JP2009010469A - 高周波受信装置及び高周波受信方法と高周波信号用ｌｓｉ及びベースバンド信号用ｌｓｉ - Google Patents

Abstract

【課題】ＲＦ及びＩＦの最適なゲイン制御を行うと共に、干渉による飽和増幅を抑制する。
【解決手段】受信装置は、受信したＲＦ信号を増幅するＲＦ可変利得アンプ２と、このＲＦ可変利得アンプの出力信号Ｓ２をＩＦ信号に変換するミキサ４と、変換されたＩＦ信号を増幅するＩＦ可変利得アンプ６と、このＩＦ可変利得アンプ６の出力信号Ｓ６に基づいて復調処理を行う復調器８と、ＡＧＣ回路１０とを備えている。ＡＧＣ回路１０は、ＩＦ可変利得アンプ６の出力信号Ｓ６に基づき、ＲＦ可変利得アンプ２及びＩＦ可変利得アンプ６のゲインを制御する際に、ＲＦ可変利得アンプ２に対するゲイン制御の周期を、ＩＦ可変利得アンプ２に対するゲイン制御の周期よりも小さくしている。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば、地上デジタル放送波等の高周波（以下「ＲＦ」という。）信号を、携帯端末、車載端末等による移動受信や、固定受信を行って復調するための受信装置及び受信方法と高周波信号用ＬＳＩ（大規模集積回路）及びベースバンド信号用ＬＳＩに関するものである。特に、アンテナで受信されたＲＦ信号のチャネルを選択してＲＦ増幅及び中間周波数（以下「ＩＦ」という。）増幅等を行うＲＦ部において、そのＲＦ増幅及びＩＦ増幅に対する自動利得制御（以下「ＡＧＣ」という。）を独立に実行するＡＧＣ独立制御技術に関するものである。

従来、受信装置におけるＡＧＣ制御等に関する技術は、例えば、次のような文献等に記載されている。

特開２００２−２９０１７８号公報 特開２００５−１０２００８号公報

特許文献１には、アンテナにより受信されたＲＦ信号をＩＦ信号に変換する周波数変換回路を備えたＲＦ受信装置において、前記ＲＦ信号を増幅するＲＦ可変利得増幅器（以下、増幅器を単に「アンプ」という。）と、このＲＦ可変利得アンプの出力信号から特定チャネルだけを増幅してＩＦ信号を出力する混合器（以下「ミキサ」という。）と、このミキサから出力された前記ＩＦ信号を増幅する第１及び第２のＩＦ可変利得アンプと、前記第２のＩＦ可変利得アンプからのＩＦ信号を復調する復調回路と、前記第２のＩＦ可変利得アンプからのＩＦ信号のレベルを検波し、その検波出力によって該第２のＩＦ可変利得アンプの利得（以下「ゲイン」という。）を制御する検波回路と、前記検波回路の出力と予め定めたレベルとを比較し、その比較結果に対応して前記ＲＦ可変利得アンプ及び第１のＩＦ可変利得アンプの利得を制御する比較回路とを有する技術が記載されている。ＲＦ可変利得アンプは、通常、ＲＦ信号を低雑音（ローノイズ）で増幅するローノイズアンプ（以下「ＬＮＡ」という。）で構成されている。

このＲＦ受信装置では、入力受信信号の検波レベルが所定値に達するまでは、第２のＩＦ可変利得アンプのゲイン制御を行い、検波レベルが所定値を越えると、ＲＦ可変利得アンプのゲイン制御を行う。このように、復調回路への入力信号レベルを一定に保つＡＧＣ動作を行うにあたって、ＡＧＣ動作を高速で行うことができると共に、強入力にも対応可能となる利点がある。

特許文献２には、受信信号が大きい場合には、ＲＦ可変利得アンプのゲインを変化させ、且つ、ＩＦ可変利得アンプのゲインを一定に維持し、受信信号が小さい場合には、前記ＲＦ可変利得アンプのゲインを一定に維持し、且つ、前記ＩＦ可変利得アンプのゲインを変化させることにより、ＡＧＣ制御の信頼性の向上を図るための受信装置及び受信方法の技術が記載されている。

