JP2989428B2 - 時分割型ｆｍレーダシステム - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、車載用ミリ波レーダー
システムなどとして利用される時分割型レーダシステム
に関するものである。
システムなどとして利用される時分割型レーダシステム
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】乗用車などの車両に搭載され追突や衝突
防止用警報装置などに利用される車載用レーダーシステ
ムのうち電波を利用するものとしては、パルスを送受信
するパルスレーダの形態と、ＦＭ波を送受信するＦＭレ
ーダの形態とが考えられる。車載用のレーダシステムで
は数十ｃｍ程度の至近距離をも検出する必要がある点を
考慮すると、パルスレーダーの形式よりもＦＭレーダー
の形式が適するものと考えられる。このＦＭレーダシス
テムでは、周波数が時間と共に、好ましくは時間と共に
直線的に変化するＦＭ波が発生される。発生されたＦＭ
波は電力分割器で分割され、一方が送信波としてアンテ
ナから放射され、他方が局発信号として混合回路の局発
信号入力端子に供給される。対向車両などの物体（以下
「標的」と称する）で生じた反射波がアンテナで受信さ
れ、この受信反射波が混合回路の受信信号入力端子に供
給され、局発信号と混合されてビート信号を発生する。
このビート信号の周波数を検出することにより、混合回
路の各入力端子に供給される局発信号と受信信号との時
間差、すなわち、アンテナと標的との間をＦＭ波が伝播
するのに要した時間、従ってアンテナと物体との距離が
検出される。
防止用警報装置などに利用される車載用レーダーシステ
ムのうち電波を利用するものとしては、パルスを送受信
するパルスレーダの形態と、ＦＭ波を送受信するＦＭレ
ーダの形態とが考えられる。車載用のレーダシステムで
は数十ｃｍ程度の至近距離をも検出する必要がある点を
考慮すると、パルスレーダーの形式よりもＦＭレーダー
の形式が適するものと考えられる。このＦＭレーダシス
テムでは、周波数が時間と共に、好ましくは時間と共に
直線的に変化するＦＭ波が発生される。発生されたＦＭ
波は電力分割器で分割され、一方が送信波としてアンテ
ナから放射され、他方が局発信号として混合回路の局発
信号入力端子に供給される。対向車両などの物体（以下
「標的」と称する）で生じた反射波がアンテナで受信さ
れ、この受信反射波が混合回路の受信信号入力端子に供
給され、局発信号と混合されてビート信号を発生する。
このビート信号の周波数を検出することにより、混合回
路の各入力端子に供給される局発信号と受信信号との時
間差、すなわち、アンテナと標的との間をＦＭ波が伝播
するのに要した時間、従ってアンテナと物体との距離が
検出される。
【０００３】このような車載用のＦＭレーダシステムで
は先行車両や対向車両などの標的までの最遠測距範囲は
数百ｍ程度の比較的短距離に限られる点を考慮すると、
放射電波が必要以上に遠方まで伝播して既存のマイクロ
波帯の通信設備と干渉することを回避したり、システム
の小型化、特にアンテナの小型化を図るうえで、伝播減
衰量の大きな３０ＧＨｚ以上のミリ波帯の電波が適する
ものと考えられる。
は先行車両や対向車両などの標的までの最遠測距範囲は
数百ｍ程度の比較的短距離に限られる点を考慮すると、
放射電波が必要以上に遠方まで伝播して既存のマイクロ
波帯の通信設備と干渉することを回避したり、システム
の小型化、特にアンテナの小型化を図るうえで、伝播減
衰量の大きな３０ＧＨｚ以上のミリ波帯の電波が適する
ものと考えられる。
【０００４】上記ＦＭレーダシステムでは、標的との距
離だけでなく車両からみた標的の方向（以下「方位」と
称する）方位を検出するために、複数系統の送受信系が
設置される。すなわち、ほぼ同一の放射パターンのビー
ムを放射する複数個のアンテナをそれぞれの放射ビーム
の一部が重なり合うように適宜な角度だけずらして配置
し、各アンテナから同一のレベルのＦＭ波を放射し各ア
ンテナで受信した反射波のレベルの比率を検出すること
により、標的の方位を検出するように構成されている。
各送受信系の相互干渉を避けるうえで、それぞれに異な
る周波数のＦＭ波を割当てる周波数分割方式と、同一の
周波数のＦＭ波を異なるタイミングでそれぞれに割当て
る時分割方式とが考えられる。本発明者は、使用周波数
帯が狭くて済むという点で、後者の時分割方式が好適と
考える。
離だけでなく車両からみた標的の方向（以下「方位」と
称する）方位を検出するために、複数系統の送受信系が
設置される。すなわち、ほぼ同一の放射パターンのビー
ムを放射する複数個のアンテナをそれぞれの放射ビーム
の一部が重なり合うように適宜な角度だけずらして配置
し、各アンテナから同一のレベルのＦＭ波を放射し各ア
ンテナで受信した反射波のレベルの比率を検出すること
により、標的の方位を検出するように構成されている。
各送受信系の相互干渉を避けるうえで、それぞれに異な
る周波数のＦＭ波を割当てる周波数分割方式と、同一の
周波数のＦＭ波を異なるタイミングでそれぞれに割当て
る時分割方式とが考えられる。本発明者は、使用周波数
帯が狭くて済むという点で、後者の時分割方式が好適と
考える。
【０００５】さらに、各送受信系についは、送信専用の
アンテナと受信専用のアンテナとを個別に設置し、送信
系と受信系を完全に分離して構成する送受分離形式と、
送受共用アンテナを１個だけ設置し、このアンテナとの
間にサーキュレータを設置することにより送信系と受信
系を途中から分離する送受共用形式が考えられる。本発
明者は、標的の方位を検出するために複数個のアンテナ
が必要になるレーダシステムについては、アンテナの個
数を低減してシステム全体の小型化と低コスト化を図る
うえで、送受共用形式が適するものと考える。上述した
送受共用アンテナを用いたミリ波帯の時分割型ＦＭレー
ダシステムが本出願人の先願に係わる特願平２ー３０３
８１０号、特願平３ー４２９７９号などに開示されてい
る。
アンテナと受信専用のアンテナとを個別に設置し、送信
系と受信系を完全に分離して構成する送受分離形式と、
送受共用アンテナを１個だけ設置し、このアンテナとの
間にサーキュレータを設置することにより送信系と受信
系を途中から分離する送受共用形式が考えられる。本発
明者は、標的の方位を検出するために複数個のアンテナ
が必要になるレーダシステムについては、アンテナの個
数を低減してシステム全体の小型化と低コスト化を図る
うえで、送受共用形式が適するものと考える。上述した
送受共用アンテナを用いたミリ波帯の時分割型ＦＭレー
ダシステムが本出願人の先願に係わる特願平２ー３０３
８１０号、特願平３ー４２９７９号などに開示されてい
る。
【０００６】すなわち、上記先願の時分割型ＦＭレーダ
システムは、図６に示すように、４個の送受共用アンテ
ナ110 ａ〜110 ｄと、ＦＭ信号発生部120 と、送信部13
0 と、受信部140 と、検出・制御部150 とから構成され
ている。ガンダイオードなどを主体とする２０ＧＨｚ帯
の電圧制御発振器121 と掃引回路122 とから成るＦＭ信
号発生部120 で発生されたマイクロ波帯のＦＭ信号は、
図７のタイミングチャートの最上段に示すように、周波
数が所定の周期で鋸歯状に変化する。このＦＭ信号は電
力分割器123 で２分割され、一方は送信部130 の送信ス
イッチング回路131 に供給され、他方は受信部140 の局
発スイッチング回路141 に供給される。
システムは、図６に示すように、４個の送受共用アンテ
ナ110 ａ〜110 ｄと、ＦＭ信号発生部120 と、送信部13
0 と、受信部140 と、検出・制御部150 とから構成され
ている。ガンダイオードなどを主体とする２０ＧＨｚ帯
の電圧制御発振器121 と掃引回路122 とから成るＦＭ信
号発生部120 で発生されたマイクロ波帯のＦＭ信号は、
図７のタイミングチャートの最上段に示すように、周波
数が所定の周期で鋸歯状に変化する。このＦＭ信号は電
力分割器123 で２分割され、一方は送信部130 の送信ス
イッチング回路131 に供給され、他方は受信部140 の局
発スイッチング回路141 に供給される。
【０００７】送信部130 に供給されたＦＭ信号は、pin
スイッチング素子から成る送信スイッチング回路131 に
よって３逓倍器132 ａ〜132 ｄに順次分配され、図７の
タイミングチャートに示すように、60ＧＨｚ程度のミリ
波帯の送信波ＴＸａ〜ＴＸｄとなり、サーキュレータ 1
60ａ〜 160ｄのそれぞれを経て送受共用のアンテナ110
ａ〜 110ｄに順次供給され、それぞれから順次放射され
る。
スイッチング素子から成る送信スイッチング回路131 に
よって３逓倍器132 ａ〜132 ｄに順次分配され、図７の
タイミングチャートに示すように、60ＧＨｚ程度のミリ
