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EP0169388A1 - Integrierte Konstantstromquelle - Google Patents

Integrierte Konstantstromquelle Download PDF

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EP0169388A1
EP0169388A1 EP85107776A EP85107776A EP0169388A1 EP 0169388 A1 EP0169388 A1 EP 0169388A1 EP 85107776 A EP85107776 A EP 85107776A EP 85107776 A EP85107776 A EP 85107776A EP 0169388 A1 EP0169388 A1 EP 0169388A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
current
stage
transistor
current mirror
output
Prior art date
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Granted
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EP85107776A
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English (en)
French (fr)
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EP0169388B1 (de
Inventor
Ulrich Lachmann
Erwin Krug
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Siemens AG
Siemens Corp
Original Assignee
Siemens AG
Siemens Corp
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Publication date
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current 
    • G05F1/46—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
    • G05F1/56—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
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    • G05F1/46—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
    • G05F1/56—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/561—Voltage to current converters

Definitions

  • the present invention relates to an integrated constant current source according to the preamble of patent claim 1.
  • FIG. 1 shows a basic circuit diagram of an integrated constant current source of the generic type.
  • a constant current source contains an operational amplifier UP which compares a reference voltage U ref fed in at its inverting input with a voltage dropping across a reference resistor R Ref .
  • a transistor stage T 1 is coupled to the output of the operational amplifier OP, which converts the output voltage of the operational amplifier into a corresponding current.
  • a collector current of this transistor stage T 1 designated I c1 flows through the reference resistor R ref , across which a voltage drops due to the current I c1 flowing through it, which voltage is fed into the non-inverting input of the operational amplifier OP.
  • the transistor stage T 1 On the basis of the comparison carried out by the operational amplifier OP, the transistor stage T 1 is driven such that the reference voltage U ref and the voltage drop across the reference resistor R ref are the same.
  • the product of the collector current I c1 of the transistor stage T 1 and the value of the reference resistor R ref is thus equal to the reference voltage U ref . This means that the collector current Ic 1 is also constant.
  • the further transistor stage T 2 is coupled to the output of the operational amplifier OP, in the circuit of whose collector-emitter path there is a current mirror formed by transistors T 3 , T 4 against the reference potential (ground).
  • This current mirror is formed by a lying in the collector-emitter circuit of the transistor stage T2, diode reference transistor T 3 as well as a switch controlled by this transistor T 4, wherein about the last-mentioned transistor T 4 and an output A of the constant current source, a constant output current I a on a consumer, not shown, coupled to the output A flows.
  • the constancy of the currents and in particular of the output current I a applies only to a first approximation. If one looks more closely at the current ratio, for example in the per mille range, it becomes apparent that the constancy of the output current I a is not precise enough for many applications. A portion of the collector current I c2 supplied by the transistor stage T 2 is lost, which is used as the drive current in the form of base currents I B3 and I B4 for driving the current mirror transistors T 3 , T 4 is required.
  • the base currents mentioned depend on the current amplifications of the current mirror transistors T 3 , T 4 , which can vary widely, this variation correspondingly being included in the output current I a .
  • an emitter and / or collector area ratio of 1: n is selected for setting a predetermined output current I a in the current mirror for the transistors T 3 and T 4 , ie the emitter and / or collector area of the transistor T 4 n times larger than the emitter and / or collector area of the transistor T 3 .
  • the output current constancy is also adversely affected by the so-called early effect, which is that in the active part of the characteristic field of a transistor the collector current is not independent of the collector-emitter voltage, i.e. runs horizontally in the characteristic field, but also increases with increasing collector-emitter voltage.
  • the present invention is therefore based on the object of specifying a circuit for compensating for fluctuations in the output current caused by the base currents in the current mirror in the case of an integrated constant current source of the type explained above, this circuit also being able to be used to compensate for the early effect.
  • FIG. 2 shows a circuit diagram of an integrated constant current source according to FIG. 1 which has been expanded in accordance with the invention, the same elements being provided with the same reference symbols in FIGS. 1 and 2.
  • the circuit arrangement according to FIG. 2 corresponds to the circuit arrangement according to FIG. 1, so that here the corresponding statements regarding the circuit arrangement according to FIG. 1 can be referenced.
  • the circuit arrangement according to FIG. 2 contains a further current mirror T 7 , T 8 , a transistor T 6 being located in the collector-emitter circuit of the controlled transistor T 7 of this current mirror, which transistor is coupled with its base to the reference resistor R ref .
  • the current mirror T 7 , T 8 fetches a current in which the error caused by the base currents of the transistors T 7 , T 8 likewise occurs comes in.
  • This fault current is designated I F in FIG. 2.
  • the second current mirror T 71 T 8 produces the same error caused by the base currents as that by the Base currents IB 3 , IB 4 in the first current mirror T 3 , T 4 is conditional.
  • the properties of the transistors mentioned essentially match one another. At least, however, it is possible with very good yield to switch off those specimens in which the transistors T 3 , T 4 of the first current mirror or T 7 , T 8 of the second current mirror are not sufficiently "paired".
  • the transistor stage T 4 which carries the constant output current I, which still has errors due to the early effect, is coupled via a further operational amplifier OP connected as a voltage follower, to the transistor stage T 6 coupled to the reference resistor R ref .
  • This transistor T 6 lies with its collector-emitter path in the circuit of the transistor stage T 7 carrying the mirrored current of the second current mirror T 6 , T 7 and with its base on the reference resistor R rer .
  • T 4 is selected in which the diode-connected reference transistor T 3 and from this Controlled, the (mirrored) constant output current I a leading transistor T 4 have an emitter and / or collector area ratio of 1: n
  • the reference resistor R ref and the further operational amplifier OP 1 coupled transistor T 6 based on the emitter and / or collector area of the reference transistor T 3 of the first current mirror T 3 , T 4 an n-fold emitter and / or collector area and the transistor T 8 acting as a diode and acting as a reference transistor the mirrored current leading transistor T 7 of the second current mirror T 7 , T 8 an emitter and / or collector area ratio of 1: (n + 1).
  • the compensating effect is thus retained even for an output current I a determined by the ratio n.