しかしながら、従来の受信方法あるいは受信装置では、次の（ａ）、（ｂ）のような課題があった。

（ａ） 図５は、従来の受信装置におけるＲＦ可変利得アンプのゲイン制御（ＲＦ−ＡＧＣ）及びＩＦ可変利得アンプのゲイン制御（ＩＦ−ＡＧＣ）の動作例を示す波形図である。

従来の受信装置では、アンテナからの受信レベルである入力レベルＩＮ１〜ＩＮ３に応じて、ＲＦ可変利得アンプもしくはＩＦ可変利得アンプのいずれかのゲインを変更している。例えば、入力レベルが小さいＩＮ１の時には、ＲＦ可変利得アンプ及びＩＦ可変利得アンプのゲインを大きくし、入力レベルがＩＮ２へと大きくなって行くと、ＲＦ可変利得アンプのゲインはそのままで、ＩＦ可変利得アンプのゲインを最低レベルへと小さくして行く。更に入力レベルが、ダイナミックレンジの最大値であるＩＮ３へと大きくなって行くと、ＲＦ可変利得アンプのゲインを最低レベルへと小さくして行く。ところが、このようなゲイン変更方法では、ＲＦ及びＩＦのゲイン可変領域が互いに異なるため、異なるＲＦ及びＩＦの応答速度による適切なゲイン制御ができない。

（ｂ） 図６は、受信希望信号と隣接チャネル信号との間の干渉を示す周波数対信号レベル（強度）の模式的な波形図である。

従来は、受信希望信号帯域外から非常に強い電力となる干渉電力（隣接チャネル電力等）が複数加わった場合、ＬＮＡ及びミキサの入力側には、不要信号を取り除く帯域通過フィルタ（バンドパスフィルタ、以下「ＢＰＦ」という。）を設けることもあるが、希望信号帯域に絞ったフィルタを持っていないことから、飽和増幅による不要信号が生じ、受信信号を劣化させ回線品質を下げてしまう。そのため、ＬＮＡで構成されたＲＦ可変利得アンプを過剰なゲインとならないよう制御する必要がある。しかし、ＬＮＡの雑音指数（以下「ＮＦ」という。）等、信号品質を劣化させないためにもＲＦ可変利得アンプには十分なゲインを持たせる必要がある。これら相反する制約の中、最適なゲイン制御をする必要がある。

ところが、従来の受信方法では、図６に示すように、受信希望信号電力が小さい際に干渉電力が大きかった場合、ＲＦ可変利得アンプのゲインは最大となり、干渉による飽和増幅がより生じやすくなってしまう。

即ち、図６において、例えば、高速移動の移動受信の場合、直接波と反射波が受信点にて干渉することに起因して、合成信号が生成されるというフェージング（ｐｈａｓｉｎｇ）の影響により、場合によっては、上下方向の矢印にて示すように、受信希望信号ＣＨ０の信号レベル（強度）が小さくなり、且つ、隣接チャネル信号ＣＨ１，ＣＨ２の信号レベル（強度）が大きくなることも考えられる。このような場合、各信号ＣＨ０，ＣＨ１，ＣＨ２が増幅されると、希望信号ＣＨ０が、増幅された隣接チャネル信号ＣＨ１，ＣＨ２の干渉を受けることになってしまい、その結果、希望信号ＣＨ０の受信品質が劣化してしまう。

本発明の受信方法は、受信したＲＦ信号をＲＦ可変利得アンプにより増幅し、前記増幅した信号をＩＦ信号に変換し、前記変換したＩＦ信号をＩＦ可変利得アンプにより増幅した後、復調する受信方法であって、前記ＲＦ可変利得アンプに対するゲイン制御の周期を、前記ＩＦ可変利得アンプに対するゲイン制御の周期よりも小さくすることを特徴とする。