波帯の送信波ＴＸａ〜ＴＸｄとなり、サーキュレータ 1
60ａ〜 160ｄのそれぞれを経て送受共用のアンテナ110
ａ〜 110ｄに順次供給され、それぞれから順次放射され
る。
【０００８】送受共用アンテナ 110ａ〜 110ｄから放射
され、物体で反射されたＦＭ信号の反射波は、送受共用
のアンテナ 110ａ〜 110ｄに受信され、サーキュレータ
160ａ〜 160ｄで送信系から分離され、ミキサ 143ａ〜
143ｄの受信信号入力端子に供給される。一方、電力分
割器123 から送信部に供給されたＦＭ信号は、pin スイ
ッチ素子から成る局発スイッチング回路131 によって３
逓倍器 142ａ〜 142ｄに順次分配され、図７のタイミン
グチャートに示すようなミリ波帯の局発信号Ｌｏａ〜Ｌ
ｏｄとなり、ミキサ 143ａ〜 143ｄのそれぞれの局発信
号入力端子に順次供給される。ミキサ 143ａ〜 143ｄで
発生したビート信号ＢＴａ〜ＢＴｄは、ビートセレクタ
144 で順次選択され、検出回路151 に供給される。な
お、上記スイッチング回路131 , 141 をはじめとする各
部の動作タイミングはタイミング制御回路151 から出力
されるタイミング制御信号によって制御される。
され、物体で反射されたＦＭ信号の反射波は、送受共用
のアンテナ 110ａ〜 110ｄに受信され、サーキュレータ
160ａ〜 160ｄで送信系から分離され、ミキサ 143ａ〜
143ｄの受信信号入力端子に供給される。一方、電力分
割器123 から送信部に供給されたＦＭ信号は、pin スイ
ッチ素子から成る局発スイッチング回路131 によって３
逓倍器 142ａ〜 142ｄに順次分配され、図７のタイミン
グチャートに示すようなミリ波帯の局発信号Ｌｏａ〜Ｌ
ｏｄとなり、ミキサ 143ａ〜 143ｄのそれぞれの局発信
号入力端子に順次供給される。ミキサ 143ａ〜 143ｄで
発生したビート信号ＢＴａ〜ＢＴｄは、ビートセレクタ
144 で順次選択され、検出回路151 に供給される。な
お、上記スイッチング回路131 , 141 をはじめとする各
部の動作タイミングはタイミング制御回路151 から出力
されるタイミング制御信号によって制御される。
【０００９】
【発明が解決しよとうする課題】上記車載用のＦＭレー
ダシステムでは、バッテリーの消耗を防ぐために消費電
力の節減が技術的な課題の一つとなるが、この消費電力
の大部分はＦＭ信号発生部120 内の最終段に配置される
電力増幅器の消費電力で占められる。特に、スイッチン
グ回路131 と141 を構成するpin ダイオードのオン時の
挿入損失が３ｄＢ程度もの大きな値となるため、これら
に供給されるＦＭ信号としては後段における大きな挿入
損失を見込んだ大電力が必要になり、ＦＭ信号発生部の
消費電力が増大する。また、このpin ダイオードは、オ
フ時の挿入損失がそれほど大きくないため、送信対象外
のチャネルにもＦＭ信号が漏れ込み、チャネル間の干渉
が大きくなるという問題もある。従って、本発明の一つ
の目的は、システム全体の消費電力とチャネル間の干渉
を低減可能な時分割型ＦＭレーダシステムを提供するこ
とにある。
ダシステムでは、バッテリーの消耗を防ぐために消費電
力の節減が技術的な課題の一つとなるが、この消費電力
の大部分はＦＭ信号発生部120 内の最終段に配置される
電力増幅器の消費電力で占められる。特に、スイッチン
グ回路131 と141 を構成するpin ダイオードのオン時の
挿入損失が３ｄＢ程度もの大きな値となるため、これら
に供給されるＦＭ信号としては後段における大きな挿入
損失を見込んだ大電力が必要になり、ＦＭ信号発生部の
消費電力が増大する。また、このpin ダイオードは、オ
フ時の挿入損失がそれほど大きくないため、送信対象外
のチャネルにもＦＭ信号が漏れ込み、チャネル間の干渉
が大きくなるという問題もある。従って、本発明の一つ
の目的は、システム全体の消費電力とチャネル間の干渉
を低減可能な時分割型ＦＭレーダシステムを提供するこ
とにある。
【００１０】また、図６に示した先行技術の時分割型Ｆ
Ｍレーダでは、アンテナの小型化などの目的で６０ＧＨ
ｚ近傍のＦＭ信号を送受信している。しかしながら、ス
イッチング素子をそのような高周波で動作させることが
困難なため、送信部でも受信部でもスイッチング素子の
後段にチャネル数分の３逓倍器を設置しており、この結
果、部品点数と調整の必要な箇所が増加し、システム全
体が高価になるという問題がある。従って、本発明の他
の目的は、部品点数と調整箇所を減少させることによ
り、システム全体の価格を低下させることにある。
Ｍレーダでは、アンテナの小型化などの目的で６０ＧＨ
ｚ近傍のＦＭ信号を送受信している。しかしながら、ス
イッチング素子をそのような高周波で動作させることが
困難なため、送信部でも受信部でもスイッチング素子の
後段にチャネル数分の３逓倍器を設置しており、この結
果、部品点数と調整の必要な箇所が増加し、システム全
体が高価になるという問題がある。従って、本発明の他
の目的は、部品点数と調整箇所を減少させることによ
り、システム全体の価格を低下させることにある。
【００１１】さらに、図６のＦＭレーダシステムにおい
て、標的の方位を広い角度範囲にわたって高精度で検出
しようとすると、多数のアンテナと送受信回路とが必要
になり、システム全体の規模と製造費用が増大するとい
う問題がある。
て、標的の方位を広い角度範囲にわたって高精度で検出
しようとすると、多数のアンテナと送受信回路とが必要
になり、システム全体の規模と製造費用が増大するとい
う問題がある。
【００１２】すなわち、図５に例示するように、同一放
射パターン（指向性）のビームＢａ，Ｂｂ，Ｂｃ，Ｂｄ
を放射する４個の送受共用アンテナＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄを、
隣接するものどうしの放射ビームを部分的に重ね合わせ
るように角度を少しずつずらしながら設置したＦＭレー
ダシステムを想定する。丸印で例示するような大きさの
標的が丸印で例示するような位置に存在するものとすれ
ば、送受共用アンテナＢから放射されたのち標的で反射
されてこの送受共用Ｂに受信される受信反射波のレベル
Ｌｂが最大となり、送受共用アンテナＡから放射されこ
の送受共用アンテナＡに受信される受信反射波のレベル
Ｌａが次に大きなものとなる。更に、送受共用アンテナ
Ｃから放射されこれに受信される受信反射波のレベルＬ
ｃと、送受共用アンテナＤから放射されこれに受信され
る受信反射波のレベルＬｄは共にゼロになる。この場合
ＬａとＬｂの比から標的の方位が検出される。
射パターン（指向性）のビームＢａ，Ｂｂ，Ｂｃ，Ｂｄ
を放射する４個の送受共用アンテナＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄを、
隣接するものどうしの放射ビームを部分的に重ね合わせ
るように角度を少しずつずらしながら設置したＦＭレー
ダシステムを想定する。丸印で例示するような大きさの
標的が丸印で例示するような位置に存在するものとすれ
ば、送受共用アンテナＢから放射されたのち標的で反射
されてこの送受共用Ｂに受信される受信反射波のレベル
Ｌｂが最大となり、送受共用アンテナＡから放射されこ
の送受共用アンテナＡに受信される受信反射波のレベル
Ｌａが次に大きなものとなる。更に、送受共用アンテナ
Ｃから放射されこれに受信される受信反射波のレベルＬ
ｃと、送受共用アンテナＤから放射されこれに受信され
る受信反射波のレベルＬｄは共にゼロになる。この場合
ＬａとＬｂの比から標的の方位が検出される。
【００１３】方位の検出精度を高めるためには、ゼロで
ない受信反射波のレベルがなるべく多数存在することが
望ましい。これは、ビーム間の角度（δθ）を減少させ
ることにより実現できる。すなわち、図５の場合、ビー
ム間の角度を図示の場合よりも多少減少させると受信反
射波のレベルＬｃもゼロでなくなり、この場合、適宜な
方位角を基準とする各ビームの方位角（θａ，θｂ，θ
ｃ）を対応の受信反射波のレベルＬａ，Ｌｂ，Ｌｃで重
み付けしながら平均化した角度 Θ＝（Ｌａ・θａ＋Ｌｂ・θｂ＋Ｌｃ・θｃ）／（Ｌａ
＋Ｌｂ＋Ｌｃ） が標的の方位として一層高精度で検出可能となる。しか
しながら、検出精度を高めるようとしてビーム間の角度
（δθ）を狭めると、４本のビームＢａ〜Ｂｄによって
検出可能な角度範囲も狭くなるという問題がある。
ない受信反射波のレベルがなるべく多数存在することが
望ましい。これは、ビーム間の角度（δθ）を減少させ
ることにより実現できる。すなわち、図５の場合、ビー
ム間の角度を図示の場合よりも多少減少させると受信反
射波のレベルＬｃもゼロでなくなり、この場合、適宜な
方位角を基準とする各ビームの方位角（θａ，θｂ，θ
