JP4845838B2

JP4845838B2 - ノイズ抑制装置

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Publication number: JP4845838B2
Application number: JP2007233256A
Authority: JP
Inventors: 康二齋藤
Original assignee: On Semiconductor Trading Ltd
Current assignee: On Semiconductor Trading Ltd
Priority date: 2007-09-07
Filing date: 2007-09-07
Publication date: 2011-12-28
Anticipated expiration: 2027-09-07
Also published as: JP2009065556A; US8548413B2; US20090068973A1

Description

本発明は、ノイズ抑制装置に関する。

ＡＭラジオ放送の振幅変調信号を受信するＡＭラジオ受信装置では、突発的なパルスノイズや定常的な定常ノイズ（弱電界時のフロアノイズ等）といった様々なノイズの影響を受けることが知られており、ノイズの性質に応じた各種のノイズ対策が求められている。

例えば、パルスノイズ向けのノイズ対策としては、受信した振幅変調信号に重畳されるパルスノイズを高域通過フィルタ等で検出して、線形補間やオーディオ信号の出力を一時的に遮断すること等により除去する所謂ノイズキャンセラの仕組みが提案されている（例えば、以下に示す特許文献１を参照）。

また、例えば、定常ノイズ向けのノイズ対策としては、ＡＭ検波後のオーディオ信号に重畳される当該定常ノイズを高域通過フィルタ等で検出して、ミューティング処理（オーディオ信号の出力を一時的に遮断または一定の低レベルにする処理）によりオーディオ信号自体を減衰させることで当該定常ノイズを抑制する仕組みが提案されている（例えば、以下に示す特許文献２を参照）。
特開２００７−２８２９０号公報特開２００４−５６６６０号公報

ところで、パルスノイズと定常ノイズの中間の周波数を持つノイズのように、パルスノイズと定常ノイズのいずれにも該当しないノイズ（以下、本願のターゲットノイズという。）が混入するような場合には、従来のノイズ対策の仕組みではノイズ低減と音質向上の両立が図れなかった。

例えば、上記のパルスノイズ向けのノイズ対策を用いた場合、本願のターゲットノイズはパルスノイズより周波数が短くてノイズ幅が長いので、線形補間等により必要以上に元のオーディオ信号の成分を失い、急激なオーディオ信号の変化が生じてしまうので、音のフェードアウトや音切れ等といった音質悪化につながる恐れがあった。

また、例えば、上記の定常ノイズ向けのノイズ対策を用いた場合、本願のターゲットノイズは定常ノイズよりも周波数が高いにも関わらず、ＡＭ検波後のオーディオ信号に対して音質維持のためにあまり急峻な高域通過フィルタを用いることができないので、本願のターゲットノイズを検出しきれず、ノイズ低減の効果が得られない恐れがあった。

上記目的を達成するための本発明のうちの主たる発明は、受信信号に重畳されるノイズを検出して当該ノイズを抑制するノイズ抑制装置において、前記受信信号を周波数変換して得られる中間周波信号を実部と虚部によって表現される複素信号に変換する複素信号生成部と、前記複素信号のレベル変化量がノイズ発生の指標となる所定の閾値を上回るか否かを検出するノイズ検出部と、前記レベル変化量が前記所定の閾値を上回る場合、前記複素信号のレベルを抑制するノイズ抑制部と、を備えることとする。

本発明によれば、ノイズ低減と音質向上の両立を図りつつ受信信号に重畳されるノイズを抑制することができる。

＜＜＜受信装置の構成＞＞＞
図１は、本発明の一実施形態に係るノイズ抑制装置を備えた受信装置の構成を示した図である。尚、図１に示す受信装置は、フロントエンド１０２とバックエンド１１４の２チップ構成のスーパーへテロダイン方式のＡＭ受信機の場合とする。

フロントエンド１０２は、アンテナ１０１で受信した受信信号（振幅変調信号）に対しＡＭチューナ機能としてのアナログ・フロントエンド処理を行うものであり、本実施形態では１チップの集積回路として構成される。アナログ・フロントエンド処理とは、希望波の周波数（希望周波数）に同調された受信信号を高周波増幅した後に局部発振信号と混合することで、中間周波数成分を持つ信号を得るまでの処理のことである。尚、受信信号の受信周波数と局部発振回路の発振周波数との差が中間周波数となる。

バックエンド１１４は、フロントエンド１０２の出力を不図示のＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換したデジタルの中間周波数信号（以下、ＩＦ信号という。）に対しデジタル・バックエンド処理を行うものであり、本実施形態ではＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いた１チップの集積回路として構成される。

