JP3675670B2

JP3675670B2 - 受信装置

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Publication number: JP3675670B2
Application number: JP14860999A
Authority: JP
Inventors: 和彦内山; 整加藤
Original assignee: Pioneer Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 1999-05-27
Filing date: 1999-05-27
Publication date: 2005-07-27
Anticipated expiration: 2019-05-27
Also published as: EP1056249A2; EP1056249A3; JP2000341241A; US6744828B1; DE60015644T2; DE60015644D1; EP1056249B1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数多重（Orthogonal Frequency Division Multiplex：ＯＦＤＭ）変調された信号を受信する受信装置に関し、特に、受信信号に含まれる雑音成分の影響を抑制して、信号電力対雑音電力比（ＣＮ比）を向上させる受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信等の通信分野では、伝送情報を周波数分割により多重化し、高品質で周波数利用効率の高い伝送を可能にするＯＦＤＭ変調方式が適用されている。
【０００３】
従来、このＯＦＤＭ変調方式による変調信号を受信するＯＦＭＤ受信装置として、図１１に示す構成のものが知られている。同図において、ＯＦＤＭ変調された無線信号をアンテナ１で受信し、この高周波受信信号を高周波増幅器２と混合器３と局部発振器１０を有するフロントエンドで中間周波の信号ＩＦに周波数変換している。更に、中間周数の信号ＩＦをバンドパスフィルタ４に通した後、中間周波増幅器５で信号処理可能なレベルに増幅し、Ａ／Ｄ変換器６と復調器７とＯＦＤＭ復調器８及びフレーム同期検出器１２から成る復調部に供給している。
【０００４】
また、発振器１１は、システムコントローラ１３により制御され、所定のタイミングクロックを生成してそれを上記Ａ／Ｄ変換器６と復調器７及びＯＦＤＭ復調器８に供給する。
【０００５】
ここで、Ａ／Ｄ変換器６は、発振器１１からのタイミングクロックに基づいて、上記増幅された中間周波の信号ＩＦをデジタル信号に変換し、復調器７に供給する。復調器７は、発振器１１からのタイミングクロックに同期して中間周波の信号ＩＦを検波することで、ベースバンド信号である同相成分信号（Ｉ成分信号）と直交成分信号（Ｑ成分信号）を生成する。
【０００６】
また、フレーム同期検出器１２が、Ａ／Ｄ変換器６でＡ／Ｄ変換された信号ＩＦからフレーム同期信号を検出し、システムコントローラ１３を介してＯＦＤＭ復調器８に発振器１１からのタイミングクロックに基づいて復調処理を行わせ、復調器７が上記のＩ成分信号とＱ成分信号をＯＦＤＭ復調器８に供給する。
【０００７】
これを受けて、ＯＦＤＭ復調器８が、フレーム同期信号に同期した所定タイミングでＩ成分信号とＱ成分信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、更に差動復調することにより、復調信号を生成して出力する。
【０００８】
更に、図示していないが、復調信号に対し誤り訂正処理と共に復号を行い、復号信号を信号処理回路９に出力する。そして、信号処理回路９では、復号信号中に含まれている圧縮信号について伸張処理等を施し、元のオーディオ帯域の信号等に変換してスピーカ等に出力するようになっている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記従来のＯＦＤＭ受信装置では、混合器３で生成された中間周波の信号ＩＦ中に混入する外部雑音若しくは内部雑音の影響を抑制して、高品質の復調信号を生成するために、これらの雑音をバンドパスフィルタ４で除去する方法が採られている。
