JP4423251B2 - 無線受信装置 - Google Patents

Description

この発明は、無線受信装置に関し、例えば、放送波をマイクロ波帯で無線送信した信号を受信するマイクロ波帯無線受信装置に関する。

一般に、無線受信装置においては、受信した無線変調信号（以下、ＲＦ信号という）と、受信装置内で生成される局部発振信号（以下、ＬＯ信号という）とから、中間周波数信号（以下、ＩＦ信号という）を生成するミキサが、用いられている。

ミキサに入力されるＬＯ信号の電力と動作バイアスは、変換利得、雑音特性、低歪み等の観点から良好なＩＦ信号を復調できるように適切な点が選ばれる。ＬＯ信号の電力は一定で、ＲＦ信号の電力に比べて十分大きくなっているのが一般的である。従って、ミキサの動作バイアス電流は、ＬＯ信号の電力に依存した値となり、受信したＲＦ信号電力にはほとんど依存しないので、ほぼ一定の値となっている。

近年では、１０ＧＨｚ以上のマイクロ波・ミリ波帯という高い周波数帯を用いた無線装置の開発が盛んになっており、以下に示すような無線受信機および無線受信方法が提案されている（例えば、特開２００３−２５８６５５号公報：特許文献１参照）。

図１０に、提案されている無線受信機９００の構成および周波数配置を示す。受信機９００は、送信機から送信された無線多重信号９３０をアンテナ９０１で受信する。この無線多重信号は、第１の局部発振信号９３０ｃ（周波数：ｆＬＯ１）と第１の無線変調信号９３０ａとが合成されたものになっている。この第１の無線変調信号９３０ａは、第１の局部発振信号９３０ｃと第１の中間周波数信号９３２ａ（ＩＦ１信号、周波数：ｆＩＦ１）が乗積されたものであり、周波数は、ｆＬＯ１＋ｆＩＦ１である。

受信した無線多重信号９３０は、フィルタ９０２で不要波が除去され、増幅器９０３で増幅される。次に、ミキサ９０５を用いて、増幅された無線信号と、受信機内部の局部発振器９０４から発生する第２の局部発振信号（周波数：ｆＬＯ２）とを乗積し、ダウンコンバートすることによって、第１の局部発振信号成分の信号９３１ｃ（周波数：ｆＬＯ１−ｆＬＯ２）と第１の無線変調信号成分の信号９３１ａ（周波数：ｆＬＯ１＋ｆＩＦ１−ｆＬＯ２）が生成される。

次に、増幅器９０６により増幅された後、分配器９０７で分配され、一方は、第１の局部発振信号成分の信号９３１ｃのみが通過できるフィルタ９０８を介し、増幅器９１０によって増幅された後、ミキサ９１１に入力され、もう一方は、第１の無線変調信号成分の信号９３１ａのみが通過するフィルタ９０９を介して、ミキサ９１１に入力される。

ミキサ９１１では、第１の局部発振信号成分の信号９３１ｃと第１の無線変調信号成分の信号９３１ａを乗積して、ダウンコンバートすることによって、ＩＦ１信号９３２ａが復調される。つまり、下記のような式によって表現される。

（ｆＬＯ１＋ｆＩＦ１−ｆＬＯ２）―（ｆＬＯ１−ｆＬＯ２）＝ｆＩＦ１

この方法では、第１の局部発振信号および第２の局部発振信号の周波数のゆらぎや位相雑音は、ＩＦ１信号の復調時に、キャンセルされるので、高性能な発振器は不要となり、その結果、製造コストを低くすることができるとしている。また、増幅器９１０によって、第１の局部発振信号成分の信号９３１ｃは、増幅されるので、ＬＯ電力として十分なレベルの信号が、ミキサ９１１に供給でき、その結果、復調感度を大きくできるとしている。
特開２００３−２５８６５５号公報

しかしながら、上記無線システムでは、無線多重信号９３０の受信電力に比例して、ミキサに入力されるＬＯ電力も変化してしまう。受信電力が小さい場合には、ＬＯ電力は小さく、逆に、受信電力が大きい場合には、ＬＯ電力は大きくなる。このため、従来のミキサを用いた場合には、ミキサの動作バイアス電流は、無線多重信号９３０の受信電力によって大きく変化してしまった。その結果、地上デジタルやＢＳ／ＣＳといったテレビ放送波を伝送した場合には、伝送距離を短くし、受信電力が大きくなったときに、ミキサの動作状態（動作バイアス）が変化してしまい、受信Ｃ／Ｎ（キャリア対雑音比）が劣化したり、大電流が生じてミキサが破壊されたりしてしまう場合があった。

また、受信電力が大きくても、上記問題が生じないように、ミキサの動作バイアスを設定すると、受信電力が小さい場合には、ミキサが動作せず、ミキサの出力が小さくなって、受信Ｃ／Ｎが確保できず、伝送距離を長くすることができなかった。

つまり、このような無線システムでは、ミキサのダイナミックレンジが狭くなり、上記無線システムにおいて、広い範囲の伝送距離で安定した受信Ｃ／Ｎ特性や、映像特性を得ることができなかった。

そこで、この発明の課題は、同時に送信された第１の信号と第２の信号を乗積しダウンコンバードする無線受信装置において、ミキサのダイナミックレンジを広くし、広い範囲の伝送距離で安定した映像特性を得ることができる無線受信装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、この発明の無線受信装置は、
第１の信号と第２の信号とを含む無線多重信号を受信し、上記第１の信号と上記第２の信号とをミキサにより乗積することで上記無線多重信号をダウンコンバートして、中間周波数信号を生成するダウンコンバータを備え、
上記ミキサは、上記第１の信号または上記第２の信号の少なくともいずれか一方の信号強度に応じて、上記ミキサの動作バイアスを制御する制御部を有し、
上記ミキサは、上記無線多重信号をベースに受けて入力変調信号を出力するトランジスタを有し、
上記制御部は、上記無線多重信号の強度が大きいとき、上記トランジスタのベース電圧を低くする一方、上記無線多重信号の強度が小さいとき、上記トランジスタのベース電圧を高くするように制御することを特徴としている。

この発明の無線受信装置によれば、上記ミキサは、上記第１の信号または上記第２の信号の少なくともいずれか一方の信号強度に応じて、上記ミキサの動作バイアスを制御する制御部を有するので、受信した上記無線多重信号の強度が大きくなっても、上記ミキサの動作バイアス電流が過剰にならないように制御できるので、上記ミキサが破壊されることを防ぐことができる。また、受信した上記無線多重信号の信号強度が大きい場合あるいは小さい場合でも、それに応じて、上記ミキサが適切に動作するように動作バイアスを制御できるので、広い範囲の伝送距離において、良好な受信Ｃ／Ｎを確保することができる。

また、この発明の無線受信装置は、
第１の信号と第２の信号とを含む無線多重信号を受信し、受信した無線多重信号を局部発振信号によりダウンコンバートして、第１の中間周波数信号を生成する第１のダウンコンバータと、
上記第１の中間周波数信号に含まれる上記第１の信号と上記第２の信号とをミキサにより乗積することで、上記第１の中間周波数信号をダウンコンバートして、第２の中間周波数信号を生成する第２のダウンコンバータと
を備え、
上記ミキサは、上記第１の信号または上記第２の信号の少なくともいずれか一方の信号強度に応じて、上記ミキサの動作バイアスを制御する制御部を有し、
上記ミキサは、上記無線多重信号をベースに受けて上記第２の中間周波数信号を出力するトランジスタを有し、
上記制御部は、上記無線多重信号の強度が大きいとき、上記トランジスタのベース電圧を低くする一方、上記無線多重信号の強度が小さいとき、上記トランジスタのベース電圧を高くするように制御することを特徴としている。

ここで、上記制御部が応じる上記第１の信号または上記第２の信号は、上記無線多重信号および上記第１の中間周波数信号の双方に含まれるが、上記制御部は、どちらの信号強度に応じるものでもよい。

