JP2002171239A

JP2002171239A - 変調装置

Info

Publication number: JP2002171239A
Application number: JP2000369774A
Authority: JP
Inventors: Tetsuo Kato; 哲郎加藤
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-12-05
Filing date: 2000-12-05
Publication date: 2002-06-14

Abstract

(57)【要約】【課題】相互変調により生じる特性劣化を防止して、
高品質な伝送を行う。【解決手段】シンボル列設定手段１３は、情報を表す
シンボル列に対し、相互変調により生じる歪み成分の周
波数が、ＯＦＤＭ変調の伝送帯域外となるように、シン
ボル列を設定する。逆フーリエ変換手段１４は、シンボ
ル列を各キャリアに重畳させて逆フーリエ変換を行い、
位相軸に対応した信号を出力する。合成手段１５は、信
号の合成制御を行い、ＯＦＤＭ変調信号を生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は変調装置、放送シス
テム、放送送信装置、伝送システム及び送信装置に関
し、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multip
lexing：直交周波数分割多重）変調を行って信号を伝送
する変調装置、ＯＦＤＭ変調伝送を行って、ＭＰＥＧ
（Moving Picture Experts Group）のディジタル放送を
行う放送システム、ディジタル放送でＯＦＤＭ変調され
た信号を送信する放送送信装置、非線形な伝送特性を持
つ伝送路を通じて信号の伝送制御を行う伝送システム及
び非線形な伝送特性を持つ伝送路を通じて信号を送信す
る送信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、ディジタル信号の伝送技術とし
て、ＯＦＤＭと呼ばれる変調方式が提案されている。こ
のＯＦＤＭは、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波
（サブキャリア）を設け、それぞれのサブキャリアの振
幅及び位相にデータを割り当て、ＰＳＫ（Phase Shift
Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulatio
n）によりディジタル変調する方式である。

【０００３】このＯＦＤＭは、多数のサブキャリアで伝
送帯域を分割するもので、サブキャリア１波あたりの帯
域を狭くすることで、それぞれのサブキャリアのシンボ
ル長を長くし、ガードインターバル部を付加することで
遅延波による符号間干渉の影響を除くことができる。

【０００４】また、同時にすべてのサブキャリアを同期
変調させて周波数直交関係を保つことによって、サブキ
ャリアの間隔を最少に設定できるため、トータルの伝送
速度は、従来の変調方式とあまり変わらない伝送速度で
構成できる。

【０００５】さらに、ＯＦＤＭは、複数のサブキャリア
に対してデータの割り当てが行われることから、変調時
には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fou
rierTransform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を
行うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用い
た送受信回路を構成する。

【０００６】以上のような特徴を持つＯＦＤＭは、マル
チパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送に
適用することが広く検討されており、例えば、ＤＶＢ−
Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）やＩＳ
ＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting
-Terrestrial）といった規格が提案されている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記のような
従来のＯＦＤＭ伝送では、伝送路に非線形性があると
き、各キャリアの相互変調によって生じる相互変調波が
自己の帯域に重畳されるため、特性が劣化するといった
問題があった。

【０００８】また、このような特性劣化を避けるため
に、従来では、例えば出力段の能力を平均出力電力の少
なくとも１０倍程度のピーク電力出力が可能となるよう
に設計して、伝送路の非線形性を小さくしていたが、こ
の場合、消費電力が大きくなってしまい、出力増幅器も
高価なものになるといった問題があった。

【０００９】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、相互変調により生じる特性劣化を防止して、
高品質な伝送を行う変調装置を提供することを目的とす
る。また、本発明の他の目的は、相互変調により生じる
特性劣化を防止して、高品質な放送制御を行う放送シス
テムを提供することである。

【００１０】さらに、本発明の他の目的は、相互変調に
より生じる特性劣化を防止して、高品質な放送信号を送
信する放送送信装置を提供することである。また、本発
明の他の目的は、相互変調により生じる特性劣化を防止
して、高品質な通信制御を行う伝送システムを提供する
ことである。

【００１１】さらに、本発明の他の目的は、相互変調に
より生じる特性劣化を防止して、高品質な信号を送信す
る送信装置を提供することである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明では上記課題を解
決するために、ＯＦＤＭ変調を行って信号を伝送する変
調装置において、情報を表すシンボル列に対し、相互変
調により生じる歪み成分の周波数が、前記ＯＦＤＭ変調
の伝送帯域外となるように、前記シンボル列を設定する
シンボル列設定手段と、前記シンボル列を各キャリアに
重畳させて逆フーリエ変換を行い、位相軸に対応した信
号を出力する逆フーリエ変換手段と、前記信号の合成制
御を行いＯＦＤＭ変調信号を生成する合成手段と、を有
することを特徴とする変調装置が提供される。

【００１３】ここで、シンボル列設定手段は、情報を表
すシンボル列に対し、相互変調により生じる歪み成分の
周波数が、ＯＦＤＭ変調の伝送帯域外となるように、シ
ンボル列を設定する。逆フーリエ変換手段は、シンボル
列を各キャリアに重畳させて逆フーリエ変換を行い、位
相軸に対応した信号を出力する。合成手段は、信号の合
成制御を行い、ＯＦＤＭ変調信号を生成する。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。図１は本発明の変調装置の原理図
である。変調装置１０は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多
重）変調を行って信号を伝送する。