ｃ）を対応の受信反射波のレベルＬａ，Ｌｂ，Ｌｃで重
み付けしながら平均化した角度 Θ＝（Ｌａ・θａ＋Ｌｂ・θｂ＋Ｌｃ・θｃ）／（Ｌａ
＋Ｌｂ＋Ｌｃ） が標的の方位として一層高精度で検出可能となる。しか
しながら、検出精度を高めるようとしてビーム間の角度
（δθ）を狭めると、４本のビームＢａ〜Ｂｄによって
検出可能な角度範囲も狭くなるという問題がある。
【００１４】この結果、検出精度と検出可能な角度範囲
の双方を増加させようとすると更に多数のアンテナを設
置することが必要になり、システム全体の規模とコスト
の増大を招くという問題がある。従って、本発明の一つ
の目的は、限られた個数のアンテナのもとで検出精度を
高めると共に検出可能な角度範囲を拡大できる時分割型
ＦＭレーダシステムを提供することにある。
の双方を増加させようとすると更に多数のアンテナを設
置することが必要になり、システム全体の規模とコスト
の増大を招くという問題がある。従って、本発明の一つ
の目的は、限られた個数のアンテナのもとで検出精度を
高めると共に検出可能な角度範囲を拡大できる時分割型
ＦＭレーダシステムを提供することにある。
【００１５】また、図６に示した先行技術の時分割型Ｆ
Ｍレーダシステムでは、送受共用アンテナ 110ａ〜 110
ｄのそれぞれに対応して同数のミキサ 143ａ〜 143ｄを
配置し、各ミキサの出力をビートセレクタ144 で選択す
る構成となっている。しかしながら、各ミキサの特性に
バラツキがあるため、受信信号と局発信号が同一であっ
ても、図８に例示するように、それぞれから出力される
ビート信号と雑音成分のレベルが異なる。この結果、ビ
ート信号のレベルに基づき標的の方位を算定する場合、
検出精度が低下するという問題がある。従って、本発明
の一つの目的は、ミキサの特性上のバラツキに伴う方位
検出誤差を低減できる時分割型ＦＭレーダシステムを提
供することにある。
Ｍレーダシステムでは、送受共用アンテナ 110ａ〜 110
ｄのそれぞれに対応して同数のミキサ 143ａ〜 143ｄを
配置し、各ミキサの出力をビートセレクタ144 で選択す
る構成となっている。しかしながら、各ミキサの特性に
バラツキがあるため、受信信号と局発信号が同一であっ
ても、図８に例示するように、それぞれから出力される
ビート信号と雑音成分のレベルが異なる。この結果、ビ
ート信号のレベルに基づき標的の方位を算定する場合、
検出精度が低下するという問題がある。従って、本発明
の一つの目的は、ミキサの特性上のバラツキに伴う方位
検出誤差を低減できる時分割型ＦＭレーダシステムを提
供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明の時分割型ＦＭレ
ーダシステムは、ほぼ同一の放射パターンのビームを空
間的にかつ部分的に重ね合わせながら放射すると共に物
体で生じた反射波を受信するように配置された複数のビ
ーム送受手段と、ほぼ一定レベルのＦＭ信号を発生する
ＦＭ信号発生部と、上記ビーム送受手段のそれぞれに対
応して設置され上記ＦＭ信号発生部が発生したＦＭ信号
の一部を異なるタイミングで間欠的に増幅しながら各ビ
ーム送受手段のそれぞれに順次分配する増幅器から成る
送信スイッチング回路を備えた送信部を備えている。
ーダシステムは、ほぼ同一の放射パターンのビームを空
間的にかつ部分的に重ね合わせながら放射すると共に物
体で生じた反射波を受信するように配置された複数のビ
ーム送受手段と、ほぼ一定レベルのＦＭ信号を発生する
ＦＭ信号発生部と、上記ビーム送受手段のそれぞれに対
応して設置され上記ＦＭ信号発生部が発生したＦＭ信号
の一部を異なるタイミングで間欠的に増幅しながら各ビ
ーム送受手段のそれぞれに順次分配する増幅器から成る
送信スイッチング回路を備えた送信部を備えている。
【００１７】さらに、本発明の時分割型ＦＭレーダシス
テムは、上記ビーム送受手段のそれぞれに対応して設置
され対応のビーム送受手段の受信信号を異なるタイミン
グで間欠的に増幅しながら出力する増幅器から成る受信
スイッチング回路と、この受信スイッチング回路から出
力される受信信号と上記ＦＭ信号発生部で発生されたＦ
Ｍ信号の一部とを混合してビート信号を発生させるミキ
サとを備えた受信部を備えている。さらに、本発明の時
分割型ＦＭレーダシステムは、上記ミキサから出力され
るビート信号のレベルと上記各ビーム送受信手段の配置
とに基づき上記物体の方位を検出する方位検出手段と、
上記ミキサから出力されるビート信号の周波数に基づき
上記物体の距離を検出する距離検出手段とを備えてい
る。
テムは、上記ビーム送受手段のそれぞれに対応して設置
され対応のビーム送受手段の受信信号を異なるタイミン
グで間欠的に増幅しながら出力する増幅器から成る受信
スイッチング回路と、この受信スイッチング回路から出
力される受信信号と上記ＦＭ信号発生部で発生されたＦ
Ｍ信号の一部とを混合してビート信号を発生させるミキ
サとを備えた受信部を備えている。さらに、本発明の時
分割型ＦＭレーダシステムは、上記ミキサから出力され
るビート信号のレベルと上記各ビーム送受信手段の配置
とに基づき上記物体の方位を検出する方位検出手段と、
上記ミキサから出力されるビート信号の周波数に基づき
上記物体の距離を検出する距離検出手段とを備えてい
る。
【００１８】
【作用】本発明の時分割型ＦＭレーダシステムでは、Ｆ
Ｍ信号発生部が発生したＦＭ信号が各ビーム送受信手段
のそれぞれに対応して設置されている増幅器によって異
なるタイミングで間欠的な増幅を受けながら対応のビー
ム送受信手段に順次供給され、放射される。このような
増幅器は送受共用のアンテナの個数（ｎ個）と同数必要
になるが、各送受共用アンテナに送信電力を分配するた
めの各増幅器の動作時間率は１／ｎとなり、ｎ個の増幅
器の合計の動作電力は連続動作する１個の増幅器の消費
電力と同程度となる。さらに、各増幅器で増幅を受けな
がら分配されるＦＭ信号の電力は、従来システムと異な
り後段にｐｉｎスイッチ素子が存在しないため、その典
型的な挿入損失３ｄＢだけ小さくて済む。この結果、ｎ
個の増幅回路による総合の消費電力は、従来技術におい
てｐｉｎスイッチ素子の前段のＦＭ信号発生部の最終段
に設置されていた連続動作の増幅器の消費電力のほぼ半
分となる。さらに、各増幅器の利得とオフ時の挿入損失
との差が従来のｐｉｎスイッチのオン時とオフ時の挿入
損失の差に比べて格段に大きくなるので、チャネル間の
干渉が大幅に軽減される。
Ｍ信号発生部が発生したＦＭ信号が各ビーム送受信手段
のそれぞれに対応して設置されている増幅器によって異
なるタイミングで間欠的な増幅を受けながら対応のビー
ム送受信手段に順次供給され、放射される。このような
増幅器は送受共用のアンテナの個数（ｎ個）と同数必要
になるが、各送受共用アンテナに送信電力を分配するた
めの各増幅器の動作時間率は１／ｎとなり、ｎ個の増幅
器の合計の動作電力は連続動作する１個の増幅器の消費
電力と同程度となる。さらに、各増幅器で増幅を受けな
がら分配されるＦＭ信号の電力は、従来システムと異な
り後段にｐｉｎスイッチ素子が存在しないため、その典
型的な挿入損失３ｄＢだけ小さくて済む。この結果、ｎ
個の増幅回路による総合の消費電力は、従来技術におい
てｐｉｎスイッチ素子の前段のＦＭ信号発生部の最終段
に設置されていた連続動作の増幅器の消費電力のほぼ半
分となる。さらに、各増幅器の利得とオフ時の挿入損失
との差が従来のｐｉｎスイッチのオン時とオフ時の挿入
損失の差に比べて格段に大きくなるので、チャネル間の
干渉が大幅に軽減される。
【００１９】また、従来技術においてビーム送受信手段
に対応して設置した同数のミキサに局発信号を時分割的
に供給する場合とは異なり、本発明の場合は複数の受信
信号を受信スイッチング回路の各増幅器で選択的に増幅
しながら単一のミキサに供給する構成であるから、ミキ
サの個数が低減され、これに伴い製造費用と調整の労力
が低減されると共に、複数のミキサの特性のバラツキに
伴う検出精度の低下が有効に回避される。
に対応して設置した同数のミキサに局発信号を時分割的
に供給する場合とは異なり、本発明の場合は複数の受信
信号を受信スイッチング回路の各増幅器で選択的に増幅
しながら単一のミキサに供給する構成であるから、ミキ
サの個数が低減され、これに伴い製造費用と調整の労力
が低減されると共に、複数のミキサの特性のバラツキに
伴う検出精度の低下が有効に回避される。
【００２０】さらに、本発明の時分割型レーダシステム
の好適な動作例によれば、ほぼ同一の放射パターンのビ
ームを部分的に重ね合わせながら放射するように配置さ
れた複数のアンテナから、ほぼ一定レベルの電波が順次
放射される。例えば、図５に示すように、４個のアンテ
ナＡ〜Ｄからほぼ同一の放射パターンとほぼ同一のレベ
ルとを有するビームＢａ〜Ｂｄが一部を重ね合わせなが
ら放射される。受信部は、各アンテナＡ〜Ｄから放射さ
