JP2012244771A - 電源装置およびそれを用いた電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】低コスト、省スペース性に優れた電源装置を提供する。
【解決手段】第２制御回路３２は、１次巻線Ｗ１に流れるコイル電流Ｉｃ１が所定のしきい値電流Ｉｔｈに達すると、パルス信号Ｓ２を、第２スイッチングトランジスタＭ２がオフするレベルに遷移させるよう構成される。第２制御回路３２は、電子機器１の電源投入を契機としてスイッチング動作を開始するとともに、中間電圧Ｖｏ１が所定レベルＶｘより高いとき、しきい値電流Ｉｔｈを第１の値Ｉｔｈ１とし、中間電圧Ｖｏ１が所定レベルＶｘより低いとき、しきい値電流Ｉｔｈを第１の値Ｉｔｈ１より低い第２の値Ｉｔｈ２に設定するように構成される。第１制御回路２２は、マイコン３からの動作開始の指示を契機として、スイッチング動作を開始するように構成される。
【選択図】図２

Description

本発明は、電源装置に関する。

テレビや冷蔵庫をはじめとするさまざまな家電製品、あるいはラップトップ型コンピュータ、携帯電話端末やＰＤＡ（Personal Digital Assistants）をはじめとする電子機器は、外部からの電力を受けて動作し、また外部電源からの電力によって内蔵の電池を充電可能となっている。そして家電製品や電子機器（以下、電子機器と総称する）には、商用交流電圧をＡＣ／ＤＣ（交流／直流）変換する電源装置が内蔵され、あるいは、電源装置は、電子機器の外部の電源アダプタ（ＡＣアダプタ）に内蔵される。

図１は、本発明者らが検討した比較技術に係る電源装置２ｒを有する電子機器１ｒの構成を示すブロック図である。電子機器１ｒは、電源装置２ｒと、マイコン３をはじめとする各種の機能回路（負荷）４ａ、４ｂを備える。負荷４ａ、４ｂは、ディスプレイパネルや、そのドライバ、オーディオ処理回路や画像処理回路などを含む。

電源装置２ｒは、ヒューズ６と、商用交流電圧Ｖａｃからノイズを除去するフィルタ８と、商用交流電圧Ｖａｃを整流する整流回路（ダイオードブリッジ回路）１０と、力率改善回路（ＰＦＣ回路）２０ｒ、第１絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０ｒ、第２絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０ｒを備える。

ＰＦＣ回路２０ｒは、交流入力電圧Ｖａｃと入力電流Ｉａｃをモニタし、それらの位相を一致させて力率が１００％に近い状態に近づける。

テレビをはじめとする電子機器１ｒには、全機能が停止する停止状態と、最小限の動作のみ可能なスタンバイ状態と、通常動作状態の３つの状態が存在する。たとえば、主電源スイッチとスタンバイスイッチの２つのスイッチが設けられる電子機器においては、停止状態は、主電源スイッチがオフの状態であり、スタンバイ状態は、主電源スイッチがオン、スタンバイスイッチがオフの状態であり、通常動作状態は、主電源スイッチおよびスタンバイスイッチがともにオンの状態である。

第１絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０ｒは、通常動作状態のみで動作する負荷４ａに対して電源電圧Ｖｄｄ１を供給する。第１絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０ｒは、通常動作状態でのみ動作し、スタンバイ状態では動作を停止する。

一方、電源装置２ｒ全体を制御するマイコン３には、通常動作状態のみでなく、スタンバイ状態においても電源電圧が供給される必要がある。そこで、第１絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０ｒとは別に、マイコン３（および必要に応じてその他の負荷４ｂ）に対して電源電圧Ｖｄｄ２を供給する第２絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０ｒが設けられる。第２絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０ｒは、主電源スイッチがオンの状態において常に動作する。第２絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０ｒのトランスの１次側には、補助巻線を利用したサブコンバータが設けられ、サブコンバータの出力電圧Ｖｃｃは、ＰＦＣ回路２０ｒ、第１絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０ｒ、第２絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０ｒそれぞれの制御回路（コントローラ）に対する電源電圧として供給される。