【００１５】シンボル列設定手段１３は、情報を表すシ
ンボル列に対し、相互変調により生じる歪み成分（以降
では、相互変調波とも呼ぶ）の周波数が、ＯＦＤＭ変調
の伝送帯域外となるように、シンボル列を設定する。こ
こで、相互変調とは、複数の信号が増幅器など非線形性
を持つ回路に入力された場合、入力周波数の組み合わせ
により、新しい周波数を発生する現象のことをいう。

【００１６】逆フーリエ変換手段１４は、シンボル列を
各キャリアに重畳させて逆フーリエ変換を行い、Ｉ、Ｑ
の位相軸に対応した信号を出力する。合成手段１５は、
Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換器１５ａ、１５
ｂ、加算器１５ｃを含む。Ｄ／Ａ変換器１５ａは、Ｉチ
ャネルの信号をアナログ信号に変換し、Ｄ／Ａ変換器１
５ｂは、Ｑチャネルの信号をアナログ信号に変換する。
加算器１５ｃは、これらのアナログ信号を加算してＯＦ
ＤＭ変調信号として出力する。なお、実際には、ゴース
ト信号対策のガードインターバルを付加する回路などが
含まれるが図中では省略している。変調装置１０を適用
した具体的な装置の詳細構成については後述する。

【００１７】次に相互変調による特性劣化について詳し
く説明する。ＯＦＤＭのようなマルチキャリアの信号を
非線形な伝送経路に通した場合、キャリア相互の変調に
より歪み成分が現れる。例えば、周波数ｆａと周波数ｆ
ｂの信号を非線形な経路に通した場合、ｆａの下側とｆ
ｂの上側に次のような周波数の歪み成分が現れる。

【００１８】

【数１】ｆａｂ＝２×ｆａ−ｆｂ …（１ａ）ｆｂａ＝２×ｆｂ−ｆａ …（１ｂ）式（１ａ）、式（１ｂ）は、相互変調波のスペクトルの
最も高い値を表す式である。従来のＯＦＤＭ伝送方式で
はキャリアを隙間無く並べているので、この歪み成分が
ＯＦＤＭ信号の帯域内に入る場合は、まったく同じ周波
数のキャリアと重なることになる。

【００１９】また、ＯＦＤＭの受信装置では、本来のキ
ャリアに重なった同一周波数の歪み成分を分離すること
ができないため、この歪み成分は妨害信号となり、信号
伝送にエラーを生じさせる。

【００２０】例として、４波のキャリアの場合について
説明する。各キャリアの周波数を、最も低いサブキャリ
アの周波数を１０００ＫＨｚとし、サブキャリア間隔を
１０ＫＨｚとして隙間無く並べて決める。ここでは、ｆ
１＝１０００ＫＨｚ、ｆ２＝１０１０ＫＨｚ、ｆ３＝１
０２０ＫＨｚ、ｆ４＝１０３０ＫＨｚとする。

【００２１】この信号による歪み成分の周波数は次のよ
うになる。

【００２２】

【数２】 f12=2×f1-f2=990KHz、 f13=2×f1-f3=980KHz、 f14=2×f1-f4=970KHz、 f21=2×f2-f1=1020KHz、 f23=2×f2-f3=1000KHz、 f24=2×f2-f4=990KHz、 f31=2×f3-f1=1040KHz、 f32=2×f3-f2=1030KHz、 f34=2×f3-f4=1010KHz、 f41=2×f4-f1=1060KHz、 f42=2×f4-f2=1050KHz、 f43=2×f4-f3=1040KHz、 …（２）図２は相互変調波を示す図である。発生する歪み成分の
中で、信号帯域の１０００ＫＨｚ〜１０３０ＫＨｚの範
囲外の成分ｆ１２、ｆ１３、ｆ１４、ｆ２４、ｆ３１、
ｆ４１、ｆ４２、ｆ４３（図ではｆ１２、ｆ１３、ｆ１
４のみ示す）は、ＯＦＤＭ受信装置でフィルタリングす
ることで取り除くことができるので、実際に妨害信号と
はならない。

【００２３】しかし、信号帯域の１０００ＫＨｚ〜１０
３０ＫＨｚの範囲内の成分ｆ２１、ｆ２３、ｆ３２、ｆ
３４は元の信号と完全に重なっており、妨害信号となっ
ている。

【００２４】このように、従来のＯＦＤＭ伝送では、伝
送路に非線形性があると、各キャリアの相互変調によっ
て生じる相互変調波が自己の帯域に重畳されるため、特
性が劣化するという問題があった。

【００２５】次に相互変調波が自己の帯域内に重畳され
ないようなキャリアの選び方について説明する。式（１
ａ）、式（１ｂ）で表される歪み成分が、元の信号の周
波数に重ならないように、ＯＦＤＭの各キャリアの周波
数を選ぶ。

【００２６】例えば、４波のキャリアの場合、各キャリ
アの周波数を、ｆ１＝１０００ＫＨｚ、ｆ２＝１０１０
ＫＨｚ、ｆ３＝１０３０ＫＨｚ、ｆ４＝１０４０ＫＨｚ
と決める。この信号による歪み成分の周波数は次のよう
になる。

【００２７】

【数３】 f12=2×f1-f2=990KHz、 f13=2×f1-f3=970KHz、 f14=2×f1-f4=960KHz、 f21=2×f2-f1=1020KHz、 f23=2×f2-f3=990KHz、 f24=2×f2-f4=980KHz、 f31=2×f3-f1=1060KHz、 f32=2×f3-f2=1050KHz、 f34=2×f3-f4=1020KHz、 f41=2×f4-f1=1080KHz、 f42=2×f4-f2=1070KHz、 f43=2×f4-f3=1040KHz、 …（３）この歪み成分の周波数は、すべて元の信号周波数と重な
っていないので、歪み成分による元信号への妨害は起こ
らない。このように各キャリアを特定の配列で使用すれ
ば、周波数帯域を冗長に使うことになるが、非線形性の
強い伝送系でもＯＦＤＭ技術を利用したマルチパス等に
強い信号伝送方式の構成を実現できる。