本発明の受信装置は、受信したＲＦ信号を増幅するＲＦ可変利得アンプと、前記ＲＦ可変利得アンプの出力信号をＩＦ信号に変換する変換回路と、前記変換回路の出力信号を増幅するＩＦ可変利得アンプと、前記ＩＦ可変利得アンプの出力信号を復調する復調処理回路と、ＡＧＣ回路とを備えたことを特徴とする。ここで、前記ＡＧＣ回路は、前記ＩＦ可変利得アンプの出力信号に基づき、前記ＲＦ可変利得アンプ及び前記ＩＦ可変利得アンプの利得を制御する際に、前記ＲＦ可変利得アンプに対するゲイン制御の周期を、前記ＩＦ可変利得アンプに対するゲイン制御の周期よりも小さくする機能を有している。

本発明によれば、ＲＦ可変利得アンプに対するゲイン制御の周期を、ＩＦ可変利得アンプに対するゲイン制御の周期よりも小さくしているので、急激な受信電力変動に追従しながらＲＦ可変利得アンプのゲインが抑制され、干渉電力による飽和増幅が生じ難くなる。しかも、ＩＦ可変利得アンプのゲイン制御を高速にすることが可能となり、高速移動受信に伴う受信信号電力の早い変動に追従することも可能になる。

受信方法は、受信したＲＦ信号をＲＦ可変利得アンプにより増幅し、前記増幅した信号をＩＦ信号に変換し、前記変換したＩＦ信号をＩＦ可変利得アンプにより増幅した後、復調する受信方法であって、前記ＲＦ可変利得アンプに対するゲイン制御の周期を、前記ＩＦ可変利得アンプに対するゲイン制御の周期よりも小さくしている。

又、前記受信方法において、移動受信の移動速度に応じて前記ＲＦ可変利得アンプの応答速度を可変にしても良い。

（実施例１の受信装置の構成）
図１は、本発明の実施例１を示す受信装置の概略の構成図である。

この受信装置は、大規模集積回路（ＬＳＩ）等により構成され、地上デジタル放送波等のＲＦ信号を受信するアンテナ１に接続されたＲＦ可変利得アンプ２と、所定周波数の局部発振信号Ｓ３を出力する局部発振器３とを有し、これらのＲＦ可変利得アンプ２及び局部発振器３の出力側に、ミキサ４が接続されている。局部発振器３及びミキサ４により、変換回路が構成されている。ＲＦ可変利得アンプ２は、ＡＧＣ回路１０から帰還入力（フィードバック入力）されるゲイン制御信号Ｓ１９により設定されるゲインに基づき、アンテナ１からの受信信号をＲＦ増幅して出力信号Ｓ２をミキサ４へ出力する回路であり、例えば、ＬＮＡにより構成されている。ミキサ４は、出力信号Ｓ２に対して局部発振信号Ｓ３を混合してＩＦ信号を出力する回路であり、この出力側に、フィルタ５を介してＩＦ可変利得アンプ６が接続されている。

フィルタ５は、不要周波数帯の信号を除去する回路であり、ローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ」という。）、ＢＰＦ等により構成されている。ＩＦ可変利得アンプ６は、ＡＧＣ回路１０からフィードバック入力されるゲイン制御信号Ｓ１５により設定されるゲインに基づき、フィルタ５からのＩＦ信号を増幅してアナログの出力信号Ｓ６をアナログ／デジタル（以下「Ａ／Ｄ」という。）変換器７へ出力する回路である。Ａ／Ｄ変換器７は、アナログの出力信号Ｓ６をデジタル信号Ｓ７に変換する回路であり、この出力側に復調器８が接続されている。復調器８は、Ａ／Ｄ変換器７のデジタル出力信号Ｓ７を例えば高速フーリェ変換（以下「ＦＦＴ」という。）等して復調し、この復調した復調信号Ｓ８を出力端子９へ出力する回路である。Ａ／Ｄ変換器７及び復調器８により、復調処理回路が構成されている。

