーレートを考慮して、消費電力のコントロールを制御した例を説明する。図４３に本実施の形態の構成を示す。

本実施の形態では、誤り情報７２が、タイミング発生回路６１に送られ、誤りがあるスレッショールドを超えた場合は、携帯端末受信用サービススロット区間以外のところでも、ＲＦ部が低消費電力化の動作を行わないようにする。

なお、誤りのスレッショールドを数段階用意し、ＲＦ部での低消費電力化を数段階持たせることができる。

（実施の形態２３）
図４４は本発明に係る実施の形態２３である。また、そのうちの１フレームを拡大したものを図４５に示す。本実施の形態では、実施の形態５の構成において携帯端末受信用サービスを送出する頻度を１６スーパーフレームに１回としている。本実施の形態では、１６スーパーフレーム中の２フレームを用いて携帯端末受信用サービスを送出し、その他の部分には固定端末受信用の信号或いはヌルパケットを伝送する。このように、繰り返し１６スーパーフレーム毎に２フレームを用いて携帯端末受信用サービスを送出する。

なお、本実施の形態では、携帯端末受信用サービスと固定端末受信用サービスは共通のリードソロモン符号、バイトインタリーブ、畳み込み符号を用いる。このため、携帯端末受信用サービスと固定端末受信用サービスの境界は、バイトインタリーブにより両サービスが混ざっている。

なお、本実施の形態では１６スーパーフレーム毎に２フレームを用いてデータを伝送したが、Ｎ（Ｎは整数）スーパーフレーム或いはＫ（Ｋは整数）フレーム毎に、Ｍ（Ｍは整数）フレームを用いて携帯端末受信用のサービスを伝送しても良い。なおＳＦＮの同期のため、この送出間隔は、１メガフレーム（整数個のスーパーフレームを含む単位、例えば、８ｋモードの場合、２スーパーフレーム）の整数倍であることが好ましい。

本実施の形態によると、バースト的に送信する携帯端末受信用サービスの位置がメガフレーム内の所定位置に固定されているため、ＴＳヘッダの同期信号「４７」若しくはその反転した同期信号「Ｂ８」は各バースト毎に同じ位置に現れる。

（実施の形態２４）
本実施の形態では、実施の形態２３で固定端末受信用サービスと携帯端末受信用サービスの境界にバッファを設けるために、携帯端末受信用サービスの前に８シンボルを、携帯端末受信用サービスの後に９シンボルを設ケータ。これを図４６に示す。先頭バッファの８シンボルの部分は、固定端末受信用サービスとバッファ区間で伝送されるヌルパケットとがバイトインタリーブにより１２シンボルにわたり混在する。後のバッファの９シンボルの部分はバッファ区間で伝送されるヌルパケットと、固定端末受信用サービスとがバイトインタリーブにより１２シンボルにわたり混在する。

具体的には、８ｋモードでキャリア変調として１６ＱＡＭ、畳み込みのコードレートが２／３である場合、１スーパーフレームで伝送されるパケット数が２６８８であるので、バッファとして用意した１７シンボルすなわち１／１６スーパーフレームの中には１６８パケットあることになる。このうち８シンボルには約７９パケット含まれ、９シンボルには約８９パケット含まれる。したがって、バッファに含まれるパケット数はバイトインタリーブにより混在するパケット数１２を大きく上回るため、このバッファサイズで十分である。

（実施の形態２５）
図４７を用いて本発明の別の実施形態を説明する。本実施の形態は、実施の形態２３の場合において携帯端末受信用サービスを送出する頻度を６４スーパーフレームに１回としたものである。本実施の形態もモードは主として２ｋモードであり、携帯サービス送出時間間隔及び送出する時間を、実施の形態２３の場合すなわち８ｋモードの場合と同等になるようにしている。

本実施の形態では、６４スーパーフレーム中の２スーパーフレームを用いて携帯端末受信用サービスを送出し、その他のフレームには固定端末受信用の信号或いはヌルパケットを伝送する。このように、６４スーパーフレーム毎に２スーパーフレームを用いて携帯端末受信用サービスを送出する。

（実施の形態２６）
図４８を用いて本発明の別の実施形態を説明する。本実施の形態は、実施の形態５の場合において携帯端末受信用サービスを送出する頻度を１６スーパーフレーム毎に１回としている。本実施の形態では、１６スーパーフレーム中の２フレーム及び１７シンボル（１／１６スーパーフレーム）を用いて携帯端末受信用サービスを送出し、その他のフレームには固定端末受信用の信号或いはヌルパケットを伝送する。このように、繰り返し１６スーパーフレーム毎に１回、携帯端末受信用サービスを送出する。