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Abstract

Integrierte Konstantstromquelle mit einem Operationsverstärker (OP) zum Vergleich einer Referenzspannung (Uref) mit einem don dessen Ausgangssignal abgeleiteten Vergleichssignal zur Konstanthaltung eines von einem ersten Stromspiegel (T3,T4) aus dem Operationsverstärker-Ausgangssignal abgeleiteten Ausgangsstroms (Ia), bei der zur Eliminierung von durch die Basisströme sowie des Early-Effektes von Transistoren (T3,T4) des ersten Stromspiegels (T3,T4) bedingten Schwankungen des Ausgangsstroms (Ia) ein zweiter Stromspiegel (T7,T8) vorgesehen ist, in den ein vom Vergleichssignal abgeleiteter Fehlerstrom einspeisbar ist und der mit dem den Ausgangsstrom (Ia) liefernden ersten Stromspiegel (T3,T4) über einen Spannungsfolger (OP1) gekoppelt ist.

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine integrierte Konstantstromquelle nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
  • Fig. 1 zeigt ein Prinzipschaltbild einer integrierten Konstantstromquelle der gattungsgemäßen Art. Ein derartige Konstantstromquelle enthält einen Operationsverstärker UP, der eine an seinem invertierenden Eingang eingespeiste Referenzspannung Uref mit einer an einem Referenzwiderstand RRef abfallenden Spannung vergleicht. Zur Erzeugung dieser Spannung ist an den Ausgang des Operationsverstärkers OP eine Transistorstufe T1 angekoppelt, welche die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers in einen entsprechenden Strom überführt. Ein mit Ic1 bezeichneter.Kollektorstrom dieser Transistorstufe T1 fließt über den Referenzwiderstand Rref, an dem aufgrund des ihn durchfließenden Stromes Ic1 eine Spannung abfällt, die in den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP eingespeist wird. Aufgrund des durch den Operationsverstärker OP durchgeführten Vergleichs wird die Transistorstufe T1 so angesteuert, daß die Referenzspannung Uref und die am Referenzwiderstand Rref abfallende Spannung gleich sind. Damit ist das Produkt aus dem Kollektorstrom Ic1 der Transistorstufe T1 und dem Wert des Referenzwiderstandes Rref gleich der Referenzspannung Uref. Das bedeutet, daß auch der Kollektorstrom Ic1 konstant ist.
  • Wie in Fig. 1 schematisch dargestellt, sind der Emitter der Transistorstufe T1 sowie der Emitter einer im folgenden noch zu erläuternden Transistorstufe T2 mit weiterer Lz 1 EM /9.7.1984 Beschaltung an eine Versorgungsspannung geführt. An der insoweit beschriebenen Konstantstromquelle wäre ein konstanter Strom bezogen auf die Versorgungsspannung abnehmbar. Für viele Anwendungsfälle einer in Rede stehenden Konstantstromquelle ist es jedoch erwünscht, den konstanten Strom gegen Bezugspotential (Masse) abzunehmen.
  • Zu diesem Zweck ist an den Ausgang des Operationsverstärkers OP die weitere Transistorstufe T2 angekoppelt, im Kreis von deren Kollektor-Emitter-Strecke ein durch Transistoren T3, T4 gebildeter Stromspiegel gegen Bezugspotential (Masse) liegt. Dieser Stromspiegel wird durch einen im Kollektor-Emitterkreis der Transistorstufe T2 liegenden, als Diode geschalteten Bezugstransistor T3 sowie einen von diesem gesteuerten Transistor T4 gebildet, wobei über den letztgenannten Transistor T4 und einen Ausgang A der Konstantstromquelle ein konstanter Ausgangsstrom Ia über einen nicht dargestellten, an den Ausgang A angekoppelten Verbraucher fließt.
  • Für den mit Ic2 bezeichneten Kollektorstrom der Transistorstufe T2 und damit - aufgrund der bekannten Funktion des Stromspiegels T3, T4 - für den Ausgangsstrom Ia gelten die gleichen Zusammenhänge, wie dies oben für den Kollektorstrom Ic1 der Transistorstufe T1 erläutert wurde.