ＡＧＣ回路１０は、Ａ／Ｄ変換器７のデジタル出力信号Ｓ７に基づき、そのＩＦ可変利得アンプ６のゲインを制御する第１の制御回路と、この第１の制御回路の信号に応答してＲＦ可変利得アンプ２のゲインを制御する第２の制御回路とを有している。

前記第１の制御回路は、Ａ／Ｄ変換器７のデジタル出力信号Ｓ７から受信信号レベル（強度）を検出して検出信号Ｓ１１を出力する受信信号強度検出器１１を有し、この受信信号強度検出器１１の出力側に、比較器１２が接続されている。比較器１２は、検出信号Ｓ１１と基準信号ｒｅｆ１との大小関係を比較してこの比較結果に応じた比較信号Ｓ１２を出力する回路であり、この出力側に、ループゲイン乗算器１３を介して積分器１４が接続されている。ループゲイン乗算器１３は、比較信号Ｓ１２に対して所定のループゲインＧ１を乗算し、この乗算値Ｓ１３を積分器１４へ出力する回路である。積分器１４は、乗算値Ｓ１３を積分して積分値Ｓ１４を出力する回路であり、この出力側に、テーブル変換部１５及び前記第２の制御回路が接続されている。

テーブル変換部１５は、積分値Ｓ１４を入力してＩＦ可変利得アンプ６へ与えるためのゲイン制御信号Ｓ１５を出力するものであり、例えば、下記の（１）式の一次曲線式における所定の係数値ａ，ｂが格納されたメモリ等により構成されている。
ｙ＝ａｘ＋ｂ ・・・（１）
但し、ｘ；入力信号である積分値Ｓ１４
ｙ；出力信号であるゲイン制御信号Ｓ１５
このテーブル変換部１５では、入力信号ｘである積分値Ｓ１４が入力されると、これを（１）式に代入して出力信号ｙであるゲイン制御信号Ｓ１５を求め、デジタル／アナログ（以下、「Ｄ／Ａ」という。）変換器１６を介してＩＦ可変利得アンプ６へ与える機能を有している。

前記第２の制御回路は、積分器１４の出力側に接続された比較器１７を有している。比較器１７は、積分値Ｓ１４と基準信号ｒｅｆ２との大小関係を比較してこの比較結果に応じた比較信号Ｓ１７を出力する回路であり、この出力側に、前記とほぼ同様に、ループゲイン乗算器１８、積分器１９、及びテーブル変換部２０が縦続接続され、ＲＦ可変利得アンプ２の制御端子へフィードバック接続されている。ループゲイン乗算器１８は、前記ループゲイン乗算器１３とほぼ同様に、比較信号Ｓ１７に対して所定のループゲインＧ２（≪ループゲインＧ１）を乗算し、この乗算値Ｓ１８を積分器１９へ出力する回路である。積分器１９は、前記積分器１４とほぼ同様に、乗算値Ｓ１８を積分して積分値Ｓ１９をテーブル変換部２０へ出力する回路である。テーブル変換部２０は、前記テーブル変換部１５とほぼ同様に、積分値Ｓ１９を入力し、Ｄ／Ａ変換器２１を介してＲＦ可変利得アンプ２へ与えるためのゲイン制御信号Ｓ２０を出力するものであり、例えば、前記（１）式の一次曲線式における所定の係数値ａ，ｂが格納されたメモリ等により構成されている。このテーブル変換部２０では、入力信号ｘである積分値Ｓ１９が入力されると、これを前記（１）式に代入して出力信号ｙであるゲイン制御信号Ｓ２０を求め、Ｄ／Ａ変換器２１を介してＲＦ可変利得アンプ２へ与える機能を有している。