図１の電源装置２ｒでは、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを２系統設ける必要があり、部品点数が多く、コストが高いという問題がある。特にトランスは高価である。

本発明は係る状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、より低コストで、省スペース性に優れた電源装置の提供にある。

本発明のある態様は、電源装置に関する。電源装置は、交流電圧を全波整流する整流回路と、整流回路の出力電圧を受け、直流の中間電圧を生成する非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを有し、その入力電流の位相が、整流された交流電圧の位相と一致するように動作する力率改善回路と、中間電圧を受け、そのレベルを変換する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を受けて動作するマイコンと、を備える。
力率改善回路は、その第１端子に整流回路の出力電圧が印加されたインダクタと、インダクタの第２端子と接地端子の間に設けられた第１スイッチングトランジスタと、中間電圧がその目標電圧と一致するようにデューティ比が調節される第１パルス信号を生成し、当該第１パルス信号にもとづいて第１スイッチングトランジスタを駆動する第１制御回路と、を含む。
絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスと、トランスの１次巻線と接地端子の間に設けられた第２スイッチングトランジスタと、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧がその目標電圧と一致するようにデューティ比が調節される第２パルス信号を生成し、当該第２パルス信号にもとづき第２スイッチングトランジスタを駆動する第２制御回路と、を含む。
第２制御回路は、１次巻線に流れるコイル電流が所定のしきい値電流に達すると、パルス信号を、第２スイッチングトランジスタがオフするレベルに遷移させるよう構成される。また第２制御回路は、本電子機器の電源投入を契機としてスイッチング動作を開始するとともに、中間電圧が所定レベルより高いとき、しきい値電流を第１の値とし、中間電圧が所定レベルより低いとき、しきい値電流を第１の値より低い第２の値に設定するように構成される。第１制御回路は、マイコンからの動作開始の指示を契機として、スイッチング動作を開始するように構成される。

電源投入の直後において、力率改善回路のスイッチング動作が行われず、中間電圧は、インダクタを介した出力キャパシタの充電によって、初期電圧レベルまで上昇する。一方、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは電源投入後、直ちにスイッチング動作を開始する。このときの中間電圧は初期電圧レベルであり低いため、第２スイッチングトランジスタのオン時間は長くなるはずであるが、この態様では、１次巻線に流れるコイル電流と比較されるしきい値電流を第２の値に低下させることにより、第２スイッチングトランジスタのオン時間に制限を加える。力率改善回路は、マイコンからの指示を受けて動作を開始し、その結果、力率改善回路が生成する中間電圧は、正規の目標電圧レベルに向けて上昇し始める。そして中間電圧が所定レベルに達すると、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、コイル電流と比較されるしきい値電流を第１の値に増大させることにより、第２スイッチングトランジスタのオン時間の制限を解除する。

この態様によれば、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧、すなわち中間電圧が低い状態における第２スイッチングトランジスタでの電力損失を低減できる。すなわち、コイル電流と比較されるしきい値電流を固定した場合に比べて、第２スイッチングトランジスタのサイズを大幅に低減できる。
さらに絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータが１系統であるため、従来よりも低コスト化でき、および／またはスペースを小さくできる。

本発明の別の態様もまた、電源装置である。この電源装置は、交流電圧を全波整流する整流回路と、整流回路の出力電圧を受け、直流の中間電圧を生成する非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを有し、その入力電流の位相が、整流された交流電圧の位相と一致するように動作する力率改善回路と、中間電圧を受け、そのレベルを変換する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を受けて動作するマイコンと、を備える。
力率改善回路は、その第１端子に整流回路の出力電圧が印加されたインダクタと、インダクタの第２端子と接地端子の間に設けられた第１スイッチングトランジスタと、中間電圧がその目標電圧と一致するようにデューティ比が調節される第１パルス信号を生成し、当該第１パルス信号にもとづいて第１スイッチングトランジスタを駆動する第１制御回路と、を含む。
絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスと、トランスの１次巻線と接地端子の間に設けられた第２スイッチングトランジスタと、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧がその目標電圧と一致するようにデューティ比が調節される第２パルス信号を生成し、当該第２パルス信号にもとづき第２スイッチングトランジスタを駆動する第２制御回路を含む。第２制御回路は、１次巻線に流れるコイル電流が所定のしきい値電流に達すると、パルス信号を、第２スイッチングトランジスタがオフするレベルに遷移させるよう構成される。
第２制御回路は、本電子機器の電源投入を契機としてスイッチング動作を開始するとともに、電源投入から所定時間の経過後は、しきい値電流を第１の値とし、所定時間の経過前は、しきい値電流を第１の値より低い第２の値に設定するように構成される。第１制御回路は、マイコンからの動作開始の指示を契機として、スイッチング動作を開始するように構成される。