この発明の無線受信装置によれば、上記第１のダウンコンバータと上記第２のダウンコンバータとを備えるので、上記第１の信号と上記第２の信号は、上記第１のダウンコンバータによって、低周波側に周波数変換されるので、上記第２のダウンコンバータは安価な部品で構成することが可能となる。また、受信した信号強度が大きいときに、上記第２のダウンコンバータで、上記ミキサの動作バイアス電流が過剰にならないように制御できるので、上記ミキサ自体が破壊されることを防ぐことができる。また、受信した無線多重信号の信号強度が大きい場合あるいは小さい場合でも、それに応じて上記ミキサが適切に動作するように動作バイアスを制御できるので、広い範囲の伝送距離において、良好な受信Ｃ／Ｎを確保することができる。

また、一実施形態の無線受信装置では、上記第２のダウンコンバータは、第１の経路と、第２の経路と、上記第１の中間周波数信号を上記第１の経路と上記第２の経路とに分配する分配器とを有し、
上記第１の経路は、上記分配器からの上記第１の中間周波数信号を上記ミキサに伝送し、
上記第２の経路は、上記第１の中間周波数信号から上記第２の信号を抽出するフィルタと、このフィルタから抽出された上記第２の信号を増幅する増幅器とを有すると共に、この増幅された第２の信号を上記ミキサに伝送する。

この実施形態の無線受信装置によれば、上記第２の経路は、上記第１の中間周波数信号から上記第２の信号を抽出するフィルタと、このフィルタから抽出された上記第２の信号を増幅する増幅器とを有し、この増幅された第２の信号を上記ミキサに伝送するので、上記第２のダウンコンバータの上記ミキサに入力されるＬＯ電力となる上記第２の信号を増幅することができるので、上記ミキサの復調感度を上げることができる。そのため、良好な受信Ｃ／Ｎが確保できる伝送距離をさらに長くすることができる。

また、一実施形態の無線受信装置では、上記第２のダウンコンバータは、第１の経路と、第２の経路と、上記第１の中間周波数信号を上記第１の経路と上記第２の経路とに分配する分配器とを有し、
上記第１の経路は、上記第１の中間周波数信号を増幅する増幅器を有すると共に、この増幅された上記第１の中間周波数信号を上記ミキサに伝送し、
上記第２の経路は、上記第１の中間周波数信号から上記第２の信号を抽出するフィルタと、このフィルタから抽出された上記第２の信号を増幅する増幅器とを有すると共に、この増幅された第２の信号を上記ミキサに伝送する。

この実施形態の無線受信装置によれば、上記第１の経路および上記第２の経路の両方に上記増幅器を有するので、上記増幅器のアイソレーション作用により、ループ発振が起こることを防ぐことができる。

また、一実施形態の無線受信装置では、上記第２のダウンコンバータは、第１の経路と、第２の経路と、第３の経路と、上記第１の中間周波数信号を上記第１の経路と上記第２の経路と上記第３の経路とに分配する分配器とを有し、
上記第１の経路は、上記第１の中間周波数信号から所定帯域の信号を抽出するフィルタを有すると共に、この所定帯域の信号を第１の上記ミキサに伝送し、
上記第２の経路は、上記第１の中間周波数信号から所定帯域の信号を抽出するフィルタを有すると共に、この所定帯域の信号を第２の上記ミキサに伝送し、
上記第３の経路は、上記第１の中間周波数信号から上記第２の信号を抽出するフィルタと、このフィルタから抽出された上記第２の信号を増幅する増幅器とを有すると共に、この増幅された第２の信号を上記第１のミキサおよび上記第２のミキサに伝送する。

この実施形態の無線受信装置によれば、上記第１の経路および上記第２の経路の両方に上記フィルタを有するので、上記第１の経路および上記第２の経路のそれぞれによって、上記第１の中間周波数信号を帯域分割できて、異なった帯域で、上記第２のダウンコンバートを複数同時にかつ狭い帯域で行うことにより、Ｃ／Ｎ劣化や高調波ひずみ特性劣化を小さくすることができる。

また、一実施形態の無線受信装置では、上記ミキサは、マイクロ波トランジスタを有する。

この実施形態の無線受信装置によれば、上記ミキサは、マイクロ波トランジスタを有するので、バイアス制御によってミキサの周波数変換特性を制御することができるとともに、入力・出力間のアイソレーションが得られることも加わり、出力信号に入力信号漏れが極めて少さく、出力信号には不要波成分や、信号のＣ／Ｎ劣化や高調波ひずみ特性劣化が小さい良質の周波数変換が可能となる。

また、一実施形態の無線受信装置では、上記ミキサは、上記第１の信号および上記第２の信号を上記マイクロ波トランジスタのベースに抽入するベース注入型ミキサである。

この実施形態の無線受信装置によれば、上記ミキサは、上記第１の信号および上記第２の信号をベース側から入力する構成であるため、増幅機能も有することにより、上記ミキサの入力ポートは、少ない信号強度で、周波数変換することができる。したがって、伝送距離を長くすることができる。

また、一実施形態の無線受信装置では、上記制御部は、抵抗器を有し、この抵抗器は、上記ミキサから生じる電流を制御することによって、上記ミキサの動作バイアスを制御する。

この実施形態の無線受信装置によれば、上記制御部は、上記抵抗器を有するので、非常に簡単な構成で上記ミキサの動作バイアスを制御できる。したがって、上記ミキサの小型化および低コスト化が可能となる。

また、一実施形態の無線受信装置では、上記制御部は、抵抗器を有し、この抵抗器は、１０ｋΩ以上であり、上記マイクロ波トランジスタのベース端子に接続され、
この抵抗器は、上記ミキサから生じる電流を制御することによって、上記ミキサの動作バイアスを制御する。

この実施形態の無線受信装置によれば、上記制御部は、上記抵抗器を有するので、非常に簡単な構成で上記ミキサの動作バイアスを制御できる。したがって、上記ミキサの小型化および低コスト化が可能となる。

また、上記トランジスタに入力される信号が大きくなっても、上記トランジスタのベース端子に印加されるバイアス電圧が、上記抵抗器による電圧降下によって、低下して、過大電流による上記トランジスタの破壊を防ぐことができる。また、バイアス電圧が低下することにより、上記ミキサの増幅機能も低下するので、上記ミキサが歪み難く、Ｃ／Ｎ劣化や高調波ひずみによる特性劣化を防ぐことができる。

この発明の無線受信装置によれば、受信した無線多重信号の強度が大きくなっても、ミキサの動作バイアス電流が過剰にならないように制御できるので、ミキサが破壊されることを防ぐことができる。また、受信した無線多重信号の信号強度が大きい場合あるいは小さい場合でも、それに応じてミキサが適切に動作するように動作バイアスを制御できるので、広い範囲の伝送距離において、良好な受信Ｃ／Ｎを確保することができる。

以下、この発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施のマイクロ波帯無線通信システムの詳細構成図を示している。また、図２Ａは、送信装置の入力信号５ｅの周波数配置図を示す。図２Ｂは、第１のＩＦ多重信号７１ｄの周波数配置図を示す。図２Ｃは、送信装置の出力信号である無線多重信号７２の周波数配置図を示す。

図１に示すように、マイクロ波帯無線送信装置の一例としてのミリ帯無線送信装置９は、周波数配列部５と、中間周波数変換手段の一例として第１の周波数変換回路２ａと、基準信号源２ｃと、多重信号生成手段の一例としての基準信号付加回路２ｄと、送信側周波数変換手段の一例としてのミリ波周波数変換回路３ａとを備えている。

上記周波数配列部５では、地上波放送用アンテナ１ａからの入力変調波信号５ａおよび衛星放送用アンテナ１ｂからの入力変調波信号５ｂは、夫々、増幅器５１、５２で、夫々の入力変調信号５ａ、５ｂの総電力レベルが略等しくなるように調整され、混合器５３で電力合成され、かつ周波数配列され、一系列の信号５ｅ（周波数：ｆＩＦ１ｅ）が生成される。