なお、本実施の形態では、携帯端末受信用サービスと固定端末受信用サービスは共通のリードソロモン符号、バイトインタリーブ、畳み込み符号を用いる。このため、携帯受信サービスと固定端末受信用サービスの境界は、バイトインタリーブにより両サービスが混ざっている。

なお、本実施の形態では１６スーパーフレーム毎に２フレーム及び１７シンボルを用いてデータを伝送したが、整数スーパーフレーム或いは整数フレーム毎に、１／１６スーパーフレーム、１／８スーパーフレームを１つの単位としたスロットを整数個用いて携帯端末受信用のサービスを伝送しても良い。

（実施の形態２７）
図４９を用いて本発明の別の実施形態を説明する。本実施の形態は、実施の形態２３の場合において、各サービス毎に、実施の形態５と同様に、伝送路符号化を行っている。本実施の形態は、更に各サービス毎に連続したシンボル間でブロック時間インタリーブを施している。

本実施の形態では、８ｋモード、ガードインターバル１／８、１６ＱＡＭ、コードレート２／３を用い、携帯端末受信用サービスを送出する頻度を１６（Ｎは整数）スーパーフレームに１回とした。本実施の形態では、連続した２フレームを１つのタイムスライスとし、１６スーパーフレーム毎に１つのサービスを１つのタイムスライスで伝送する。したがって、１６スーパーフレームを１つのサービス送出の単位とすると、３２サービスの伝送が可能となる。

本実施の形態では、各タイムスライス毎に、リードソロモン符号、バイトインタリーブ、畳み込み符号、時間インタリーブ、ビットインタリーブの伝送路符号化を行った。本実施の形態では時間インタリーブは各タイムスライス内でのブロックインタリーブとしている。図５０に使用した時間インタリーブを示す。時間インタリーブは有効データキャリアに対して、同じデータキャリア位置のデータを異なるシンボル間で入れ替えることによって行われる。なお、本実施の形態ではブロックインタリーブの定義式として
（Ｘ＋Ｗ）ｍｏｄ（１３６）
（Ｘ：キャリア番号，Ｗ：タイムスライス内のシンボル番号）
を用いているが、他のブロックインタリーブを用いてもよい。

また、本実施の形態では、各タイムスライス内で時間インタリーブを施しているが、バイトインタリーブにより、同一タイムスライス間で１２パケットのデータが混ざっているため、タイムスライスの境界のデータは同じサービスの次のタイムスライスを待たないと復号できない。従って、本実施の形態では、タイムスライスの境界のパケットは、ヌルパケットまたはサービスに関係ない無効なパケットを送出し、次のタイムスライスを待たずに復号できるようにした。

図５１に示すように、ヌルパケットまたはサービスに関係ない無効なパケットは、サービスの境界では、バイトインタリーブで混ざる１２パケットとし、タイムスライスのサービスの後部では、ビタビ復号の終結用にさらに１パケット余分に設ケータ１３パケットにした。このようにすると、各タイムスライス毎に復号して有効なＴＳを出力することが可能となる。なお本実施の形態では、各サービスの前に１２パケット、サービスの後部に１３パケットのヌルパケットを設ケータが、これ以上のヌルパケット或いは各タイムスライスのサービスに関係ないパケットを設けても良い。

（実施の形態２８）
本実施の形態は、実施の形態２７の場合において各タイムスライスに共通に伝送路符号化を行う。これを図５２に示す。本実施の形態では、４ｋモード、ガードインターバル１／４、１６ＱＡＭ，コードレート２／３を用いた。

本実施の形態は、３２スーパーフレームを送出周期とし、その中の１スーパーフレームをタイムスライスとし、それぞれ別のサービスに割り当てた。各タイムスライスで送出されるパケット数は１３４４であり、タイムスライスの前後にヌルパケットを計２５個設けると、有効なパケット数は１３１９となる。各タイムスライスに含まれるデータは２．１５（＝１３１９＊２０４＊８）Ｍｂｉｔである。４ｋモード、ガードインターバル１／４の場合、１スーパーフレームの時間は、１５２ｍｓであり、３２スーパーフレームの時間は４．８７ｓｅｃである。従って、各タイムスライスで送出される伝送レートは、４４０Ｋｂｐｓである。

図５２で、入力されたデータはエネルギー拡散１１回路でエネルギー拡散され、ＲＳ符号化回路でリードソロモン符号化される。次に、バイトインタリーブ１３でバイトインタリーブ処理、畳み込み符号化回路１４で畳み込み符号化の処理が行われる。時間インタリーブ７２では各タイムスライス、すなわち本実施の形態では１スーパーフレーム毎にブロック時間インタリーブを行う。

このようにして、送出すると実施の形態２７と有効データ部分の送出データは同じであり、送出側の回路の簡略化が可能となる。

（実施の形態２９）
本実施の形態は、実施の形態２３乃至は２８の方法に従って伝送されるデジタル放送信号を受信する携帯端末受信用サービスの受信機（携帯端末）に関する。図５３にその構成を示す。