れたのち物体で反射され各アンテナＡ〜Ｄで受信された
受信反射波のレベルを検出するためのビート信号を発生
する。
の好適な動作例によれば、ほぼ同一の放射パターンのビ
ームを部分的に重ね合わせながら放射するように配置さ
れた複数のアンテナから、ほぼ一定レベルの電波が順次
放射される。例えば、図５に示すように、４個のアンテ
ナＡ〜Ｄからほぼ同一の放射パターンとほぼ同一のレベ
ルとを有するビームＢａ〜Ｂｄが一部を重ね合わせなが
ら放射される。受信部は、各アンテナＡ〜Ｄから放射さ
れたのち物体で反射され各アンテナＡ〜Ｄで受信された
受信反射波のレベルを検出するためのビート信号を発生
する。
【００２１】図５の場合の一例として、上記受信部は、
アンテナＡから放射されてアンテナＡに受信された受信
反射波のレベルＬａａを検出するためのビート信号と、
アンテナＡから放射されて隣接のアンテナＢに受信され
た受信反射波のレベルＬａｂを検出するためのビート信
号と、アンテナＢから放射されてアンテナＢに受信され
た受信反射波のレベルＬｂｂを検出するためのビートな
どを発生する。ここで、アンテナＡから放射され隣接の
アンテナＢに受信された受信反射波のレベルＬａｂは、
図５を参照すると、ビームＢａとＢｂとの重なり部分
（ハッチングを付して示す）と同一の仮想的なビームＢ
ａｂがアンテナＡとＢの中間に配置した仮想的なアンテ
ナから放射され、その標的による反射波がこの仮想的な
アンテナに受信されたと想定した場合の受信反射波のレ
ベルと等しくなる。これは、各アンテナにおいて、ビー
ムを放射する際の指向性とビームを受信する際の指向性
が等しいことによる。
アンテナＡから放射されてアンテナＡに受信された受信
反射波のレベルＬａａを検出するためのビート信号と、
アンテナＡから放射されて隣接のアンテナＢに受信され
た受信反射波のレベルＬａｂを検出するためのビート信
号と、アンテナＢから放射されてアンテナＢに受信され
た受信反射波のレベルＬｂｂを検出するためのビートな
どを発生する。ここで、アンテナＡから放射され隣接の
アンテナＢに受信された受信反射波のレベルＬａｂは、
図５を参照すると、ビームＢａとＢｂとの重なり部分
（ハッチングを付して示す）と同一の仮想的なビームＢ
ａｂがアンテナＡとＢの中間に配置した仮想的なアンテ
ナから放射され、その標的による反射波がこの仮想的な
アンテナに受信されたと想定した場合の受信反射波のレ
ベルと等しくなる。これは、各アンテナにおいて、ビー
ムを放射する際の指向性とビームを受信する際の指向性
が等しいことによる。
【００２２】このように、アンテナＡから放射された電
波をアンテナＢで受信することにより隣接するアンテナ
ＡとＢとの間に仮想的なアンテナを１個追加したと同様
の効果が奏される。同様に、アンテナＢから放射された
電波をアンテナＣで受信することにより隣接するアンテ
ナＢとＣとの間にビームＢｂｃを放射しその反射波を受
信する仮想的なアンテナを１個追加したと同様の効果が
奏され、アンテナＣから放射された電波をアンテナＤで
受信することにより隣接するアンテナＣとＤとの間にビ
ームＢｃｄを放射しその反射波を受信する仮想的なアン
テナを１個追加したと同様の作用が発揮される。このよ
うに、本発明の時分割型レーダシステムによれば、実際
に設置された４個のアンテナによって７個のアンテナを
設置したと同様の検出精度と検出角度範囲を実現するこ
とができる。以下、本発明を実施例によって更に詳細に
説明する。
波をアンテナＢで受信することにより隣接するアンテナ
ＡとＢとの間に仮想的なアンテナを１個追加したと同様
の効果が奏される。同様に、アンテナＢから放射された
電波をアンテナＣで受信することにより隣接するアンテ
ナＢとＣとの間にビームＢｂｃを放射しその反射波を受
信する仮想的なアンテナを１個追加したと同様の効果が
奏され、アンテナＣから放射された電波をアンテナＤで
受信することにより隣接するアンテナＣとＤとの間にビ
ームＢｃｄを放射しその反射波を受信する仮想的なアン
テナを１個追加したと同様の作用が発揮される。このよ
うに、本発明の時分割型レーダシステムによれば、実際
に設置された４個のアンテナによって７個のアンテナを
設置したと同様の検出精度と検出角度範囲を実現するこ
とができる。以下、本発明を実施例によって更に詳細に
説明する。
【００２３】
【実施例】図１は、本発明の一実施例の時分割型ＦＭレ
ーダシステムの構成を示すブロック図であり、１０ａ〜
１０ｄは４個の送受共用アンテナ、２０はＦＭ信号発生
部、３０は送信部、４０は受信部、５０は検出・制御
部、６０ａ〜６０ｄはサーキュレータである。４個の送
受共用アンテナ１０ａ〜１０ｄは、ほぼ同一の放射パタ
ーンのビームを部分的に重ね合わせながら放射するよう
に配置されている。この４個の送受共用アンテナ１０ａ
〜１０ｄは、例えば、共通のパラボラ反射鏡と、この反
射鏡の焦点の近傍に互いに異なる角度でこの反射鏡に対
向するように配置された４個の一次輻射器から成るオフ
セット・デフォーカス・パラボリック・マルチビーム・
アンテナなどで構成される。
ーダシステムの構成を示すブロック図であり、１０ａ〜
１０ｄは４個の送受共用アンテナ、２０はＦＭ信号発生
部、３０は送信部、４０は受信部、５０は検出・制御
部、６０ａ〜６０ｄはサーキュレータである。４個の送
受共用アンテナ１０ａ〜１０ｄは、ほぼ同一の放射パタ
ーンのビームを部分的に重ね合わせながら放射するよう
に配置されている。この４個の送受共用アンテナ１０ａ
〜１０ｄは、例えば、共通のパラボラ反射鏡と、この反
射鏡の焦点の近傍に互いに異なる角度でこの反射鏡に対
向するように配置された４個の一次輻射器から成るオフ
セット・デフォーカス・パラボリック・マルチビーム・
アンテナなどで構成される。
【００２４】ＦＭ波発生回路２０は、ガンダイオードと
バラクターダイオードの組合せなどにより構成され３０
ＧＨz 程度の中心周波数で発振する電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）と、この電圧制御発振器に鋸歯状の変調電圧を供
給する掃引回路とから成るＦＭ信号発生器２１と、電力
分割器２２とから構成されている。送信部３０は、電力
分割器２２で分割されたＦＭ信号を遅延させる遅延器３
２と、この遅延器３２を通ったＦＭ信号を、サーキュレ
ータ６０ａ〜６０ｄを通して送受共用アンテナ１０ａ〜
１０ｄのそれぞれに時分割的に供給する送信スイッチン
グ回路３１とから構成されている。なお、遅延器３２
は、後述するミキサ４２で発生するビート周波数を高域
に推移させ、このミキサ４２内で発生する１／ｆ雑音の
影響を緩和するためのものである。
バラクターダイオードの組合せなどにより構成され３０
ＧＨz 程度の中心周波数で発振する電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）と、この電圧制御発振器に鋸歯状の変調電圧を供
給する掃引回路とから成るＦＭ信号発生器２１と、電力
分割器２２とから構成されている。送信部３０は、電力
分割器２２で分割されたＦＭ信号を遅延させる遅延器３
２と、この遅延器３２を通ったＦＭ信号を、サーキュレ
ータ６０ａ〜６０ｄを通して送受共用アンテナ１０ａ〜
１０ｄのそれぞれに時分割的に供給する送信スイッチン
グ回路３１とから構成されている。なお、遅延器３２
は、後述するミキサ４２で発生するビート周波数を高域
に推移させ、このミキサ４２内で発生する１／ｆ雑音の
影響を緩和するためのものである。
【００２５】受信部４０は、送受共用アンテナ１０ａ〜
１０ｄで受信された受信反射波を、時分割的に増幅しな
がら単一のミキサ４２に供給する受信スイッチング回路
４１と、この受信スイッチング回路４１から選択的に供
給された受信反射波と、電力分割器２２から局発信号と
して供給されたＦＭ信号とを混合し、ビート信号を発生
する単一のミキサ４２とから構成されている。検出・制
御回路５０は、ＣＰＵ５１と、Ａ／Ｄ変換器５２と、高
速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）５３と、タイミング制御
回路５４と、メモリ５５とから構成されている。
１０ｄで受信された受信反射波を、時分割的に増幅しな
がら単一のミキサ４２に供給する受信スイッチング回路
４１と、この受信スイッチング回路４１から選択的に供
給された受信反射波と、電力分割器２２から局発信号と
して供給されたＦＭ信号とを混合し、ビート信号を発生
する単一のミキサ４２とから構成されている。検出・制
御回路５０は、ＣＰＵ５１と、Ａ／Ｄ変換器５２と、高
速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）５３と、タイミング制御
回路５４と、メモリ５５とから構成されている。