ここで、入力変調信号５ａと入力変調信号５ｂが同じ周波数帯であれば、直接電力合成することはできないため、どちらかの変調信号が周波数変換され、夫々の信号が電力合成されて、一系列の信号５ｅ（ｆＩＦ１ｅ）が生成される。

この実施形態では、入力変調信号５ａ、５ｂは、周波数帯が異なっているため、そのまま電力合成器５３で合成している。さらに、夫々の入力変調信号５ａ、５ｂの総電力レベルが略等しくなるように調整したが、入力変調信号波の品質に応じて、電力レベルは異なったレベルで電力合成しても構わない。

次に、上記周波数軸上に配列された一系列の信号５ｅ（ｆＩＦ１ｅ）は、増幅器２０で、適当なレベルまで増幅および調整され、周波数混合器２１に入力され、第１の周波数変換がなされる。周波数変換された第１のＩＦ信号７１ａは、フィルタ２２により片側波帯信号のみを通過させ、増幅器（や適宜アッテネータ組み合わせ）２３で、適正レベルまで調整された後、一方で適正レベルに調整された基準信号７１ｃ（周波数：ｆＬＯ１）が、電力合成器２４ａにより付加され、中間周波数多重信号（周波数配列信号）７１ｄが生成される。以後、第１のIF多重信波信号７１ｄと記す。

ここで、周波数ｆＬＯ１を有した基準信号源２ｃは、電力分配器２４ｂで２分配され、一方の信号は周波数変換器２１の局部発振信号源として入力される。また電力分配された信号は、レベル制御器９５に入力され、後述する適当なレベル制御された後、基準信号７１ｃとして、電力合成器２４ａに入力され、前記第1のＩＦ信号７１ａと電力合成され、第1のＩＦ多重信波信号７１ｄが生成される。このような構成により、第１のＩＦ信号７１ａが、増幅器２３等のレベル制御手段でレベル制御された後に、基準信号７１ｃを付加するため、増幅器２３が、レベルの大きい基準信号７１ｃにより歪むことがなく、レベルの小さい上記第１のＩＦ信号７１ａ信号のみを、効率よく線形に増幅することができる。

加えて、第１のＩＦ多重信波信号７１ｄ中の第１のＩＦ信号７１ａの電力レベルと基準信号波７１ｃの電力レベルと、夫々の電力レベル配分比を、第1のＩＦ信号７１ａは、増幅器（や適宜アッテネータ組み合わせ）２３により、また、基準信号７１ｃは、レベル制御器９５により、それぞれ独立に制御することにより、送信側の周波数変換・送信回路３ａをフルパワーで、より線形に駆動させることできる。

加えて、あらかじめ送信側で、第１のＩＦ多重信号７１ｄの生成段階で、受信感度の高い最適の電力配分比に、（前記第１のＩＦ信号７１ａの電力）／（基準信号７１ｃの電力）の設定を、適当な比率に設定することが必要である。これは、周波数変換効率（受信感度）を高め、無線伝送距離を拡大することを可能とする。

なお、この実施形態の一例として、レベル制御器９５や、増幅器に使用されているレベル制御部２３のアッテネータは、チップ部品の抵抗器でＴ型アッテネータやπ型アッテネータにより構成されている。また、上記基準信号付加回路２ｄ中の電力合成器２４ａおよび電力分配器２４ｂは、出力ポートが、互いにアイソレーション特性を有したウィルキンソン型合成器が望ましい。これにより各出力ポートに漏れこんでくる信号を抑圧し、各機能回路を正常に動作させることができる。詳細には、該ウィルキンソン型の周波数合成器２４ａおよび周波数分配器２４ｂと増幅器２３によって、上記第１のＩＦ信号７１ａが基準信号付加回路２ｄ側への信号の漏れ込みや、付加された基準信号７１ｃが、周波数ミキサ２１への逆流を防ぐことが可能となる。

ここで、該周波数変換においては、望ましくは下側波帯信号を用いることによって、周波数変換後の第１のＩＦ信号７１ａは、周波数特性を反転する。この反転によって、広帯域信号である第１のＩＦ信号７１ａは、レベル制御機能を有する増幅器２３や、次段以降のミリ波帯へのアップコンバート（送信機側）及びダウンコンバート(受信機側)における周波数変換・増幅特性の周波数特性（周波数平坦性）を改善することができる。

これは、通常、準マイクロ波帯（ＵＨＦ帯）以上の高周波数においては、送信装置９および受信装置１００の周波数変換過程や増幅の過程で、一系列信号レベルは、周波数高域側よりも低域側の方が、損失が小さく（増幅の場合は利得が大きく）、高域側の方が、損失が大きい（増幅の場合は利得が小さい）。

従って、該信号レベルは、平坦な周波数特性を理想とする特性に対して、横軸を周波数、縦軸を信号強度レベルとしたとき、右下がりの周波数特性となる。さらに、該送信装置９に入力される入力変調信号５ｅ（ｆＩＦ１ｅ）自体も、通常、ケーブル長やコネクタ、ブースター増幅器５１、５２の周波数特性のため、一系列の多チャンネル映像信号の広帯域信号であるが故に、高域側と低域側でレベル差を有し、高域側のレベルが低下した変調信号となっていることが多い。

この様な周波数特性を改善（平坦な特性と）するために、送信側の第1の周波数変換により下側波帯を用いる（具体的にはフィルタ２２で下側波帯を選択する）ことにより、周波数変換される周波数特性を高域側と低域側を反転させることができる。つまり第1の周波数変換２ａ以後の過程では、低域側と高域側で反転された信号に対して、信号の高域側で損失が大きく(利得が小さく)、低域側で損失が小さく（利得が大きい）という特性が付加されてゆくため、該周波数特性は、補償されよりより平坦な特性になる。

つまり、第1のＩＦ多重信号７１ｄへの生成過程は、図２Ａから図２Ｂに示すような信号周波数配置(下記)に変換される。

第１のＩＦ基準信号７１ｃ： ｆＬＯ１
第１のＩＦ信号７１ａ ： ｆＬＯ１−ｆＩＦ１ｅ

該反転された第１のＩＦ信号７１ａに、該周波数変換に用いた局部発振信号を分配して基準信号７１ｃとして付加することで以後の処理過程（増幅、周波数変換）における周波数特性を改善することができる。つまり、以後の周波数変換・増幅の過程では、低域側と高域側で反転された信号に対して、信号の高域側で損失が大きく(利得が小さく)、低域側で損失が小さく（利得が大きい）という特性が付加されてゆくため、該周波数特性はより平坦な特性になってゆく。

その後、この第１のＩＦ多重信号７１ｄは、図１に示すように、ミリ波周波数変換回路３ａに入力され、局部発振器７（局部発振周波数ｆＬＯ２）と周波数ミキサ３１により、マイクロ波帯(この実施形態ではミリ波帯)に周波数アップコンバートされた後、バンドパスフィルタ３２で所望の多重信号を通過させる。このミリ波帯への周波数変換は、前述した周波数特性改善のために、上側波帯信号を用いる。そして、上記多重信号をミリ波増幅器３３で増幅した後、送信アンテナ４によりミリ波帯の無線多重信号７２として空間に放出される。

ここで、送信アンテナ４とミリ波増幅器３３で送信手段を構成している。尚、望ましい一実施例として、周波数ミキサ３１は、偶高調波ミキサ等のＮ（Ｎ：２以上の自然数）次高調波ミキサ用いて、局部発振器７の局部発振周波数を１／Ｎとすることができる。例えば、２次の高調波ミキサとすることによって局部発振器７の局部発振周波数を１／２とすることができる。送受信無線信号７２が、６０ＧＨｚ帯であるミリ波送受信装置であれば、局部発振器７の周波数は、２５ＧＨｚ〜３０ＧＨｚ帯でよく、直接６０ＧＨｚ帯で直接発振させる必要がないため、周波数安定度の高い送信機を、ワイアボンディング等の容易な実装で簡易に製作することができる。