図５３において、アンテナ４９から入力された信号は、チューナ部７９で所定のＲＦ信号が取出され、ベースバンド信号に変換された後、復調部７３に送られる。復調部７３で復調処理が施される。復調されたデータは、ＴＳデコーダ部７４に送られる。ＴＳデコーダ部７４で、復調されたデータからヌルパケット等が破棄され、Ａ／Ｖ／ＩＰデコーダ部７６へ送られ、デコードされる。デコードされたデータはプログラム選択部７５で所定の携帯端末受信用サービスが伝送されるタイムスライスが選択される。また、復調部７３から送られるＴＳ信号内で送出される所定の携帯端末受信用サービスが伝送される時間情報をタイミング発生部７７に記憶し、タイマ部７８で、携帯端末受信用サービスが伝送される時間に応じた所定のタイミングで、チューナ部７９及び復調部７３の電源をＯＮ・ＯＦＦする。また、プログラム選択部７５から出力された映像・データなどの情報はディスプレイ部８０に表示される。

本実施の形態では、所定の携帯端末受信用サービスが伝送されるバーストデータの約２５０ｍｓ前にチューナ部７９の電源がＯＮになるようにし、所定のバーストデータをデコードし終わった後、チューナ部７９、復調部７３の電源をＯＦＦにする。有効なＴＳパケットは、フレームに同期して載せられているため、電源ＯＮのタイミングは、所定のフレームが受信された時にタイマ部７８をリセットする。タイマ部７８が所定の時間経った時に、フロントエンドの電源を投入し、所定の時間がたった時に電源をＯＦＦにする。

具体的には、８ｋモード、ガード１／４の場合、１６スーパーフレームは５．５７ｓｅｃであり、１つのタイムスライスは２フレームからなるとすれば、そのタイムスライスの時間は１７４ｍｓであり、チューナ部７９、復調部７３の電源を投入してからの初期引き込みの時間を２５０ｍｓとすると、チューナ部７９、フロントエンド部の電源をオフにした時から５．１５ｓｅｃ以内にチューナ部７９、復調部７３の電源をオンにしなければならない。本実施の形態ではタイマ部７８を用いて５秒後に電源が入るようにした。なお、実施の形態２２と同様に受信機の誤り情報を利用して、受信状態が悪い時には所定のサービスが伝送される前に早めに電源をＯＮするようにすることもできる。

本実施の形態で説明した機能を搭載した携帯受信機の例を図６３および図６４に示す。なお、本受信機の機能を有するメモリカードに持たせ、そのメモリカードを携帯受信機に取り付けるようにしても良いし、または、携帯受信機がその機能を内蔵しても良い。

図６３および図６４のプログラム選択・Ａ／Ｖ／ＩＰデコーダ部８５は、ＴＳデコーダ部７４の出力からＩＰパケットを取出した後、Ａ／Ｖデコードする。プログラム選択はＴＳレベル或いはＩＰレベルで同一のサービスを選択する。

（実施の形態３０）
本実施の形態では、実施の形態２３乃至２８の方法に従って伝送されるデジタル放送で同時に伝送される制御信号すなわちＴＰＳ信号の送出例を説明する。

ＤＶＢ−Ｔの規格では、セルインジケータがＴＰＳビットのｓ４０からｓ４７まで８ビット割り当てられている。セルインジケータが割り当てられているかどうかは、レングスインジケータ（ｓ１７−ｓ２２）の値で確認でき、セルインジケータがサポートされている場合は、ｓ１７−ｓ２２は０１１１１１とされている。また、セルインジケータがサポートされていない場合は、ｓ１７−ｓ２２は０１０１１１であるとされている。

従って、本実施の形態では、ｓ１７−ｓ２２は０１１１１１以外の数値とすることにより、セルインジケータに利用されていたＴＰＳビットを別の用途、すなわち携帯端末受信用サービスのシグナリングに用いている。

本実施の形態の具体例を図５４に示す。ビットｓ４０−ｓ４２は、バーストが送出される繰り返し間隔を示している。この繰り返し間隔はメガフレーム単位で設定する。ビットｓ４３−ｓ４４はバースト期間をフレーム単位で示している。また、ビットｓ４５−ｓ４６はスロット単位（１スロット＝１／４フレーム）の送出期間を示しており、実際の送出期間は全スロット分を合計したものとなる。また、携帯端末受信サービスの送出数をｓ４７−ｓ５０で示す。これらの詳細を図５５乃至図５８に示す。本実施の形態で示すように、ＴＰＳの使い方を工夫することにより、セルインジケータに割り当てられていたビットも使用可能となり、携帯端末受信サービスに必要な情報が１フレーム内で伝送可能となる。