【００１０】
しかし、周波数分割により多数のサブキャリアが多重化されたＯＦＤＭ変調信号から雑音成分を除去して、各サブキャリア周波数の信号成分のみを峻別するには、各サブキャリア周波数毎に、通過周波数帯域が狭く且つＱの高いバンドパスフィルタが必要となるため、技術的困難性を伴うこととなり、雑音抑制効果の向上を阻む要因となっていた。
【００１１】
例えば、各サブキャリアの周波数間隔（隣接チャンネル間の周波数）が１ｋＨｚ程度と狭い場合には、極めて急峻な周波数弁別特性を有するバンドパスフィルタが必要となる。このため、バンドパスフィルタ４の周波数特性のばらつき等に依存してしまい十分な雑音抑制効果が得られなかったり、コスト高を招来する等の問題があった。
【００１２】
本発明はこのような上記従来技術の課題を克服するためになされたものであり、受信信号に含まれる雑音の影響を抑制して、信号電力対雑音電力比（ＣＮ比）を向上させることが可能な受信装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため本発明は、無信号部と、複数のサブキャリアによってＯＦＤＭ変調されたデータ部とを有するフレームによって送信されるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、同調信号を中間周波数の信号に変換する周波数変換手段と、上記無信号部に含まれる雑音成分を、上記サブキャリア周波数の信号に含まれる雑音成分として検出する雑音検出手段と、上記検出手段が検出した上記無信号部に含まれる雑音成分に応じて、上記中間周波数を、上記サブキャリア周波数間隔の範囲内で偏倚する周波数偏倚手段とを備える構成とした。
【００１４】
かかる構成によると、受信したＯＦＤＭ変調信号を中間周波の信号に周波数変換する際の同調信号（基準周波数信号）の周波数が、サブキャリア周波数間隔の範囲内で微調整される。この周波数の微調整は、例えば、ＯＦＤＭ信号に含まれている無信号部の雑音成分に応じて行われる。すなわち、雑音成分に応じて同調信号の周波数が帰還制御される。こうして微調整された同調信号に基づいて周波数変換すると、中間周波数の信号中のサブキャリアは、雑音成分に対して周波数軸上で離間する。このサブキャリアと雑音成分の離間した中間周波数の信号を、復調のためにフーリエ変換すると、雑音成分が抑圧される結果、高いＣＮ比が得られて、高品質の受信が可能となる。
【００１５】
また、上記データ部に含まれるデータの復号に際して誤り率を検出する誤り率検出手段を備え、上記周波数偏倚手段は、上記検出手段が検出した上記無信号部に含まれる雑音成分と上記誤り率とに応じて、上記中間周波数を上記サブキャリア周波数間隔の範囲内で偏倚する構成とした。
【００１６】
かかる構成によると、実際に復調・復号される信号の誤り率が大きくなると、それに応じて同調信号の周波数が微調整される。そして、上記同様に、微調整された同調信号に基づいて周波数変換すると、中間周波数の信号中のサブキャリアは、雑音成分に対して周波数軸上で離間する。このサブキャリアと雑音成分の離間した中間周波数の信号を、復調のためにフーリエ変換すると、雑音成分が抑圧される結果、高いＣＮ比が得られて、高品質の受信が可能となる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。尚、図１は、本実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図、図２は、本ＯＦＤＭ受信装置の適用が可能なディジタル音声放送（Digital Audio Broadcasting：ＤＡＢ）システムにおけるＤＡＢ伝送信号のフレームフォーマットを示す説明図である。
【００１８】