上記ミリ波の無線多重信号７２の生成過程は、図２Ｃに示すような信号周波数配置(下記)に変換される。

無線基準信号７２ｃ： ｆＬＯ１＋ｆＬＯ２
無線信号７２ａ ： ｆＬＯ１＋ｆＬＯ２−ｆＩＦ１ｅ

次に、本発明の受信装置について説明する。図１に示すように、無線受信装置１００は、受信アンテナ１０１とダウンコンバータ１１０とを備えている。このダウンコンバータ１１０は、増幅器１０２とフィルタ１０３とミキサ１０４とを備えている。無線受信装置１００において、受信アンテナ１０１により受信された無線多重信号７２は、増幅器１０２で増幅された後、フィルタ１０３により帯域外不要波を除去しミキサ１０４に入力される。ミキサ１０４により、この無線多重信号７２に含まれる（第１の信号としての）無線信号７２ａと（第２の信号としての）無線基準信号７２ｃとを乗積し、ダウンコンバートすることによって、（中間周波数信号としての）入力変調信号５ｅ（ｆＩＦ１ｅ）を復調する。具体的には、下記のような過程により乗積・ダウンコンバートされる。

（ｆＬＯ１＋ｆＬＯ２）−（ｆＬＯ１＋ｆＬＯ２−ｆＩＦ１ｅ）＝ｆＩＦ１ｅ

この復調された入力変調波信号５ｅは、必要に応じてフィルタ１７２、増幅器１９５で濾波、増幅され、分波器１９０（または分配器１９０）により分波または分配され、電子器機器３８、例えばＴＶ受像機中の衛星放送波用／地上波放送用チューナ３９にそれぞれに接続される。

次に、図３Ａに、ミキサ１０４の回路構成図を示す。このミキサ１０４は、キャパシタ３０１，３０２，３１０，３１１、インダクタ３０３，３０９、検波回路３０４、バイアス制御回路３０５、入力整合回路３０６、トランジスタ３０７および出力整合回路３０８を有する。上記キャパシタ３０１，３０２，３１０，３１１および上記インダクタ３０３，３０９によって、トランジスタ３０７に直流バイアスが印加されるようになっている。また、入力整合回路３０６および出力整合回路３０８は、伝送線路やインダクタ、キャパシタなどの素子で構成され、無線多重信号７２および入力変調信号５ｅが、トランジスタ３０７に無駄なく入出力できるように設計されている。

トランジスタ３０７は、非線形動作によって無線多重信号７２から入力変調信号５ｅを復調する。ミキサ１０４に入力される無線多重信号７２は、分配され一方は検波回路３０４、他方はトランジスタ側へ入力される。

検波回路３０４は、無線多重信号７２を検波し信号強度に応じた直流電圧を出力する。トランジスタのベース（ゲート）バイアス電圧は、バイアス制御回路３０５から供給される。検波回路３０４は、ミキサ１０４に入力される無線多重信号７２を包絡線検波し信号強度に応じた直流電圧を出力する。この検波回路３０４は、ダイオードやトランジスタ等を用いて作製することができる。

バイアス制御回路３０５は、検波回路３０４の出力電圧に応じて、直流電源より供給される一定電圧を調整し、トランジスタ３０７のベース（ゲート）端子にベース（ゲート）電圧Ｖｂを供給する。

ここで、あらかじめトランジスタに入力される無線多重信号７２の各入力レベルにおいてトランジスタ３０７に過電流が生じずに、かつ出力される入力変調信号５ｅが、歪が少なくＣ／Ｎ特性が良くなるようなベース（ゲート）電圧Ｖｂを測定しておき、バイアス制御回路３０５はその条件を満足するように動作するよう設計される。一般的には、入力される信号強度が大きいとき、Ｖｂは低く、小さいとき、Ｖｂが高くなるように設計する。バイアス制御回路３０５は、アナログ回路でもデジタル回路でも構わない。

このようにすれば、受信信号強度が大きくても小さくても受信Ｃ／Ｎを確保することができるので、無線装置を広範囲の伝送距離で用いることができる。また、受信信号強度が大きくなりすぎても、トランジスタ３０７の動作電流が過剰になることを抑えるのでトランジスタが破壊されることを防ぐことができる。

このミキサ１０４は、ミリ波帯の信号を周波数変換するのでミリ波帯の損失が少ないＧａＡｓ基板上にＭＭＩＣとして構成するのが望ましいが、これに限定されるものではなく、各チップ素子をハイブリッドで構成しても構わない。また、トランジスタ３０７はＨＥＭＴ素子でも、バイポーラトランジスタでも構わない。

つまり、上記ミキサ１０４は、上記第１の信号または上記第２の信号の少なくともいずれか一方の信号強度に応じて、上記ミキサ１０４の動作バイアスを制御する制御部を有する。上記ミキサ１０４は、マイクロ波トランジスタ３０７を有し、上記ミキサ１０４は、上記第１の信号および上記第２の信号を上記マイクロ波トランジスタ３０７のベースに抽入するベース注入型ミキサである。上記制御部は、上記バイアス制御回路３０５を有する。

図３Ｂに、他の実施例のミキサ１０４の回路構成図を示す。この実施形態では、図３Ａと比較して、検波回路３０４およびバイアス制御回路３０５を抵抗器３２０に置き換えた構成になっている点が異なる。また、トランジスタ３０７はバイポーラトランジスタで構成されている。なお、図３Ａと同一の部分には、同一の参照番号を付して、詳細な説明を省略する。

上記抵抗器３２０によってミキサの動作バイアスが制御される原理を説明する。

上記トランジスタ３０７に印加されるベース電圧Ｖｂは、直流電源から供給される一定電圧をＶ１、トランジスタのベース電流をＩｂ、上記抵抗器３２０の抵抗値をＲとすると、以下のような関係になる。

Ｖｂ＝Ｖ１−Ｉｂ×Ｒ

ここで、トランジスタ３０７に入力される無線多重信号７２の強度が高くなるとそれに応じてトランジスタ３０７の非線形動作によりベース電流Ｉｂが増加しようとする。しかし、ベース電流Ｉｂが増加しようとすると抵抗器３２０によって電圧降下が生じ、ベース電圧Ｖｂを低下させるように働く。ベース電圧Ｖｂが低下するとベース電流Ｉｂは減少する。

以上の作用により、入力される無線多重信号７２の強度が大きくなっても、ベース電流Ｉｂはあまり増加しない。このように抵抗器３２０は、トランジスタ３０７に入力される信号の電力が大きくなっても、ミキサの動作バイアス電流が過剰にならないように制御できるので、ミキサ自体が破壊されることを防ぐことができる。

加えて、Ｖｂが低下することによってトランジスタの増幅作用が小さくなるので、出力される入力変調信号５ｅが、高調波歪みが生じにくくなりＣ／Ｎ特性が良くなる。また、入力信号強度の小さいときには、ベース電流Ｉｂが小さくほとんど変化しないので、供給する直流電源電圧Ｖ１は、入力レベルが低いときでも、ミキサが動作し出力される入力変調信号５ｅのＣ／Ｎ特性が最も良くなる値に設定しておくのが望ましい。

この実施形態では、抵抗器３２０の値は２０ｋΩとしているが、実験の結果以上の効果を得るためには１０ｋΩ以上であることが好ましい。また、抵抗値は１００ｋΩ以下であることが望ましい。その場合、直流電源電圧Ｖ１の設定値が高くならないので、消費電力を少なくすることができる。

つまり、上記制御部は、上記抵抗器３２０を有し、この抵抗器３２０は、１０ｋΩ以上であり、上記マイクロ波トランジスタ３０７のベース端子に接続され、この抵抗器３２０は、上記ミキサ１０４から生じる電流を制御することによって、上記ミキサ１０４の動作バイアスを制御する。

したがって、上記抵抗器３２０だけという非常に簡単な構成で、上記ミキサ１０４の動作バイアスを制御できるので、受信装置や上記ミキサ１０４の小型化および低コスト化には大変有利である。