又、図１に示されている受信装置は、高周波回路を備えたＲＦ−ＬＳＩ（高周波信号用ＬＳＩ）と、ベースバンド回路を備えたベースバンドＬＳＩ（ベースバンド信号用ＬＳＩ）に分けて構成される場合もある。このような場合、高周波回路は、図１に示されているＲＦ可変利得アンプ２、ミキサ４、ＩＦ可変利得アンプ６を含むように構成され、ベースバンド回路は、図１に示されているＡ／Ｄ変換器７、復調器８、ＡＧＣ回路１０を含むように構成される。

（実施例１の受信方法）
図１の受信装置において、アンテナ１で受信されたＲＦ信号は、ＡＧＣ回路１０から与えられるゲイン制御信号Ｓ２０で設定されるＲＦ−ＡＧＣゲインに基づき、ＲＦ可変利得アンプ２により増幅され、この出力信号Ｓ２がミキサ４へ与えられる。ミキサ４により、出力信号Ｓ２と、局部発信機３からの局部発振信号Ｓ３とが混合されてＩＦ信号へ変換され、フィルタ５により不要周波数帯の信号が除去される。除去後のＩＦ信号は、ＡＧＣ回路１０から与えられるゲイン制御信号Ｓ１５で設定されるＩＦ−ＡＧＣゲインに基づき、ＩＦ可変利得アンプ６により増幅され、このアナログの出力信号Ｓ６がＡ／Ｄ変換器７へ与えられる。アナログの出力信号Ｓ６は、Ａ／Ｄ変換器７でデジタル信号に変換された後、復調器８で復調されて復調信号Ｓ８が生成され、この復調信号Ｓ８が出力端子９から出力される。又、Ａ／Ｄ変換器７からのデジタル出力信号Ｓ７は、ＡＧＣ回路１０にも与えられる。

ここで、デジタル出力信号Ｓ７がＡＧＣ回路１０に与えられると、その出力信号Ｓ７の信号レベル（即ち、入力レベルの強度）が受信信号強度検出器１１にて検出され、検出信号Ｓ１１が出力される。検出信号Ｓ１１と基準信号ｒｅｆ１とは、その大小が比較器１２で比較され、この比較結果に応じた比較信号Ｓ１２が出力される。比較信号Ｓ１２は、ループゲイン乗算器１３にてループゲインＧ１と乗算され、この乗算値Ｓ１３が積分器１４にて積分されて積分値Ｓ１４が出力され、テーブル変換部１５及び比較器１７へ与えられる。

積分値Ｓ１４は、テーブル変換部１５において、（１）式に基づきゲイン制御信号Ｓ１５に変換され、Ｄ／Ａ変換器１６を介してＩＦ可変利得アンプ６へ与えられる。これにより、ＩＦ可変利得アンプ６のゲインが変更され、変更されたゲインに基づき、フィルタ５からのＩＦ信号がそのＩＦ可変利得アンプ６で増幅され、この出力信号Ｓ６がＡ／Ｄ変換器７及び受信信号強度検出器１１へ与えられる。

一方、積分器１４から出力された積分値Ｓ１４と、基準信号ｒｅｆ２とは、その大小が比較器１７で比較され、この比較結果に応じた比較信号Ｓ１７が出力される。比較信号Ｓ１７は、ループゲイン乗算器１８にてループゲインＧ２（≦ループゲインＧ１）と乗算され、この乗算値Ｓ１８が積分器１９にて積分されて積分値Ｓ１９が出力される。積分値Ｓ１９は、テーブル変換部２０において、（１）式に基づきゲイン制御信号Ｓ２０に変換され、Ｄ／Ａ変換器２１を介してＲＦ可変利得アンプ２へ与えられる。これにより、ＲＦ可変利得アンプ２のゲインが変更され、変更されたゲインに基づき、アンテナ１からの受信信号がそのＲＦ可変利得アンプ２で増幅され、この出力信号Ｓ２がミキサ４にてＩＦ信号に変換される。