【００２８】その他の例として、４波、２０波、１００
波、５１２波の割り当て例を図３〜図６に示す。ここ
で、図３に示す２０波の場合、３つの例の中で、例３が
よりキャリア帯域幅が狭い組み合わせとなっている。こ
のように、帯域幅がより狭くなるようなキャリアの組み
合わせを選ぶことで、帯域幅の有効利用が可能になる。

【００２９】なお、上述の例以外でも相互変調波が自分
の帯域内に重畳されないようなキャリアの組み合わせ
は、すべて本発明のキャリアの組み合わせとして利用で
きる。ここで、本発明の変調装置１０では、図３〜図６
で示したようなキャリアを選択するために、相互変調波
の周波数が伝送帯域外となるように、シンボル列を設定
する。相互変調波を発生させないキャリアの周波数配列
を生成するためには、大きさがゼロのヌル信号を逆フー
リエ変換処理に与えることで、相互変調波の周波数が、
ＯＦＤＭ変調の伝送帯域外となるようにする。

【００３０】すなわち、伝送帯域内に入ってくる相互変
調波を発生させてしまうキャリア周波数の値はあらかじ
めわかるので、相互変調波を発生させてしまうそのキャ
リアに対する逆フーリエ変換のタイミング時にヌル信号
を与えることで、相互変調波を伝送帯域内に生成させな
いようにする（具体的な回路構成及び動作については図
１２以降で後述する）。

【００３１】このような処理を行うことで、相互変調波
の影響を防ぐことができるので、伝送路が非線形性を持
つことが避けられない場合においても、ＯＦＤＭ伝送方
式を用いて、マルチパスの影響の無い伝送を実現するこ
とが可能になる。

【００３２】次に本発明の変調装置１０を適用した、デ
ィジタル放送を行う放送システムについて説明する。図
７は放送システムの構成を示す図である。放送システム
１は、放送送信装置１００と放送受信装置２００とから
構成され、ＯＦＤＭ変調伝送を行って、ＭＰＥＧ２対応
のディジタル放送を行う。

【００３３】ＭＰＥＧ２の多重化信号であるトランスポ
ート・ストリーム（ＴＳ）は、誤りのある環境で複数の
番組を扱うことができ、放送分野に主に利用される。放
送送信装置１００に対し、符号化手段１０１は、ＭＰＥ
Ｇ２のトランスポート・ストリームに対して、符号化信
号を生成する。マッピング手段１０２は、符号化信号の
符号系列を変調形式に応じて、マッピング点に割り当て
てシンボル列を生成する。フレームアダプテーション手
段１０３（本発明のシンボル列設定手段１３に該当）
は、シンボル列に対し、相互変調により生じる歪み成分
の周波数が、ＯＦＤＭ変調の伝送帯域外となるように、
シンボル列を設定する。

【００３４】逆フーリエ変換手段（以下、ＩＦＦＴ）１
０４は、シンボル列を各キャリアに重畳させて逆フーリ
エ変換を行い、位相軸に対応した信号を出力する。ガー
ドインターバル付加手段１０５−１は、信号を合成して
ガードインターバルを付加してガードインターバル付加
信号を生成する。

【００３５】送信手段１０５−２は、ガードインターバ
ル付加信号にＤ／Ａ変換を行ってアナログ信号とし、ア
ナログ信号を無線周波数帯域にアップコンバートしてＯ
ＦＤＭ変調波を生成してアンテナを通じて（非線形伝送
路を通じて）送信する。

【００３６】放送受信装置２００は、ＯＦＤＭ変調波を
受信して、ＯＦＤＭ復調を行って復調信号を生成し、復
調信号を復号化する。図８は放送送信装置１００の構成
を示す図である。なお、符号化手段１０１は、ＭＵＸア
ダプテーション／エネルギ拡散手段１０１ａ〜ビット＆
シンボルインタリーブ手段１０１ｅまでの構成要素を含
み、送信手段１０５−２は、Ｄ／Ａ１０５−２ａ、フロ
ントエンド１０５−２ｂの構成要素を含む。

【００３７】まず、映像や音声信号を圧縮・多重化し、
ＭＰＥＧ２トランスポート・ストリーム形式に変換され
た信号は、ＭＵＸアダプテーション／エネルギ拡散手段
１０１ａに供給される。

【００３８】ＭＵＸアダプテーション／エネルギ拡散手
段１０１ａは、トランスポート・ストリームのヘッダ１
バイトのデータ４７ｈを８ＭＰＥＧ２トランスポートパ
ケットごとにビット反転し、Ｂ８ｈとする。このとき同
時に、エネルギ拡散回路のＰＲＢＳ（Pseudo Random Bi
t Sequence）のシフトレジスタを所定の種で初期化す
る。ＰＲＢＳの系列はＸ¹⁵＋Ｘ¹⁴＋１で、種は００９Ａ
ｈである。エネルギ拡散回路は，トランスポート・スト
リームのヘッダ１バイトを除いたデータと排他論理和の
演算を行う。

