JP2750781B2 - Ｆｍレーダ - Google Patents
ＦｍレーダInfo
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- JP2750781B2 JP2750781B2 JP2303810A JP30381090A JP2750781B2 JP 2750781 B2 JP2750781 B2 JP 2750781B2 JP 2303810 A JP2303810 A JP 2303810A JP 30381090 A JP30381090 A JP 30381090A JP 2750781 B2 JP2750781 B2 JP 2750781B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、車両の追突防止などに利用されるFMレーダ
に関するものである。
に関するものである。
（従来の技術） 車両に搭載され追突防止などに利用される車載用レー
ダは、数10cm程度の至近距離を測定可能とする必要上、
パルスレーダよりもFMレーダが適している。また、最遠
測定距離は数100メートル程度で足りることから放射電
波が必要以上遠方まで伝播したり、既存のマイクロ波帯
利用の設備との干渉を回避することなどを考慮して、60
GHz程度の減衰の大きなミリ波帯の電波が利用される。
ダは、数10cm程度の至近距離を測定可能とする必要上、
パルスレーダよりもFMレーダが適している。また、最遠
測定距離は数100メートル程度で足りることから放射電
波が必要以上遠方まで伝播したり、既存のマイクロ波帯
利用の設備との干渉を回避することなどを考慮して、60
GHz程度の減衰の大きなミリ波帯の電波が利用される。
このFMレーダは、第８図に示すように、FM信号発生回
路101から出力されるFM信号が分割回路102で２分割され
その一方がサーキュレータ103を通してアンテナ104から
放射されるように構成されている。このアンテナ104に
受信された反射波は、サーキュレータ103を通って混合
器（ミキサ）105の一方の入力端子に供給される。混合
器105の他方の入力端子には、上記２分割されたFM信号
の他方が供給され、上記反射波とのビートが発生され
る。このビート周波数が検出部106で検出され、反射物
体までの距離に変換される。
路101から出力されるFM信号が分割回路102で２分割され
その一方がサーキュレータ103を通してアンテナ104から
放射されるように構成されている。このアンテナ104に
受信された反射波は、サーキュレータ103を通って混合
器（ミキサ）105の一方の入力端子に供給される。混合
器105の他方の入力端子には、上記２分割されたFM信号
の他方が供給され、上記反射波とのビートが発生され
る。このビート周波数が検出部106で検出され、反射物
体までの距離に変換される。
FM信号は、その振幅がほぼ一定値に保たれると共にそ
の周波数は、一定周期で三角波状や鋸歯状に変化せしめ
られる。このFM信号は、連続的に、あるいは少なくとも
物体との間の電波の伝播遅延時間に比べて十分長い期間
にわたって断続的に発生されるため、パルスレーダとの
区別を一層明確にする意味でFM−CWレーダとも称され
る。
の周波数は、一定周期で三角波状や鋸歯状に変化せしめ
られる。このFM信号は、連続的に、あるいは少なくとも
物体との間の電波の伝播遅延時間に比べて十分長い期間
にわたって断続的に発生されるため、パルスレーダとの
区別を一層明確にする意味でFM−CWレーダとも称され
る。
FM信号の周波数F1は、三角波や鋸歯状波の周期に比べ
て短い期間に着目すれば、次式のように、時間に比例し
て変化する。
て短い期間に着目すれば、次式のように、時間に比例し
て変化する。
F1＝Fo＋（δF/T）ｔ ・・・（１） ただし、FoとδＦは周波数のディメンションを持つ定
数、Ｔは時間のディメンションを持つ定数、ｔは時間の
ディメンションを持つ変数である。
数、Ｔは時間のディメンションを持つ定数、ｔは時間の
ディメンションを持つ変数である。
第９図のアンテナ104から放射されたFM信号が時間τ
の経過後にアンテナ104に反射波として受信されるもの
とすれば、この反射波の周波数F2は次式のようになる。
の経過後にアンテナ104に反射波として受信されるもの
とすれば、この反射波の周波数F2は次式のようになる。
F2＝Fo＋（δF/T）（ｔ−τ） ・・・（２） このFMレーダ内の信号の遅延時間の差異が上記反射波
の遅延時間τに比べて無視できる程度のものとすれば、
混合器105から出力されるビートの周波数F3は、 F3＝F1−F2 ＝（τ/T）δＦ ・・・（３） となる。ただし、FMレーダ搭載の車両と反射波を発生
させた他の車両との相対速度差によるドップラシフト量
は伝播遅延時間によるシフト量に比べて十分小さいもの
として無視する。
の遅延時間τに比べて無視できる程度のものとすれば、
混合器105から出力されるビートの周波数F3は、 F3＝F1−F2 ＝（τ/T）δＦ ・・・（３） となる。ただし、FMレーダ搭載の車両と反射波を発生
させた他の車両との相対速度差によるドップラシフト量
は伝播遅延時間によるシフト量に比べて十分小さいもの
として無視する。
従って、電波の伝播速度をｃとすれば、反射波を発生
させた物体までの距離Ｄは、 Ｄ＝ｃ・τ/2 ＝ｃ・Ｔ・F3/（２δＦ） ・・・（４） と算定される。