図２及び図３は、図１の受信装置におけるＲＦ可変利得アンプのゲイン制御（ＲＦ−ＡＧＣ）及びＩＦ可変利得アンプのゲイン制御（ＩＦ−ＡＧＣ）の動作例を示す波形図であり、同図２は、受信信号である入力レベルに対するＲＦ−ＡＧＣ及びＩＦ−ＡＧＣのゲインを示す波形図、及び、同図３は、時間に対する入力レベル、ＲＦ−ＡＧＣゲイン、ＩＦ−ＡＧＣゲインを示す波形図である。

以下、図２及び図３を参照しつつ、受信信号である入力レベルが変化した場合のＡＧＣ回路１０の機能を説明する。

図２中の実線で示された曲線において、入力レベルが小さいＩＮ１１の時には、ＲＦ可変利得アンプ２及びＩＦ可変利得アンプ６のゲインが共に大きく、入力レベルがＩＮ１２へと大きくなると、ＲＦ可変利得アンプ２のゲインはそのままで、ＩＦ可変利得アンプ６のゲインが小さくなって行く。入力レベルがＩＮ１３を経由してＩＮ１４へと大きくなると、ＲＦ可変利得アンプ２のゲインが小さくなって行くが、ＩＦ可変利得アンプ２のゲインはそのまま維持される。更に、入力レベルがダイナミックレンジの最大値のＩＮ１５へと大きくなると、ＲＦ可変利得アンプ２のゲインはそのまま維持されるが、ＩＦ可変利得アンプ６のゲインが小さくなって行く。

図２中の破線、及び図３中の実線で示された曲線において、入力レベルが急激に変動した場合、例えば、（１）→（２）へ急激に小さくなった場合、ＩＦ可変利得アンプ６を制御するゲイン制御信号Ｓ１５は高速に追従し、ゲインが大きくなるように適切に補正する。補正後は、ＩＦ可変利得アンプ６のゲインのレベルが所望の値になるよう、ゲイン制御信号Ｓ１９によってＲＦ可変利得アンプ２のゲインが緩慢に追従して大きくなり、最終的に（３）のレベルとなる。

このように、ループゲイン乗算器１３，１７におけるループゲインＧ１，Ｇ２の関係が、Ｇ１≫Ｇ２に設定されているので、ＩＦ可変利得アンプ６に対するゲイン制御（ＩＦ−ＡＧＣ）は、高速に追従し、ＲＦ可変利得アンプ２に対するゲイン制御（ＲＦ−ＡＧＣ）は緩慢な追従となる。

（実施例１の効果）
本実施例１によれば、ＩＦ可変利得アンプ６とＲＦ可変利得アンプ２の制御周期（応答速度）を異ならせる（つまり、ＲＦ可変利得アンプ２の制御周期（応答速度）を、ＩＦ可変利得アンプ６の制御周期（応答速度）よりも遅くさせる）ようにしているので、高速移動に伴う急激な受信電力変動に追従しながらＲＦ可変利得アンプ２のゲインが抑制され、干渉電力による飽和が生じ難くなる。しかも、ＩＦ可変利得アンプ６のゲイン制御を高速にすることが可能となり、高速移動受信に伴う受信信号電力の早い変動に追従することも可能になる。

（実施例２の受信装置の構成）
図４は、本発明の実施例２を示す受信装置の概略の構成図であり、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例２の受信装置では、実施例１のＡＧＣ回路１０に代えて、これとは構成の異なるＡＧＣ回路１０Ａが設けられている。本実施例２のＡＧＣ回路１０Ａでは、実施例１のＡＧＣ回路１０における固定のループゲインＧ２を有するループゲイン乗算器１８に代えて、可変のループゲインＧ２Ａを有するループゲイン乗算器１８Ａが設けられている。ループゲインＧ２Ａは、スピードテーブル２２の出力信号Ｓ２２により可変可能な構成になっている。スピードテーブル２２は、本受信装置における移動速度の推定信号ＳＰを外部から入力し、この推定信号ＳＰに応じた係数等の出力信号Ｓ２２を出力してループゲインＧ２Ａを変更する機能を有し、係数等を格納するためのメモリ等により構成されている。その他の構成は、実施例１と同様である。