【００２６】ＦＭ信号発生回路２０は、図３のタイミン
グチャートの最上段に示すように、周波数ｆが３０ＧＨ
ｚの近傍において所定周期で鋸歯状に増減するほぼ一定
レベルのＦＭ信号を発生する。このＦＭ信号は、電力分
割器２２でほぼ２等分され、一方が送信部３０に、他方
が受信部４０に供給される。送信部３０の送信スイッチ
ング回路３１は、前段のＦＭ波発生部２０から供給され
たＦＭ波信号を、４個の増幅器３１ａ〜３１ｄで順次選
択的に増幅することにより、図３に示すようなタイミン
グで出現する送信ＦＭ信号ＴＸａ〜ＴＸａを発生させ
る。これらの送信ＦＭ信号は、サーキュレータ６０ａ〜
６０ｄを介して送受共用アンテナ１０ａ〜１０ｄのそれ
ぞれに供給され送受共用アンテナ１０ａ〜１０ｂのそれ
ぞれから順次放射される。
グチャートの最上段に示すように、周波数ｆが３０ＧＨ
ｚの近傍において所定周期で鋸歯状に増減するほぼ一定
レベルのＦＭ信号を発生する。このＦＭ信号は、電力分
割器２２でほぼ２等分され、一方が送信部３０に、他方
が受信部４０に供給される。送信部３０の送信スイッチ
ング回路３１は、前段のＦＭ波発生部２０から供給され
たＦＭ波信号を、４個の増幅器３１ａ〜３１ｄで順次選
択的に増幅することにより、図３に示すようなタイミン
グで出現する送信ＦＭ信号ＴＸａ〜ＴＸａを発生させ
る。これらの送信ＦＭ信号は、サーキュレータ６０ａ〜
６０ｄを介して送受共用アンテナ１０ａ〜１０ｄのそれ
ぞれに供給され送受共用アンテナ１０ａ〜１０ｂのそれ
ぞれから順次放射される。
【００２７】図２は、図１の送信スイッチング回路３１
を構成する増幅器３１ａ〜３１ｄを増幅器３１ａで代表
して示す回路図である。この増幅器３１ａは、２段に縦
列接続された電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｓ1 ，Ｓ
2 と、これらの電界効果トランジスタに間歇的に動作電
力を供給するスイッチング・トランジスタＱ1 ，Ｑ
2と、入出力端子と電界効果トランジスタの間や電界効
果トランジスタの段階に配置されるインピーダンス整合
回路ＭＮ1 ，ＭＮ2 ，ＭＮ3 と、バイアス用の抵抗器Ｒ
1 〜Ｒ4 、チョクークコイルＬ1 ，Ｌ2 及びコンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ2 とを含んでいる。この増幅器あるいはアクテ
ィブ・スイッチ素子は、前段の電力分割器２２や遅延器
３２や、後段の受信スイッチング回路４１やミキサ４２
などと共にマイクロストリップの形式で誘電体基板上に
一体に形成され、前段の電力分割器２２と遅延器３２と
を経て入力端子Ｉ1 に供給されるＦＭ信号を間歇動作に
よって増幅しながら後段のサーキュレータ６０ａに連な
る出力端子Ｏに出力する。
を構成する増幅器３１ａ〜３１ｄを増幅器３１ａで代表
して示す回路図である。この増幅器３１ａは、２段に縦
列接続された電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｓ1 ，Ｓ
2 と、これらの電界効果トランジスタに間歇的に動作電
力を供給するスイッチング・トランジスタＱ1 ，Ｑ
2と、入出力端子と電界効果トランジスタの間や電界効
果トランジスタの段階に配置されるインピーダンス整合
回路ＭＮ1 ，ＭＮ2 ，ＭＮ3 と、バイアス用の抵抗器Ｒ
1 〜Ｒ4 、チョクークコイルＬ1 ，Ｌ2 及びコンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ2 とを含んでいる。この増幅器あるいはアクテ
ィブ・スイッチ素子は、前段の電力分割器２２や遅延器
３２や、後段の受信スイッチング回路４１やミキサ４２
などと共にマイクロストリップの形式で誘電体基板上に
一体に形成され、前段の電力分割器２２と遅延器３２と
を経て入力端子Ｉ1 に供給されるＦＭ信号を間歇動作に
よって増幅しながら後段のサーキュレータ６０ａに連な
る出力端子Ｏに出力する。
【００２８】前段の電界効果トランジスタＳ1 は、入力
端子Ｉ1 に供給されるＦＭ信号をインピーダンス整合回
路ＭＮ1 を介して受けるゲート端子、接地されたソース
端子及びバイアス入力端子と増幅済みのＦＭ信号の出力
端子とを兼ねるドレイン端子を有している。後段の電界
効果トランジスタＳ2 は、前段の電界効果トランジスタ
のドレイン端子から出力されるマイクロ波帯のＦＭ信号
をインピーダンス整合回路ＭＮ2 を介して受けるゲート
端子、接地されたソース端子及びバイアス入力端子と増
幅済みのＦＭ信号の出力端子とを兼ねるドレイン端子を
有している。
端子Ｉ1 に供給されるＦＭ信号をインピーダンス整合回
路ＭＮ1 を介して受けるゲート端子、接地されたソース
端子及びバイアス入力端子と増幅済みのＦＭ信号の出力
端子とを兼ねるドレイン端子を有している。後段の電界
効果トランジスタＳ2 は、前段の電界効果トランジスタ
のドレイン端子から出力されるマイクロ波帯のＦＭ信号
をインピーダンス整合回路ＭＮ2 を介して受けるゲート
端子、接地されたソース端子及びバイアス入力端子と増
幅済みのＦＭ信号の出力端子とを兼ねるドレイン端子を
有している。
【００２９】前段の電界効果トランジスタＳ1 のゲート
端子は、チョークコイルＬ1 と抵抗器Ｒ1 とを通して入
力端子Ｉ2 からバイアス電圧の供給を受けると共に、高
周波的にはコンデンサＣ1 によって抵抗器Ｒ1 を介して
接地される。後段の電界効果トランジスタＳ2 のゲート
端子も同様に、チョークコイルＬ2 と抵抗器Ｒ2 とを通
して入力端子Ｉ3 からバイアス電圧の供給を受けると共
に、高周波的にはコンデンサＣ2 によって抵抗器Ｒ2 を
介して接地される。前段の電界効果トランジスタＳ1 の
出力端子を兼ねたドレイン端子には抵抗器Ｒ4 ，Ｒ3 と
スイッチング・トランジスタＱ1 とを通して入力端子Ｉ
4 からドレイン電圧の供給を受け、同様に、後段の電界
効果トランジスタＳ2 も抵抗器Ｒ4 とスイッチング・ト
ランジスタＱ1 とを介して入力端子Ｉ4 からドレイン電
圧の供給を受ける。
端子は、チョークコイルＬ1 と抵抗器Ｒ1 とを通して入
力端子Ｉ2 からバイアス電圧の供給を受けると共に、高
周波的にはコンデンサＣ1 によって抵抗器Ｒ1 を介して
接地される。後段の電界効果トランジスタＳ2 のゲート
端子も同様に、チョークコイルＬ2 と抵抗器Ｒ2 とを通
して入力端子Ｉ3 からバイアス電圧の供給を受けると共
に、高周波的にはコンデンサＣ2 によって抵抗器Ｒ2 を
介して接地される。前段の電界効果トランジスタＳ1 の
出力端子を兼ねたドレイン端子には抵抗器Ｒ4 ，Ｒ3 と
スイッチング・トランジスタＱ1 とを通して入力端子Ｉ
4 からドレイン電圧の供給を受け、同様に、後段の電界
効果トランジスタＳ2 も抵抗器Ｒ4 とスイッチング・ト
ランジスタＱ1 とを介して入力端子Ｉ4 からドレイン電
圧の供給を受ける。
【００３０】入力端子Ｉ5 には、図１のタイミング制御
回路５４から図３の波形ＴＸａの出現タイミングに対応
するように間歇的にハイに立上がるタイミング信号が供
給され、スイッチング・トランジスタＱ2 とＱ1 が間歇
的にオン状態となる。これに伴い、入力端子Ｉ4 のバイ
アス電圧がドレイン電圧として電界効果トランジスタＳ
1 とＳ2 とに供給され、両者は間欠的に動作状態とな
る。入力端子Ｉ2 に供給されるＦＭ信号は動作状態にな
った電界効果トランジスタＳ1 とＳ2 によってそれぞれ
１０ｄＢ程度ずつ増幅され、２７ｄＢｍ程度の電力のＦ
Ｍ信号となって出力端子Ｏを経て後段のサーキュレータ
６０ａに供給される。入力端子Ｉ5 に供給されるタイミ
ング信号がローに立下がると、スイッチング・トランジ
スタＱ2 とＱ1 がオフ状態となり、これに伴い、電界効
果トランジスタＳ1 とＳ2 は非動作状態となり、入力端
子Ｉ1 と出力端子Ｏとの間はほぼ完全に分離（アイソレ
ート）される。
回路５４から図３の波形ＴＸａの出現タイミングに対応
するように間歇的にハイに立上がるタイミング信号が供
給され、スイッチング・トランジスタＱ2 とＱ1 が間歇
的にオン状態となる。これに伴い、入力端子Ｉ4 のバイ
アス電圧がドレイン電圧として電界効果トランジスタＳ
1 とＳ2 とに供給され、両者は間欠的に動作状態とな
る。入力端子Ｉ2 に供給されるＦＭ信号は動作状態にな
った電界効果トランジスタＳ1 とＳ2 によってそれぞれ
１０ｄＢ程度ずつ増幅され、２７ｄＢｍ程度の電力のＦ
Ｍ信号となって出力端子Ｏを経て後段のサーキュレータ
６０ａに供給される。入力端子Ｉ5 に供給されるタイミ
ング信号がローに立下がると、スイッチング・トランジ
スタＱ2 とＱ1 がオフ状態となり、これに伴い、電界効
果トランジスタＳ1 とＳ2 は非動作状態となり、入力端
子Ｉ1 と出力端子Ｏとの間はほぼ完全に分離（アイソレ
ート）される。