具体的には、バックエンド１１４は、ＩＦ帯域フィルタ１０４、パルスノイズ検出部１０５、ＤＤＣ（Digital Down Converter）１０６、ＡＦＣ（Automatic Frequency Control）１０７、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）１０８、ＩＦ急変抑制部１０９、ＡＭ検波部１１０、オーディオ処理部１１１、ＡＦ（Audio Frequency）処理部１１２により主に構成される。尚、パルスノイズ検出部１０５、ＤＤＣ１０６、ＡＦＣ１０７、ＡＧＣ１０８、ＩＦ急変抑制部１０９は、本発明に係るノイズ抑制装置を構成するものである。

ＩＦ帯域フィルタ１０４は、フロントエンド１０２の出力をＡ／Ｄ変換したＩＦ信号を、通過帯域幅Ｂｗで通過させる帯域通過フィルタである。尚、通過帯域幅Ｂｗの中心周波数は、ＩＦ信号の中間周波数である。即ち、ＩＦ帯域フィルタ１０４は、フロントエンド１０２の出力から不要な周波数成分を取り除いてＩＦ信号のみを抽出する
パルスノイズ検出部１０５は、フロントエンド１０２の出力をもとに、アンテナ１０１で受信した受信信号に重畳されるパルスノイズＮを検出し、その検出結果を示すパルスノイズ検出信号Ｄを出力する。具体的には、フロントエンド１０２の出力を、パルスノイズＮを検出するための所定の遮断周波数が設定された高域通過フィルタに入力させることでパルスノイズＮを検出する。尚、本実施形態では、パルスノイズＮを検出した場合、パルスノイズ検出信号ＤはＬレベルになる場合とする。

ＤＤＣ１０６は、本発明に係る複素信号生成部の一実施例である。ＤＤＣ１０６は、ＩＦ帯域フィルタ１０４から出力されるＩＦ信号を複素平面上において実部と虚部で表現される複素信号に変換するとともに、元のＩＦ信号の周波数の所定の周波数に下げるものである。尚、複素信号の実部はＩ（In-phase）信号と呼ばれ、当該複素信号の虚部はＱ(Quadrature-phase)信号と呼ばれる。

図２にＤＤＣ１０６の具体的な構成を示す。ＩＦ帯域フィルタ１０４から出力されるＩＦ信号をＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）１０６１より発振出力された正弦波信号及び余弦波信号をミキサー１０６２、１０６３によってそれぞれ混合させることで、ＩＦ信号が周波数スペクトラム上で中心周波数０Ｈｚとした帯域幅となるように周波数変換が行われて上記のＩ信号並びにＱ信号が生成される。そして、これらのＩ信号並びにＱ信号はダウンサンプルフィルタ１０６４によって間引き処理に基づいてサンプリング周波数が低下され、ＦＩＲフィルタ１０６５によって更なる間引き処理や補完処理等が行われてＡＧＣ１０８に供給される。

ＡＦＣ１０７は、ＩＦ帯域フィルタ１０４から出力されるＩＦ信号がＤＤＣ１０６によって０Ｈｚを中心周波数とした帯域幅を持つＩ信号並びにＱ信号に変換されるべく、ＤＤＳ１０６１の正弦波信号と余弦波信号の所定周波数を調整するためのフィードバック制御を行う。

ＡＧＣ１０８は、ＤＤＣ１０６より出力されるＩ信号並びにＱ信号の振幅を一定に制限するための自動利得制御を行うものである。なお、以下では自動利得制御後のＩ、Ｑ信号をＩｘ、Ｑｘ信号と表現する。

ＩＦ急変抑制部１０９は、ＡＧＣ１０８より出力されるＩｘ、Ｑｘ信号の急激な変化が生じたか否かを検出し、急激な変化が生じたことを検出した場合には、その急激な変化を抑制する。尚、Ｉｘ、Ｑｘ信号の急激な変化の原因となるノイズが、パルスノイズや定常ノイズのいずれにも該当しない本願のターゲットノイズである。

また、ＩＦ急変抑制部１０９は、Ｉｘ、Ｑｘ信号の急激な変化を誤って検出することを防止すべく、パルスノイズ検出部１０５によりＬレベルのパルスノイズ検出信号Ｄが検出された場合に限り、Ｉｘ、Ｑｘ信号の急激な変化、即ち本願のターゲットノイズを抑制することを有効とする。なお、以下では、ＩＦ急変抑制部１０９のＩｘ、Ｑｘ信号に対応した出力をＩｙ、Ｑｙ信号と表現する。