（実施例２の受信方法）
本実施例２では、外部より本受信装置における移動速度の推定信号ＳＰがスピードテーブル２２に入力されると、これに応じた出力信号Ｓ２２が出力されてループゲイン乗算器１８ＡのループゲインＧ２Ａが変更される。これにより、ループゲイン乗算器１８Ａから出力される乗算値Ｓ１８Ａが変わり、ＲＦ可変利得アンプ２に対するゲイン制御（ＲＦ−ＡＧＣ）の応答速度が変更される。そのため、移動受信の移動速度が速い場合、移動速度が遅い場合と比較して、比較的長い区間で見た受信信号電力の平均電力そのものの変動が早くなるので、ＲＦ可変利得アンプ２に対するゲイン制御（ＲＦ−ＡＧＣ）の応答速度が早くなり、適切なゲイン制御が可能となる。

（実施例２の効果）
本実施例２によれば、移動受信の移動速度に応じてＲＦ可変利得アンプ２に対するゲイン制御（ＲＦ−ＡＧＣ）の応答速度が可変されるので、移動受信の移動速度に応じたより適切なゲイン制御が可能になり、移動受信の信頼性を向上できる。

（変形例）
本発明は、上記実施例１、２に限定されず、例えば、受信装置におけるフィルタ５を省略したり、他の回路等の機能を付加したり、あるいは、ＡＧＣ回路１０，１０Ａを図示以外の他の回路構成に変更したり、これらの変更に応じて受信方法を変える等、種々の利用形態や変形が可能である。

本発明の実施例１を示す受信装置の概略の構成図である。 図１の受信装置におけるＲＦ可変利得アンプのゲイン制御（ＲＦ−ＡＧＣ）及びＩＦ可変利得アンプのゲイン制御（ＩＦ−ＡＧＣ）の動作例を示す波形図である。 図１の受信装置におけるＲＦ可変利得アンプのゲイン制御（ＲＦ−ＡＧＣ）及びＩＦ可変利得アンプのゲイン制御（ＩＦ−ＡＧＣ）の動作例を示す波形図である。 本発明の実施例２を示す受信装置の概略の構成図である。 従来の受信装置におけるＲＦ可変利得アンプのゲイン制御（ＲＦ−ＡＧＣ）及びＩＦ可変利得アンプのゲイン制御（ＩＦ−ＡＧＣ）の動作例を示す波形図である。 受信希望信号と隣接チャネル信号との間の干渉を示す周波数対信号レベル（強度）の模式的な波形図である。

符号の説明

２ ＲＦ可変利得アンプ
６ ＩＦ可変利得アンプ
８ 復調器
１０，１０Ａ ＡＧＣ回路

Claims (15)