させた物体までの距離Ｄは、 Ｄ＝ｃ・τ/2 ＝ｃ・Ｔ・F3/（２δＦ） ・・・（４） と算定される。
（３）式を参照すれば、物体までの距離が短くなり遅
延時間τが小さくなるにつれて、ビート周波数が低下す
る。このビート周波数の低下につれて混合時の1/f雑音
の妨害が大きくなり、このビート周波数の検出が困難に
なる。
延時間τが小さくなるにつれて、ビート周波数が低下す
る。このビート周波数の低下につれて混合時の1/f雑音
の妨害が大きくなり、このビート周波数の検出が困難に
なる。
例えば、物体までの距離Ｄを1mとすればτは約7nsと
なる。この場合、Ｔを100μｓ、δＦを400MHzとすれ
ば、ビート周波数F3は約28KHzという低い周波数とな
る。
なる。この場合、Ｔを100μｓ、δＦを400MHzとすれ
ば、ビート周波数F3は約28KHzという低い周波数とな
る。
このビート周波数を高めるためには、FM変調の変調速
度1/Tを高めたり、変調周波数幅δＦを増大させること
が必要になるが、これには限度がある。
度1/Tを高めたり、変調周波数幅δＦを増大させること
が必要になるが、これには限度がある。
上記問題点を解決するため、本出願人は先願に係わる
特願平２−121366号において第10図に示すような構成の
FMレーダを開示した。
特願平２−121366号において第10図に示すような構成の
FMレーダを開示した。
このFMレーダによれば、FM信号発生回路201によって
マイクロ波帯あるいは準ミリ波帯のFM信号が発生され、
このFM信号が分割回路202で２分割されその一方が周波
数逓倍回路203によってミリ波帯に変換されたのち、帯
域通過濾波回路204とサーキュレータ205とを通してアン
テナ206から放射される。このアンテナ206に受信された
反射波は、サーキュレータ205を通して混合器209の一方
の入力端子に供給される。混合器209の他方の入力端子
には、上記２分割されたFM信号の他方が周波数逓倍回路
207によってミリ波帯に変換されたものが帯域通過濾波
回路208を通して供給され、上記反射波とのビートが発
生される。周波数逓倍回路203と207の逓倍次数を１程度
異ならせてビート周波数を数GHzから十数GHzの高域側に
シフトさせることにより、1/f雑音の妨害を有効に回避
することができる。
マイクロ波帯あるいは準ミリ波帯のFM信号が発生され、
このFM信号が分割回路202で２分割されその一方が周波
数逓倍回路203によってミリ波帯に変換されたのち、帯
域通過濾波回路204とサーキュレータ205とを通してアン
テナ206から放射される。このアンテナ206に受信された
反射波は、サーキュレータ205を通して混合器209の一方
の入力端子に供給される。混合器209の他方の入力端子
には、上記２分割されたFM信号の他方が周波数逓倍回路
207によってミリ波帯に変換されたものが帯域通過濾波
回路208を通して供給され、上記反射波とのビートが発
生される。周波数逓倍回路203と207の逓倍次数を１程度
異ならせてビート周波数を数GHzから十数GHzの高域側に
シフトさせることにより、1/f雑音の妨害を有効に回避
することができる。
ビート周波数を高域側にシフトさせる手法としては、
第11図のような構成も考えられる。
第11図のような構成も考えられる。
すなわち、FM信号発生回路301によってマイクロ波帯
あるいは準ミリ波帯のFM信号が発生され、分割回路392
で２分割されその一方がアップコンバータ303によって
ミリ波帯に変換されたのち、帯域通過濾波回路304とサ
ーキュレータ305とを通してアンテナ306から放射され
る。このアンテナ306に受信された反射波は、サーキュ
レータ305を通して混合器309の一方の入力端子に供給さ
れる。混合器309の他方の入力端子には、上記２分割さ
れたFM信号の他方がアップコンバータ307によってミリ
波帯に変換されたものが帯域通過濾波回路308を通して
供給され、上記反射波とのビートが発生される。アップ
コンバータ303と307の局部発振器の周波数を異ならせて
ビート周波数を数GHzから十数GHzの高域側にシフトさせ
ることにより、1/f雑音の妨害を有効に回避することが
できる。
あるいは準ミリ波帯のFM信号が発生され、分割回路392
で２分割されその一方がアップコンバータ303によって
ミリ波帯に変換されたのち、帯域通過濾波回路304とサ
ーキュレータ305とを通してアンテナ306から放射され
る。このアンテナ306に受信された反射波は、サーキュ
レータ305を通して混合器309の一方の入力端子に供給さ
れる。混合器309の他方の入力端子には、上記２分割さ
れたFM信号の他方がアップコンバータ307によってミリ
波帯に変換されたものが帯域通過濾波回路308を通して
供給され、上記反射波とのビートが発生される。アップ
コンバータ303と307の局部発振器の周波数を異ならせて
ビート周波数を数GHzから十数GHzの高域側にシフトさせ
ることにより、1/f雑音の妨害を有効に回避することが
できる。
（発明が解決しようとする課題） 上記第10図に示した逓倍次数を異ならせてビート周波
数を高域側にシフトさせる構成では、異なる次数の逓倍
回路と異なる特性の帯域通過回路が必要になり、部品の
種類と点数が増加して高価になるという問題がある。
数を高域側にシフトさせる構成では、異なる次数の逓倍