【００３１】このように、ドレイン電圧をオン／オフす
ることによりこの電界効果トランジスタを間歇的に動作
させ、この動作期間内だけＦＭ信号を増幅しながら後段
のサーキュレータ６０ａを通して送受共用アンテナ１０
ａに供給する構成であるから、従来の構成に比べてｐｉ
ｎダイオード・スイッチの挿入損失（典型的には約３ｄ
Ｂ）の分だけ少ない増幅出力を実現すればよい。また、
他の期間内はドレイン電圧の供給を絶つことにより完全
な非動作状態となるため、入出力端子間のアイソレーシ
ョンもほぼ完全なものとなる。図１の送信スイッチング
回路３１を構成する他の増幅器３１ｂ〜３１ｄの構成も
図２に示した増幅器３１ａの構成と同一である。また、
受信スイッチング回路４１を構成する増幅器４１ａ〜４
１ｄの構成も図２に示した増幅器３１ａの構成と同一で
ある。
ることによりこの電界効果トランジスタを間歇的に動作
させ、この動作期間内だけＦＭ信号を増幅しながら後段
のサーキュレータ６０ａを通して送受共用アンテナ１０
ａに供給する構成であるから、従来の構成に比べてｐｉ
ｎダイオード・スイッチの挿入損失（典型的には約３ｄ
Ｂ）の分だけ少ない増幅出力を実現すればよい。また、
他の期間内はドレイン電圧の供給を絶つことにより完全
な非動作状態となるため、入出力端子間のアイソレーシ
ョンもほぼ完全なものとなる。図１の送信スイッチング
回路３１を構成する他の増幅器３１ｂ〜３１ｄの構成も
図２に示した増幅器３１ａの構成と同一である。また、
受信スイッチング回路４１を構成する増幅器４１ａ〜４
１ｄの構成も図２に示した増幅器３１ａの構成と同一で
ある。
【００３２】図１を参照すれば、送受共用アンテナ１０
ａ〜１０ｄから放射された送信ＦＭ信号ＴＸａ〜ＴＸｄ
のうちのいくつかは、標的で反射され、送受共用アンテ
ナ１０ａ〜１０ｄに受信される。送受共用アンテナ１０
ａ〜１０ｄに受信された受信信号は、サーキュレータ６
０ａ〜６０ｄによって送信系から分離され、受信スイッ
チング回路４１内に各送受共用アンテナに対応して設置
されている増幅器４１ａ〜４１ｄに供給される。増幅器
４１ａ〜４１ｄは、タイミング制御回路５４からのタイ
ミング制御信号に従って、順次にかつ間欠的に動作する
ことにより、図３に示すような、受信信号ＲＸａ〜ＲＸ
ｄを発生させ、これらを単一のミキサ４２の受信信号入
力端子に供給する。
ａ〜１０ｄから放射された送信ＦＭ信号ＴＸａ〜ＴＸｄ
のうちのいくつかは、標的で反射され、送受共用アンテ
ナ１０ａ〜１０ｄに受信される。送受共用アンテナ１０
ａ〜１０ｄに受信された受信信号は、サーキュレータ６
０ａ〜６０ｄによって送信系から分離され、受信スイッ
チング回路４１内に各送受共用アンテナに対応して設置
されている増幅器４１ａ〜４１ｄに供給される。増幅器
４１ａ〜４１ｄは、タイミング制御回路５４からのタイ
ミング制御信号に従って、順次にかつ間欠的に動作する
ことにより、図３に示すような、受信信号ＲＸａ〜ＲＸ
ｄを発生させ、これらを単一のミキサ４２の受信信号入
力端子に供給する。
【００３３】単一のミキサ４２の局発入力端子には、前
段のＦＭ波発生回路２０から供給されるＦＭ波が連続的
に供給される。受信信号ＲＸａ〜ＲＸｄは、図３のタイ
ミングチャートに示すように、隣接する２個のアンテナ
に分配される送信ＦＭ信号のそれぞれに対して時間的な
重なり部分を生じさせるタイミングで、ミキサ４２に順
次分配される。この結果、ミキサ４２からは、図３のタ
イミングチャートの最下段に示すようなタイミングで、
ビート信号ＢＴａａ，ＢＴａｂ，ＢＴｂｂ・・・が出力
される。
段のＦＭ波発生回路２０から供給されるＦＭ波が連続的
に供給される。受信信号ＲＸａ〜ＲＸｄは、図３のタイ
ミングチャートに示すように、隣接する２個のアンテナ
に分配される送信ＦＭ信号のそれぞれに対して時間的な
重なり部分を生じさせるタイミングで、ミキサ４２に順
次分配される。この結果、ミキサ４２からは、図３のタ
イミングチャートの最下段に示すようなタイミングで、
ビート信号ＢＴａａ，ＢＴａｂ，ＢＴｂｂ・・・が出力
される。
【００３４】まず、ビート信号ＢＴａａに先行する信号
成分Ｎａは、４個の送受共用アンテナＡ〜Ｄのいずれか
らもＦＭ波が放射されていないにもかかわらずミキサ４
２に受信信号ＲＸａが供給されている期間内の混合回路
４２の出力である。従って、この先行信号成分Ｎａは、
送受共用アンテナＡに受信された外来電波によって発生
したビート信号と、増幅器４１ａとミキサ４２内で発生
した内部雑音とが合成された信号に他ならない。
成分Ｎａは、４個の送受共用アンテナＡ〜Ｄのいずれか
らもＦＭ波が放射されていないにもかかわらずミキサ４
２に受信信号ＲＸａが供給されている期間内の混合回路
４２の出力である。従って、この先行信号成分Ｎａは、
送受共用アンテナＡに受信された外来電波によって発生
したビート信号と、増幅器４１ａとミキサ４２内で発生
した内部雑音とが合成された信号に他ならない。
【００３５】これに対して、ビート信号ＢＴａａは、ア
ンテナＡから送信ＦＭ波ＴＸａが放射中されておりかつ
ミキサ４２に受信信号ＲＸａが供給されている期間内の
ミキサ４２の出力である。従って、このビート信号ＢＴ
ａａは、送受共用アンテナＡで放射され、この送受共用
アンテナＡで受信された反射波によって生じたビート信
号に他ならない。
ンテナＡから送信ＦＭ波ＴＸａが放射中されておりかつ
ミキサ４２に受信信号ＲＸａが供給されている期間内の
ミキサ４２の出力である。従って、このビート信号ＢＴ
ａａは、送受共用アンテナＡで放射され、この送受共用
アンテナＡで受信された反射波によって生じたビート信
号に他ならない。
【００３６】ビート信号ＢＴａｂは、送受共用アンテナ
Ａから送信ＦＭ信号ＴＸａが放射されておりかつ最隣接
の送受共用アンテナＢの受信信号ＲＸｂがミキサ４２に
供給されている期間内のミキサ４２の出力である。従っ
て、このビート信号ＢＴａｂは、送受共用アンテナＡで
放射され最隣接の送受共用アンテナＢで受信された反射
波によって生じたビート信号に他ならない。このビート
信号は、送受共用アンテナＡとＢの中間に設置された仮
想的な送受共用アンテナから図５にハッチングを付して
示す仮想的なビームＢａｂが放射され、これが標的で反
射されてこの仮想的な送受共用アンテナに受信されたと
仮想した場合の受信反射波から生じたビート信号に他な
らない。さらに、ビート信号ＢＴｂｂは、送受共用アン
テナＢから送信ＦＭ波ＴＸｂが放射されておりかつミキ
サ４２に受信信号Ｘｂが供給されている期間内の混合回
路４２の出力であり、これは、アンテナＢで放射されこ
のアンテナＢで受信された反射波によって生じたビート
信号に他ならない。
Ａから送信ＦＭ信号ＴＸａが放射されておりかつ最隣接
の送受共用アンテナＢの受信信号ＲＸｂがミキサ４２に
供給されている期間内のミキサ４２の出力である。従っ
て、このビート信号ＢＴａｂは、送受共用アンテナＡで
放射され最隣接の送受共用アンテナＢで受信された反射
波によって生じたビート信号に他ならない。このビート
信号は、送受共用アンテナＡとＢの中間に設置された仮
想的な送受共用アンテナから図５にハッチングを付して
示す仮想的なビームＢａｂが放射され、これが標的で反
射されてこの仮想的な送受共用アンテナに受信されたと
仮想した場合の受信反射波から生じたビート信号に他な
らない。さらに、ビート信号ＢＴｂｂは、送受共用アン
テナＢから送信ＦＭ波ＴＸｂが放射されておりかつミキ
サ４２に受信信号Ｘｂが供給されている期間内の混合回
路４２の出力であり、これは、アンテナＢで放射されこ
のアンテナＢで受信された反射波によって生じたビート
信号に他ならない。
【００３７】以下同様にして、ビート信号ＢＴｂｃは送
受共用アンテナＢで放射され隣接の送受共用アンテナＣ
で受信された受信反射波によって生じたビート信号であ
り、ビート信号ＢＴｃｄは送受共用アンテナＣで放射さ
れ隣接の送受共用アンテナＤで受信された受信反射波に
よって生じたビート信号である。また、ビート信号ＢＴ
ｃｃはアンテナＣで放射されこのアンテナＣで受信され
た受信反射波によって生じたビート信号であり、ビート
信号ＢＴｄｄはアンテナＤで放射されこのアンテナＤで
受信された受信反射波によって生じたビート信号であ
る。
受共用アンテナＢで放射され隣接の送受共用アンテナＣ
で受信された受信反射波によって生じたビート信号であ
り、ビート信号ＢＴｃｄは送受共用アンテナＣで放射さ
れ隣接の送受共用アンテナＤで受信された受信反射波に
よって生じたビート信号である。また、ビート信号ＢＴ
ｃｃはアンテナＣで放射されこのアンテナＣで受信され
た受信反射波によって生じたビート信号であり、ビート
信号ＢＴｄｄはアンテナＤで放射されこのアンテナＤで
受信された受信反射波によって生じたビート信号であ
る。
【００３８】単一のミキサ４２から順次出力される雑音
成分Ｎａと７種のビート信号ＢＴａａ，ＢＴａｂ，ＢＴ