まず、図２に基づいて、ＤＡＢ伝送信号のフレームフォーマットを説明する。ＤＡＢ伝送信号は、同期チャンネルと、それに続くＦＩＣ（Fast Infomation Channel）チャンネルと、ＭＳＣ（Main Service Channel）チャンネルを有するフレームで構成されている。同期チャンネルは、無信号、無変調のヌル（NULL）シンボルと、復調のための位相基準としての基準信号を含む位相レファレンスシンボルから成り、ＦＩＣチャンネルは、主に制御データ伝送用に当てられている。ＭＳＣチャンネルは、例えばオーディオデータ等の主データ転送に当てられている。
【００１９】
また、ＤＡＢでは、３つの伝送モードが定義され、同調周波数が１．５ＧＨｚ帯、搬送波の周波数間隔が１ｋＨｚのモード１（単一周波数ネットワーク用）と、同調周波数が３９ＭＨｚ帯、搬送波の周波数間隔が４ｋＨｚのモード２（地上放送用）と、同調周波数が２００ＭＨｚ帯、搬送波の周波数間隔が８ｋＨｚのモード３（衛星放送用）が定義されている。
【００２０】
次に、図１に基づいて、本ＯＦＤＭ受信装置の構成を説明する。本ＯＦＤＭ受信装置は、受信アンテナ１４でＤＡＢの伝送信号を受信することによって得られる受信信号を局部発振器２４からの基準周波数信号ＬＯと混合することにより、中間周波の信号Ｓ_IFに周波数変換するフロントエンド部が備えられている。
【００２１】
フロントエンド部には、上記受信信号を高周波増幅する高周波増幅器１５と、高周波増幅器１５で増幅された受信信号Ｓ_RFと基準周波数信号ＬＯとを混合することによって中間周波の信号に周波数変換する混合器１６と、その中間周波の信号の伝送帯域成分（全サブキャリアを含む周波数帯域成分）のみを通過させるバンドパスフィルタ１７と、バンドパスフィルタ１７を通過した信号を検波に適した所定レベルに増幅する中間周波増幅器１８を備えて構成され、中間周波増幅器１８から上記の中間周波の信号Ｓ_IFが出力される。
【００２２】
すなわち、受信信号Ｓ_RFの中心周波数がｆ、基準周波数信号ＬＯの周波数がｆ₀であれば、差周波数の絶対値｜ｆ₀−ｆ｜を中間周波数ｆ_IFとする信号Ｓ_IFが生成される。
【００２３】
より具体的には、ＤＡＢのモード３を受信する場合には、基準周波数信号ＬＯの周波数ｆ₀を（同調周波数＋中間周波数）とし、他のモード１とモード２の場合には、（同調周波数−中間周波数）とする。詳しくは、中間周波数ｆ_IFを２．０４８ＭＨｚ又は３．０７２ＭＨｚとなるように設定する。
【００２４】
更に、ＯＦＤＭ受信装置は、Ａ／Ｄ変換器１９、ＩＱ成分信号生成部２０、デジタルミキサ／ＦＦＴ演算部２１、差動復調部２２、エラー訂正部２３、発振器２５、システムコントローラ２６及び入出力部２７を備えて構成されている。また、ＩＱ成分信号生成部２０、デジタルミキサ／ＦＦＴ演算部２１、差動復調部２２、エラー訂正部２３及びシステムコントローラ２６は、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）で構成されている。
【００２５】
ここで、発振器２５は、システムコントローラ２６からの制御信号Ｓｃに従って夫々所定周波数の同期クロック信号Ｃ１〜Ｃ４を発生する。
【００２６】
Ａ／Ｄ変換器１９は、クロック信号Ｃ１に同期して中間周波の信号Ｓ_IFをデジタル信号に変換して出力する。尚、本実施形態では、クロック信号Ｃ１によるサンプリング周波数は、８．１９２ＭＨｚまたは４．０９６ＭＨｚに設定されている。
【００２７】
ＩＱ成分信号生成部２０は、クロック信号Ｃ２（例えば、周波数が４．０９６ＭＨｚ）に基づいてそのデジタル信号からベースバンド信号である同相成分信号Ｉと直交成分信号Ｑを検出・分離して出力する。
【００２８】
デジタルミキサ／ＦＦＴ演算部２１は、上記クロック信号Ｃ１と同期したローカル周波数のクロック信号Ｃ４を同相成分信号Ｉと直交成分信号Ｑにデジタルミキシングした後、クロック信号Ｃ４と同期して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することで、周波数軸上の信号Ｓ_I，Ｓ_Qを生成して出力する。更に、上記信号Ｓ_I，Ｓ_Qを含むＦＦＴした信号Ｓｐをシステムコントローラ２６へ供給する。尚、図２に示したＦＩＣチャンネルとＭＳＣチャンネルの全データを復調するために、ＦＦＴを１シンボル以内に行っている。
【００２９】
差動復調部２２は、信号Ｓ_I，Ｓ_Qについて差動復調を行うことにより、復調出力である復調信号Ｓ１を生成して出力する。