回路と異なる特性の帯域通過回路が必要になり、部品の
種類と点数が増加して高価になるという問題がある。
また、第11図に示したアップコンバータの局発周波数
を異ならせることによりビート周波数を高域側にシフト
させる構成でも、混合器と異なる周波数の局部発振器が
必要になり、部品の種類と点数が増加して高価になると
いう問題がある。また、この構成では、局発周波数が周
囲温度などによって独立に変動するため測定精度が低下
するという問題もある。
を異ならせることによりビート周波数を高域側にシフト
させる構成でも、混合器と異なる周波数の局部発振器が
必要になり、部品の種類と点数が増加して高価になると
いう問題がある。また、この構成では、局発周波数が周
囲温度などによって独立に変動するため測定精度が低下
するという問題もある。
（課題を解決するための手段） 本発明のFMレーダは、分割したFM信号のうちアンテナ
から放出する側に遅延を与えるための遅延回路を挿入す
ることによりビート周波数を高周波側にシフトさせて1/
f雑音の妨害を回避すると共に、この遅延後のFM信号を
周波数逓倍又は周波数変換してアンテナから放射するこ
とにより、遅延回路内を通過するFM信号の周波数を低減
させ、この遅延回路内の通過損失を低減するように構成
されている。
から放出する側に遅延を与えるための遅延回路を挿入す
ることによりビート周波数を高周波側にシフトさせて1/
f雑音の妨害を回避すると共に、この遅延後のFM信号を
周波数逓倍又は周波数変換してアンテナから放射するこ
とにより、遅延回路内を通過するFM信号の周波数を低減
させ、この遅延回路内の通過損失を低減するように構成
されている。
（作用） 本発明の作用については、以下の実施例と共に詳細に
説明する。
説明する。
（実施例） 第１図は、本発明の一実施例のFMレーダの構成を示す
ブロック図であり、１はFM信号発生回路、２は分割回
路、３は遅延回路、４はサーキュレータ、５はアンテ
ナ、６は混合器、７は検出回路である。
ブロック図であり、１はFM信号発生回路、２は分割回
路、３は遅延回路、４はサーキュレータ、５はアンテ
ナ、６は混合器、７は検出回路である。
FM信号発生回路１は、FETと可変容量ダイオードとを
組合せて構成した電圧制御発振器（VCO）でマイクロ波
帯や準ミリ波帯のFM信号を発生させこれをミリ波帯まで
周波数逓倍したり、あるいはガンダイオードによるVCO
を直接ミリ波帯で動作させることにより実現される。FM
信号発振回路１から出力されるミリ波帯のFM信号方向性
結合器などで構成される分割回路２で２分割されその一
方が遅延回路３とサーキュレータ４とを通過してアンテ
ナ５から放射される。このアンテナ５に受信された反射
波は、サーキュレータ４を逆向きに通過して混合器６の
一方の入力端子に供給される。混合器６の他方の入力端
子には、上記２分割されたFM信号の他方が供給され、上
記反射波とのビートが発生される。このビート周波数が
検出回路７で検出され、反射物体までの距離に変換され
る。
組合せて構成した電圧制御発振器（VCO）でマイクロ波
帯や準ミリ波帯のFM信号を発生させこれをミリ波帯まで
周波数逓倍したり、あるいはガンダイオードによるVCO
を直接ミリ波帯で動作させることにより実現される。FM
信号発振回路１から出力されるミリ波帯のFM信号方向性
結合器などで構成される分割回路２で２分割されその一
方が遅延回路３とサーキュレータ４とを通過してアンテ
ナ５から放射される。このアンテナ５に受信された反射
波は、サーキュレータ４を逆向きに通過して混合器６の
一方の入力端子に供給される。混合器６の他方の入力端
子には、上記２分割されたFM信号の他方が供給され、上
記反射波とのビートが発生される。このビート周波数が
検出回路７で検出され、反射物体までの距離に変換され
る。
分割回路２から混合器６の入力端子に直接供給される
FM信号の周波数が前述した（１）式で与えられるものと
すれば、サーキュレータ４を通過して混合器６に供給さ
れる反射波の周波数F2′は次式で与えられる。
FM信号の周波数が前述した（１）式で与えられるものと
すれば、サーキュレータ４を通過して混合器６に供給さ
れる反射波の周波数F2′は次式で与えられる。
F2′＝Fo＋（δF/T）（ｔ−τｄ−τ） ・・・（５） ただし、τｄは遅延回路３によるFM信号の遅延時間、
τはアンテナ５から放射されたFM信号が物体で反射され
てアンテナ５に受信されるまでの伝播遅延時間である。
τはアンテナ５から放射されたFM信号が物体で反射され
てアンテナ５に受信されるまでの伝播遅延時間である。
混合器６から出力されるビートの周波数F3′は、 F3′＝F1−F2′ ＝〔（τｄ＋τ）/T〕δＦ ・・・（６） となる。
遅延回路３を挿入しない場合のビート周波数F3は
（３）式で与えられるため、遅延回路３の挿入に伴うビ
ート周波数F3′の高域側へのシフト量ΔＦは、 ΔＦ＝F3′−F3 ＝（τd/T）δＦ ・・・・（７） となる。
（３）式で与えられるため、遅延回路３の挿入に伴うビ
ート周波数F3′の高域側へのシフト量ΔＦは、 ΔＦ＝F3′−F3 ＝（τd/T）δＦ ・・・・（７） となる。
物体までの距離Ｄは、検出部７において、 Ｄ＝ｃ・Ｔ（F3′−ΔＦ）／（２δＦ）・・・（８） と算定される。
Ｔを100μｓ、δＦを400MHzとした場合、遅延回路で
約70nsの遅延時間を与えるものとすれば、ビート周波数