ｂｂ・・・ＢＴｄｄは、検出・制御回路５０に供給され
る。検出・制御回路５０に供給された雑音成分と各ビー
ト信号は、Ａ／Ｄ変換回路５２でディジタル信号に変換
され、高速フーリエ変換回路５３で周波数スペクトルに
変換されてＣＰＵ５１に供給される。ＣＰＵ５１は、７
種のビート信号ＢＴａａ，ＢＴａｂ，ＢＴｂｂ・・・Ｂ
Ｔｄｄの周波数ｆａａ，ｆａｂ，ｆｂｂ・・・ｆｄｄに
対し適宜な統計的な処理を施す（例えば単純平均値を算
定する）ことにより、ビート周波数を確定し、これに基
づきＦＭ波の伝播遅延時間を算定し、標的までの距離を
算定する。
成分Ｎａと７種のビート信号ＢＴａａ，ＢＴａｂ，ＢＴ
ｂｂ・・・ＢＴｄｄは、検出・制御回路５０に供給され
る。検出・制御回路５０に供給された雑音成分と各ビー
ト信号は、Ａ／Ｄ変換回路５２でディジタル信号に変換
され、高速フーリエ変換回路５３で周波数スペクトルに
変換されてＣＰＵ５１に供給される。ＣＰＵ５１は、７
種のビート信号ＢＴａａ，ＢＴａｂ，ＢＴｂｂ・・・Ｂ
Ｔｄｄの周波数ｆａａ，ｆａｂ，ｆｂｂ・・・ｆｄｄに
対し適宜な統計的な処理を施す（例えば単純平均値を算
定する）ことにより、ビート周波数を確定し、これに基
づきＦＭ波の伝播遅延時間を算定し、標的までの距離を
算定する。
【００３９】また、ＣＰＵ５１は、７種のビート信号Ｂ
Ｔａａ，ＢＴａｂ，ＢＴｂｂ・・・ＢＴｄｄのレベルＬ
ａａ，Ｌａｂ，Ｌｂｂ・・・Ｌｄｄのうち、雑音除去の
ために設定した所定の閾値よりも大きなものだけを選択
し、選択した各レベルで重み付けしつつ対応のアンテナ
の方位角の平均値を算定することにより標的への方位を
検出する。例えば、３種のビート信号ＢＴａａ，ＢＴａ
ｂ，ＢＴｂｂのレベルＬａａ，Ｌａｂ，Ｌｂｂが閾値を
越えている場合には、標的の方位角Θは Θ＝(Laa・θa ＋Lab ・θab＋Lcc ・θc ）/ （Laa ＋
Lab ＋Lbb ） と算定される。ただし、θabは、アンテナＡとＢとの中
間に設置された仮想的なアンテナＡＢの方位角であり、 θab＝（θａ＋θｂ）／２ と設定される。
Ｔａａ，ＢＴａｂ，ＢＴｂｂ・・・ＢＴｄｄのレベルＬ
ａａ，Ｌａｂ，Ｌｂｂ・・・Ｌｄｄのうち、雑音除去の
ために設定した所定の閾値よりも大きなものだけを選択
し、選択した各レベルで重み付けしつつ対応のアンテナ
の方位角の平均値を算定することにより標的への方位を
検出する。例えば、３種のビート信号ＢＴａａ，ＢＴａ
ｂ，ＢＴｂｂのレベルＬａａ，Ｌａｂ，Ｌｂｂが閾値を
越えている場合には、標的の方位角Θは Θ＝(Laa・θa ＋Lab ・θab＋Lcc ・θc ）/ （Laa ＋
Lab ＋Lbb ） と算定される。ただし、θabは、アンテナＡとＢとの中
間に設置された仮想的なアンテナＡＢの方位角であり、 θab＝（θａ＋θｂ）／２ と設定される。
【００４０】なお、前述のように、雑音成分Ｎａはアン
テナＡに受信された外来電波によって発生したビート信
号と、増幅器４１ａと混合回路４２内で発生した内部雑
音とが合成された信号に他ならない。この場合、必要に
応じて、この雑音の周波数スペクトルをＣＰＵ５１で抽
出させてメモリ５５に保存させ、受信反射波のビート信
号のレベルと周波数の検出に際して、メモリ５５に保存
中の雑音成分をビート信号から減算させることにより、
外来雑音や混合回路の内部雑音を消去する方法を採用で
きる。これは、通常は時間変動の激しい外来雑音が比較
的定常的な内部雑音に比べて十分低レベルである場合
や、外来雑音の変化速度が遅いため全てのビート信号中
に同一周波数・同一レベルで混入する場合などには有効
である。
テナＡに受信された外来電波によって発生したビート信
号と、増幅器４１ａと混合回路４２内で発生した内部雑
音とが合成された信号に他ならない。この場合、必要に
応じて、この雑音の周波数スペクトルをＣＰＵ５１で抽
出させてメモリ５５に保存させ、受信反射波のビート信
号のレベルと周波数の検出に際して、メモリ５５に保存
中の雑音成分をビート信号から減算させることにより、
外来雑音や混合回路の内部雑音を消去する方法を採用で
きる。これは、通常は時間変動の激しい外来雑音が比較
的定常的な内部雑音に比べて十分低レベルである場合
や、外来雑音の変化速度が遅いため全てのビート信号中
に同一周波数・同一レベルで混入する場合などには有効
である。
【００４１】図４は、上記雑音の検出・消去機能に着目
し、雑音検出期間を全てのチャネルに分散して付加する
場合のタイミングチャートである。図中ハッチングを付
した雑音成分ＮａはアンテナＡに受信された外来雑音と
増幅器４１ａと混合回路４２の内部雑音が合成されたも
のとなる。また、雑音成分ＮｂはアンテナＢに受信され
た外来雑音と増幅器４１ｂとミキサ４２の内部雑音が合
成されたものとなる。以下同様にして、雑音成分Ｎｃ，
Ｎｄは、それぞれ送受共用アンテナＣ，Ｄに受信された
外来雑音と増幅器４１ｃ，４１ｄとミキサ４２の内部雑
音とが合成されたものとなる。ＣＰＵ５１は、各雑音ス
ペクトルを検出してメモリ５５に保存し、これをミキサ
４２で発生したビート信号から減算することにより雑音
除去を行うことができる。
し、雑音検出期間を全てのチャネルに分散して付加する
場合のタイミングチャートである。図中ハッチングを付
した雑音成分ＮａはアンテナＡに受信された外来雑音と
増幅器４１ａと混合回路４２の内部雑音が合成されたも
のとなる。また、雑音成分ＮｂはアンテナＢに受信され
た外来雑音と増幅器４１ｂとミキサ４２の内部雑音が合
成されたものとなる。以下同様にして、雑音成分Ｎｃ，
Ｎｄは、それぞれ送受共用アンテナＣ，Ｄに受信された
外来雑音と増幅器４１ｃ，４１ｄとミキサ４２の内部雑
音とが合成されたものとなる。ＣＰＵ５１は、各雑音ス
ペクトルを検出してメモリ５５に保存し、これをミキサ
４２で発生したビート信号から減算することにより雑音
除去を行うことができる。
【００４２】以上、最隣接の２個のアンテナのビームど
うしが重なり合うように各アンテナを設置する構成を例
示した。しかしながら、３個以上の隣接アンテナのビー
ムどうしが重なり合うようにずれ角を更に狭めて配置す
る構成とすることもできる。また、４個のアンテナを配
置する構成を例示したが、このアンテナの個数を２個，
３個，５個など適宜な値に設定できる。
うしが重なり合うように各アンテナを設置する構成を例
示した。しかしながら、３個以上の隣接アンテナのビー
ムどうしが重なり合うようにずれ角を更に狭めて配置す
る構成とすることもできる。また、４個のアンテナを配
置する構成を例示したが、このアンテナの個数を２個，
３個，５個など適宜な値に設定できる。
【００４３】また、各アンテナからＦＭ波のみを放射す
る構成を例示したが、一定周波数の電波を放射する期間
を適宜なタイミングで挿入することにより、受信反射波
のドップラーシフト量を検出し、これに基づき標的との
相対速度を検出する機能を付加することもできる。
る構成を例示したが、一定周波数の電波を放射する期間
を適宜なタイミングで挿入することにより、受信反射波
のドップラーシフト量を検出し、これに基づき標的との
相対速度を検出する機能を付加することもできる。
【００４４】更に、電界効果トランジスタを２段縦列に
接続することにより各増幅・分配回路を構成する例を説
明したが、これらを電界効果トランジスタ単段の構成と
したり、あるいは必要に応じて３段以上の縦列接続構成
とすることもできる。
接続することにより各増幅・分配回路を構成する例を説
明したが、これらを電界効果トランジスタ単段の構成と
したり、あるいは必要に応じて３段以上の縦列接続構成
とすることもできる。
【００４５】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明の時
分割型ＦＭレーダシステムは、局発信号をスイッチング
する代わりに、受信信号をスイッチングする構成である
からミキサが一つだけで済み、部品点数と調整作業時間
が低減され、製造費用が廉価になるという利点がある。
さらに、複数のミキサを使用する従来構成のように各ミ
キサの混合特性のバラツキに伴う方位検出精度の低下が
有効に回避される。
分割型ＦＭレーダシステムは、局発信号をスイッチング
する代わりに、受信信号をスイッチングする構成である
からミキサが一つだけで済み、部品点数と調整作業時間
が低減され、製造費用が廉価になるという利点がある。
さらに、複数のミキサを使用する従来構成のように各ミ
キサの混合特性のバラツキに伴う方位検出精度の低下が
有効に回避される。
【００４６】また、本発明の時分割型ＦＭレベルシステ
ムは、ＦＭ信号を間歇動作の増幅器によって増幅しなが
ら複数の送受共用アンテナに分配する構成であるから、
従来の構成に比べてｐｉｎダイオード・スイッチの挿入
損失（典型的には約３ｄＢ）の分だけ少ない増幅出力を