（実施の形態３１）
本実施の形態は、実施の形態２０の場合において、基準パイロット信号の送出頻度を増やした、送出側での処理を示したものである。図５９にそのための構成を示す。本実施の形態では、実施の形態２０のような付加基準パイロット信号の挿入は６キャリアに１回という形ではなく、多数のキャリアがランダムな位置に挿入される。

本実施の形態は付加基準パイロット８１で付加基準パイロット信号の位置を示すインジケータを挿入する。ＭＵＸ８２は、インジケータが挿入された付加基準パイロット信号に、または、マッピングされた後の固定端末受信用サービスと携帯端末受信用サービスに切り替える。付加基準パイロット信号へのマッピングは、フレーム合成８３でＤＶＢ−Ｔのパイロット信号が、キャリアの位置によって特定されるＰＲＢＳ系列によって変調されるのと同時に行われる。

図６０乃至図６２に本実施の形態のキャリア配置の例を示す。このキャリア配置は、パイロット信号送出前の有効キャリアの番号である。なお、本実施の形態で送出するＤＶＢ−Ｔのパラメータは８ｋモード，１６ＱＡＭ，コードレート２／３の場合である。実施の形態１９で説明したように、携帯端末受信用サービスの挿入位置は、携帯端末受信用サービスのパラメータによらず、固定端末受信用のパラメータによって決定される。

図６２は固定端末受信用サービスの同期バイト及びそれに引き続く数バイトがビットインタリーブにより拡散されている図である。受信側で拘束長１４４のビタビ復号が用いられるとし、各パケットの先頭３バイトが受信側で復号できるように、畳み込み符号器の入力として、各パケットの先頭３バイトおよびその前の２０ビットまた３バイト（２４ビット）に引き続く１４４ビットが畳み込み符号後にビットインタリーブにより拡散された位置を示している。

図６０は、携帯端末受信用サービスを送出するキャリア配置を示している。前記固定端末受信用サービスの同期バイトを復号するためのキャリアが含まれないキャリア配置の中から、有効キャリアの半分すなわち３０２４本が入るようにキャリア配置を選んだ。このキャリア配置は、受信側の処理を簡単にするためにビットインタリーブが１２６キャリアのブロック単位であるのに合わせて、１２６の整数倍で切り替えている。

残りのキャリアが付加基準信号を送出するために用いられる。この配置を図６１に示す。

なお、図面の左に記してあるシンボル番号は、４スロット分を表している。各シンボル毎に半分のキャリアを使うため、一つのサービスは２スロットを用いて送る。

本発明は、複数のサービスを時分割多重して送信する通信技術に適用できる。例えば、本発明は、固定端末での受信用のサービス（例えばデジタル放送）と、携帯端末での受信用のサービスとを時分割多重して送出する際の放送技術に有用である。

１１ エネルギ拡散処理部
１２ ＲＳ符号化処理部
１３ バイトインタリーブ処理部
１４ 畳み込み符号化処理部
１５ ビットインタリーブ処理部
１６ 時間インタリーブ処理部
１８ マッピング処理部
１７ ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）処理部
１９ マルチプレクサ（ＭＵＸ）
２０、２２ 周波数インタリーブ処理部
２４ 直交復調処理部
２５ 狭帯域ＡＦＣ／クロック再生／シンボル同期処理部
２７ 広帯域ＡＦＣ
２８ フレーム同期処理部
２９ 等化部
３０ 時間／周波数デインタリーブ処理部
３１ 誤り訂正処理部

Claims (3)

1. 時分割によりサービス毎にバースト的にデータを伝送するＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
   所定のチャンネルを選局する選局手段と、
   ＯＦＤＭ信号を直交復調する直交復調手段と、
   前記直交復調手段により出力された信号を周波数領域の信号に変換するＦＦＴ手段と、
   前記ＦＦＴ手段により変換された前記周波数領域の信号を等化する等化手段と、
   前記等化手段により得られたデータを誤り訂正する誤り訂正手段とを備え、
   受信するサービスが特定された後、受信するデータが特定されたサービスの場合、特定されたサービスが復号できるよう、復号されるサービス及びそれに先行する部分に対して、前記ＦＦＴ手段、等化手段及び誤り訂正手段による各処理からなる伝送路復号処理を行い、受信するデータが特定されたサービスでない場合、前記伝送路復号処理を行わない、ことを特徴とする受信装置。
2. 前記選局手段は、所定のサービスがバースト的に伝送される部分と、それ以外の部分で、選局部のアンプのゲインを電圧或いは電流を変えることにより切り替えることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
3. 前記選局手段は、所定のサービスがバースト的に伝送される部分と、それ以外の部分で、使用するフィルタの帯域幅を変えることを特徴とする請求項１記載の受信装置。

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