図３Ｃに、別の実施例のミキサ１０４の回路構成図を示す。本実施例では、図３Ｂと比較して、ベース端子でははく、エミッタ端子に抵抗器が接続されている点で異なる。なお、図３Ｂと同一の部分には、同一の参照番号を付して、詳細な説明を省略する。

マイクロ波トランジスタ３０７のベース端子は、直流電源に直接接続され、エミッタ端子は、抵抗器６０２および高周波通過用のキャパシタ６０３が並列に接続されたものを介して、接地されている。高周波通過用のキャパシタ６０３により、高周波信号が抵抗器６０２に流れるのを防ぐので、高周波信号の減衰・劣化が生じない。

ここで、抵抗器６０２によってミキサの動作バイアスが制御される原理を説明する。

トランジスタ３０７に印加されるベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅは、直流電源から供給される一定電圧をＶ１、トランジスタのエミッタ電流をＩｅ、抵抗器６０２の抵抗値をＲ１とすると、以下のような関係になる。

Ｖｂｅ＝Ｖ１−Ｉｅ×Ｒ１

ここで、トランジスタ３０７に入力される無線多重信号７２の強度が高くなるとそれに応じてトランジスタ３０７の非線形動作によりエミッタ電流Ｉｅが増加しようとする。しかし、エミッタ電流Ｉｅが増加しようとすると抵抗器６０２によって電圧降下が生じ、ベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅを低下させるように働く。ベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅが低下するとエミッタ電流Ｉｅは減少する。

以上の作用により、入力される無線多重信号７２の強度が大きくなっても、エミッタ電流Ｉｅはあまり増加しない。このように抵抗器６０２は、トランジスタ３０７に入力される信号の電力が大きくなっても、ミキサの動作バイアス電流が過剰にならないように制御できるので、ミキサ自体が破壊されることを防ぐことができる。

加えて、Ｖｂｅが低下することによってトランジスタの増幅作用が小さくなるので、出力される入力変調信号５ｅが、高調波歪みが生じにくくなりＣ／Ｎ特性が良くなる。また、入力信号強度の小さいときには、エミッタ電流Ｉｅが小さくほとんど変化しないので、供給する直流電源電圧Ｖ１は、入力レベルが低いときでも、ミキサが動作し出力される入力変調信号５ｅのＣ／Ｎ特性が最も良くなる値に設定しておくのが望ましい。

本実施例のトランジスタ３０７の電流増幅率βは約１００であるので、ベース端子に抵抗器を接続した場合に比べエミッタ端子に接続する抵抗値を１／１００にすれば等しい効果が得られる。

したがって、本実施例では、抵抗器６０２の値は２００Ωとした。同様の効果を得るためには１００Ω以上であることが好ましい。また、抵抗値は設定する１ｋΩ以下であることが望ましい。その場合、直流電源電圧Ｖ１の設定値が高くならないので、消費電力を少なくすることができる。

つまり、上記制御部は、上記抵抗器６０２を有し、この抵抗器６０２は、１００Ω以上であり、上記マイクロ波トランジスタ３０７のエミッタ端子に接続され、この抵抗器６０２は、上記ミキサ１０４から生じる電流を制御することによって、上記ミキサ１０４の動作バイアスを制御する。

したがって、非常に簡単な構成でミキサの動作バイアスを制御できるので、受信装置や上記ミキサ１０４の小型化および低コスト化には大変有利である。本実施形態では、トランジスタ３０７はバイポーラトランジスタについて説明したが、ＦＥＴ系トランジスタを用いても構わない。その場合エミッタ端子をソース端子に置き換えればよい。

本実施例の受信形態では、電力配分比（第１のＩＦ信号７１ａの電力）／（基準信号７１ｃの電力）が約１のときに、受信感度の高い（受信Ｃ／Ｎがよい）最適の伝送が可能となり、無線伝送距離を最大にすることができる。

（第２の実施形態）
図４に、本発明の第２の実施形態のミリ波受信装置の詳細構成図示している。本実施形態における送信装置９までの構成は、第１の実施形態と同様であり省略し、受信装置４００について説明する。また、図５Ａは、ミリ波受信装置４００の受信信号である無線多重信号７２の周波数配置図を示す。図５Ｂと図５Ｃは、第２のＩＦ多重信号７４の周波数配置図を示す。図５Ｄは、この受信機の出力信号７６（入力変調信号５ｅと同等）の周波数配置図を示す。

本実施形態では、受信出力信号７６を復調する前に無線多重信号７２を、一旦、局部発振器（発振周波数：ｆＬＯ３）でダウンコンバートし、第２のＩＦ多重信号７４を生成する点で異なる。

図４に示すように、無線受信装置４００は、受信アンテナ１０１、第１のダウンコンバータ４０１および第２のダウンコンバータ４０２を備える。

まず、第１のダウンコンバータ４０１について説明する。第１のダウンコンバータ４０１は、増幅器１０２とフィルタ１０３とミキサ４０３と局部発振器４０４とを備えている。

無線受信装置４００において、受信アンテナ１０１により受信された無線多重信号７２は、増幅器１０２で増幅された後、フィルタ１０３により帯域外不要波を除去し、ミキサ４０３に入力される。ミキサ４０３は、局部発振器４０４から生成される局部発振信号（ｆＬＯ３）を用いてダウンコンバートすることによって、第２のＩＦ多重信号７４を出力する。

つまり、上記第１のダウンコンバータ４０１は、（第１の信号としての）無線信号７２ａと（第２の信号としての）無線基準信号７２ｃとを含む無線多重信号を受信し、受信した無線多重信号を局部発振信号によりダウンコンバートして、（第１の中間周波数信号としての）第２のＩＦ多重信号７４を生成する。

本実施形態では、第２のＩＦ多重信号７４が２〜５ＧＨｚ程度になるようにした。尚、望ましい一実施例として、ミキサ４０３は偶高調波ミキサ等のＮ（Ｎ：２以上の自然数）次高調波ミキサ用いて、局部発振器４０４の局部発振周波数を１／Ｎとすることができる。例えば、２次の高調波ミキサとすることによって、局部発振器４０４の局部発振周波数を１／２とすることができる。

また、送受信無線信号７２が、６０ＧＨｚ帯であるミリ波送受信装置であれば、局部発振器４０４の周波数は、２５ＧＨｚ〜３０ＧＨｚ帯でよく、直接６０ＧＨｚ帯で直接発振させる必要がないため、周波数安定度の高い送信機を、ワイアボンディング等の容易な実装で簡易に製作することができる。

第２のＩＦ多重信号７４を生成する過程は、図５Ａと図５Ｂに示すような信号周波数配置となる。

第２のＩＦ基準信号７４ｃ： ｆＬＯ１＋ｆＬＯ２−ｆＬＯ３
第２のＩＦ信号７４ａ ： ｆＬＯ１＋ｆＬＯ２−ｆＬＯ３−ｆＩＦ１ｅ

第２のＩＦ多重信号７４は、第２のＩＦ信号７４ａと第２のＩＦ基準信号７４ｃとで構成されている。また、ダウンコンバートによって周波数配列が反転しないように、ｆＬＯ１＋ｆＬＯ２＞ｆＬＯ３となるようにすることが望ましい。受信装置４００からの出力信号７６の周波数特性を平坦にすることができる。

次に、図４に示すように、第２のダウンコンバータ４０２について説明する。

上記第２のダウンコンバータ４０２は、第１の経路Ｐ１と、第２の経路Ｐ２と、上記第１の中間周波数信号を上記第１の経路Ｐ１と上記第２の経路Ｐ２とに分配する分配器４０７とを有する。

上記第１の経路Ｐ１は、上記分配器４０７からの（第１の中間周波数信号としての）第２のＩＦ多重信号７４を上記ミキサ４０８に伝送する。

上記第２の経路Ｐ２は、（第１の中間周波数信号としての）第２のＩＦ多重信号７４から（第２の信号としての）第２のＩＦ基準信号７４ｃを抽出するフィルタ４０９と、このフィルタ４０９から抽出された（第２の信号としての）第２のＩＦ基準信号７４ｃを増幅する増幅器４１０とを有する。そして、この増幅された（第２の信号としての）第２のＩＦ基準信号７４ｃを上記ミキサ４０８に伝送する。