1. 受信した高周波信号を高周波可変利得増幅器により増幅し、前記増幅した信号を中間周波数の信号に変換し、前記変換した信号を中間周波数可変利得増幅器により増幅した後、復調する受信方法であって、
   前記高周波可変利得増幅器に対する利得制御の周期を、前記中間周波数可変利得増幅器に対する利得制御の周期よりも小さくすることを特徴とする受信方法。
2. 請求項１記載の受信方法において、
   移動受信の移動速度に応じて前記高周波可変利得増幅器の応答速度を可変することを特徴とする受信方法。
3. 受信した高周波信号を増幅する高周波可変利得増幅器と、
   前記高周波可変利得増幅器の出力信号を中間周波数の信号に変換する変換回路と、
   前記変換回路の出力信号を増幅する中間周波数可変利得増幅器と、
   前記中間周波数可変利得増幅器の出力信号を復調する復調処理回路と、
   前記中間周波数可変利得増幅器の出力信号に基づき、前記高周波可変利得増幅器及び前記中間周波数可変利得増幅器の利得を制御する際に、前記高周波可変利得増幅器に対する利得制御の周期を、前記中間周波数可変利得増幅器に対する利得制御の周期よりも小さくする機能を有する自動利得制御回路と、
   を備えたことを特徴とする受信装置。
4. 前記自動利得制御回路は、
   前記中間周波数可変利得増幅器の出力信号に基づき、前記中間周波数可変利得増幅器の利得を制御する第１の制御回路と、
   前記第１の制御回路の信号に応答して前記高周波可変利得増幅器の利得を制御する第２の制御回路と、
   を有することを特徴とする請求項３記載の受信装置。
5. 前記第２の制御回路は、移動受信の移動速度に応じて前記高周波可変利得増幅器の応答速度を可変する機能を有することを特徴とする請求項４記載の受信装置。
6. 前記変換回路は、
   前記高周波可変利得増幅器の出力信号と所定周波数の局部発振信号とを混合することによって、前記高周波可変利得増幅器の出力信号を前記中間周波数の信号に変換する混合器を有することを特徴とする請求項３〜５のいずれか１項に記載の受信装置。
7. 前記受信回路は、前記所定周波数の局部発振信号を生成する局部発振回路を有することを特徴とする請求項６記載の受信装置。
8. 前記復調処理回路は、
   前記中間周波数可変利得増幅器の出力信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器と、
   前記アナログ／デジタル変換器の出力信号を復調する復調器と、
   を有することを特徴とする請求項３〜６のいずれか１項に記載の受信装置。
9. 受信した高周波信号を増幅する高周波可変利得増幅器と、
   前記高周波可変利得増幅器の出力信号を中間周波数の信号に変換する変換回路と、
   前記変換回路の出力信号を増幅する中間周波数可変利得増幅器とを備え、
   前記中間周波数可変利得増幅器の出力信号に基づいて前記高周波可変利得増幅器及び前記中間周波数可変利得増幅器の利得が制御される際には、前記高周波可変利得増幅器に対する利得制御の周期が前記中間周波数可変利得増幅器に対する利得制御の周期よりも小さいことを特徴とする高周波信号用ＬＳＩ。
10. 前記変換回路は、
    前記高周波可変利得増幅器の出力信号と所定周波数の局部発振信号とを混合することによって、前記高周波可変利得増幅器の出力信号を前記中間周波数の信号に変換する混合器を有することを特徴とする請求項９記載の高周波信号用ＬＳＩ。
11. 前記高周波信号用ＬＳＩは、前記所定周波数の局部発振信号を生成する局部発振回路を有することを特徴とする請求項１０記載の高周波信号用ＬＳＩ。
12. 受信した高周波信号を増幅する高周波可変利得増幅器と、前記高周波可変利得増幅器の出力信号を中間周波数の信号に変換する変換回路と、前記変換回路の出力信号を増幅する中間周波数可変利得増幅器とを備えた高周波信号用ＬＳＩに接続されるためのベースバンド信号用ＬＳＩであって、
    前記ベースバンド回路は、前記高周波可変利得増幅器に対する利得制御の周期が前記中間周波数可変利得増幅器に対する利得制御の周期よりも小さくなった状態で、前記高周波可変利得増幅器及び前記中間周波数可変利得増幅器の利得を制御する自動利得制御回路を有することを特徴とするベースバンド信号用ＬＳＩ。
13. 前記自動利得制御回路は、
    前記中間周波数可変利得増幅器の出力信号に基づき、前記中間周波数可変利得増幅器の利得を制御する第１の制御回路と、
    前記第１の制御回路の信号に応答して前記高周波可変利得増幅器の利得を制御する第２の制御回路と、
    を有することを特徴とする請求項１２記載のベースバンド信号用ＬＳＩ。
14. 前記第２の制御回路は、移動受信の移動速度に応じて前記高周波可変利得増幅器の応答速度を可変する機能を有することを特徴とする請求項１３記載のベースバンド信号用ＬＳＩ。
15. 前記中間周波数可変利得増幅器の出力信号を復調する復調処理回路を有することを特徴とする請求項１２〜１４のいずれか１項に記載のベースバンド信号用ＬＳＩ。

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