  • Die Konstanz der Ströme und insbesondere des Ausgangsstroms Ia gilt jedoch nur in erster Näherung. Betrachtet man das Stromverhältnis beispielsweise im Promillebereich genauer, so zeigt sich, daß die Konstanz des Ausgangsstroms Ia für viele Anwendungsfälle nicht genau genug ist. Von dem von der Transistorstufe T2 gelieferten Kollektorstrom Ic2 geht nämlich ein Anteil verloren, der als Ansteuerstrom in Form von Basisströmen IB3 und IB4 für die Ansteuerung der Stromspiegel-Transistoren T3, T4 erforderlich ist. Insbesondere hängen die genannten Basisströme von den Stromverstärkungen der Stromspiegel-Transistoren T3,T4 ab, welche stark streuen können, wobei diese Streuung entsprechend in den Ausgangsstrom Ia eingeht. Dieser Effekt verstärkt sich noch, wenn zur Einstellung eines vorgegebenen Ausgangsstroms Ia im Stromspiegel für die Transistoren T3 und T4 ein Emitter-und/oder Kollektorflächenverhältnis von 1:n gewählt wird, d.h. die Emitter- und/oder Kollektorfläche des Transistors T4 n-mal größer als die Emitter- und/oder Kollektorfläche des Transistors T3 ist.
  • Weiterhin wird die Ausgangsstromkonstanz auch durch den sogenannten Early-Effekt nachteilig beeinflußt, wobei es sich darum handelt, daß im aktiven Teil des Kennlinienfeldes eines Transistors der Kollektorstrom nicht unabhängig von der Kollektor-Emitterspannung ist, d.h. im Kennlinienfeld horizontal verläuft, sondern mit zunehmender Kollektor-Emitterspannung ebenfalls ansteigt.
  • Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, bei einer integrierten Konstantstromquelle der vorstehend erläuterten Art eine Schaltung zur Kompensation von durch die Basisströme im Stromspiegel bedingten Schwankungen des Ausgangsstroms anzugeben, wobei diese Schaltung auch gleichzeitig zur Kompensation des Early-Effektes herangezogen werden kann.
  • Diese Aufgabe wird bei einer integrierten Konstantstromquelle der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch die Merkmale des kennzeichnenden Teils des Patentanspruchs 1 gelöst.
  • Weiterbildungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.
  • Die Erfindung wird im folgenden anhand eines in Fig. 2 der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Fig. 2 zeigt dabei ein Schaltbild einer erfindungsgemäß erweiterten integrierten Konstantstromquelle nach Fig. 1, wobei in den Figuren 1 und 2 gleiche Elemente mit gleichen Bezugszeichen versehen sind.
  • Hinsichtlich des Operationsverstärkerteils, des Referenzkreises T1, Rref und des Stromspiegelkreises T2,T3,T4 stimmt die Schaltungsanordnung nach Fig.2 mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 überein, so daß hier auf die entsprechenden Ausführungen zur Schaltungsanordnung nach Fig. 1 verwiesen werden kann.
  • Die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 enthält einen weiteren Stromspiegel T7,T8, wobei im Kollektor-Emitterkreis des gesteuerten Transistors T7 dieses Stromspiegels ein Transistor T6 liegt, der mit seiner Basis an den Referenzwiderstand Rref angekoppelt ist. Ober diesen Transistor T6, der die am Widerstand Rref stehende Spannung in einen entsprechenden Strom überführt, "holt" sich der Stromspiegel T7,T8 einen Strom, in den ebenfalls der durch die Basisströme der Transistoren T7,T8 bedingte Fehler eingeht. Dieser Fehlerstrom ist in Fig. 2 mit IF bezeichnet. Unter der Voraussetzung, daß sich die Transistoren T3,T4 des ersten Stromspiegels und die Transistoren T7, T8 in ihren Eigenschaften entsprechen, entsteht also im zweiten Stromspiegel T71 T8 der gleiche durch die Basisströme bedingte Fehler, wie dies durch die Basisströme IB3,IB4 im ersten Stromspiegel T3,T4 bedingt ist. In monolithisch integrierter Technik ist praktisch immer erfüllt, daß die Eigenschaften der genannten Transistoren im wesentlichen miteinander übereinstimmen. Mindestens ist es jedoch mit sehr guter Ausbeute möglich, durch entsprechend schafte Messungen diejenigen Exemplare auszuschalten, in denen die Transistoren T3,T4 des ersten Stromspiegels bzw. T7, T8 des zweiten Stromspiegels nicht ausreichend gut "gepaart" sind.