実現すればよく、消費電力を半減できる。また、間歇動
作の期間以外は増幅器を高挿入損失の非動作状態にする
ため、チャネル間の干渉を低減できる。
ムは、ＦＭ信号を間歇動作の増幅器によって増幅しなが
ら複数の送受共用アンテナに分配する構成であるから、
従来の構成に比べてｐｉｎダイオード・スイッチの挿入
損失（典型的には約３ｄＢ）の分だけ少ない増幅出力を
実現すればよく、消費電力を半減できる。また、間歇動
作の期間以外は増幅器を高挿入損失の非動作状態にする
ため、チャネル間の干渉を低減できる。
【００４７】さらに、本発明の好適な実施例によれば、
複数の送受共用アンテナの一つから放射された電波を他
の送受共用アンテナで受信することにより、典型的に
は、隣接する各送受共用アンテナ間に仮想的な送受共用
アンテナを１個ずつ追加したと同様の機能が実現され
る。この結果、限られた送受共用アンテナの個数のもと
で高い検出精度と広い検出角度範囲が実現でき、システ
ムの規模とコストの低減が達成される。
複数の送受共用アンテナの一つから放射された電波を他
の送受共用アンテナで受信することにより、典型的に
は、隣接する各送受共用アンテナ間に仮想的な送受共用
アンテナを１個ずつ追加したと同様の機能が実現され
る。この結果、限られた送受共用アンテナの個数のもと
で高い検出精度と広い検出角度範囲が実現でき、システ
ムの規模とコストの低減が達成される。
【図１】本発明の一実施例の時分割型ＦＭレーダシステ
ムの構成を示すブロック図である。
ムの構成を示すブロック図である。
【図２】図１の送信スイッチング回路３１を構成する増
幅器３１ａの構成の一例を示す回路図である。
幅器３１ａの構成の一例を示す回路図である。
【図３】図１の時分割型ＦＭレーダシステムの動作の一
例を説明するためのタイミングチャートである。
例を説明するためのタイミングチャートである。
【図４】図１の時分割型ＦＭレーダシステムの動作の他
の一例を説明するためのタイミングチャートである。
の一例を説明するためのタイミングチャートである。
【図５】本発明の動作方法の一例を説明するための概念
図である。
図である。
【図６】先行技術の時分割型ＦＭレーダシステムの構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図７】図６のレーダシステムの動作を説明するための
タイミングチャートである。
タイミングチャートである。
【図８】図６の各ミキサの特性のバラツキを一例を説明
するための特性図である。
するための特性図である。
10a 〜10d 送受共用アンテナ（ビーム送受信手段） 20 ＦＭ信号発生部 30 送信部 31 送信スイッチング回路 31a 〜31d 増幅器 40 受信部 41 受信スイッチング回路 41a 〜41d 増幅器 42 単一のミキサ 50 検出・制御部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−259874（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−19588（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−54494（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−264728（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−84377（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−73210（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−142205（ＪＰ，Ａ) 特許2567332（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01S 7/02 G01S 13/34 G01S 13/91 - 13/93
Claims (10)
- 【請求項１】時間とともに周波数が変化する連続的なＦ
Ｍ信号を発生するＦＭ信号発生回路と、 複数の送信アンテナと、 前記ＦＭ信号発生器が発生した連続的なＦＭ信号をバイ
アス電圧の昇降に基づき間欠的に増幅することにより順
次切り取って前記複数の送信アンテナのそれぞれに順次
分配する送信スイッチング回路と、 前記送信アンテナのそれぞれから送信され反射体で生じ
た反射波を含む信号を受信信号として受信する複数の受
信アンテナと、 これら受信アンテナのそれぞれに対応して設置され、対
応の受信アンテナの受信信号をバイアス電圧の昇降に基
づき間欠的に増幅することによりミキサに供給する複数
の受信増幅回路と、 これら受信増幅回路から供給された受信信号と、前記Ｆ
Ｍ信号発生器が発生したＦＭ信号の一部とを混合するこ
とによりビート信号を発生するミキサと、 前記ミキサで発生されたビート信号の周波数から前記反
射体との距離を検出する機能を有する位置検出回路とを
備えたことを特徴とする時分割型ＦＭレーダシステム。 - 【請求項２】 請求項１において、 前記ミキサは、前記各受信増幅回路から供給された受信
信号を受ける単一のミキサから成ることを特徴とする時
分割型ＦＭレーダシステム。 - 【請求項３】 請求項１又は２において、 前記受信増幅回路は、前記各送信アンテナのうち対応の
もの及びこれに隣接するもののビーム放射期間にわたっ
て前記受信アンテナの受信信号を間欠的に増幅しながら
前記ミキサに供給する手段を備えたことを特徴とする時
分割型ＦＭレーダシステム。 - 【請求項４】 請求項１乃至３のそれぞれにおいて、 前記位置検出回路は、前記送信アンテナのいずれからも
ビームが放射されない期間内の前記ミキサからの出力を
雑音成分として保存する手段を備えたことを特徴とする
時分割型ＦＭレーダシステム。 - 【請求項５】 請求項１乃至４のそれぞれにおいて、 前記位置検出回路は、前記ミキサから出力されるビート
信号のレベルと前記各ビーム送受信手段の配置とに基づ
き前記反射体の方位を検出する機能をさらに備えたこと
を特徴とする時分割型ＦＭレーダシステム。 - 【請求項６】 請求項１乃至４のそれぞれにおいて、 前記送信スイッチング回路と前記受信増幅回路とを構成
する前記増幅器は、前記増幅対象の信号を受けるゲート
端子、接地されたソース（又はドレイン）端子及びバイ
アス入力端子とＦＭ信号の出力端子とを兼ねるドレイン
（又はソース）端子を有する電界効果トランジスタと、 この電界効果トランジスタのバイアス入力端子に供給す
るバイアス電圧を間欠的に昇降させることによりこの電
界効果トランジスタを間欠的に動作させるバイアス制御
回路とを備えたことを特徴とする時分割型ＦＭレーダシ
ステム。 - 【請求項７】送信されたＦＭ信号の反射波を受信する複
数の受信アンテナと、これら複数の受信アンテナのそれぞれに対応して設置さ
れる複数のトランジスタから成り、対応の受信アンテナ
に受信された受信信号をバイアス電圧の昇降に基づき間
欠的に通過させる複数の受信回路と、 ＦＭ信号発生回路から発生されたＦＭ信号と、前記受信
回路のそれぞれを通過した受信信号とを混合してビート
信号を発生するミキサと、 前記各受信回路の動作タイミングを制御するタイミング
制御部と を備えたことを特徴とするＦＭレーダ用受信回
路。 - 【請求項８】送信されたＦＭ信号の反射波を受信する複
数の受信アンテナと、 これら複数の受信アンテナのそれぞれに対応して設置さ
れ、受信信号をバイアス電圧の昇降に基づき増幅する複
数の増幅器と、 ＦＭ信号発生回路から発生されたＦＭ信号と、前記受信
増幅回路のそれぞれで増幅された信号とを混合してビー
ト信号を発生するミキサと、 前記各増幅器の動作タイミングを制御するタイミング制
御部とを備えたことを特徴とするＦＭレーダ用受信回
路。 - 【請求項９】 請求項８において、 前記ミキサは、前記各増幅回路の各出力端子に共通に接
続される入力端子を有する単一のミキサから成ることを
特徴とするＦＭレーダ用受信回路。 - 【請求項１０】送信された信号の反射波を受信する複数
の受信アンテナと、 これら複数の受信アンテナのそれぞれに対応して設置さ
れる複数のトランジスタから成り、対応の受信アンテナ
に受信された受信信号をバイアス電圧の昇降に基づき間
欠的に通過させる複数の受信回路と、 前記送信される信号の一部と、前記受信回路のそれぞれ
を通過した受信信号とを混合してビート信号を発生する
ミキサと、 前記各受信回路の動作タイミングを制御するタイミンク
制御部とを備えたことを特徴とするＦＭレーダ用受信回
路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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