この態様によっても、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧、すなわち中間電圧が低い状態において、第２スイッチングトランジスタでの電力損失を低減できるため、第２スイッチングトランジスタのサイズを大幅に低減できる。
さらに絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータが１系統であるため、従来よりも低コスト化でき、および／またはスペースを小さくできる。

本発明のさらに別の態様は、電子機器である。この電子機器は、上述のいずれかの態様の電源装置を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、電源回路を低コスト化でき、および／または小型化できる。

本発明者らが検討した比較技術に係る電源装置を有する電子機器の構成を示すブロック図である。 実施の形態に係る電子機器の構成を示す回路図である。 図２の電源装置の動作を示すタイムチャートである。 図４（ａ）は、しきい値電流Ｉｔｈの切りかえを行わない場合、図４（ｂ）は、しきい値電流Ｉｔｈの切りかえを行った場合の、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータのコイル電流Ｉｃの１周期の波形を示す図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図２は、実施の形態に係る電子機器１の構成を示す回路図である。
電子機器１は、たとえばテレビや冷蔵庫、エアコンなどの家電製品やコンピュータであり、特に限定されない。電子機器１は、電源装置２、マイコン３、負荷４を備える。電子機器１は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の絶縁トランスＴＲＳ１を境界として、互いに絶縁される１次側と２次側に分けられている。

電子機器１は、全機能が停止する停止状態と、最小限の動作のみ可能なスタンバイ状態と、通常動作状態の３つの状態が切りかえ可能に構成される。

マイコン３は、電子機器１全体を統合的に制御するプロセッサである。マイコン３は、スタンバイ状態および通常動作状態の両方において動作する。

負荷４は、ディスプレイパネル、その駆動回路、照明、映像処理回路、音声処理回路をはじめとする、各種アナログ回路、デジタル回路を含む。

電源装置２は、ヒューズ６、フィルタ８、整流回路１０、ＰＦＣ回路２０、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０を備える。
フィルタ８は交流電圧Ｖａｃからノイズを除去する。整流回路１０はダイオードブリッジ回路を含み、交流電圧Ｖａｃを全波整流する。全波整流された交流電圧Ｖａｃ’は、ＰＦＣ回路２０に入力される。商用交流電圧Ｖａｃ＝１００Ｖに対して、全波整流された交流電圧Ｖａｃ’は、１４１Ｖ程度となる。

ＰＦＣ回路２０は、非絶縁型の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを有し、整流回路１０の出力電圧Ｖａｃ’を受け、直流の中間電圧Ｖｏ１を生成する。ＰＦＣ回路２０は、その入力電流Ｉａｃの位相が整流された交流電圧Ｖａｃ’の位相と一致するように動作する。ＰＦＣ回路２０が動作する状態において、中間電圧Ｖｏ１は、目標電圧レベル（たとえば４００Ｖ）付近に安定化される。

ＰＦＣ回路２０が動作しない状態では、出力キャパシタＣ１が、インダクタＬ１および整流ダイオードＤ１を介して、全波整流された交流電圧Ｖａｃ’によって充電される。したがってこのときの中間電圧Ｖｏ１は、全波整流された交流電圧Ｖａｃ’に応じた初期電圧レベル（１４１Ｖよりわずかに低い電圧）となる。

絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、ＰＦＣ回路２０が生成する中間電圧Ｖｏ１を受け、そのレベルを変換する。上述のように、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の入力電圧Ｖｏ１は、ＰＦＣ回路２０の動作の有無に応じて、初期電圧レベル１４１Ｖと、目標電圧レベル４００Ｖと大きく変化することに留意すべきである。

絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力電圧Ｖｏ２は、マイコン３およびその他の負荷４に供給される。マイコン３の電源端子と絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力端子の間、あるいは負荷４に含まれる各回路の電源端子と絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力端子との間には、電圧レベルを変換する別のＤＣ／ＤＣコンバータ（不図示）が設けられてもよい。

具体的に、ＰＦＣ回路２０は、インダクタＬ１、第１スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、出力キャパシタＣ１、第１制御回路２２を含む。
インダクタＬ１の第１端子には、整流回路１０の出力電圧Ｖａｃ’が印加される。第１スイッチングトランジスタＭ１は、インダクタＬ１の第２端子と接地端子の間に設けられる。出力キャパシタＣ１の第１端子は接地され、その第２端子は、ＰＦＣ回路２０の出力ラインと接続される。整流ダイオードＤ１のアノードは、インダクタＬ１の第２端子と接続され、整流ダイオードＤ１のカソードは出力ラインと接続される。ＰＦＣ回路２０のトポロジーは一般的なＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチングレギュレータ）と同様であり、特に限定されない。

第１制御回路２２には、中間電圧Ｖｏ１に応じた電圧Ｖｆｂ１がフィードバックされる。また、入力電圧Ｖａｃ’を示す電圧検出信号Ｓ４と、入力電流Ｉａｃを示す電流検出信号Ｓ５が入力される。電圧検出信号Ｓ４、電流検出信号Ｓ５は、さまざまな方法によって生成可能であり、その手段は特に限定されない。たとえば電圧検出信号Ｓ４は、全波整流された交流電圧Ｖａｃ’を分圧して生成してもよいし、交流電圧Ｖａｃを、ダイオードを用いて全波もしくは半波整流して生成してもよい。また電流検出信号Ｓ５としては、インダクタＬ１の電流の経路上、たとえば第１スイッチングトランジスタＭ１のソースと接地端子の間に検出抵抗Ｒｓ１を設け、その電圧降下を利用してもよいし、第１スイッチングトランジスタＭ１の電圧降下を利用してもよい。

第１制御回路２２は、そのイネーブル状態において、中間電圧Ｖｏ１がその目標電圧レベル（４００Ｖ）と一致するように、かつ入力電流Ｉａｃの位相が、入力電圧Ｖａｃ’の位相と一致するように、デューティ比が調節される第１パルス信号Ｓ１を生成する。第１制御回路２２は、第１パルス信号Ｓ１にもとづいて第１スイッチングトランジスタＭ１を駆動する。

マイコン３は、ＰＦＣ回路２０の動作、非動作を指示するイネーブル信号Ｓ３を、フォトカプラ４０を介して、第１制御回路２２へと出力する。第１制御回路２２は、マイコン３からの指示に応じて、イネーブル状態とディスイネーブル状態が切りかえ可能に構成される。

第１制御回路２２の内部回路は、公知のＰＦＣ回路の制御回路を利用すればよく、特にその構成は限定されない。

絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、トランスＴＲＳ１、整流ダイオードＤ２、出力キャパシタＣ２、第２スイッチングトランジスタＭ２、第２制御回路３２、補助コンバータ３４を含む。

トランスＴＲＳ１は、その１次側に設けられた１次巻線Ｗ１および補助巻線Ｗ３と、その２次側に設けられた２次巻線Ｗ２を有する。１次巻線Ｗ１の第１端子には、ＰＦＣ回路２０からの中間電圧Ｖｏ１が印加される。第２スイッチングトランジスタＭ２は、１次巻線Ｗ１の第２端子と接地端子の間に設けられる。

２次巻線Ｗ２の第１端子は接地される。整流ダイオードＤ２は、２次巻線Ｗ２の第２端子と出力ラインの間に、カソードが出力ライン側となる向きで設けられる。出力キャパシタＣ２の第１端子は接地され、その第２端子は出力ラインと接続される。