第２のダウンコンバータ４０２において、第１のダウンコンバータ４０１から出力される第２のＩＦ多重信号７４をフィルタ４０５、増幅器４０６で適宜不要波が除去され、増幅される。

続いて、第２のＩＦ多重信号７４は、電力分配器４０７で２分配され、一方は、ミキサ４０８に入力される。他方は、第２のＩＦ基準信号７４ｃのみを通過させるバンドパスフィルタ４０９を介して、増幅器４１０によって増幅する。該バンドパスフィルタで抽出され増幅された第２のＩＦ基準信号７４ｃは、ミキサ４０８に入力される。ミキサ４０８において、第２のＩＦ信号７４ａと増幅された第２のＩＦ基準信号７４ｃとを乗積、ダウンコンバートすることによって出力信号７６を得る。

つまり、上記第２のダウンコンバータ４０２は、（第１の中間周波数信号としての）第２のＩＦ多重信号７４に含まれる（第１の信号としての）第２のＩＦ信号７４ａと（第２の信号としての）第２のＩＦ基準信号７４ｃとを上記ミキサ４０８によりダウンコンバートして、（第２の中間周波数信号としての）出力信号７６を生成する。

具体的には、図５Ｃと図５Ｄ、および、下記の過程により、乗積・ダウンコンバートされる。

（ｆＬＯ１＋ｆＬＯ２−ｆＬＯ３）−（ｆＬＯ１＋ｆＬＯ２−ｆＬＯ３−ｆＩＦ１ｅ）＝ｆＩＦ１ｅ

この復調された出力信号７６は、図４に示すように、必要に応じてフィルタ１７２、増幅器１９５で濾波、増幅され、分波器（または分配器）１９０により分波（または分配）され、電子器機器３８、例えばＴＶ受像機中の衛星放送波用／地上波放送用チューナ３９のそれぞれに接続される。

次に、図６Ａ〜図６Ｃに、ミキサ４０８の回路構成図を示す。本実施例のミキサは、図３Ａ〜図３Ｃに示した第１の実施形態のミキサと比べ、入力される第２のＩＦ多重信号７４と第２のＩＦ基準信号７４ｃと電力合成する点で異なる。なお、図３Ａ〜図３Ｃと同一の部分には、同一の参照番号を付して、詳細な説明を省略する。

まず、ミキサ４０８に入力される第２のＩＦ多重信号７４と第２のＩＦ基準信号７４ｃを電力合成器６０１によって合成する。以降のミキサの構成は、第１の実施形態（図３Ａ〜図３Ｃ）と周波数帯は異なるが、ミキサ１０３と同様の構成にしている。

一例として、図６Ｂに示したミキサ４０８を説明する。合成された第２のＩＦ多重信号７４と第２のＩＦ基準信号７４ｃをトランジスタ３０７で乗積すると、出力信号７６が生成される。

以上の構成により、上記ミキサ４０８の動作バイアスを制御することができ、受信信号強度が大きくても小さくても、受信Ｃ／Ｎを確保することができるので、無線装置を広範囲の伝送距離で用いることができる。また、受信信号強度が大きくなりすぎても、トランジスタ３０７の動作電流が過剰になることを抑えるので、トランジスタ３０７が破壊されることを防ぐことができる。

また、本実施例のように、第２のＩＦ多重信号７４と第２のＩＦ基準信号７４ｃとを合成してマイクロ波トランジスタのベースに注入するベース注入型ミキサであることが好ましい。ベース注入型の構成であれば増幅機能も有することにより、合成された２信号は増幅されるので、ミキサの入力ポートは少ない信号強度で周波数変換することができる。その結果、伝送距離を長くすることができる。

さらに、電力合成器６０１、電力分配器４０７は各出力ポート間でアイソレーション特性を持つウィルキンソン型電力分配・合成器あることが望ましい。ループ４１１によって回路に異常発振が生じ難くすることができる。

本実施形態によれば、受信出力信号７６を復調する前に無線多重信号７２を、一端ダウンコンバートし、第２のＩＦ多重信号７４を生成している。従って、ミキサ４０８を含む第２のダウンコンバータ４０２は比較的低い周波数帯を扱うため、安価な部品で構成することができる。また、ミキサに入力される電力配分比（第２のＩＦ信号７４ａの電力）／（第２のＩＦ基準信号７４ｃの電力）は、ミキサ４０８で受信感度の高い（受信Ｃ／Ｎがよい）ダウンコンバートを行うための最適条件が存在するが、第２のＩＦ基準信号７４ｃは増幅器４１０により増幅されるので、（図１、図２Ｂに示すように）あらかじめ送信器側での第１のＩＦ多重信号７１ｄの生成段階で、最適な電力配分比（第１のＩＦ信号７１ａの電力）／（基準信号７１ｃの電力）の設定値を高くすることができる。これにより周波数変換効率（受信感度）を高め、無線伝送距離をさらに拡大することを可能となる。

本実施形態では、上記経路Ｐ１を通過する第２のＩＦ多重信号７４には、第２のＩＦ基準信号７４ｃも含まれている。この信号を経路Ｐ２を通過する第２のＩＦ基準信号７４ｃを用いて、ミキサ４０８で周波数ダウンコンバートすることによっても、ダウンコンバートされた信号にはDC電流成分がいくらか発生する。このＤＣ電流成分を用いて、ミキサ４０８のバイアス電流を制御することも可能である。具体的には、ダウンコンバートによって発生した電流は、受信感度に応じて変化する、つまり受信感度が強いときには大きなDC電流を発生し、受信感度が小さいときには小さなDC電流として発生する。このことを利用して、ミキサのバイアス制御することが可能となる。この結果、Ｃ／Ｎ劣化や高調波ひずみ特性劣化を小さくすることができる。

本実施形態では、第２のＩＦ多重信号７４を増幅器４０６で増幅後、電力分配器４０７で２分配し、各信号をミキサ４０８に入力する構成にしているが、ミキサ４０８の動作バイアスを制御する構成であれば、適宜減衰器、フィルタ、増幅器が挿入されていても構わないし、分配せずにミキサ４０８に入力する構成にしても構わない。例えば、経路Ｐ１に第２のＩＦ信号７４ａのみを通過させるバンドパスフィルタを挿入しても構わない。

（第３の実施形態）
図７に、本発明の第３の実施形態のミリ波受信装置の詳細構成図示している。ミリ波送信装置９の構成、および、受信機側ミリ波帯から第２のＩＦ多重信号７４を生成する部分までは同等である。第２のダウンコンバータで、第２のＩＦ多重信号７４を２分配し、分配された２信号を共に増幅器で増幅する点が第２の実施形態と異なる。

上記第２のダウンコンバータ４０２は、第１の経路Ｐ１と、第２の経路Ｐ２と、（第１の中間周波数信号としての）第２のＩＦ多重信号７４を上記第１の経路Ｐ１と上記第２の経路Ｐ２とに分配する分配器４０７とを有する。

上記第１の経路Ｐ１は、（第１の中間周波数信号としての）第２のＩＦ多重信号７４を増幅する増幅器７０１を有する。そして、この増幅された（第１の中間周波数信号としての）第２のＩＦ多重信号７４を上記ミキサ４０８に伝送する。

上記第２の経路Ｐ２は、（第１の中間周波数信号としての）第２のＩＦ多重信号７４から（第２の信号としての）第２のＩＦ基準信号７４ｃを抽出するフィルタ４０９と、このフィルタ４０９から抽出された（第２の信号としての）第２のＩＦ基準信号７４ｃを増幅する増幅器４１０とを有する。そして、この増幅された（第２の信号としての）第２のＩＦ基準信号７４ｃを上記ミキサ４０８に伝送する。