  • Da also von den über den Referenzwiderstand Rref fließenden Kollektorstrom Ic1 der Transistorstufe T1, d.h.,vom Referenzstrom, der Fehlerstrom entsprechend den Basisströmen im Stromspiegel T7,T8 subtrahiert wird, ergibt sich, wenn überhaupt, ein sehr kleiner resultierender Fehler im Ausgangsstrom Ia. Aus den vorstehenden Ausführungen folgt, daß für die durch die Basisströme in einem Stromspiegel bedingten Fehler eine Kompensation allein dadurch durchgeführt werden könnte, daß der Transistor T6 ebenso wie die Transistoren T1,T2,T5 an die Versorgungsspannung geführt würde. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung nach Fig. 2 besitzt jedoch den weiteren Vorteil, daß mit der Kompensation der genannten, durch die Basisströme in einem Stromspiegel bedingten Fehler in einfacher Weise auch gleichzeitig eine Kompensation von durch den Early-Effekt der Stromspiegel-Transistoren bedingten Fehler möglich ist. Dieser Fehler ergibt sich dadurch, daß die Kollektoren der Transistoren T3,T4 des ersten Stromspiegels aufgrund des Early-Effektes unterschiedliche Potentiale haben können.
  • Um diesen Fehler gleichzeitig zu kompensieren, ist die den konstanten, aber noch mit Fehlern aufgrund des Early-Effektes behafteten Ausgangsstrom I, führende Transistorstufe T4 über einen als Spannungsfolger geschalteten weiteren Operationsverstärker OP, an die an den Referenzwiderstand Rref angekoppelte Transistorstufe T6 gekoppelt. Dieser Transistor T6 liegt dabei mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke im Kreis der den gespiegelten Strom führenden Transistorstufe T7 des zweiten Stromspiegels T6, T7 und mit seiner Basis am Referenzwiderstand Rrer. Da ein als Spannungsfolger (durch Rückkopplung seines Ausgangs auf den invertierenden Eingang) geschalteter Operationsverstärker die Spannungsverstärkung 1 besitzt, liegt am Kollektor des Transistors T6 die gleiche Spannung wie am Kollektor des den Ausgangsstrom Ia führenden Transistors T4 des ersten Stromspiegels T3,T4, so daß am Transistor T6 der gleiche Early-Effekt wirksam ist, wodurch eine Kompensation von durch den Early-Effekt im Ausgangsstrom Ia bedingten Fehlern realisiert ist.
  • Wenn, wie eingangs anhand der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ausgeführt wurde, zur Einstellung eines vorgegebenen Wertes des Ausgangsstroms Ia ein erster Stromspie- gel T3,T4 gewählt wird, in dem der als Diode geschaltete Bezugstransistor T3 und der von diesem gesteuerte, den (gespiegelten) konstanten Ausgangsstrom Ia führende Transistor T4 ein Emitter- und/oder Kollektorflächenverhältnis von 1:n besitzen, so ist in Weiterbildung der Erfindung zur Berücksichtigung dieses Flächenverhältnisses vorgesehen, daß der an den Referenzwiderstand Rref und den weiteren Operationsverstärker OP1 gekoppelte Transistor T6 bezogen auf die Emitter- und/oder Kollektorfläche des Bezugstransistors T3 des ersten Stromspiegels T3,T4 ein n-fache Emitter- und/oder Kollektorfläche und der als Diode geschaltete als Bezugstransistor wirkende Transistor T8 sowie der den gespiegelten Strom.führende Transistor T7 des zweiten Stromspiegels T7,T8 ein Emitter- und/ oder Kollektorflächenverhältnis von 1:(n+1) besitzen. Damit bleibt die kompensierende Wirkung auch für einen durch das Verhältnis n festgelegten Ausgangsstrom Ia erhalten.