第１制御回路２２には、その出力電圧Ｖｏ２に応じた電圧Ｖｆｂ２が、フォトカプラ４２を介してフィードバックされる。また、１次巻線Ｗ１に流れるコイル電流Ｉｃ１に応じた電流検出信号Ｓ６が入力される。
電流検出信号Ｓ６としては、コイル電流Ｉｃ１の経路上、たとえば第２スイッチングトランジスタＭ２のソースと接地端子の間に検出抵抗Ｒｓ２を設け、その電圧降下を利用してもよいし、第２スイッチングトランジスタＭ２の電圧降下を利用してもよい。電流検出信号Ｓ６は、さまざまな方法によって生成可能であり、その手段は特に限定されない。

第２制御回路３２は、そのイネーブル状態において、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力電圧Ｖｏ２がその目標電圧と一致するようにデューティ比が調節される第２パルス信号Ｓ２を生成し、第２パルス信号Ｓ２にもとづき第２スイッチングトランジスタＭ２を駆動する。第２制御回路３２は、１次巻線Ｗ１に流れるコイル電流Ｉｃ１が所定のしきい値電流Ｉｔｈに達すると、パルス信号Ｓ２を、第２スイッチングトランジスタＭ２がオフするレベル（ローレベル）に遷移させるよう構成される。本実施の形態において、しきい値電流Ｉｔｈは少なくとも２値で切りかえ可能となっている。

第２制御回路３２は、本電子機器の主電源の投入（交流電圧Ｖａｃの供給開始）、言い換えれば停止状態からスタンバイ状態への切りかえを契機としてスイッチング動作を開始する。そして、第２制御回路３２は、中間電圧Ｖｏ１が所定レベルＶｘより高いとき、しきい値電流Ｉｔｈを第１の値Ｉｔｈ１とし、中間電圧Ｖｏ１が所定レベルＶｘより低いとき、しきい値電流Ｉｔｈを第１の値Ｉｔｈ１より低い第２の値Ｉｔｈ２に設定する。所定レベルＶｘは、中間電圧Ｖｏ１の初期電圧レベル（１４１Ｖ）より高く、かつ中間電圧Ｖｏ１の目標電圧レベル（４００Ｖ）より低いかそれと同程度に設定される。好ましくは所定レベルＶｘは、３００Ｖ〜４００Ｖの間で設定してもよい。

第１制御回路２２は、その内部に中間電圧Ｖｏ１を所定レベルＶｘと比較するコンパレータ（不図示）を有してもよい。第１制御回路２２は、コンパレータによって中間電圧Ｖｏ１が所定レベルＶｘに達するとアサート（たとえばハイレベル）される検出信号Ｓ７を、第２制御回路３２に出力してもよい。第２制御回路３２は、検出信号Ｓ７がアサートされると、しきい値電流Ｉｔｈを第１の値Ｉｔｈ１に設定し、ネゲートされるとき第２の値Ｉｔｈ２に設定してもよい。
あるいは、第２制御回路３２の内部に、コンパレータを設けてもよい。

補助コンバータ３４は、補助巻線Ｗ３、整流ダイオードＤ３、出力キャパシタＣ３を含む。第２制御回路３２が第２スイッチングトランジスタＭ２のスイッチングを開始すると、出力キャパシタＣ３には、たとえば３Ｖ程度に安定化された直流電圧Ｖｃｃが発生する。この直流電圧Ｖｃｃは、第１制御回路２２および第２制御回路３２の電源電圧として利用される。なお、ＰＦＣ回路２０の動作開始前は、直流電圧Ｖｃｃは発生しないが、この期間、第１制御回路２２および第２制御回路３２は、交流電圧ＶａｃあるいはＶａｃ’を電源電圧として動作する。

以上が電子機器１の構成である。続いてその動作を説明する。

図３は、図２の電源装置２の動作を示すタイムチャートである。上から順に、整流された交流電圧Ｖａｃ’、イネーブル信号Ｓ３（第１制御回路２２のイネーブル状態）、中間電圧Ｖｏ１、第２制御回路３２のイネーブル／ディスイネーブル状態、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力電圧Ｖｏ２が示される。本明細書における波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。

時刻ｔ０に、主電源スイッチがオンし、電源装置２に交流電圧Ｖａｃが供給されると、ＰＦＣ回路２０には全波整流された交流電圧Ｖａｃ’が入力される。この時点では、マイコンからの動作開始を指示するイネーブル信号Ｓ３は入力されないため、第１制御回路２２はディスイネーブル状態（ＤＩＳ）である。したがってＰＦＣ回路２０の出力電圧Ｖｏ１は、１４１Ｖ付近まで上昇し、その後ほぼ一定値をとる。

時刻ｔ１に、第２制御回路３２に対する電源電圧が、第２制御回路３２が動作可能なレベルまで上昇すると、第２制御回路３２がイネーブル状態となる。これにより出力電圧Ｖｏ２が目標電圧レベルまで上昇し始める。

このとき、中間電圧Ｖｏ１は、所定レベルＶｘより低いため、検出信号Ｓ７はネゲートされており、したがってコイル電流Ｉｃ１と比較されるべきしきい値電流Ｉｔｈは、第１の値Ｉｔｈ２に設定される。これにより絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、第２スイッチングトランジスタＭ２のオン時間Ｔｏｎ２が短く制限された状態で動作する。そして時刻ｔ２に、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力電圧Ｖｏ２が目標電圧まで上昇する。これにより、電子機器１はスタンバイ状態となる。

その後、時刻ｔ３にスタンバイスイッチがオンされると、スタンバイ状態から通常動作状態に切りかえられ、マイコン３が、ＰＦＣ回路２０に対するイネーブル信号Ｓ３をアサートする。これを受けてＰＦＣ回路２０の動作が開始し、中間電圧Ｖｏ１が目標電圧レベル４００Ｖに向けて上昇し始める。つまりＰＦＣ回路２０は、通常動作状態でのみ動作するようになっている。そして時刻ｔ４に中間電圧Ｖｏ２が所定レベルＶｘに達すると、検出信号Ｓ７がアサートされ、第２制御回路３２のしきい値電流Ｉｔｈが第１の値Ｉｔｈ１に設定される。これにより、第２スイッチングトランジスタＭ２のオン時間Ｔｏｎ２の制限が解除される。

以上が電源装置２の動作である。

図２の電源装置２によれば、図１の電源装置２ｒと比べて、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータが１系統で済むため、コストおよび部品点数、回路面積を大幅に削減できる。

ところで、図２の電源装置２では、単一の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータによってマイコン３および負荷４に電力を供給することから、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０はスタンバイ状態および通常動作状態において動作する。一方、ＰＦＣ回路２０は、消費電力の低減の観点から、スタンバイ状態では動作する必要がなく、通常動作状態のみイネーブルとすればよい。ところが上述のように、ＰＦＣ回路２０の出力電圧Ｖｏ１は、ディスイネーブル状態において初期電圧レベル（１４１Ｖ）、イネーブル状態において目標電圧レベル（４００Ｖ）と大きく変化するため、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の入力電圧は、非常に大きな範囲で変化することになる。

図４（ａ）は、しきい値電流Ｉｔｈの切りかえを行わない場合、図４（ｂ）は、しきい値電流Ｉｔｈの切りかえを行った場合の、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータのコイル電流Ｉｃ１の１周期の波形を示す図である。

図２の電源装置２によるしきい値電流の切りかえの利点を明確とするために、まずは図４（ａ）を参照して、しきい値電流Ｉｔｈのレベル切りかえを行わない場合の動作を説明する。

コイル電流Ｉｃ１の傾きは、１次巻線Ｗ１の両端間の電圧、すなわち中間電圧Ｖｏ１に比例する。つまり、中間電圧Ｖｏ１が目標電圧レベル（４００Ｖ）のときには、コイル電流Ｉｃ１の傾きは大きく、オン時間Ｔｏｎが短くなり、中間電圧Ｖｏ１が初期電圧レベル（１４１Ｖ）のときには、コイル電流Ｉｃ１の傾きが小さく、オン時間Ｔｏｎが長くなる。

一般には、しきい値電流Ｉｔｈは、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０のトランスＴＲＳ１および第１スイッチングトランジスタＭ１の保護の観点で定められるため、ある程度高い値に設定される。

絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の消費電力Ｐｏは、式（１）で与えられる。
Ｐｏ＝１／２×Ｌ・Ｉ^２・ｆ_ｓｗ
＝１／２×Ｌ・Ｖｏ１^２／Ｌ^２×Ｔｏｎ^２×ｆ_ｓｗ
＝（Ｖｏ１^２／２Ｌ）×Ｔｏｎ^２×ｆ_ｓｗ …（１）

すなわち、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０を２系統から１系統に減らすと、中間電圧Ｖｏ１が低いときのオン時間が長くなり、消費電力が大きくなるという問題が生ずる。なお、この問題を、本発明の分野における共通の一般知識の範囲として捉えてはならない。さらに言えば、上記問題は、本出願人がはじめて認識したものである。

中間電圧が低い状態における消費電力を低減するためには、第２スイッチングトランジスタＭ２のサイズを大きく、そのオン抵抗を低くして損失を低減する必要があるが、これは絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０のコストを大きく引き上げることになる。

以下で説明するように、図２の電源装置２では、この問題を解決することができる。
図４（ｂ）を参照し、図２の電源装置２による、しきい値電流Ｉｔｈの切りかえ動作を説明する。中間電圧Ｖｏ１が低い状態において、しきい値電流Ｉｔｈが第２の値Ｉｔｈ２に設定されると、第２スイッチングトランジスタＭ２のオン時間が短く制限される。

これにより、式（１）で与えられる消費電力が小さくなり、第２スイッチングトランジスタＭ２のサイズを大きくする必要がなくなり、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０のコストおよび回路面積の増大を抑制できる。

そして中間電圧Ｖｏ１が十分に高くなった後は、しきい値電流Ｉｔｈを十分に高いレベルＩｔｈ１まで増加させることにより、第１スイッチングトランジスタＭ１およびトランスＴＲＳ１に信頼性に影響を及ぼさない範囲で、効率よく動作させることができる。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

実施の形態では、中間電圧Ｖｏ１と所定レベルＶｘの比較結果にもとづき、しきい値電流Ｉｔｈを切りかえる場合を説明したが、しきい値電流Ｉｔｈの切りかえ手段はそれには限定されない。
起動開始後に、中間電圧Ｖｏ１が、所定レベルＶｘに達するまでの時間は、予め予測することができる。そこで第２制御回路３２は、電源投入から所定時間の経過後は、しきい値電流Ｉｔｈを第１の値Ｉｔｈ１とし、所定時間の経過前は、しきい値電流Ｉｔｈを第１の値Ｉｔｈ１より低い第２の値Ｉｔｈ２に設定するように構成してもよい。所定の時間は、タイマー回路によって測定してもよい。

実施の形態では、ＰＦＣ回路２０をスタンバイ状態では動作しないようにし、通常動作状態でのみ動作するようになっているが、本発明はそれに限定されない。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力電圧Ｖｏ２が目標レベルに到達すると、マイコン３は直ちにＰＦＣ回路２０を動作状態とするために、第１制御回路２２に対してイネーブル信号Ｓ３を出力してもよい。

実施の形態では、第１制御回路２２と第２制御回路３２が別々のＩＣとして構成される場合を説明したが、これらはひとつの半導体基板に集積化されてもよい。

実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００が電子機器１に搭載される場合を説明したが、本発明はそれに限定されず、さまざまな電源装置に適用することができる。たとえばＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、電子機器に電力を供給するＡＣアダプタにも適用可能である。この場合の電子機器としては、ラップトップ型コンピュータ、デスクトップ型コンピュータ、携帯電話端末、ＣＤプレイヤなどが例示されるが、特に限定されない。

実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１…電子機器、２…電源装置、３…マイコン、４…負荷、６…ヒューズ、８…フィルタ、１０…整流回路、２０…ＰＦＣ回路、２２…第１制御回路、Ｌ１…インダクタ、Ｄ１…整流ダイオード、Ｃ１…出力キャパシタ、Ｍ１…第１スイッチングトランジスタ、３０…絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、３２…第２制御回路、３４…補助コンバータ、ＴＲＳ１…トランス、Ｗ１…１次巻線、Ｗ２…２次巻線、Ｗ３…補助巻線、Ｄ２…整流ダイオード、Ｃ２…出力キャパシタ、Ｍ２…第２スイッチングトランジスタ、Ｄ３…整流ダイオード、Ｃ３…出力キャパシタ。