を300KHz程度高域側にシフトできる。このような遅延回
路は、高誘電率の誘電体基板を用いたマイクロストリッ
プ形式のミアンダー回路によって実現できる。
約70nsの遅延時間を与えるものとすれば、ビート周波数
を300KHz程度高域側にシフトできる。このような遅延回
路は、高誘電率の誘電体基板を用いたマイクロストリッ
プ形式のミアンダー回路によって実現できる。
このように、遅延回路３の挿入に伴い（７）式のΔＦ
だけビート周波数が高域側にシフトされ、1/f雑音の妨
害が有効に回避される。
だけビート周波数が高域側にシフトされ、1/f雑音の妨
害が有効に回避される。
第２図は、本発明の他の実施例のFMレーダーの構成を
示すブロック図である。本図中第１図と同一の参照符号
が付された構成要素は第１図に関して説明したものと同
一の構成要素である。
示すブロック図である。本図中第１図と同一の参照符号
が付された構成要素は第１図に関して説明したものと同
一の構成要素である。
この実施例においては、遅延回路３が分割回路３とサ
ーキュレータ４との間ではなく、サーキュレータ３と混
合器６との間に挿入され、反射波がτｄだけ遅延され
る。ビート周波数の高域側へのシフト量と物体までの距
離Ｄはそれぞれ（７）式と（８）式で与えられる。
ーキュレータ４との間ではなく、サーキュレータ３と混
合器６との間に挿入され、反射波がτｄだけ遅延され
る。ビート周波数の高域側へのシフト量と物体までの距
離Ｄはそれぞれ（７）式と（８）式で与えられる。
第３図は、本発明の更に他の実施例のFMレーダの構成
を示すブロック図である。本図中第１図と同一の参照符
号が付された構成要素は第１図に関して説明したものと
同一の構成要素である。
を示すブロック図である。本図中第１図と同一の参照符
号が付された構成要素は第１図に関して説明したものと
同一の構成要素である。
この実施例においては、遅延回路３′が、サーキュレ
ータとアンテナ５との間に挿入されている。この場合、
アンテナ５から放射されるFM信号が遅延回路３′でτd/
2だけ遅延されると共に、アンテナ５に受信された反射
波がこの遅延回路３′を通過する際に更にτd/2だけ遅
延され、往復でτｄだけ遅延されて混合器６に供給され
る。従ってビート周波数の高域側へのシフト量と物体ま
での距離Ｄはそれぞれ（７）式と（８）式で与えられ
る。
ータとアンテナ５との間に挿入されている。この場合、
アンテナ５から放射されるFM信号が遅延回路３′でτd/
2だけ遅延されると共に、アンテナ５に受信された反射
波がこの遅延回路３′を通過する際に更にτd/2だけ遅
延され、往復でτｄだけ遅延されて混合器６に供給され
る。従ってビート周波数の高域側へのシフト量と物体ま
での距離Ｄはそれぞれ（７）式と（８）式で与えられ
る。
第４図は本発明の他の実施例のFMレーダの構成を示す
ブロック図であり、11は準ミリ波のFM信号を発生するFM
信号発生回路、12は分割回路、13は遅延回路、14と19は
アップコンバータ、15と20は帯域通過濾波回路、16はサ
ーキュレータ、17はアンテナ、18は混合器、21は検出回
路である。
ブロック図であり、11は準ミリ波のFM信号を発生するFM
信号発生回路、12は分割回路、13は遅延回路、14と19は
アップコンバータ、15と20は帯域通過濾波回路、16はサ
ーキュレータ、17はアンテナ、18は混合器、21は検出回
路である。
この実施例においては、FM信号の分割と遅延がマイク
ロ波帯や準ミリ波帯で行われたのち、アップコンバータ
14と19によってミリ波帯に変換される。ミリ波帯に変換
された一方のFM信号は帯域通過濾波回路15とサーキュレ
ータ16とを通してアンテナ17から放射され、このアンテ
ナ17に受信された反射波がサーキュレータ16を通して混
合器18の一方の入力端子に供給される。アップコンバー
タ19によってミリ波帯に変換された他方のFM信号は帯域
通過濾波回路20を通して混合器18の他方の入力端子に供
給され、反射波とのビートが検出回路21に出力される。
ロ波帯や準ミリ波帯で行われたのち、アップコンバータ
14と19によってミリ波帯に変換される。ミリ波帯に変換
された一方のFM信号は帯域通過濾波回路15とサーキュレ
ータ16とを通してアンテナ17から放射され、このアンテ
ナ17に受信された反射波がサーキュレータ16を通して混
合器18の一方の入力端子に供給される。アップコンバー
タ19によってミリ波帯に変換された他方のFM信号は帯域
通過濾波回路20を通して混合器18の他方の入力端子に供
給され、反射波とのビートが検出回路21に出力される。
この実施例のFMレーダにおいても、遅延回路13の挿入
によりビート周波数は（７）式で与える値だけ高域側に
シフトされ、1/f雑音が軽減される。この実施例では、
遅延回路をマイクロ波帯や準ミリ波帯の低周波で実現す
ればよい。この遅延回路をミリ波帯の立体回路で実現さ
せる第１図乃至第３図の構成に対し、マイクロストリッ
プなどのMIC回路で実現でき、小型、高精度かつ安価に
装置を構成できるという利点がある。
によりビート周波数は（７）式で与える値だけ高域側に
シフトされ、1/f雑音が軽減される。この実施例では、
遅延回路をマイクロ波帯や準ミリ波帯の低周波で実現す
ればよい。この遅延回路をミリ波帯の立体回路で実現さ
せる第１図乃至第３図の構成に対し、マイクロストリッ