【００３０】
エラー訂正部２３は、復調信号Ｓ１について時間インターリーブの解除や、誤り訂正等と共に複号を行い、それによって得られる復号信号Ｓ２を各種の信号処理部、例えば復号信号Ｓ２中に含まれる圧縮信号を伸張処理するための信号処理部等に出力する。尚、復号にはビタビ復号法が用いられ、上記の誤り訂正で検出される誤り率（ビット誤り率）のデータＳｅをシステムコントローラ２６に供給するようになっている。
【００３１】
システムコントローラ２６は、入出力部２７からユーザー指定される選局情報に基づいて局部発信器２４の基準周波数信号ＬＯの周波数ｆ₀を設定したり、入出力部２７に設けられている表示手段に受信チャンネル等の種々の情報を表示させるための制御を行う。
【００３２】
更に、システムコントローラ２６には、予め設定されているシステムプログラムを実行することで動作する同期検出部２８とヌル（NULL）検出部２９、ノイズ検出部３０、データ検出部３１、基準信号検出部３２、エラー率検出部３３、周波数制御部３４が備えられている。また、図示していないが、システムプログラムを実行する際に生じる各種データを格納するためのメモリ（記憶部）が備えられている。
【００３３】
ここで、ヌル検出部２９は、デジタルミキサ／ＦＦＴ演算部２１からの信号Ｓｐの振幅値を所定の判定基準レベルと比較し、判定基準レベルより小さい部分を図２に示したヌルシンボルとして検出する。より具体的には、Ｉ成分信号とＱ成分信号との二乗和（Ｉ²＋Ｑ²）が判定基準レベルより小さい部分をヌルシンボルと判定している。
【００３４】
同期検出部２８は、ヌル検出部２９で検出されたヌルシンボルに基づいてフレーム同期信号を生成する。
【００３５】
ノイズ検出部３０は、上記の検出されたヌルシンボルにおけるＩ成分信号とＱ成分信号との二乗和（Ｉ²＋Ｑ²）を各サブキャリアに混入している雑音成分のパワーとして検出する。
【００３６】
データ検出部３１と基準信号検出部３２は、同期検出部２８で検出されたフレーム同期タイミングに従って、図２に示したＦＩＣチャンネルとＭＳＣチャンネルの部分を検出し、この検出結果に基づいて差動復調部２２における上記の復号処理を制御する。
【００３７】
エラー率検出部３３は、エラー訂正部２３からの誤り率データＳｅを予め設定されている判定基準と比較する。そして、誤り率データＳｅの値が判定基準εより大きい場合には、受信状況を改善すべき判定を行う。
【００３８】
周波数制御部３４は、同期検出部２８、ヌル（NULL）検出部２９、ノイズ検出部３０、データ検出部３１、基準信号検出部３２及びエラー率検出部３３の各検出結果と、ユーザー指定された選局情報に基づいて、局部発振器２４の基準周波数信号ＬＯの周波数ｆ₀を選局可能な周波数に設定制御すると共に、発振器２５の各同期クロック信号Ｃ１〜Ｃ４を復調処理に適したタイミングに自動調節する。
【００３９】
すなわち、制御信号Ｓｘ，Ｓｒを局部発振器２４に供給することにより、ユーザー指定された選局チャンネルに対応する基準周波数信号ＬＯを発生させるほか、この基準周波数信号ＬＯの周波数ｆ₀を、ノイズ検出部３０で検出された雑音成分のパワーとエラー検出部３３の判定結果に応じて微調整させるようになっている。
【００４０】
更に、制御信号Ｓｃを発振器２５に供給することにより、上記微調整された基準周波数信号ＬＯの周波数ｆ₀に従って生じる中間周波の信号Ｓ_IFに同期した同期クロック信号Ｃ１〜Ｃ４を発生させ、これらを復調処理に適したタイミングに自動調節する。
【００４１】
ここで、局部発振器２４の構成を図３及び図４に基づいて詳述する。図３において、局部発振器２４は、位相比較器３５とローパスフィルタ３６及びＶＣＯ（電圧制御発振器）３７から成るＰＬＬ（フェーズロックループ）と、制御信号Ｓｘで指定される制御電圧Ｖｘを発生する制御電圧発生回路３９と、制御電圧Ｖｘに応じた周波数で発振する電圧制御水晶発振器（Voltage Control X'tal Oscilator）３８を備えて構成されている。
【００４２】
電圧制御水晶発振器３８は、図４に示すように、印加電圧に対して発振周波数が変化する特性を有している。例えば、制御電圧Ｖｘを２．５ボルトに設定すると、発振周波数が１８．４３２ＭＨｚとなり、この周波数及び２．５ボルトを基準として制御電圧Ｖｘを±０．５ボルトの範囲で変化させると、約±１００ｐｐｍの範囲で周波数偏倚Δｆを生じる。
【００４３】
ここで、所望の周波数偏倚Δｆを得るための印加電圧は、例えば図１０に示すように記憶されている。図１０は、同調周波数が１．５ＧＨｚ帯で、中間周波数が２．０４８ＭＨｚの場合に、これを周波数Δｆ偏倚させるための印加電圧の設定例を示している。ここで、周波数偏倚Δｆが１０Ｈｚのとき、この周波数偏倚Δｆは、１．５ＧＨｚの０．００６７ｐｐｍに当たる。図４に示す電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）３８の印加電圧対周波数偏倚特性から、１ｐｐｍの周波数偏倚に必要な印加電圧の偏倚を５ｍＶとすれば、上記１０Ｈｚの周波数偏倚Δｆに必要な印加電圧の変化量は、０．００６７×５ｍＶ＝３３μＶとなる。
【００４４】
そして、制御信号Ｓｘによって制御電圧Ｖｘを設定することにより、上記基準周波数信号ＬＯの微調整すべき周波数ｆ₀に比例した周波数ｆｘの信号を電圧制御水晶発振器３８に発生させる。更に、制御信号Ｓｒで分周回路４０の分周比を設定することで、電圧制御水晶発振器３８からの発振信号ｆｘの周波数を選局チャンネルに対応した分周比で分周し、この分周信号をＰＬＬに供給することで、所望の選局チャンネルに対応し、微調整を含む周波数ｆ₀の基準周波数信号ＬＯを発生させる構成となっている。
【００４５】
次に、かかる構成を有する本ＯＦＤＭ受信装置のより詳細な動作例を図５及び図６に示すフローチャートを参照して説明する。
【００４６】
図５において、ユーザーから選局の指示がなされると、その選局チャンネルに対応する基準周波数信号ＬＯを設定する制御信号Ｓｒ，Ｓｘを局部発振器２４に供給し、受信を開始する。
【００４７】
ここで、制御信号Ｓｘは、メモリ領域（ＭＦ）に記憶されているオフセット値ＭＦを示すものとする。オフセット値ＭＦとは、ユーザーが前回同一局の受信を行った際に履歴情報として記憶された周波数偏倚（以下、オフセット周波数という）Δｆの値であり、今回の受信の最初に、前回のオフセット周波数Δｆに基づいて基準周波数信号ＬＯを微調整するために、オフセット値ＭＦを調べることとしている。尚、初めて受信する局のオフセット値ＭＦは０に初期設定されている。
【００４８】
具体的には、ステップＳ１００において、ＭＦ＝０の場合には、制御信号Ｓｘにより、局部発振器２４に対しオフセット周波数Δｆを０に設定させることで、基準周波数信号ＬＯの周波数ｆ₀はオフセット周波数Δｆを加えることなく、上述した標準のローカル周波数である（同調周波数＋中間周波数）または（同調周波数−中間周波数）となる。
【００４９】
一方、ＭＦ≠０の場合には、オフセット周波数ΔｆをＭＦに設定させることで、基準周波数信号ＬＯの周波数ｆ₀に前回受信したときのオフセット周波数Δｆを加えるように微調整させる。
【００５０】
このように基準周波数信号ＬＯの周波数ｆ₀を設定した後、受信を継続し、伝送帯域内の各サブキャリアのヌル部におけるノイズレベル（雑音のパワー）を測定する（ステップＳ１０２）。次に、各ノイズレベルの測定値のうちの最大値Ｐmaxを抽出し、その最大値Ｐmaxを上記記憶部のメモリ領域（ＭＲｉ）に、オフセット周波数Δｆに対応させて記憶する（ステップＳ１０４）。ここで、符号ｉは、オフセット周波数Δｆに対応したアドレスを示す。
【００５１】
次に、最大値Ｐmaxを所定のしきい値ＴＨＤと比較し（ステップＳ１０６）、Ｐmax＜ＴＨＤの場合（「ＮＯ」の場合）には、雑音の影響を受けない受信状態にあると判定して、ステップＳ１１６に移行して通常の受信処理を行い、Ｐmax≧ＴＨＤの場合（「ＹＥＳ」の場合）には、ステップＳ１０８〜Ｓ１１４におけるオフセット周波数調整処理を行った後、ステップＳ１１６の受信処理を行う。
【００５２】
ステップＳ１０８では、制御信号Ｓｘによって局部発振器２４を制御し、それまでに設定されていたオフセット周波数Δｆを所定のシフト量δfだけ変化させて、それを新たなオフセット周波数Δｆにする。更に、上記標準のローカル周波数を新たなオフセット周波数Δｆ分ずらした周波数を、新たな基準周波数信号ＬＯの周波数ｆ₀に設定させる。尚、オフセット周波数Δｆの初期値は０とする。
【００５３】
より具体的には、上記モード１のＤＡＢ伝送信号を受信している場合には、搬送波の周波数間隔（サブキャリア間隔）Ｂf＝１ｋＨｚを例えば１００分の１した周波数（ここでは、１０Ｈｚ）をシフト量δfとする。そして、図７（ａ）中の符号▲１▼で示すそれまでに設定されていたオフセット周波数Δｆよりδf高い周波数（Δｆ＋δｆ）を符号▲２▼で示す新たなオフセット周波数Δｆ（すなわち、Δｆ＋δｆ）とする。更に、この新たなオフセット周波数Δｆに基づいて新たな基準周波数信号ＬＯの周波数ｆ₀を設定し、受信を継続する。
【００５４】
このように基準周波数信号ＬＯの周波数ｆ₀を設定した後、受信を継続し、伝送帯域内の各サブキャリアのヌル部におけるノイズレベル（雑音のパワー）を測定する。次に、各ノイズレベルの測定値のうちの最大値Ｐmaxを抽出し、その最大値Ｐmaxを上記記憶部のメモリ領域（ＭＲｉ）に、オフセット周波数Δｆに対応させて記憶する。ここで、符号ｉは、オフセット周波数Δｆに対応したアドレスを示す。
【００５５】
次のステップＳ１１０では、サブキャリア間隔Ｂｆ内に亘ってシフト量δｆに基づくオフセット周波数Δｆを変化させたか否か判断し、「ＮＯ」の場合には、ステップＳ１０８に戻り、ステップＳ１０８とＳ１１０の処理を繰り返す。
【００５６】
以上のように、ステップＳ１０８とＳ１１０の処理を繰り返すことで、図７（ａ）中の符号▲１▼▲２▼▲３▼▲４▼▲５▼…に示すように、シフト量δｆを整数倍ずつ交互に変化させたときの各基準周波数信号ＬＯに基づいて受信し、シフト量δｆを変化させる度に得られる各最大雑音パワーＰmaxをそれぞれのオフセット周波数Δｆに対応して、メモリ領域（ＭＲｉ）に全て記憶する。
【００５７】
ステップＳ１１０で、全てのオフセット周波数Δｆに対応する最大雑音パワーＰmaxの測定を完了したことを確認するとステップＳ１１２へ移行し、メモリ領域（ＭＲｉ）に記憶された全ての最大雑音パワーＰmaxの中で最も小さな値の雑音パワーを抽出する。尚、最大雑音パワーＰmaxの中に同一の値のものが存在した場合は、オフセット量の小さい方を採る。更に、その最小値の雑音パワーに対応するオフセット周波数Δｆに基づいて基準周波数信号ＬＯの周波数を再設定する。すなわち、この調整された周波数が雑音の影響を最も抑えることが可能な周波数となる。そして、そのオフセット周波数Δｆをメモリ領域（ＭＦ）に記憶した後（ステップＳ１１４）、ステップＳ１１６の受信処理を行う。
【００５８】
このように、基準周波数信号ＬＯの周波数ｆ₀をサブキャリア間隔Ｂｆの範囲内で微調整すると、高品質の受信が可能となる。すなわち、図８（ａ）と図９（ａ）に示すように、中間周波の信号Ｓ_IFに雑音（ノイズ）が混入するような場合、調整された基準周波数信号ＬＯに基づいて周波数変換された中間周波の信号Ｓ_IF中の各サブキャリアが、図８（ｂ）と図９（ｂ）に示すように雑音から最も離れた周波数に移動する。つまり、復調すべきサブキャリアと雑音の周波数成分が離間することになる。
【００５９】
そして、この中間周波の信号Ｓ_IFに同期して、デジタルミキサ／ＦＦＴ演算部２１においてＦＦＴが行われて、雑音成分は抑圧され、サブキャリア上の同相成分信号Ｉと直交成分信号Ｑの信号Ｓ_I，Ｓ_Qが精度良く生成される。この結果、ＣＮ比が向上し、高品質の受信が可能となる。
【００６０】
尚、以上の動作説明では、図７（ａ）に示したように、オフセット周波数Δｆをプラスマイナス交互に変化させることとしたが、本発明は、かかる順序で変化させることに限定されるものではない。
【００６１】
変形例として、図７（ｂ）に示すように、初期のオフセット周波数Δｆを０Ｈｚに設定し（符号▲１▼参照）、サブキャリア間隔Ｂｆの範囲内で、オフセット周波数Δｆを所定のシフト量δｆずつ順番に増加させるようにしてもよい（符号▲２▼▲３▼▲４▼…参照）。
【００６２】