そして、上記第２のダウンコンバータ４０２では、第１のダウンコンバート後、第２のＩＦ多重信号７４はフィルタ４０５で適宜不要波が除去される。続いて、第２のＩＦ多重信号７４は、電力分配器４０７で２分配され、一方の信号は、増幅器７０１で増幅され、必要であれば減衰器７０２でレベル調整された後、ミキサ４０８に入力される。他方の信号は、第２のＩＦ基準信号７４ｃのみを通過させるバンドパスフィルタ４０９を介して、増幅器４１０によって増幅され、増幅された第２のＩＦ基準信号７４ｃをミキサ４０８に入力される。

ミキサ４０８において、増幅およびレベル調整された第２のＩＦ信号７４ａと増幅された第２のＩＦ基準信号７４ｃとを乗積し、ダウンコンバートすることによって、出力信号７６を得る。ミキサ４０８は、第２の実施形態で説明したものと同じ構成である。

本構成によれば、分配された２つの経路Ｐ１，Ｐ２ともに、増幅器４１０，７０１が接続されているので、増幅器４１０，７０１の高いアイソレーション作用によって、ループ４１１によって生じる帰還を抑えことができ、回路に異常発振が生じないようにすることができる。

（第４の実施形態）
図８に、本発明の第４の実施形態のミリ波受信装置の詳細構成図示している。ミリ波送信装置９の構成、および、受信機側ミリ波帯から第２のＩＦ多重信号７４を生成する部分までは同等である。第２のダウンコンバータで、第２のＩＦ多重信号７４から、この多重信号中に含まれる第２のＩＦ基準信号７４ｃによる周波数ダウンコンバートで、出力信号７６を生成(入力変調波５ｅの再生)する部分が異なる。

上記第２のダウンコンバータ４０２は、第１の経路Ｐ１と、第２の経路Ｐ２と、第３の経路Ｐ３と、（第１の中間周波数信号としての）第２のＩＦ多重信号７４を上記第１の経路Ｐ１と上記第２の経路Ｐ２と上記第３の経路Ｐ３とに分配する分配器８０１ａとを有する。

上記第１の経路Ｐ１は、（第１の中間周波数信号としての）第２のＩＦ多重信号７４から所定帯域の信号を抽出するフィルタ８０５を有する。そして、この所定帯域の信号を第１の上記ミキサ８０４ａに伝送する。

上記第２の経路Ｐ２は、（第１の中間周波数信号としての）第２のＩＦ多重信号７４から所定帯域の信号を抽出するフィルタ８０６を有する。そして、この所定帯域の信号を第２の上記ミキサ８０４ｂに伝送する。

上記第３の経路Ｐ３は、（第１の中間周波数信号としての）第２のＩＦ多重信号７４から（第２の信号としての）第２のＩＦ基準信号７４ｃを抽出するフィルタ８０２と、このフィルタ８０２から抽出された（第２の信号としての）第２のＩＦ基準信号７４ｃを増幅する増幅器８０３ａ，８０３ｂ，８０３ｃとを有する。そして、この増幅された（第２の信号としての）第２のＩＦ基準信号７４ｃを上記第１のミキサ８０４ａおよび上記第２のミキサ８０４ｂに伝送する。

そして、上記第２のダウンコンバータ４０２では、第１のダウンコンバート後、フィルタ４０５により、第２のＩＦ多重信号７４を通過させたのち増幅器４０６で増幅したあと、電力分配器８０１ａで３分配する。

その後、上記第３の経路Ｐ３では、第２のＩＦ基準信号７４ｃを抽出するフィルタ８０２で第２のＩＦ基準信号７４ｃを抽出し、増幅分配後、夫々増幅器８０３ａ，８０３ｂで増幅され、上記第１のミキサ８０４ａおよび上記第２のミキサ８０４ｂの局部発振信号となる。

一方、所望信号波は、フィルタ８０５およびフィルタ８０６で帯域分割し、第１の経路Ｐ１および第２の経路Ｐ２で、第２のＩＦ多重信号７４は、フィルタ８０５およびフィルタ８０６の特性に応じて、分波される。

このフィルタ８０５，８０６で分波された特性を、図９Ａと図９Ｂに示す。なお、フィルタ８０２による第２のＩＦ基準信号７４ｃの抽出も同時に合わせて示している。

上記第１の経路Ｐ１では、フィルタ８０５は、第２のＩＦ基準信号７４ｃを含んで所望信号７４ａとして分波する。上記第２の経路Ｐ２では、フィルタ８０６は、所望信号波の一部だけの所望信号７４ｂとして分波する。

具体例としては、図２で示した変調信号波に地上デジタル放送信号ｆＩＦ１ａと衛星放送信号ｆＩＦ１ｂを用いた場合、フィルタ８０５では、該基準信号波７４ｃと地上デジタル放送部７４ａが選択通過される。一方、フィルタ８０６では、衛星放送信号部７４ｂが選択通過される。減衰器８０７ａ，８０７ｂで、レベル調整された後、夫々のミキサ８０４ａ，８０４ｂの入力信号となり、抽出された前記局部発振信号により周波数変換される。

第２の周波数変換された信号波は、図９Ｃに示すように、送信機への入力信号波である地上波信号ｆＩＦ１ａおよび衛星放送信号ｆＩＦ１ｂが復調された構成となる。ミキサ８０４ａ，８０４ｂの構成は、第２の実施形態で説明した構成と同様にしているが、復調された地上波信号ｆＩＦ１ａおよび衛星放送信号ｆＩＦ１ｂの受信Ｃ／Ｎ特性を夫々最適になるようにミキサ８０４ａ，８０４ｂの動作バイアスは別々に制御することが可能となる。そのため受信効率を高め、伝送距離を長くすることができる。

なお、減衰器８０７ａ，８０７ｂは、０．１ｄＢ〜３ｄＢ程度の弱い減衰器であるが、アイソレータや低利得の増幅器でも構わなく、該減衰器やアイソレータや低利得の増幅器により、上記第１の経路Ｐ１と上記第３の経路Ｐ３によってできるループＬ２、および、上記第２の経路Ｐ２と上記第３の経路Ｐ３によってできるループＬ３を負帰還ループに近づけることにより、抽出された該基準信号７４ｃを局部発振源とするダウンコンバートをより安定におこなうことが可能となる。

加えて、フィルタ８０５，８０６により帯域分割して、狭帯域でダウンコンバートを行い、周波数変換に伴う歪み、とりわけ、２次・３次高調波歪みの影響を低減することができる。加えて、３分配後に増幅器８０３ａ，８０３ｂ，８０３ｃを配置し、ミキサ８０４ａ，８０４ｂにおいて、局発部を共用化し、かつ、２分配８０１ｂ後に、増幅器８０３ａ，８０３ｂを配置しており、該増幅器のアイソレーション作用のため、夫々の第２のＩＦ信号７４ａ，７４ｂが、ミキサ８０４ａ，８０４ｂの局発端子からの漏れるのを防ぐことができる。

本実施形態でも、第２の実施形態と同様に、受信信号強度によってミキサの動作バイアスを制御するので、受信信号強度が大きくなりすぎても、ミキサの破壊を防ぐことができる。また、ミキサ８０４ａ、８０４ｂは別々に制御したが、共通に制御しても構わない。例えば、各ミキサのバイアス制御回路３０５や抵抗器３２０を１つに合わせて共通バイアス回路とし、各ミキサに同じ動作バイアスが供給されるようにしてもよい。

本実施形態では経路Ｐ１には第２のＩＦ基準信号７４ｃが含まれているので、ダウンコンバートによって、ミキサ８０４ａにはＤＣ電流成分がいくらか発生し、その電流成分をバイアス制御に用いることができる。しかし、経路Ｐ２には第２のＩＦ基準信号７４ｃが含まれておらず、ダウンコンバートによって発生するＤＣ電流成分が小さくなるのでこのＤＣ電流成分をミキサ８０４ｂのバイアス制御に用いることが困難な場合には、バイアスを共通化しておくことにより、ミキサ８０４ａで発生したＤＣ電流成分でミキサ８０４ｂを制御することも可能となる。これによって、Ｃ／Ｎ劣化や歪特性劣化を小さくすることができる。