【００３９】ＭＵＸアダプテーション／エネルギ拡散手
段１０１ａは、要するに、入力データを擬似ランダム列
でスクランブル化することで“０”または“１”が続い
てエネルギが集中しないように拡散させ、そして、誤っ
た同期（擬似同期ロック）を防ぐ回路である。

【００４０】リードソロモン（Reed-Solomon Coding）
符号化手段１０１ｂは、トランスポート・ストリームパ
ケットごとに１６バイトのパリティを付加し、誤り訂正
のための符号化を行う。畳み込みインタリーブ（Convol
ution Interleaving）手段１０１ｃは、バースト誤り対
策処理として、データをインタリーブする（例えば、深
さ１２）。

【００４１】畳み込み符号化手段１０１ｄは、Ｇ１＝１
７１(Octal)及びＧ２＝１３３(Octal)の符号化器を有
し、１ビットごとの入力に対して２ビットの符号化出力
を行う。符号化率は１／２、２／３、３／４、５／６、
７／８から選択できる。なお、畳み込み符号は、パンク
チャッドと呼ぶ手法を使う。これは復号化する際に１／
２と同じ処理回路を用意すれば、その他の符号化率（２
／３〜７／８）のデータも自動的に復号化できるように
する手法である。

【００４２】ビット＆シンボルインタリーブ手段１０１
ｅは、ＯＦＤＭシンボル内の周波数のインタリーブとマ
ッピング点に割り当てるビット内のインタリーブを行
う。マッピング手段１０２は、変調形式に応じて相当の
符号系列を（例えば、６４ＱＡＭの場合には６ビットの
符号である）所定のマッピング点に割り当てる。このと
き、Ｉ、Ｑ成分の２次元情報となる。これをフレームア
ダプテーション手段１０３に供給する。

【００４３】フレームアダプテーション手段１０３は、
マッピングされた情報の他に所定のパイロット信号や伝
送路多重制御信号（ＴＰＳ：Transmission Parameter S
ignaling）が挿入され、かつヌル信号を生成して、シン
ボル列をＩＦＦＴ１０４に供給する。

【００４４】ＩＦＦＴ１０４は、Ｉ、Ｑの２０４８組の
データを一括して、ＩＦＦＴ処理を行い、ガードインタ
ーバル付加手段１０５−１に供給する。ガードインター
バル付加手段１０５は、ＩＦＦＴ１０４から出力された
有効シンボルの信号の後半１／４の信号波形を複写し
て、これを有効シンボルの先頭に付加する。

【００４５】Ｄ／Ａ１０５−２ａは、ディジタル信号を
アナログ信号に変換し、フロントエンド１０５−２ｂに
供給する。フロントエンド１０５−２ｂは、空中に放射
するためにＲＦ帯域へアップコンバートを行い、アンテ
ナを通じて信号を送信する。

【００４６】図９は畳み込みインタリーブ手段１０１ｃ
の構成を示す図である。畳み込みインタリーブ手段１０
１ｃは、１２のブランチを持ち、入力・出力とも同じブ
ランチを選択し、１バイトごと同時に０、１、２、３、
４、…、１１、０、１、…という具合にブランチを切替
えて行く。また、各ブランチには遅延素子があり、１バ
イトの入力に対して１バイトの出力を行う。

【００４７】図１０はＯＦＤＭの伝送形態を示す図であ
る。ＯＦＤＭによる送信信号は、シンボル単位で伝送さ
れる。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦＴ演算
が行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シ
ンボルの後半の一部の波形をそのまま複写したガードイ
ンターバルとから構成されている。

【００４８】このガードインターバルはシンボルの前半
部分に設けられている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋ
モード）においては、有効シンボル内に２０４８本のサ
ブキャリアが含まれており、そのサブキャリア間隔は
４．１４ＫＨｚとなっている。

【００４９】また、有効シンボル内の２０４８本のサブ
キャリアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが
変調されており、ガードバンドインターバル部の長さは
有効シンボルの１／４となっている。なお、図中のＡ
は、ＯＦＤＭシンボルの境界を示し、Ｂはガードバンド
インターバルの終了位置を示している。

【００５０】図１１は放送受信装置２００の構成を示す
図である。放送送信装置１００から送出された信号波
は、アンテナにより受信され、ＲＦ信号としてチューナ
２０１に供給される。

【００５１】チューナ２０１は、受信信号をＩＦ信号に
周波数変換する。Ａ／Ｄ２０２は、ＩＦ信号をＡ／Ｄ変
換してディジタル化する。例えば、ＯＦＤＭ時間領域信
号の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードバンドイ
ンターバルを５１２サンプルでサンプリングしてディジ
タル化する。

【００５２】ディジタル直交復調手段２０３は、所定の
周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デ
ィジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンド
のＯＦＤＭ信号を出力する。このディジタル直交復調手
段２０３から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号
は、フーリエ変換（ＦＦＴ）演算される前の時間領域の
信号である。

【００５３】このことから、以下，ディジタル直交復調
後でＦＦＴ演算される前のベースバンド信号を、ＯＦＤ
Ｍ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、
直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）
と、虚軸成分（Ｑチャンネル信号）とを含んだ複素信号
となる。ディジタル直交復調手段２０３により出力され
るＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ２０４及び狭帯域キ
ャリア周波数誤差算出手段２０５に供給される。

【００５４】ＦＦＴ２０４は、ＯＦＤＭ時間領域信号に
対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調さ
れているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ２０４
から出力される信号は、ＦＦＴ演算された後のいわゆる
周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ
演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。