また、初期のオフセット周波数Δｆを１ｋＨｚにし、サブキャリア間隔Ｂｆの範囲内で、所定のシフト量δｆずつ順番に減少させるようにしてもよい。
【００６３】
要は、サブキャリア間隔Ｂｆの範囲内で、オフセット周波数Δｆを変化させればよいのであって、上記のような順番によって本発明は限定されるものではない。
【００６４】
更に、図６に示す処理によっても高品質の受信を可能にしている。ユーザーが選局指定すると、図５に示した処理を行う前に、まず図６の処理を開始する（ステップＳ２００）。
【００６５】
次に、エラー率検出部３２が、誤り率データＳｅを記憶するためのメモリ領域（ＭＥ）をクリアした後（ステップＳ２０２）、所定のプログラムカウンタの計数値Ｋを１に設定し（ステップＳ２０４）、ステップＳ２０６においてエラー訂正部２３から転送されてくる誤り率データＳｅの値Ｅとメモリ領域（ＭＥ）中の値ＭＥを加算してその加算結果を再びメモリ領域（ＭＥ）に記憶する（ステップＳ２０８）。
【００６６】
次に、計数値Ｋが所定の計測期間に相当する値Ｋmaxに達したか否か判断し（ステップＳ２１０）、未だの場合（「ＮＯ」の場合）には、カウンタの計数値を１カウントアップし（ステップＳ２１２）、Ｋ＞ＫmaxになるまでステップＳ２０６〜Ｓ２１０の処理を繰り返す。
【００６７】
次に、こうして所定の計測期間内にメモリ領域（ＭＥ）に記憶された誤り率の加算値ＭＥを計測期間の値Ｋmaxで割り算することで、誤り率の時間的な平均値（ＭＥ／Ｋmax）を算出し、更に、この誤り率の時間平均値を判定基準εと比較する（ステップＳ２１４）。そして、ＭＥ／Ｋmax＜εの場合（「ＹＥＳ」の場合）には、雑音の影響を受けない受信が可能であると判断して、標準のローカル周波数に設定した基準周波数信号ＬＯに基づいて受信を継続し（ステップ２１６）、再び、ステップＳ２０２〜Ｓ２１４において誤り率の評価を繰り返す。つまり、所定の計測期間毎に誤り率の増加の有無を評価しつつ受信を行う。
【００６８】
一方、ステップＳ２１４において、ＭＥ／Ｋmax≧εの場合（「ＮＯ」の場合）には、雑音の影響があると判断して、図５のステップＳ１００に移行し、上述した基準周波数信号ＬＯの周波数調整処理を行う。
【００６９】
このように、図６に示した誤り率の評価処理と図５に示した周波数調整処理を併用することで、雑音の影響を大幅に抑制した受信が可能となる。
【００７０】
尚、図６中の点線で示すように、ステップＳ２１６の受信続行に伴って、図５のステップＳ１００からの周波数調整処理を開始してもよい。
【００７１】
また、周波数調整処理を先に行った後の受信中において誤り率の評価処理を行ったり、誤り率の評価処理と周波数調整処理を様々に組み合わせ行ってもよい。また、エラー検出部３３が検出する誤り率の平均値に応じて、周波数調整処理を行うようにしてもよい。
【００７２】
このように本実施形態は、図１１に示した従来のバンドパスフィルタ４によって、中間周波の信号ＩＦ中からサブキャリアと雑音成分を峻別するのとは異なり、図１に示した基準周波数信号ＬＯの周波数を微調整することでサブキャリアと雑音成分の周波数間隔を広げるようにし、更にＦＦＴにより雑音成分を抑圧するようにしたので、高品質の受信を可能にする。
【００７３】
すなわち、本発明においては、ＦＦＴの際に復調と同時に雑音成分の抑圧を行うのであり、ＤＡＢを含めてＯＦＤＭ変調が離散的な多重キャリア変調であるという特徴を効果的に利用することで、雑音抑制効果を得るようにしたのである。よって、特別な雑音除去回路を必要としない。
【００７４】
また、図３に示した構成の局部発振器２４を適用することで、基準周波数信号ＬＯ周波数を高精度で微調整することができる。結果、基準周波数信号ＬＯを雑音抑制が可能な周波数に高精度で調節することができる。また、受信装置の小型化が可能となる。
【００７５】
尚、図３に示した局部発振器２４は一具体例であり、同様の周波数可変が可能な発振器を適用してもよい。
【００７６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、無信号部に含まれる雑音成分を、サブキャリア周波数の信号に含まれる雑音成分として検出し、この無信号部に含まれる雑音成分に応じて、中間周波数をサブキャリア周波数間隔の範囲内で偏倚するようにしたので、中間周波数の信号中のサブキャリアは、雑音成分に対して周波数軸上で離間させることができると共に、復調のためのフーリエ変換の際に、雑音成分を抑圧する事ができる。この結果、高いＣＮ比が得られて高品質の受信が可能となる。
【００７７】
また、復号に際して誤り率を検出する誤り率検出手段を備え、無信号部に含まれる雑音成分と誤り率とに応じて、中間周波数をサブキャリア周波数間隔の範囲内で偏倚するようにしたので、サブキャリアと雑音成分を周波数軸上で離間させることができ、更に、復調のためにフーリエ変換することで雑音成分を抑圧することができる。この結果、高いＣＮ比が得られて高品質の受信が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】ＤＡＢ伝送信号のフレームフォーマットを示す説明図である。
【図３】局部発振器の構成を示すブロック図である。
【図４】電圧制御水晶発振器の電圧対周波数特性を示す特性図である。
【図５】本実施形態に係る受信装置の動作例、主として周波数調整処理の動作例を説明するためのフローチャートである。
【図６】更に、本実施形態に係る受信装置の動作例、主として誤り率の評価処理の動作例を説明するためのフローチャートである。
【図７】オフセット周波数の変更方法を説明するための説明図である。
【図８】サブキャリアに対する雑音の分離特性を説明するための説明図である。
【図９】サブキャリアに対する雑音の分離特性を更に説明するための説明図である。
【図１０】周波数偏倚と電圧制御水晶発振器の印加電圧との対応関係を示す説明図である。
【図１１】従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１５…高周波増幅器
１６…混合器
１７…ローパスフィルタ
１８…中間周波増幅器
１９…Ａ／Ｄ変換器
２０…ＩＱ成分信号生成部
２１…デジタルミキサ／ＦＦＴ演算部
２２…差動復調部
２３…エラー訂正部
２４…局部発振器
２５…発振器
２６…システムコントローラ
２８…同期検出部
２９…ヌル検出部
３０…ノイズ検出部
３１…データ検出部
３２…基準信号検出部
３３…エラー率検出部
３４…周波数制御部
３８…電圧制御水晶発振器
３９…制御電圧発生回路
４０…分周回路

Claims

無信号部と、複数のサブキャリアによってＯＦＤＭ変調されたデータ部とを有するフレームによって送信されるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
同調信号を中間周波数の信号に変換する周波数変換手段と、
前記無信号部に含まれる雑音成分を、前記サブキャリア周波数の信号に含まれる雑音成分として検出する雑音検出手段と、
前記検出手段が検出した前記無信号部に含まれる雑音成分に応じて、前記中間周波数を、前記サブキャリア周波数間隔の範囲内で偏倚する周波数偏倚手段とを備えることを特徴とする受信装置。
前記データ部に含まれるデータの復号に際して誤り率を検出する誤り率検出手段を備え、
前記周波数偏倚手段は、前記検出手段が検出した前記無信号部に含まれる雑音成分と前記誤り率とに応じて、前記中間周波数を前記サブキャリア周波数間隔の範囲内で偏倚することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記周波数偏倚手段は、前記誤り率が予め設定されたしきい値を超えると、前記検出手段が検出した前記無信号部に含まれる雑音成分に応じて、前記中間周波数を前記サブキャリア周波数間隔の範囲内で偏倚することを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
前記周波数偏倚手段で設定される周波数偏倚の履歴情報を記憶する記憶手段を備え、
前記周波数偏倚手段は、同一の選局がなされると、前回の選局の際に前記記憶手段に記憶されている周波数偏倚を初期値として、前記中間周波数を前記サブキャリア周波数間隔の範囲内で偏倚することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の受信装置。