プなどのMIC回路で実現でき、小型、高精度かつ安価に
装置を構成できるという利点がある。
第５図は本発明の更に他の実施例のFMレーダーの構成
を示すブロック図であり、31は準ミリ波のFM信号を発生
するFM信号発生回路、32は分割回路、33は遅延回路、34
と37は３逓倍回路、35はサーキュレータ、36はアンテ
ナ、38は混合器、39は検出回路である。
を示すブロック図であり、31は準ミリ波のFM信号を発生
するFM信号発生回路、32は分割回路、33は遅延回路、34
と37は３逓倍回路、35はサーキュレータ、36はアンテ
ナ、38は混合器、39は検出回路である。
この実施例においても、FM信号の分割と遅延が準ミリ
波帯で行われたのち、３逓倍回路34と37とによってミリ
波帯に変換される。ミリ波帯に変換された一方のFM信号
はサーキュレータ35を通してアンテナ36から放射され、
このアンテナ36に受信された反射波がサーキュレータ35
を通して混合器38の一方の入力端子に供給される。３逓
倍回路37によってミリ波帯に変換された他方のFM信号は
混合器38の他方の入力端子に供給され、反射波とのビー
トが検出回路39に出力される。
波帯で行われたのち、３逓倍回路34と37とによってミリ
波帯に変換される。ミリ波帯に変換された一方のFM信号
はサーキュレータ35を通してアンテナ36から放射され、
このアンテナ36に受信された反射波がサーキュレータ35
を通して混合器38の一方の入力端子に供給される。３逓
倍回路37によってミリ波帯に変換された他方のFM信号は
混合器38の他方の入力端子に供給され、反射波とのビー
トが検出回路39に出力される。
この実施例のFMレーダでも、遅延回路13の挿入により
ビート周波数は（７）式で与えられる量だけ高域側にシ
フトされ、1/f雑音が軽減される。ただし、このFMレー
ダーでは、３逓倍回路34と37による周波数逓倍に伴い
（１）式乃至（８）式のδＦが３δＦになる。このた
め、第４図の装置に比べて1/3の遅延量で同程度の高域
側へ周波数シフトを実現できるという利点がある。
ビート周波数は（７）式で与えられる量だけ高域側にシ
フトされ、1/f雑音が軽減される。ただし、このFMレー
ダーでは、３逓倍回路34と37による周波数逓倍に伴い
（１）式乃至（８）式のδＦが３δＦになる。このた
め、第４図の装置に比べて1/3の遅延量で同程度の高域
側へ周波数シフトを実現できるという利点がある。
第６図は、本発明の他の実施例のFMレーダーの構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
この実施例のFMレーダーは、第５図の実施例と同一構
成のFMレーダー30A,30B,30C,30DをFM信号発生回路31と
検出回路39を共通にして並列に４系統設置し、共通のFM
信号発生回路31と各系統の分割回路の入力端子との間を
スイッチ41を介して接続すると共に各系統の混合器の出
力端子と共通の検出回路39との間をスイッチ44を介して
接続した構成となっている。
成のFMレーダー30A,30B,30C,30DをFM信号発生回路31と
検出回路39を共通にして並列に４系統設置し、共通のFM
信号発生回路31と各系統の分割回路の入力端子との間を
スイッチ41を介して接続すると共に各系統の混合器の出
力端子と共通の検出回路39との間をスイッチ44を介して
接続した構成となっている。
共通のFM信号発生回路31で発生されたFM信号は、切替
制御回路42から供給される周期的な切替制御信号に従っ
て切替えられるスイッチ41を介して順次かつ反復的に各
系統に供給される。各系統の混合器から出力されるビー
トは、スイッチ41の切替え動作に同期して切替えられる
スイッチ44を介して共通の検出回路39に供給される。こ
のスイッチ41と44の切替動作と並行して、準ミリ波帯の
VCOで構成されるFM信号発生回路31の発振周波数が掃引
信号発生回路43で発生された掃引信号に従って周期的に
変化せしめられる。
制御回路42から供給される周期的な切替制御信号に従っ
て切替えられるスイッチ41を介して順次かつ反復的に各
系統に供給される。各系統の混合器から出力されるビー
トは、スイッチ41の切替え動作に同期して切替えられる
スイッチ44を介して共通の検出回路39に供給される。こ
のスイッチ41と44の切替動作と並行して、準ミリ波帯の
VCOで構成されるFM信号発生回路31の発振周波数が掃引
信号発生回路43で発生された掃引信号に従って周期的に
変化せしめられる。
典型的には、スイッチ41と44の切替え周期は100μｓ
程度であり、掃引回路43から出力される掃引波形は上記
切替周期と同一周期の三角波である。４系統のアンテナ
36a,36b,36c,36dは、典型的には、共通の二次輻射器と
これに対して異なる角度で対向する４個の一次輻射器と
から構成され、この一次輻射器に順次かつ反復的にFM信
号が供給されてゆくことにより時分割方式による空間的
なビームの走査が行われる。
程度であり、掃引回路43から出力される掃引波形は上記
切替周期と同一周期の三角波である。４系統のアンテナ
36a,36b,36c,36dは、典型的には、共通の二次輻射器と
これに対して異なる角度で対向する４個の一次輻射器と
から構成され、この一次輻射器に順次かつ反復的にFM信
号が供給されてゆくことにより時分割方式による空間的
なビームの走査が行われる。