【００５５】ＦＦＴ２０４は、１つのＯＦＤＭシンボル
から有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプル）
の信号を抜き出し（すなわち、１つのＯＦＤＭシンボル
からガードバンドインターバル分の範囲を除き）、抜き
出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対し
てＦＦＴ演算を行う。

【００５６】その演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの
境界（図１０中Ａの位置）から、ガードバンドインター
バルの終了位置（図１０中Ｂの位置）までのいずれかの
位置となる。この演算範囲のことをＦＦＴウィンドウと
呼ぶ。

【００５７】このように、ＦＦＴ２０４から出力された
ＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同
様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑ
チャンネル信号）とからなる複素信号となっている。Ｏ
ＦＤＭ周波数領域信号は、広帯域キャリア周波数誤差算
出手段２０６及びイコライザ２０８に供給される。

【００５８】一方、狭帯域キャリア周波数誤差算出手段
（ＦＡＦＣ）２０５は、ＯＦＤＭ時間領域信号に含まれ
るキャリア周波数誤差を算出する。具体的には、サブキ
ャリアの周波数間隔（４．１４ＫＨｚ）の±１／２以下
の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算出する。

【００５９】キャリア周波数誤差は、チューナ２０１の
局部発信から出力される基準周波数のずれ等により生じ
るＯＦＤＭ時間領域信号の中心周波数位置の誤差であ
り、この誤差が大きくなると出力されるデータの誤り率
が増大する。狭帯域キャリア周波数誤差算出手段２０５
により求められた狭帯域キャリア周波数誤差は、数値コ
ントロール発振手段２０７に供給される。

【００６０】また、広帯域キャリア周波数誤差算出手段
（ＷＡＦＣ）２０６は、ＯＦＤＭ時間領域に含まれるキ
ャリア周波数誤差を算出する。具体的には、サブキャリ
アの周波数（例えば４．１４ＫＨｚ）間隔精度の広帯域
キャリア周波数誤差を算出する。この広帯域キャリア周
波数誤差算出手段２０６は、コンティニュアルパイロッ
ト信号（ＣＰ信号）を参照して、このＣＰ信号が本来の
ＣＰ信号の挿入位置からどの程度シフトしているかを算
出して、このシフト量を求めている。広帯域キャリア周
波数誤差算出手段２０６により求められた広帯域キャリ
ア周波数誤差は、数値コントロール発振手段２０７に供
給される。

【００６１】数値コントロール発振手段（ＮＣＯ）２０
７は、狭帯域キャリア周波数誤差算出手段２０５により
算出されたサブキャリア周波数間隔の±１／２精度の狭
帯域キャリア周波数誤差と、広帯域キャリア周波数誤差
算出手段２０６により算出されたサブキャリア周波数間
隔精度の広帯域キャリア周波数誤差とを加算し、加算し
て得られたキャリア周波数誤差に応じて周波数が増減す
るキャリア周波数誤差補正信号を出力する。

【００６２】このキャリア周波数誤差補正信号は、複素
信号であり、ディジタル直交復調手段２０３に供給され
る。このキャリア周波数誤差補正信号は、キャリア周波
数誤差補正信号にもとづきキャリア周波数を補正しなが
ら、ディジタル直交復調をする。

【００６３】イコライザ２０８は、スキャッタドパイロ
ット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信
号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等
化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＴＰＳ復調手段
２０９とデマッピング手段２１０に供給される。

【００６４】ＴＰＳ（Transmission Parameter Signali
ng）復調手段２０９は、所定の周波数成分に割り当てら
れたＴＰＳ信号を分離してその信号から符号化率、変調
方式及びガードインターバル長等の情報を復調する。

【００６５】デマッピング手段２１０は、イコライザ２
０８により振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数
領域信号を、その変調方式に応じてデマッピングを行っ
てデータの復号をし、ビット＆シンボルデインタリーブ
手段２１１に供給する。

【００６６】ビット＆シンボルデインタリーブ手段２１
１は、変調側で行ったビットインタリーブ及びシンボル
インタリーブの逆操作を行い、処理された信号はビタビ
デコーダ２１２に供給される。

【００６７】ビタビデコーダ（Viterbi Decoding）２１
２は、ビタビアルゴリズムを用いた最尤復号を行い、処
理された信号は畳み込みデインタリーブ手段２１３に供
給される。

【００６８】畳み込みデインタリーブ手段（Convolutio
n Decoding）２１３は、変調側で行った畳み込みインタ
リーブ制御の逆操作を行い、処理された信号はリードソ
ロモン復号手段２１４に供給される。

【００６９】リードソロモンデコーダ（Reed-Solomon D
ecoding）２１４は、リードソロモン符号を復号し、誤
りがあればそれを訂正し、処理された信号はＭＵＸアダ
プテーション／エネルギ逆拡散手段２１５に供給され
る。

【００７０】ＭＵＸアダプテーション／エネルギ逆拡散
手段２１５は、ＭＰＥＧ２トランスポート・ストリーム
のヘッダの１バイト目のデータが４７ｈであればそのま
ま、Ｂ８ｈであればビット反転を行い、このＰＲＢＳ系
列とデータの排他的論理を行う。このＰＲＢＳは変調側
のエネルギ拡散回路で用いられるＰＲＢＳと同一のもの
である。そして、信号はＭＰＥＧ２トランスポート・ス
トリームとして出力される。