Claims (4)

1. Integrierte Konstantstromquelle mit
einem Operationsverstärker (OP), dem an seinem invertierenden Eingang (-) eine Referenzspannung (Uref) führbar ist und an dessen Ausgang ein seine Ausgangsspannung in einen Strom (Ic1) überführende erste Stufe (T1) angekoppelt ist,
einem im Kreis der ersten Stufe (T1) liegenden Referenzwiderstand (Rref), von dem zur Kopplung der an ihm abfallenden Spannung eine Kopplung auf den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers (OP) vorgesehen ist, einer zweiten an den Ausgang des Operationsverstärkers (OP) angekoppelten, dessen Ausgangsspannung in einen Strom (Ic2) überführenden Stufe (T2)
und einem ersten, einen in erster Näherung konstanten Ausgangstrom (Ia) liefernden Stromspiegel (T3,T4) im Kreis der zweiten Stufe (T2)'
gekennzeichnet durch
eine dritte an den Ausgang des Operationsverstärkers (OP) angekoppelte, dessen Ausgangsspannung in einen Strom (Ic5) überführende Stufe (T5), einen zweiten im Kreis der dritten Stufe (TS) liegenden Stromspiegel (T7,T8) und
eine an den Referenzwiderstand (Rref) gekoppelte Stufe (T6), die im Kreis der Stufe (T7) des zweiten.Stromspiegels (T7,T8)liegt, welcher den gespiegelten Strom führt.
2. Integrierte Konstantstromquelle nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die den konstanten Ausgangsstrom (Ia) führende Stufe (T4) des ersten Stromspiegels (T3,T4) über einen als Spannungsfolger geschalteten weiteren Operationsverstärker (OP1) an die an dem Referenzwiderstand (Rref) angekoppelte Stufe (T6) gekoppelt ist.
3. Integrierte Konstantstromquelle nach Anspruch 1/oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die an den Referenzwiderstand (Rref) gekoppelte Stufe (T6) durch einen Transistor gebildet ist, der mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke im Kreis der den gespiegelten Strom führenden Stufe (T7) des zweiten Stromspiegels (T6, T7 ) und mit seiner Basis am Referenzwiderstand (Rref) liegt.
4. Integrierte Konstantstromquelle nach einem der Ansprüche 1 bis 3, mit einem ersten Stromspiegel (T3,T4), in dem ein als Diode geschalteter Bezugstransistor (T3) und der von diesem gesteuerte, den (gespiegelten) konstanten Ausgangsstrom (Ia) führende Transistor (T4) ein Emitter- und/oder Flächenverhältnis von 1:n besitzen, dadurch gekennzeichnet,
daß
der an den Referenzwiderstand (Rref) und den weiteren Operationsverstärker (OP1) gekoppelte Transistor (T6) bezogen auf die Emitter- und /oder Kollektorfläche des Bezugstransistors (T3) des ersten Stromspiegels (T3,T4) eine n-fache Emitter- und/oder Kollektorfläche und ein als Diode geschalteter Bezugstransistor (T8) sowie der den gespiegelten Strom führende Transistor (T7) des zweiten Stromspiegels (T7,T8) ein Emitter- und/oder Kollektorflächenverhältnis von 1:(n+1)
besitzen.
EP85107776A 1984-07-16 1985-06-24 Integrierte Konstantstromquelle Expired EP0169388B1 (de)

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DE3426166 1984-07-16
DE3426166 1984-07-16

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EP0169388A1 true EP0169388A1 (de) 1986-01-29
EP0169388B1 EP0169388B1 (de) 1988-09-28

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US (1) US4651083A (de)
EP (1) EP0169388B1 (de)
JP (1) JPS6136816A (de)
KR (1) KR860001374A (de)
AT (1) ATE37619T1 (de)
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