ＡＭ検波部１１０は、ＩＦ急変抑制部１０９より出力されるＩｙ、Ｑｙ信号を用いてＡＭ検波を行い、オーディオ信号（振幅復調信号）を得る。

オーディオ処理部１１１は、ＡＭ検波部１１０より出力されるオーディオ信号に対してイコライザー処理などの所定のオーディオ処理を行う。尚、オーディオ処理部１１１は、パルスノイズ検出部１０５によりパルスノイズＮが検出された場合、当該パルスノイズＮを前置補間、ゼロ補間、線形補間により除去するノイズキャンセラ処理を行う。また、オーディオ処理部１１１は、ＡＭ検波部１１０より出力されるオーディオ信号に含まれる定常ノイズが検出された場合、当該定常ノイズを抑制すべくミュート処理を行う。

ＡＦ処理部１１２は、ＡＭ検波部１１０より出力される復調信号に対して低周波増幅等のＡＦ処理を行った後、スピーカー１１３を介して再生を行う。

＜＜＜ＩＦ急変抑制部の構成・動作＞＞＞
図３は、ＩＦ急変抑制部１０９のブロック構成を示した図である。尚、本実施形態では、ＩＦ急変抑制部１０９はＤＳＰのＳ／Ｗとして実施される場合とするが、Ｈ／Ｗとして構成してもよい。

以下では、ＩＦ急変抑制部１０９をＳ／Ｗで構成した場合として、図５乃至図８に示す各信号波形を参照しつつ、図４に示すＩＦ急変抑制部１０９の処理の流れを示すフローチャートを用いてＩＦ急変抑制部１０９の各機能について詳細に説明する。尚、Ｓ４００からＳ４０８までの処理はＩ、Ｑ信号急変動検出部２００が担当し、Ｓ４０９からＳ４１４までの処理はＩ信号差分抑制部３００並びにＱ信号差分抑制部４００が担当する。

ＩＦ急変抑制部１０９は、Ｉ、Ｑ信号急変動検出部２００と、Ｉ信号差分抑制部３００と、Ｑ信号差分抑制部４００と、により構成される。尚、Ｉ、Ｑ信号急変動検出部２００は、本発明に係る「ノイズ検出部」の一実施例であり、Ｉ信号差分抑制部３００並びにＱ信号差分抑制部４００は、本発明に係る「ノイズ抑制部」の一実施例である。

Ｉ、Ｑ信号急変動検出部２００は、Ｉ、Ｑ信号のレベル変化量が本願のターゲットノイズ発生の指標となる所定の閾値ＵＴを上回るか否かを検出し、閾値ＵＴを上回る場合に本願のターゲットノイズが発生したことを識別するものである。具体的には、ＡＧＣ１０８より出力される現サンプリング時刻（ｔ）のＩｘ（ｔ）信号と前サンプリング時刻（ｔ−１）のＩｙ（ｔ−１）信号の差分信号Ｉｄ（ｔ）の絶対値Ｉｕ（ｔ）、及び／又は、ＡＧＣ１０８より出力される現サンプリング時刻（ｔ）のＱｘ（ｔ）信号と前サンプリング時刻（ｔ−１）のＱｙ（ｔ−１）信号の差分信号Ｑｄ（ｔ）の絶対値Ｑｕ（ｔ）が所定の閾値ＵＴを上回る場合に、ＩＦ信号の急激な変化が検出されたものとする。

本実施形態では、差分信号Ｉｄ（ｔ）と差分信号Ｑｄ（ｔ）の両方の絶対値Ｉｕ（ｔ）、Ｑｕ（ｔ）が閾値ＵＴを上回る場合に、ＩＦ信号の急激な変化が検出されたものとする。これにより、差分信号Ｉｄ（ｔ）と差分信号Ｑｄ（ｔ）のいずれか一方の絶対値Ｉｕ（ｔ）、Ｑｕ（ｔ）が閾値ＵＴを上回る場合にＩＦ信号の急激な変化が検出される場合と対比して、本願のターゲットノイズの誤検出を抑制することができる。

Ｉ、Ｑ信号急変動検出部２００の具体的な処理としては、差分演算部３０１によりＩｘ（ｔ）信号とＩｙ（ｔ−１）の差分信号Ｉｄ（ｔ）が演算されると（Ｓ４００）、絶対値演算部２０１により差分信号Ｉｄ（ｔ）の絶対値Ｉｕ（ｔ）を演算し、比較部２０４により絶対値Ｉｕ（ｔ）が閾値ＵＴを下回るか否かを検出する（Ｓ４０１）。尚、比較部２０４より出力されるフラグＩ（ｔ）は、絶対値Ｉｕ（ｔ）が閾値ＵＴを下回る場合にはＨレベルとし（Ｓ４０２）、絶対値Ｉｕ（ｔ）が閾値ＵＴを上回る場合にはＬレベルとする（Ｓ４０３）。即ち、フラグＩ（ｔ）がＬレベルの場合にＩｘ（ｔ）信号の急変動（本願のターゲットノイズ）が検出されたことになる。尚、図５（ａ）は、絶対値Ｉｕ（ｔ）の波形例を示しており、図５（ｂ）は、図５（ａ）に示す絶対値Ｉｕ（ｔ）が閾値ＵＴを上回る時間帯を拡大した時間帯でのフラグＩ（ｔ）の波形例を示したものである。

また、同様に、Ｉ、Ｑ信号急変動検出部２００は、差分演算部４０１によりＱｘ（ｔ）信号とＱｙ（ｔ−１）信号の差分信号Ｑｄ（ｔ）が演算されると（Ｓ４０４）、絶対値演算部２０２により差分信号Ｑｄ（ｔ）の絶対値Ｑｕ（ｔ）を求めて、比較部２０５により絶対値Ｑｕ（ｔ）が閾値ＵＴを上回るか否かを検出する（Ｓ４０５）。尚、比較部２０５より出力されるフラグＱ（ｔ）は、絶対値Ｑｕ（ｔ）が閾値ＵＴを下回る場合にはＨレベルとし（Ｓ４０６）、絶対値Ｑｕ（ｔ）が閾値ＵＴを上回る場合にはＬレベルとする（Ｓ４０７）。即ち、フラグＱ（ｔ）がＬレベルの場合にＱｘ（ｔ）信号の急変動が検出されたことになる。尚、図５（ｃ）は、図５（ｂ）と同一時間帯でのフラグＱ（ｔ）の波形例を示したものである。

そして、Ｉ、Ｑ信号急変動検出部２００は、論理積演算部２０６によりフラグＩ（ｔ）とフラグＱ（ｔ）の論理積Ｚ（ｔ）を演算して（Ｓ４０８）、論理和演算部２０７により論理積Ｚ（ｔ）とパルスノイズ検出信号Ｄ（ｔ）の論理和Ｚ’（ｔ）を演算する。尚、論理和Ｚ’（ｔ）がＬレベルの場合とは、論理積Ｚ（ｔ）及びパルスノイズ検出信号Ｄ（ｔ）がともにＬレベルであり（Ｓ４０９：ＹＥＳ、Ｓ４１０：ＹＥＳ）、Ｉｘ（ｔ）信号及びＱｘ（ｔ）信号の急変動が検出され且つパルスノイズＮが検出されたことを表している。また、論理和Ｚ’（ｔ）がＨレベルの場合とは、論理積Ｚ（ｔ）がＨレベル（Ｓ４０９：ＮＯ）又はパルスノイズ検出信号Ｄ（ｔ）がＨレベルであり（Ｓ４１０：ＮＯ）、Ｉｘ（ｔ）信号又はＱｘ（ｔ）信号の急変動が検出されないか、若しくは、パルスノイズＮが検出されないことを表している。

尚、図５（ｄ）は、図５（ｂ）と同一時間帯での論理積Ｚ（ｔ）の波形例を示したものであり、図５（ｅ）は、図５（ｂ）と同一時間帯でのパルスノイズ検出信号Ｄ（ｔ）の波形例を示したものであり、図５（ｆ）は、図５（ｂ）と同一時間帯での論理和Ｚ’（ｔ）の波形例を示したものである。

Ｉ信号差分抑制部３００は、Ｉ、Ｑ信号急変動検出部２００より出力される論理和Ｚ’（ｔ）に基づいてＩｘ（ｔ）信号又は差分信号Ｉｄ（ｔ）のレベルを抑制した差分抑制信号Ｉ’ｘ（ｔ）を選択してＩｙ（ｔ）信号として出力するものである。尚、論理和Ｚ’（ｔ）がＬレベルの場合（Ｓ４１０：ＹＥＳ）には差分抑制信号Ｉ’ｘ（ｔ）が選択され、論理和Ｚ’（ｔ）がＨレベルの場合（Ｓ４１０：ＮＯ）にはＩｘ（ｔ）信号が選択される。

Ｉ信号差分抑制部３００の具体的な処理としては、差分演算部３０１によりＩｘ（ｔ）信号と一サンプリング周期遅延させる遅延部３０４の出力Ｉｙ（ｔ−１）の差分信号Ｉｄ（ｔ）を演算し、差分信号Ｉｄ（ｔ）をゲインＫ（０＜Ｋ＜１）が設定された増幅部３０２により増幅する。つぎに、加算部３０３により増幅部３０２の出力に一サンプリング時刻前のＩｙ（ｔ−１）信号を加算することで差分抑制信号Ｉ’ｘ（ｔ）を生成する。尚、遅延部３０４の遅延時間である一サンプリング時刻は、ＤＤＣ１０６の一サンプリング周期と対応づけられる。

そして、論理和Ｚ’（ｔ）がＬレベルの場合（Ｓ４１０：ＹＥＳ）には、セレクタ部３０５により差分抑制信号Ｉ’ｘ（ｔ）が選択されＩｙ（ｔ）信号として出力され（Ｓ４１１）、論理和Ｚ’（ｔ）がＨレベルの場合（Ｓ４１０：ＮＯ）には、セレクタ部３０５によりＩｘ（ｔ）信号が選択されＩｙ（ｔ）信号として出力される（Ｓ４１３）。尚、以上により、差分抑制信号Ｉ’ｘ（ｔ）はつぎの式（１）によって表現される。
Ｉ’ｘ（ｔ）＝Ｋ・｛Ｉｘ（ｔ）−Ｉｙ（ｔ−１）｝＋Ｉｙ（ｔ−１）・・・（１）

Ｑ信号差分抑制部４００は、Ｉ、Ｑ信号急変動検出部２００より出力される論理和Ｚ’（ｔ）に基づいてＱｘ（ｔ）信号又は差分信号Ｑｄ（ｔ）のレベルを抑制した差分抑制信号Ｑ’ｘ（ｔ）を選択してＱｙ（ｔ）信号として出力するものである。尚、論理和Ｚ’（ｔ）がＬレベルの場合（Ｓ４１０：ＹＥＳ）には差分抑制信号Ｑ’ｘ（ｔ）が選択され、論理和Ｚ’（ｔ）がＨレベルの場合（Ｓ４１０：ＮＯ）にはＱｘ（ｔ）信号が選択される。

Ｑ信号差分抑制部４００の具体的な処理としては、差分演算部４０１によりＱｘ（ｔ）信号と一サンプリング時刻分遅延させる遅延部４０４の出力Ｑｙ（ｔ−１）の差分信号Ｑｄ（ｔ）を演算し、当該差分信号Ｑｄ（ｔ）を所定の増幅率Ｋ（０＜Ｋ＜１）が設定された増幅部４０２により増幅する。つぎに、加算部４０３により増幅部４０２の出力に対して前サンプリング時刻のＱｙ（ｔ−１）信号を加算することで差分抑制信号Ｑ’ｘ（ｔ）を生成する（Ｓ４１２）。尚、遅延部４０４の遅延時間である一サンプリング時刻は、ＤＤＣ１０６の一サンプリング周期と対応づけられる。

そして、論理和Ｚ’（ｔ）がＬレベルの場合（Ｓ４１０：ＹＥＳ）には、セレクタ部４０５により差分抑制信号Ｑ’ｘ（ｔ）が選択されＱｙ（ｔ）信号として出力され（Ｓ４１２）、論理和Ｚ’（ｔ）がＨレベルの場合（Ｓ４１０：ＮＯ）には、セレクタ部４０５によりＱｘ（ｔ）信号が選択されＱｙ（ｔ）信号として出力される（Ｓ４１４）。尚、以上により、差分抑制信号Ｑ’ｘ（ｔ）はつぎの式（２）により表現される。
Ｑ’ｘ（ｔ）＝Ｋ・｛Ｑｘ（ｔ）−Ｑｙ（ｔ−１）｝＋Ｑｙ（ｔ−１）・・・（２）

ここで、図６は、差分信号Ｉｄ（ｔ）信号の波形例を示したものであり、図７は、図６に示した差分信号Ｉｄ（ｔ）に対応した差分抑制信号Ｉ’ｘ（ｔ）の波形例を示したものである。また、図８は、Ｉｘ（ｔ）信号の波形例を示したものであり、図９は、図８に示したＩｘ（ｔ）信号に対応したＩｙ（ｔ）信号の波形例を示したものである。図９により、元々のＩｘ（ｔ）信号の成分が失われないので音質悪化が抑えられるとともに、Ｉｘ（ｔ）信号に重畳されるノイズの振幅レベルを抑制できるのでノイズ低減効果が得られることが分かる。尚、波形例の開示は省略するが、Ｑｘ（ｔ）信号についても同様の効果が得られる。即ち、音質悪化の防止とノイズ低減効果の両立を図りつつ、本願のターゲットノイズを抑制することができる。

以上、本実施の形態について説明したが、前述した実施例は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更／改良され得るととともに、本発明にはその等価物も含まれる。

本発明に係る受信装置の構成を示す図である。本発明に係るＤＤＣの構成を示す図である。本発明に係るＩＦ急変抑制部のブロック構成を示す図である。本発明に係るＩＦ急変抑制部の処理の流れを示すフローチャートである。本発明に係るＩＦ急変抑制部の主要信号の波形例を示す図である。本発明に係る差分信号Ｉｄ（ｔ）の波形例を示す図である。本発明に係る差分抑制信号Ｉ’ｘ（ｔ）の波形例を示す図である。本発明に係るＩＦ急変抑制部の入力信号Ｉｘ（ｔ）の波形例を示す図である。本発明に係るＩＦ急変抑制部の出力信号Ｉｙ（ｔ）の波形例を示す図である。

符号の説明

１０１アンテナ
１０２フロントエンド
１０４ＩＦ帯域フィルタ
１０５パルスノイズ検出部
１０６ＤＤＣ
１０６１ＤＤＳ
１０６２、１０６３ミキサー
１０６４ダウンサンプルフィルタ
１０６５ＦＩＲフィルタ
１０７ＡＦＣ
１０８ＡＧＣ
１０９ＩＦ急変抑制部
２００Ｉ、Ｑ信号急変動検出部
２０１、２０２絶対値演算部
２０４、２０５比較部
２０６論理積演算部
２０７論理和演算部
３００Ｉ信号差分抑制部
４００Ｑ信号差分抑制部
３０１、４０１差分演算部
３０２、４０２増幅部
３０３、４０３加算部
３０４、４０４遅延部
３０５、４０５セレクタ部
１１０ＡＭ検波部
１１１オーディオ処理部
１１２ＡＦ処理部
１１３スピーカー

Claims

受信信号に重畳されるノイズを検出して当該ノイズを抑制するノイズ抑制装置において、
前記受信信号を周波数変換して得られる中間周波信号を実部と虚部によって表現される複素信号に変換する複素信号生成部と、
前記複素信号のレベル変化量がノイズ発生の指標となる所定の閾値を上回るか否かを検出するノイズ検出部と、
前記レベル変化量が前記所定の閾値を上回る場合、前記複素信号のレベルを抑制するノイズ抑制部と、
を備えることを特徴とするノイズ抑制装置。
請求項１に記載のノイズ抑制装置において、
前記複素信号は実部を表すＩ信号と虚部を表すＱ信号で構成され、
前記ノイズ検出部は、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号がともに前記閾値を上回る場合、前記複素信号のレベルを抑制すること、を特徴とするノイズ抑制装置。
請求項１に記載のノイズ抑制装置において、
前記ノイズ検出部は、
現サンプリング時刻で入力される前記複素信号の入力レベルと前サンプリング時刻の前記ノイズ抑制部の出力レベルとの差分レベルを求める差分演算部と、
前記複素信号の絶対値を演算する絶対値演算部と、
前記絶対値が前記閾値を上回るか否かを比較する比較部と、
を備えることを特徴とするノイズ抑制装置。
請求項１に記載のノイズ抑制装置において、
前記ノイズ抑制部は、
現サンプリング時刻で入力される前記複素信号の入力レベルと前サンプリング時刻の前記ノイズ抑制部の出力レベルとの差分レベルを前記レベル変化量として求める差分演算部と、
前記差分レベルを０から１の間の所定の増幅率で増幅する増幅部と、
前記増幅部の出力と前記前サンプリング時刻の前記ノイズ抑制部の出力とを加算する加算部と、
前記ノイズ検出部の検出結果に基づいて、前記現サンプリング時刻で入力される前記複素信号又は前記加算部の出力を選択する選択部と、
を備えることを特徴とするノイズ抑制装置。