Claims (5)

1. 交流電圧を全波整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力電圧を受け、直流の中間電圧を生成する非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを有し、その入力電流の位相が、整流された前記交流電圧の位相と一致するように動作する力率改善回路と、
   前記中間電圧を受け、そのレベルを変換する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を受けて動作するマイコンと、
   を備え、
   前記力率改善回路は、
   その第１端子に前記整流回路の出力電圧が印加されたインダクタと、
   前記インダクタの第２端子と接地端子の間に設けられた第１スイッチングトランジスタと、
   前記中間電圧がその目標電圧と一致するようにデューティ比が調節される第１パルス信号を生成し、当該第１パルス信号にもとづいて前記第１スイッチングトランジスタを駆動する第１制御回路と、
   を含み、
   前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、
   トランスと、
   前記トランスの１次巻線と接地端子の間に設けられた第２スイッチングトランジスタと
   前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧がその目標電圧と一致するようにデューティ比が調節される第２パルス信号を生成し、当該第２パルス信号にもとづき前記第２スイッチングトランジスタを駆動する第２制御回路であって、前記１次巻線に流れるコイル電流が所定のしきい値電流に達すると、前記パルス信号を、前記第２スイッチングトランジスタがオフするレベルに遷移させるよう構成された、第２制御回路と、
   を含み、
   前記第２制御回路は、本電子機器の電源投入を契機としてスイッチング動作を開始するとともに、前記中間電圧が所定レベルより高いとき、前記しきい値電流を第１の値とし、前記中間電圧が所定レベルより低いとき、前記しきい値電流を前記第１の値より低い第２の値に設定するように構成され、
   前記第１制御回路は、前記マイコンからの動作開始の指示を契機として、スイッチング動作を開始するように構成されることを特徴とする電源装置。
2. 交流電圧を全波整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力電圧を受け、直流の中間電圧を生成する非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを有し、その入力電流の位相が、整流された前記交流電圧の位相と一致するように動作する力率改善回路と、
   前記中間電圧を受け、そのレベルを変換する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を受けて動作するマイコンと、
   を備え、
   前記力率改善回路は、
   その第１端子に前記整流回路の出力電圧が印加されたインダクタと、
   前記インダクタの第２端子と接地端子の間に設けられた第１スイッチングトランジスタと、
   前記中間電圧がその目標電圧と一致するようにデューティ比が調節される第１パルス信号を生成し、当該第１パルス信号にもとづいて前記第１スイッチングトランジスタを駆動する第１制御回路と、
   を含み、
   前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、
   トランスと、
   前記トランスの１次巻線と接地端子の間に設けられた第２スイッチングトランジスタと、
   前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧がその目標電圧と一致するようにデューティ比が調節される第２パルス信号を生成し、当該第２パルス信号にもとづき前記第２スイッチングトランジスタを駆動する第２制御回路であって、前記１次巻線に流れるコイル電流が所定のしきい値電流に達すると、前記パルス信号を、前記第２スイッチングトランジスタがオフするレベルに遷移させるよう構成された、第２制御回路と、
   を含み、
   前記第２制御回路は、本電子機器の電源投入を契機としてスイッチング動作を開始するとともに、前記電源投入から所定時間の経過後は、前記しきい値電流を第１の値とし、前記所定時間の経過前は、前記しきい値電流を前記第１の値より低い第２の値に設定するように構成され、
   前記第１制御回路は、前記マイコンからの動作開始の指示を契機として、スイッチング動作を開始するように構成されることを特徴とする電源装置。
3. 前記第１制御回路と前記第２制御回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
4. 前記第１制御回路と前記第２制御回路は、別々の半導体基板に集積化され、
   前記第１制御回路は、前記中間電圧が所定レベルに達したことを検出し、検出結果を前記第２制御回路に通知可能に構成されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
5. 請求項１から４のいずれかに記載の電源装置を備えることを特徴とする電子機器。

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