アンテナ36aと36bのそれぞれから放射されるビームＡ
とビームＢは、第８図に示すように、鋭い指向性を有す
るペンシルビームであると共に各ビームの中心軸が互い
に一定角度だけずれるように設定されている。ビームA,
Bの中心軸と目標とのずれの角度に応じて系統30Aと30B
で受信される反射波のレベル、従って発生されるビート
のレベルが異なってくる。検出部39は、このビートのレ
ベルのずれに基づき目標への角度を検出する。一例とし
て、アンテナ36aと36bの対によって方位角が検出される
と共に、アンテナ36cと36dの対によって仰角が検出され
る。また、各系統において標的までの距離が検出され
る。このように、第６図の実施例によれば、標的までの
距離と角度とが検出される。
とビームＢは、第８図に示すように、鋭い指向性を有す
るペンシルビームであると共に各ビームの中心軸が互い
に一定角度だけずれるように設定されている。ビームA,
Bの中心軸と目標とのずれの角度に応じて系統30Aと30B
で受信される反射波のレベル、従って発生されるビート
のレベルが異なってくる。検出部39は、このビートのレ
ベルのずれに基づき目標への角度を検出する。一例とし
て、アンテナ36aと36bの対によって方位角が検出される
と共に、アンテナ36cと36dの対によって仰角が検出され
る。また、各系統において標的までの距離が検出され
る。このように、第６図の実施例によれば、標的までの
距離と角度とが検出される。
第７図は、本発明の更に他の実施例のFMレーダーの構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
この実施例のFMレーダーは、第５図の実施例と同一構
成のFMレーダーをFM信号発生回路31、分割回路32、遅延
回路33及び検出回路39を共通にして並列に４系統設置
し、共通の遅延回路33と各系統の３逓倍回路34a、34b、
34c、34dとの間をスイッチ51を介して接続し、共通の分
割回路32の一方の出力端子と各系統の３逓倍回路37a、3
7b、37c、37dとの間をスイッチ52を介して接続すると共
に、各系統の混合器38a、38b、38c、38dと共通の検出回
路39との間の間をスイッチ55を介して接続し、３個のス
イッチ51,52,55を切替制御回路53から出力される切替制
御信号に従って同期して切替えることにより、第６図の
FMレーダと同様に、標的までの距離と角度を検出する構
成となっている。このFMレーダでは、分割回路と遅延回
路の共通化により第６図のFMレーダに比べて部品点数が
節減できるという利点がある。
成のFMレーダーをFM信号発生回路31、分割回路32、遅延
回路33及び検出回路39を共通にして並列に４系統設置
し、共通の遅延回路33と各系統の３逓倍回路34a、34b、
34c、34dとの間をスイッチ51を介して接続し、共通の分
割回路32の一方の出力端子と各系統の３逓倍回路37a、3
7b、37c、37dとの間をスイッチ52を介して接続すると共
に、各系統の混合器38a、38b、38c、38dと共通の検出回
路39との間の間をスイッチ55を介して接続し、３個のス
イッチ51,52,55を切替制御回路53から出力される切替制
御信号に従って同期して切替えることにより、第６図の
FMレーダと同様に、標的までの距離と角度を検出する構
成となっている。このFMレーダでは、分割回路と遅延回
路の共通化により第６図のFMレーダに比べて部品点数が
節減できるという利点がある。
第６図と第７図の実施例において、スイッチ41、51、
52を分割回路で置換えることにより、各アンテナからビ
ームを放射し続けたり、各混合器に局発信号を供給し続
けたりする構成とすることもできる。
52を分割回路で置換えることにより、各アンテナからビ
ームを放射し続けたり、各混合器に局発信号を供給し続
けたりする構成とすることもできる。
（発明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明のFMレーダは、分
割回路からビート発生用の混合器に至るFM信号又はその
反射波の経路内に所定の遅延時間を与える遅延回路を挿
入することによりビート周波数を所定量高周波側にシフ
トさせる構成であるから、1/f雑音の妨害を軽減しなが
ら近距離の測距を実現できるという効果が奏される。
割回路からビート発生用の混合器に至るFM信号又はその
反射波の経路内に所定の遅延時間を与える遅延回路を挿
入することによりビート周波数を所定量高周波側にシフ
トさせる構成であるから、1/f雑音の妨害を軽減しなが
ら近距離の測距を実現できるという効果が奏される。
第１図乃至第７図は本発明の各実施例のFMレーダの構成
を示すブロック図、第８図は第６図と第７図の実施例に
おいて標的までの角度を検出する原理を説明するための
概念図、第９図と第10図は従来のFMレーダの構成を示す
ブロック図、第11図は第10図のFMレーダの代替案として
考えられるFMレーダの構成を示すブロック図である。 1,11,31……FM信号発生回路、2,12,32……分割回路、3,
3′,13,33……遅延回路、4,16,35……サーキュレータ、
5,17,36……アンテナ、6,18,38……混合器、7,21,39…
…検出回路、41,44,51,52,55……スイッチ、42,53……
切替制御回路、43,54……掃引回路。
を示すブロック図、第８図は第６図と第７図の実施例に