【００７１】次にフレームアダプテーション手段１０３
について詳しく説明する。図１２はフレームアダプテー
ション手段１０３の構成を示す図である。フレームアダ
プテーション手段１０３は、信号選択制御回路１０３ａ
と信号切替え回路１０３ｂとから構成される。

【００７２】信号選択制御回路１０３ａは、シンボルカ
ウンタ１０３ａ−１、キャリアアドレスカウンタ１０３
ａ−２、フラグ発生部１０３ａ−３から構成される。シ
ンボルカウンタ１０３ａ−１は、システムクロックとフ
レームリセットを受信して、フレームの先頭位置でシン
ボルカウンタをリセットし、例えば４シンボル周期のス
キャッタドアドレスを発生させる。

【００７３】キャリアアドレスカウンタ１０３ａ−２
は、システムクロックとシンボルリセットを受信して、
シンボルの先頭位置でキャリアアドレスカウンタをリセ
ットしてキャリア番号のキャリアアドレスを発生させ
る。

【００７４】フラグ発生部１０３ａ−３は、これらのア
ドレスを元にあらかじめ用意したテーブルを参照して、
シンボル毎に一定の位置に挿入される Continual pilot
及びキャリアを発生させないためのヌル信号の位置と、
４シンボル周期で位置を変えて挿入される Scattered p
ilotの位置を決めて、そのタイミングに信号選択するた
めのフラグを発生させる。

【００７５】信号切替え回路１０３ｂは、マッピング手
段１０２で生成された信号データと、復調時に振幅と位
相の波形等化を行うときに参照するためのパイロット信
号（ＰＬＴ：Pilot signal）データと、伝送時の各種情
報を受信側につたえるための伝送路多重制御信号（ＴＰ
Ｓ：Transmission Parameter Signaling）データとの３
種類のデータ及び制御信号として信号選択制御回路１０
３ａからフラグが供給される。

【００７６】そして、信号切替え回路１０３ｂでは、フ
ラグの指示に従って３種類のデータとヌル信号となるゼ
ロを切替えて、ＩＦＦＴ１０４に供給する。ここで、Ｐ
ＬＴ信号の挿入位置の一例としてＥＢＵ（欧州放送連
合）のＯＦＤＭを使ったディジタル放送規格であるITU-
R121/11の２Ｋモードに規定されているＰＬＴ信号の位
置について説明する。

【００７７】ＰＬＴ信号は、シンボルによって少しずつ
位置を変えて挿入されるスキャッタドパイロットと、シ
ンボルごとに決まった位置に挿入されるコンティニュア
ルパイロットがある。

【００７８】スキャッタドパイロットのキャリア位置Ｋ
は、次式で規定されている。

【００７９】

【数４】Ｋ＝Ｋmin＋３×（Ｉｍｏｄ４）＋１２×ｐ …（４）ここで、Ｋminはキャリア番号の最小値（ここでは
０）、Ｉはシンボル番号（０〜６７）、ｐは整数であ
る。また、Ｋはキャリア番号の最大値であるＫmax（こ
こでは１７０４）を超えないものとする。

【００８０】コンティニュアルパイロットは、４５個あ
り、次のように決められている。0、48,54,87、141、156、1
92,201、255、279、282、333,432、450、483、525、531、618、71
4、759、765、780、804、873、888、918、939、942、969、984、105
0、1101、1107、1110、1137、1140、1146、1206、1269、1323、137
7、1491、1683、1704 次にＩＦＦＴ１０４の動作について説明する。わかりや
すくするために、まず逆の動作であるＦＦＴで考えてみ
る。信号をＦＦＴするとよく知られているようにスペク
トルに分解される。

【００８１】あるバンド幅の信号を一定の周期のクロッ
クでサンプリングして一定量のディジタルデータとし、
これをＦＦＴ回路に流し込む。ＦＦＴ回路の中でデータ
は演算される。演算が済むとＦＦＴ回路からスペクトル
に分解された結果として、データの実数部と虚数部が順
番に出てくる。

【００８２】ここでもし、最初の信号であるスペクトル
が無かったとすると、ＦＦＴの演算結果は信号のスペク
トルだから、データのある場所の大きさがゼロになって
いるはずである。演算結果はＦＦＴ回路から順番に出て
くるから、実際にはあるタイミングで出てきた信号の大
きさがゼロになっている。

【００８３】ＩＦＦＴ１０４を使って、あるキャリアを
出力させない動作は、上記の動作を反対方向に行うこと
である。あるタイミングで大きさがゼロのデータをＩＦ
ＦＴ１０４に送り込むと、それに相当した位置のキャリ
アが欠落した信号データがＩＦＦＴ１０４から出力され
ることになる。

【００８４】次に信号切替え回路１０３ｂから出力され
るデータの配列（シンボル列）を使って、ＩＦＦＴ１０
４で変調される動作について説明する。図１３は信号切
替え回路１０３ｂから出力されるデータの配列の一例を
示す図であり、図１４はＩＦＦＴ１０４で変調される動
作を説明するための図である。

【００８５】ＩＦＦＴ１０４に入った信号（Ｎｏ.０〜
Ｎｏ.４：各２ビット）はΔｆ〜Δ５ｆの振幅を順番に
変調する。例えば、ＱＰＳＫの場合で説明する。まず，
Ｎｏ.０の信号２ビットのうちの最初の１ビットはΔｆ
の実数部を１倍（Data=0）するか−１倍（Data=1）す
る。次にＮｏ.０の信号２ビットのうちの次の１ビット
はΔｆの虚数部を１倍（Data=0）するか−１倍（Data=
1）する。

【００８６】次にＮｏ.１の信号の最初の１ビットは２
Δｆの実数部を１倍（Data=0）するか−１倍（Data=
1）、Ｎｏ.1の信号の次の１ビットは２Δｆの虚数部を
１倍（Data=0）するか−１倍（Data=1）する。

【００８７】以下同様に、Ｎｏ．４の信号の２番目の１
ビットが５Δｆの虚数部を変調するまで演算を行う。そ
して、演算された各波形を実数部と虚数部でそれぞれ加
算して合成し、最後に実数部と虚数部を交互にデータと
して使って、出力波形とする。この出力波形にはΔｆ〜
５Δｆのすべてのキャリアが含まれている。なお、この
図は各々の波形の形からわかるように、Ｎｏ.０からＮ
ｏ．４までのデータのコードがすべて０の場合である。

【００８８】ここで、例えば、３Δｆのキャリアを出力
しないようにする場合、これはつまり、３Δｆの実数部
と虚数部をゼロ倍すれば良いので（相互変調波を発生さ
せてしまうキャリアに対する逆フーリエ変換のタイミン
グ時にヌル信号を与える）、Ｎｏ．２で変調するタイミ
ングで３Δｆに対してゼロを掛け算することになる。こ
のようにして合成された出力波形は、当然のことながら
３Δｆのキャリアを含んでいない。

【００８９】以上説明したように、本発明では、ＯＦＤ
Ｍの各キャリアを特定の配列に設定することで、相互変
調により生じる不要なキャリアの干渉による特性劣化を
防止でき、マルチパス等の符号間干渉を小さくして、高
品質な伝送制御を行うことが可能になる。

【００９０】また、相互変調による劣化が生じないの
で、出力段の増幅度を過剰に余裕を持たせる必要がな
く、消費電力の低減を図ることが可能になる。さらに、
ＯＦＤＭ変調では、各キャリアの位相がそろったときに
大きなピーク値が生じる。この場合、出力段の能力が小
さく設計されていると、信号がクリップして、従来では
相互変調波が生じていた。一方、本発明では、クリップ
が生じて相互変調波が発生しても自己の帯域内に重畳さ
れないので、クリップ時に対しても特性劣化を防止する
ことが可能になる（キャリアのレベルが部分的に低くな
るだけですむ）。

【００９１】なお、上記の説明では、ＭＰＥＧ２の放送
システムに本発明の変調装置１０を適用したが、非線形
な伝送特性の伝送系を有する、その他の伝送システムに
対しても広く適用することが可能である。例えば、ＬＥ
Ｄやレーザーダイオード等を使った光電気変換を含む伝
送系や、磁気ヘッド等を使った電磁変換を含む伝送系等
を有する伝送システムに対し、本発明の変調装置１０を
適用することにより、相互変調によるエラーの発生を抑
えて、良好な伝送制御を行うことが可能になる。

【００９２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の変調装置
は、相互変調により生じる歪み成分の周波数が、ＯＦＤ
Ｍ変調の伝送帯域外となるようにシンボル列を設定し、
逆フーリエ変換を行ってＯＦＤＭ変調信号を生成する構
成とした。これにより、相互変調により生じる特性劣化
を防止して高品質な伝送を行うことが可能になる。

【００９３】また、本発明の放送システムは、ＭＰＥＧ
のトランスポート・ストリームに対し、相互変調により
生じる歪み成分の周波数が、ＯＦＤＭ変調の伝送帯域外
となるようにシンボル列を設定し、逆フーリエ変換を行
ってＯＦＤＭ変調信号を生成する構成とした。これによ
り、相互変調により生じる特性劣化を防止して高品質な
放送を行うことが可能になる。

【００９４】さらに、本発明の放送送信装置は、ＭＰＥ
Ｇのトランスポート・ストリームに対し、相互変調によ
り生じる歪み成分の周波数が、ＯＦＤＭ変調の伝送帯域
外となるようにシンボル列を設定し、逆フーリエ変換を
行ってＯＦＤＭ変調信号を生成する構成とした。これに
より、相互変調により生じる特性劣化を防止して高品質
な放送を行うことが可能になる。

【００９５】また、本発明の伝送システムは、相互変調
により生じる歪み成分の周波数が、伝送帯域外となるよ
うにシンボル列を設定して、変調信号を生成する構成と
した。これにより、相互変調により生じる特性劣化を防
止して高品質な伝送制御を行うことが可能になる。

【００９６】さらに、本発明の送信装置は、相互変調に
より生じる歪み成分の周波数が、伝送帯域外となるよう
にシンボル列を設定して、変調信号を生成する構成とし
た。これにより、相互変調により生じる特性劣化を防止
して高品質な伝送を行うことが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の変調装置の原理図である。

【図２】相互変調波を示す図である。

【図３】キャリアの割り当て例を示す図である。

【図４】キャリアの割り当て例を示す図である。

【図５】キャリアの割り当て例を示す図である。

【図６】キャリアの割り当て例を示す図である。

【図７】放送システムの構成を示す図である。

【図８】放送送信装置の構成を示す図である。

【図９】畳み込みインタリーブ手段の構成を示す図であ
る。

【図１０】ＯＦＤＭの伝送形態を示す図である。

【図１１】放送受信装置の構成を示す図である。

【図１２】フレームアダプテーション手段の構成を示す
図である。

【図１３】信号切替え回路から出力されるデータの配列
の一例を示す図である。

【図１４】ＩＦＦＴで変調される動作を説明するための
図である。

【符号の説明】

１０…変調装置、１３…シンボル列設定手段、１４…逆
フーリエ変換手段、１５…合成手段、１５ａ、１５ｂ…
Ｄ／Ａ変換器、１５ｃ…加算器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ＯＦＤＭ変調を行って信号を伝送する変
調装置において、情報を表すシンボル列に対し、相互変調により生じる歪
み成分の周波数が、前記ＯＦＤＭ変調の伝送帯域外とな
るように、前記シンボル列を設定するシンボル列設定手
段と、前記シンボル列を各キャリアに重畳させて逆フーリエ変
換を行い、位相軸に対応した信号を出力する逆フーリエ
変換手段と、前記信号の合成制御を行い、ＯＦＤＭ変調信号を生成す
る合成手段と、を有することを特徴とする変調装置。
【請求項２】前記シンボル列設定手段は、前記歪み成
分の周波数が、自己の帯域内のキャリアに重ならないよ
うなキャリア組み合わせを行なって、前記シンボル列を
設定することを特徴とする請求項１記載の変調装置。
【請求項３】前記シンボル列設定手段は、キャリアの
帯域幅がより狭い組み合わせのマルチキャリアが出力さ
れるように、前記シンボル列を設定することを特徴とす
る請求項１記載の変調装置。
【請求項４】前記シンボル列設定手段は、大きさがゼ
ロのヌル信号を前記逆フーリエ変換手段に与えること
で、前記歪み成分の周波数が、前記ＯＦＤＭ変調の伝送
帯域外となるような、キャリアの周波数配列を生成する
ことを特徴とする請求項１記載の変調装置。
【請求項５】ＯＦＤＭ変調伝送を行って、ＭＰＥＧの
ディジタル放送を行う放送システムにおいて、ＭＰＥＧのトランスポート・ストリームに対して、符号
化信号を生成する符号化手段と、前記符号化信号の符号
系列を変調形式に応じて、マッピング点に割り当ててシ
ンボル列を生成するマッピング手段と、前記シンボル列
に対し、相互変調により生じる歪み成分の周波数が、前
記ＯＦＤＭ変調の伝送帯域外となるように、前記シンボ
ル列を設定するフレームアダプテーション手段と、前記
シンボル列を各キャリアに重畳させて逆フーリエ変換を
行い、位相軸に対応した信号を出力する逆フーリエ変換
手段と、前記信号を合成してガードインターバルを付加
してガードインターバル付加信号を生成するガードイン
ターバル付加手段と、前記ガードインターバル付加信号
にＤ／Ａ変換を行ってアナログ信号とし、前記アナログ
信号を無線周波数帯域にアップコンバートしてＯＦＤＭ
変調波を生成して送信する送信手段と、から構成される
放送送信装置と、前記ＯＦＤＭ変調波を受信してＯＦＤＭ復調を行って復
調信号を生成し、前記復調信号を復号化する放送受信装
置と、を有することを特徴とする放送システム。
【請求項６】ディジタル放送でＯＦＤＭ変調された信
号を送信する放送送信装置において、ＭＰＥＧのトランスポート・ストリームに対して、符号
化信号を生成する符号化手段と、前記符号化信号の符号系列を変調形式に応じて、マッピ
ング点に割り当ててシンボル列を生成するマッピング手
段と、前記シンボル列に対し、相互変調により生じる歪み成分
の周波数が、前記ＯＦＤＭ変調の伝送帯域外となるよう
に、前記シンボル列を設定するフレームアダプテーショ
ン手段と、前記シンボル列を各キャリアに重畳させて逆フーリエ変
換を行い、位相軸に対応した信号を出力する逆フーリエ
変換手段と、前記信号を合成してガードインターバルを付加してガー
ドインターバル付加信号を生成するガードインターバル
付加手段と、前記ガードインターバル付加信号にＤ／Ａ変換を行って
アナログ信号とし、前記アナログ信号を無線周波数帯域
にアップコンバートしてＯＦＤＭ変調波を生成して送信
する送信手段と、を有することを特徴とする放送送信装置。
【請求項７】前記フレームアダプテーション手段は、
キャリアの帯域幅がより狭い組み合わせのマルチキャリ
アが出力されるように、前記シンボル列を設定すること
を特徴とする請求項６記載の放送送信装置。
【請求項８】前記フレームアダプテーション手段は、
大きさがゼロのヌル信号を前記逆フーリエ変換手段に与
えることで、前記歪み成分の周波数が、前記ＯＦＤＭ変
調の伝送帯域外となるような、キャリアの周波数配列を
生成することを特徴とする請求項６記載の放送送信装
置。
【請求項９】非線形な伝送特性を持つ伝送路を通じて
信号の伝送制御を行う伝送システムにおいて、情報を表すシンボル列に対し、相互変調により生じる歪
み成分の周波数が、伝送帯域外となるように前記シンボ
ル列を設定するシンボル列設定手段と、前記シンボル列
を変調して変調信号を生成する変調手段と、から構成さ
れる送信装置と、前記変調信号を受信して復調する受信装置と、を有することを特徴とする伝送システム。
【請求項１０】非線形な伝送特性を持つ伝送路を通じ
て信号を送信する送信装置において、情報を表すシンボル列に対し、相互変調により生じる歪
み成分の周波数が、伝送帯域外となるように前記シンボ
ル列を設定するシンボル列設定手段と、前記シンボル列を変調して変調信号を生成する変調手段
と、を有することを特徴とする送信装置。