なお、上記実施形態では、入力変調波信号として地上放送波と衛星放送波で説明したが、二つの衛星放送波や、衛星放送波とＣＡＴＶ(Cable Television)信号等の組み合わせであっても構わないし、その他、例えば無線ＬＡＮ等のＩＦ段階またはＲＦでの変調波信号等を入力変調波信号としてもよい。

ここで、上記実施形態では、ミリ波帯の無線信号を送受信する無線通信システムについて説明したが、無線信号はミリ波帯に限るものではなく、ミリ波帯を含むマイクロ波の周波数帯域についてこの発明を適用することができる。

本発明の第１の実施形態におけるマイクロ波帯無線通信システムの構成図である。 入力信号の周波数配置図である。 第１のＩＦ多重信号の周波数配置図である。 出力信号である無線多重信号の周波数配置図である。 ミキサの回路構成図である。 他のミキサの回路構成図である。 別のミキサの回路構成図である。 本発明の第２の実施形態におけるミリ波受信装置の構成図である。 受信信号である無線多重信号の周波数配置図である。 第２のＩＦ多重信号の周波数配置図である。 第２のＩＦ多重信号の周波数配置図である。 出力信号の周波数配置図である。 ミキサの回路構成図である。 他のミキサの回路構成図である。 別のミキサの回路構成図である。 本発明の第３の実施形態におけるミリ波受信装置の構成図である。 本発明の第４の実施形態におけるミリ波受信装置の構成図である。 第２のＩＦ多重信号の分波された一方の信号の周波数配置図である。 第２のＩＦ多重信号の分波された他方の信号の周波数配置図である。 復調信号の周波数配置図である。 従来の無線受信機の構成および周波数配置を示す概略図である。

符号の説明

５ｅ 入力変調信号（中間周波数信号）
７２ 無線多重信号
７２ａ 無線信号（第１の信号）
７２ｃ 無線基準信号（第２の信号）
７４ 第２のＩＦ多重信号（第１の中間周波数信号）
７４ａ 第２のＩＦ信号（第１の信号）
７４ｃ 第２のＩＦ基準信号（第２の信号）
７６ 出力信号（第２の中間周波数信号）
１００、４００ 無線受信装置
１１０ ダウンコンバータ
１０４、４０３、４０８、８０４ａ、８０４ｂ ミキサ
３０４ 検波回路
３０５ バイアス制御回路（制御部）
３０７ マイクロ波トランジスタ
３２０、６０２ 抵抗器（制御部）
４０１ 第１のダウンコンバータ
４０２ 第２のダウンコンバータ
４０５、４０９、８０２、８０５，８０６ フィルタ
４０６、４１０、７０１、８０３ａ、８０３ｂ、８０３ｃ 増幅器
４０７、８０１ａ 電力分配器
６０１ 電力合成器
９００ 無線受信装置
９０２、９０８、９０９ フィルタ
９０３、９０６、９１０ 増幅器
９０５、９１１ ミキサ
Ｐ１ 第１の経路
Ｐ２ 第２の経路
Ｐ３ 第３の経路

Claims (9)

1. 第１の信号と第２の信号とを含む無線多重信号を受信し、上記第１の信号と上記第２の信号とをミキサにより乗積することで上記無線多重信号をダウンコンバートして、中間周波数信号を生成するダウンコンバータを備え、
   上記ミキサは、上記第１の信号または上記第２の信号の少なくともいずれか一方の信号強度に応じて、上記ミキサの動作バイアスを制御する制御部を有し、
   上記ミキサは、上記無線多重信号をベースに受けて入力変調信号を出力するトランジスタを有し、
   上記制御部は、上記無線多重信号の強度が大きいとき、上記トランジスタのベース電圧を低くする一方、上記無線多重信号の強度が小さいとき、上記トランジスタのベース電圧を高くするように制御することを特徴とする無線受信装置。
2. 第１の信号と第２の信号とを含む無線多重信号を受信し、受信した無線多重信号を局部発振信号によりダウンコンバートして、第１の中間周波数信号を生成する第１のダウンコンバータと、
   上記第１の中間周波数信号に含まれる上記第１の信号と上記第２の信号とをミキサにより乗積することで、上記第１の中間周波数信号をダウンコンバートして、第２の中間周波数信号を生成する第２のダウンコンバータと
   を備え、
   上記ミキサは、上記第１の信号または上記第２の信号の少なくともいずれか一方の信号強度に応じて、上記ミキサの動作バイアスを制御する制御部を有し、
   上記ミキサは、上記無線多重信号をベースに受けて上記第２の中間周波数信号を出力するトランジスタを有し、
   上記制御部は、上記無線多重信号の強度が大きいとき、上記トランジスタのベース電圧を低くする一方、上記無線多重信号の強度が小さいとき、上記トランジスタのベース電圧を高くするように制御することを特徴とする無線受信装置。
3. 請求項２に記載の無線受信装置において、
   上記第２のダウンコンバータは、
   第１の経路と、
   第２の経路と、
   上記第１の中間周波数信号を上記第１の経路と上記第２の経路とに分配する分配器と
   を有し、
   上記第１の経路は、上記分配器からの上記第１の中間周波数信号を上記ミキサに伝送し、
   上記第２の経路は、上記第１の中間周波数信号から上記第２の信号を抽出するフィルタと、このフィルタから抽出された上記第２の信号を増幅する増幅器とを有すると共に、この増幅された第２の信号を上記ミキサに伝送することを特徴とする無線受信装置。
4. 請求項２に記載の無線受信装置において、
   上記第２のダウンコンバータは、
   第１の経路と、
   第２の経路と、
   上記第１の中間周波数信号を上記第１の経路と上記第２の経路とに分配する分配器と
   を有し、
   上記第１の経路は、上記第１の中間周波数信号を増幅する増幅器を有すると共に、この増幅された上記第１の中間周波数信号を上記ミキサに伝送し、
   上記第２の経路は、上記第１の中間周波数信号から上記第２の信号を抽出するフィルタと、このフィルタから抽出された上記第２の信号を増幅する増幅器とを有すると共に、この増幅された第２の信号を上記ミキサに伝送することを特徴とする無線受信装置。
5. 請求項２に記載の無線受信装置において、
   上記第２のダウンコンバータは、
   第１の経路と、
   第２の経路と、
   第３の経路と、
   上記第１の中間周波数信号を上記第１の経路と上記第２の経路と上記第３の経路とに分配する分配器と
   を有し、
   上記第１の経路は、上記第１の中間周波数信号から所定帯域の信号を抽出するフィルタを有すると共に、この所定帯域の信号を第１の上記ミキサに伝送し、
   上記第２の経路は、上記第１の中間周波数信号から所定帯域の信号を抽出するフィルタを有すると共に、この所定帯域の信号を第２の上記ミキサに伝送し、
   上記第３の経路は、上記第１の中間周波数信号から上記第２の信号を抽出するフィルタと、このフィルタから抽出された上記第２の信号を増幅する増幅器とを有すると共に、この増幅された第２の信号を上記第１のミキサおよび上記第２のミキサに伝送することを特徴とする無線受信装置。
6. 請求項１または２に記載の無線受信装置において、
   上記ミキサは、マイクロ波トランジスタを有することを特徴とする無線受信装置。
7. 請求項６に記載の無線受信装置において、
   上記ミキサは、上記第１の信号および上記第２の信号を上記マイクロ波トランジスタのベースに抽入するベース注入型ミキサであることを特徴とする無線受信装置。
8. 請求項１または２に記載の無線受信装置において、
   上記制御部は、抵抗器を有し、
   この抵抗器は、上記ミキサから生じる電流を制御することによって、上記ミキサの動作バイアスを制御することを特徴とする無線受信装置。
9. 請求項６に記載の無線受信装置において、
   上記制御部は、抵抗器を有し、
   この抵抗器は、１０ｋΩ以上であり、上記マイクロ波トランジスタのベース端子に接続され、
   この抵抗器は、上記ミキサから生じる電流を制御することによって、上記ミキサの動作バイアスを制御することを特徴とする無線受信装置。

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