おいて標的までの角度を検出する原理を説明するための
概念図、第９図と第10図は従来のFMレーダの構成を示す
ブロック図、第11図は第10図のFMレーダの代替案として
考えられるFMレーダの構成を示すブロック図である。 1,11,31……FM信号発生回路、2,12,32……分割回路、3,
3′,13,33……遅延回路、4,16,35……サーキュレータ、
5,17,36……アンテナ、6,18,38……混合器、7,21,39…
…検出回路、41,44,51,52,55……スイッチ、42,53……
切替制御回路、43,54……掃引回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭64−86084（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−86085（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−18774（ＪＰ，Ａ)
Claims (7)
- 【請求項１】周波数が時間と共に変化するFM信号を発生
するFM信号発生回路、 この発生されたFM信号を分割して第1,第２のFM信号を得
る分割回路、 前記第１のFM信号を所定時間遅延させる遅延回路、 この遅延された第１のFM信号の周波数を所定倍数高める
第１の逓倍回路、 この周波数逓倍されたFM信号を放射しその反射波を受信
するアンテナ、 前記第２のFM信号の周波数を前記所定倍数高める第２の
逓倍回路、 この第２の逓倍回路の出力と前記アンテナに受信された
反射波とを混合して両者のビート信号を発生する混合回
路、及び このビート信号の周波数を検出し前記反射波を発生させ
た反射体までの距離に変換する検出回路 を備えたことを特徴とするFMレーダ。 - 【請求項２】周波数が時間と共に変化するFM信号を発生
するFM信号発生回路及びビート信号の周波数を検出し反
射波を発生させた反射体までの距離に変換する検出回路
を含む共通部分、並びに、この共通部分にスイッチを介
して時分割的に接続される複数の個別部分から成り、 前記複数の個別部分のそれぞれは、前記スイッチを介し
て時分割的に供給されるFM信号を分割して第1,第２のFM
信号を得る分割回路、前記第１のFM信号を所定時間遅延
させる遅延回路、この遅延された第１のFM信号の周波数
を所定倍数高める第１の逓倍回路、この周波数逓倍され
たFM信号を放射し前記反射波を受信するアンテナ、前記
第２のFM信号の周波数を前記所定倍数高める第２の逓倍
回路、並びに、前記第２の逓倍回路の出力及び前記アン
テナに受信された前記反射波を混合して両者のビート信
号を発生する混合回路を備えたことを特徴とするFMレー
ダ。 - 【請求項３】周波数が時間と共に変化するFM信号を発生
するFM信号発生回路、この発生されたFM信号を分割して
第1,第２のFM信号を得る分割回路、前記第１のFM信号を
遅延させる遅延回路、及び、ビート信号の周波数を検出
し反射波を発生させた反射体までの距離に変換する検出
回路を含む共通部分、この共通部分の前記遅延回路に第
１のスイッチを介して時分割的に接続される複数の送信
回路、並びに、前記共通部分の分割回路に第２のスイッ
チを介して時分割的に接続される複数の受信回路から成
り、 前記複数の送信回路のそれぞれは、前記第１のスイッチ
を介して時分割的に供給される前記第１のFM信号の周波
数を所定倍数高める第１の逓倍回路、及び、この周波数
逓倍されたFM信号を放射するアンテナを備え、 前記複数の受信回路のそれぞれは、前記第２のスイッチ
を介して時分割的に供給される前記第２のFM信号の周波
数を前記所定倍数高める第２の逓倍回路、前記反射波を
受信するアンテナ、及び前記第２の逓倍回路の出力と前
記アンテナに受信された前記反射波とを混合して両者の
ビート信号を発生する混合回路を備えたことを特徴とす
るFMレーダ。 - 【請求項４】周波数が時間と共に変化するFM信号を発生
するFM信号発生回路、 この発生されたFM信号を分割して第1,第２のFM信号を得
る分割回路、 前記第１のFM信号を所定時間遅延させる遅延回路、 この遅延された第１のFM信号の周波数を所定値に高める
第１の周波数変換回路、 この高められた周波数のFM信号を放射しその反射波を受
信するアンテナ、 前記第２のFM信号の周波数を前記所定値に高める第２の
周波数変換回路、 この第２の周波数変換回路の出力と前記アンテナに受信
された反射波とを混合して両者のビート信号を発生する
混合回路、及び このビート信号の周波数を検出し前記反射波を発生させ
た反射体までの距離に変換する検出回路 を備えたことを特徴とするFMレーダ。 - 【請求項５】前記第1,第２の周波数変換回路は、共通の
局部信号発生回路と個別の混合回路とから構成されるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第４項記載のFMレーダ。 - 【請求項６】周波数が時間と共に変化するFM信号を発生
するFM信号発生回路及びビート信号の周波数を検出し反
射波を発生させた反射体までの距離に変換する検出回路
を含む共通部分、並びに、この共通部分にスイッチを介
して時分割的に接続される複数の個別部分から成り、 前記複数の個別部分のそれぞれは、前記スイッチを介し
て時分割的に供給されるFM信号を分割して第1,第２のFM
信号を得る分割回路、前記第１のFM信号を所定時間遅延
させる遅延回路、この遅延された第１のFM信号の周波数
を所定値に高める第１の周波数変換回路回路、この周波
数変換されたFM信号を放射し前記反射波を受信するアン
テナ、前記第２のFM信号の周波数を前記所定値に高める
第２の周波数変換回路、及び、この第２の周波数変換回
路の出力及び前記アンテナに受信された前記反射波を混
合して前記ビート信号を発生する混合回路を備えた ことを特徴とするFMレーダ。 - 【請求項７】周波数が時間と共に変化するFM信号を発生
するFM信号発生回路、この発生されたFM信号を分割して
第1,第２のFM信号を得る分割回路、第１のFM信号を遅延
させる遅延回路、及び、ビート信号の周波数を検出し反
射波を発生させた反射体までの距離に変換する検出回路
を含む共通部分、この共通部分の前記遅延回路に第１の
スイッチを介して時分割的に接続される複数の送信回
路、並びに、前記共通部分の分割回路に第２のスイッチ
を介して時分割的に接続される複数の受信回路から成
り、 前記複数の送信回路のそれぞれは、前記第１のスイッチ
を介して時分割的に供給される第１のFM信号の周波数を
所定値に高める第１の周波数変換回路、及び、この周波
数変換されたFM信号を放射するアンテナを備え、 前記複数の受信回路のそれぞれは、前記第２のスイッチ
を介して時分割的に供給される前記第２のFM信号の周波
数を前記所定値に高める第２の周波数変換回路、前記反
射波を受信するアンテナ、並びに、前記第２の周波数変
換回路の出力及び前記アンテナに受信された前記反射波
を混合して両者のビート信号を発生する混合回路を備え
たことを特徴とするFMレーダ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2303810A JP2750781B2 (ja) | 1990-11-13 | 1990-11-13 | Ｆｍレーダ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2303810A JP2750781B2 (ja) | 1990-11-13 | 1990-11-13 | Ｆｍレーダ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04177190A JPH04177190A (ja) | 1992-06-24 |
| JP2750781B2 true JP2750781B2 (ja) | 1998-05-13 |
Family
ID=17925576
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2303810A Expired - Fee Related JP2750781B2 (ja) | 1990-11-13 | 1990-11-13 | Ｆｍレーダ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2750781B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004226158A (ja) * | 2003-01-21 | 2004-08-12 | Fujitsu Ten Ltd | Ｆｍ−ｃｗレーダ装置 |
| JP4708298B2 (ja) * | 2006-10-03 | 2011-06-22 | 三菱電機株式会社 | 送受信回路 |
| JP5750214B2 (ja) * | 2009-03-30 | 2015-07-15 | 日本信号株式会社 | 無線距離・速度計測装置 |
| JP5653726B2 (ja) * | 2010-11-12 | 2015-01-14 | 株式会社デンソー | レーダ装置 |
| GB2558922A (en) * | 2017-01-20 | 2018-07-25 | Focus Sensors Ltd | Distributed acoustic sensing |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5618774A (en) * | 1979-07-24 | 1981-02-21 | Honda Motor Co Ltd | Radar apparatus for automobile |
| JPS6486085A (en) * | 1987-09-29 | 1989-03-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Radar sensor for short distance |
| JPS6486084A (en) * | 1987-09-29 | 1989-03-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Radar sensor for short distance |
-
1990
- 1990-11-13 JP JP2303810A patent/JP2750781B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04177190A (ja) | 1992-06-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |