DE69805021T2

DE69805021T2 - Gerät für eine Hochspannungsentladungslampe

Info

Publication number: DE69805021T2
Application number: DE69805021T
Authority: DE
Inventors: Noboru Yamamoto; Kenji Yoneima
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1997-05-16
Filing date: 1998-05-15
Publication date: 2002-10-02
Anticipated expiration: 2018-05-16
Also published as: DE69835173D1; EP0878982A3; US20020047636A1; EP1309060A3; EP1152512A1; DE69805021D1; EP1309229A2; JP4252117B2; EP1309233A2; EP1814368A3; EP0878982A2; DE69835173T2; EP1309229A3; EP1309060A2; EP1309233A3; JPH10321390A; US6747422B2; EP1309230A2; EP1309232B1; EP1814368A2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Gerät für eine Entladungslampe zum Steuern einer Hochspannungsentladungslampe, die sich vorzugsweise und insbesondere in einem Vorderlicht für ein Kraftfahrzeug befindet.
Das Dokument DE 44 20 182 A1 offenbart ein Gerät zur Stromversorgung für eine Entladungslampe, bei der ein Spannungsumsetzmittel vorgesehen ist, mit einem Leistungssteuer- Hochfrequenzumschaltmittel zum Liefern einer größeren Leistung an die Last in der Form einer Entladungslampe nach Starten der Beleuchtung der Entladungslampe und dann während eines stabilen Betriebs derselben. Die Hauptstromversorgung sieht eine Gleichspannung vor, die umgesetzt wird von einem Wandlermittel, um an die Entladungslampe geliefert zu werden. Ein Startermittel ist verbunden mit beiden Seiten einer H-Brücke des Wandlermittels und ist des weiteren verbunden mit der Entladelampe, um die Entladungslampe zu zünden, wenn das Gerät zur Stromversorgung eingeschaltet wird.
Das Dokument WO 92/10920 A1 offenbart eine elektrische Schaltung für den Impulsbetrieb von Hochdruck- Gasentladungslampen, wobei zum Erzeugen von Impulsen Blindwiderstände vorgesehen sind und mit der gesamten Schaltung durch Schließen entsprechender Schalter verbunden sind.
Des weiteren offenbart das Dokument FR 2 686 762 eine Stromversorgungsschaltung für eine Entladungslampe, wobei eine Entladungslampe und eine zugehörige Stromversorgungsschaltung in einem Fahrzeug mit einer Gleichstromversorgung in der Form einer Batterie vorgesehen sind. In einer Starterschaltung der Entladungslampe ist ein triggerbares Halbleiterschaltelement vorgesehen.
Ein Gerät für eine Entladungslampe zum Einschalten einer Hochspannungsentladungslampe (Lampe), angewandt bei einem Vorderlicht für ein Fahrzeug, ist des weiteren im Dokument JP-A 9-180888 (USSN 08/756 556) oder im Dokument JP-A 9-306684 vorgeschlagen worden.
Im vorgeschlagenen Gerät, wie es in Fig. 25 gezeigt ist, wird die Spannung einer Fahrzeugbatterie 300 in eine Hochspannung durch einen primärseitigen Transformator 302a und einen sekundärseitigen Transformator 302b transformiert, die an der Seite einer Starterschaltung 301 installiert sind, und ein Kondensator 303 wird von der in die Hochspannung transformierten Spannung geladen. Wenn des weiteren die Ladespannung des Kondensators 303 eine eingestellte Spannung oder eine höhere erreicht, wird eine Entladung bei einem Entladungsspalt 304 ausgeführt, die Ladespannung des Kondensators 301 wird weiter erhöht durch die Entladung vom Transformator 305a, 305b, und eine Hochspannung liegt an der Lampe 306 an. Dadurch wird die Lampe 306 eingeschaltet.
Des weiteren wird die Lampe 306 eingeschaltet gehalten durch Anliefern vorbestimmter Leistung aus der Fahrzeugbatterie 300 an die Primärseite zu einer Sekundärseite über einen sekundärseitigen Transformator 302c anstelle der Verwendung in einer direkten Stromversorgungsschaltung 307 getrennt von der Starterschaltung 301. Bei dieser Gelegenheit wird die Richtung des Entladestromes abwechselnd umgekehrt durch eine Inverterschaltung 310 mit einer H-Brückenschaltung 309, die über vier MOS-Transistoren 309a-309d verfügt, um die Lampe 306 durch Wechselstrom einzuschalten.
Ein Primärstrom I, der des weiteren im primärseitigen Transformator 302a fließt, wird gesteuert von einem MOS- Transistor 311 für die Primärseite, der ein Halbleiterschaltelement ist. Das Ein/Ausschalten des MOS- Transistors 311 wird gesteuert durch eine PWM-Steuerschaltung 312. Die PWM-Steuerschaltung 312 führt eine Steuerung der relativen Einschaltdauer basierend auf der Lampenspannung VL durch, die an der Lampe 306 anliegt, und Lampenstrom IL, der in die Lampe 306 fließt und die Stromversorgung für die Sekundärseite gemäß einer Bedingung (beispielsweise Elektrodentemperatur) der Lampe 306 steuert.
Es tritt jedoch das Problem begrenzter Lebensdauer vom Spalt 304 auf, da der Spalt 304 als Schaltelement zum Einschalten der Lampe 306 verwendet wird.
Wenn beispielsweise das Spaltintervall durch Fremdstoffe, die am Spalt 304 kleben, verkürzt wird, tritt ein Problem des Verringerns der Einschaltleistung der Lampe 306 auf, da die Entladung im Spalt 304 für eine vorbestimmte Entladungsspannung durchgeführt wird, die erzielt wird, da die Entladungsspannung abgesunken ist. Wenn zwischenzeitlich das Spaltintervall durch Verschleiß des Spaltes 304 verlängert wird, tritt das Problem auf, bei dem die Spaltentladung nicht ausgeführt werden kann, da die Entladespannung höher wird.
Des weiteren tritt ein Problem auf, bei dem innen im Spalt 306 Dichtgas mit der Häufigkeit der Benutzung der Lampe 306 gestört wird.
Zwischenzeitlich tritt auch ein Problem auf, bei dem die Kosten steigen, da die beiden Transformatoren 302b und 302c für die Starterschaltung 301 und die Gleichstromversorgungsschaltung 307 Verwendung finden.
Folglich ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Gerät für eine Entladungslampe zu schaffen, das einen stabilen Betrieb bei geringen Kosten ermöglicht.
Diese Aufgabe wird gelöst nach der vorliegenden Erfindung durch ein Gerät für eine Entladungslampe gemäß den anliegenden Patentansprüchen.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Kondensator in der Starterschaltung auf der Grundlage der Spannung einer Gleichstromversorgungsquelle geladen, die in eine Hochspannung durch einen Transformator transformiert wurde. Die Spannung der Gleichstromversorgungsquelle, die in die Hochspannung transformiert wurde durch den Transformator, ist hinreichend hoch und ist ausreichend zum Laden des Kondensators der Starterschaltung. Durch Laden des Kondensators durch die solchermaßen transformierte Spannung in die Hochspannung kann auf diese Weise ein einzelner Transformator gemeinsam verwendet werden, sowohl für die Starterschaltung als auch für die Gleichstromversorgungsschaltung. Des weiteren ist die Starterschaltung mit einem Mittenpotentialpunkt einer H-Brückenschaltung und mit einem Bezugspotentialpunkt verbunden. Gemäß dieser Anordnung kann die Entladungslampe gestartet werden, um vor deren normaler Entladung mit einer Wechselstromspannung in einem einfachen Schaltungsaufbau geringer Größe zu leuchten.
Andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der nachstehenden detaillierten Beschreibung deutlich.

DIE ZEICHNUNG

Fig. 1 ist ein Schaltbild eines Gerätes für eine Entladungslampe gemäß einem Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ist ein Blockschaltbild, das ein Steuersystem eines Gerätes für eine Entladungslampe gemäß Fig. 1 zeigt;
Fig. 3 ist eine Zeittafel, die Wellenformen an jeweiligen Punkten der Starterschaltung gemäß dem Ausführungsbeispiel zeigt;
Fig. 4 ist ein Schaltbild einer Brückenansteuerschaltung nach dem Ausführungsbeispiel;
Fig. 5 ist ein Schaltbild einer Ansteuerschaltung eines MOS- Transistors 31 gemäß dem Ausführungsbeispiel;
Fig. 6 ist ein Schaltbild einer Lampenstromsteuerschaltung nach dem Ausführungsbeispiel;
Fig. 7 ist eine Zeittafel, die die Wellenform einer Spannung V1 in Fig. 6 zeigt;
Fig. 8 ist ein Schaltbild eines Abtast- und Haltegliedes nach dem Ausführungsbeispiel;
Fig. 9 ist eine Zeittafel, die eine Wellenform der Lampenspannung VL in Fig. 8 zeigt;
Fig. 10 ist ein Schaltbild einer Sägezahn- Wellenerzeugungsschaltung in einer PWM-Steuerschaltung nach dem Ausführungsbeispiel;
Fig. 11 ist eine Zeittafel, die Sägezahnwellen zeigt, die durch die Sägezahnwellen-Erzeugungsschaltung in Fig. 10 gebildet werden;
Fig. 12 ist eine Zeittafel, die Wellenformen vom Primärstrom zeigt, der gemäß der Sägezahnwelle in Fig. 11 aufkommt;
Fig. 13 ist eine Zeittafel, die Wellenformen vom Primärstrom zeigt, der gemäß der Sägezahnwelle in Fig. 11 aufkommt;
Fig. 14 ist ein Schaltbild einer Schwellwertpegel- Einstellschaltung gemäß dem Ausführungsbeispiel;
Fig. 15 ist eine schematische Ansicht, die eine Einrichtungsstruktur für eine Lampe gemäß dem Ausführungsbeispiel zeigt;
Fig. 16 ist ein Schaltbild zum Feststellen eines anomalen Zustands des Gerätes für die Entladungslampe gemäß dem Ausführungsbeispiel;
Fig. 17 ist eine Zeittafel, die eine Anomalitätsfeststellung in der in Fig. 16 gezeigten Schaltung darstellt;
Fig. 18 ist ein Schaltbild zur Unterbrechungsfeststellung eines Steckers gemäß dem Ausführungsbeispiel;
Fig. 19 ist ein Schaltbild zur Feststellung eines anomalen Zustandes, bei dem der Stecker gemäß dem Ausführungsbeispiel unterbrochen ist;
Fig. 20 ist eine Zeittafel, die die Feststellung einer Steckerunterbrechung in den Fig. 18 und 19 zeigt;
Fig. 21 ist ein Schaltbild einer Verpolungsschutzschaltung gemäß dem Ausführungsbeispiel;
Fig. 22 ist ein Schaltbild einer Überspannungsschutzschaltung gemäß dem Ausführungsbeispiel;
Fig. 23 ist ein detailliertes Diagramm wesentlicher Abschnitte der Steckerunterbrechungs-Feststellschaltung gemäß dem Ausführungsbeispiel;
Fig. 24 ist ein Schaltbild einer Taktschaltung, die bei der Inspektion des Gerätes für eine Entladungslampe nach dem Ausführungsbeispiel zeigt;
Fig. 25 ist ein Schaltbild eines vorgeschlagenen Gerätes für eine Entladungslampe.
Gemäß dem Ausführungsbeispiel wird ein Gerät für eine Entladungslampe beim Vorderlicht eines Fahrzeugs eingesetzt, die gemäß den Fig. 1 und 2 aufgebaut ist.
In Fig. 1 bedeutet Bezugszeichen 1 eine Gleichstromversorgung (Batterie) mit einer ausgelegten Spannung VB (12 V), Bezugszeichen 1a bedeutet einen Stromquellenanschluß, Bezugszeichen 1b bedeutet einen Masseanschluß, und Bezugszeichen 2 bedeutet eine Hochspannungs-Entladungslampe (Lampe) des Metall-Halogenid-Typs oder dergleichen, die ein Vorderlicht für ein Fahrzeug ist. Das Bezugszeichen SW bedeutet einen Ein/Ausschalter zum Einstellen des Ein- oder Ausschaltens der Lampe 2 durch Betätigung von einem Anwender. Bezugszeichen 50 bedeutet eine Sicherung, die schmilzt, wenn Überströme in das Gerät für die Entladungslampe 100 fließt.
Wie in Fig. 1 gezeigt, ist das Gerät 100 zur Entladung versehen mit Schaltungsfunktionseinheiten einer Verpolungsschutzschaltung 3, einer Glättungsschaltung 4, einer Gleichstromversorgungsschaltung 5 mit einem Sperrwandeltransformator 29, einer Übernahmeschaltung 6, einer Inverterschaltung 7 mit einer H-Brückenschaltung 7a, einer Starterschaltung 8 und dergleichen.
Wie in Fig. 2 gemäß dem Ausführungsbeispiel gezeigt, sind als Steuerschaltungen zum Steuern der Schaltungsfunktionseinheiten eine PWM-Steuerschaltung (Impulsbreitenmodulations-Steuerschaltung) 9, eine Lampenstromsteuerschaltung 10 zum Steuern der Lampenleistung auf eine gewünschte Leistung basierend auf der Lampenspannung VL und dem Lampenstrom IL, wie später beschrieben wird, eine H- Brückensteuerschaltung 11 zum Steuern der H-Brückenschaltung 7a und dergleichen installiert.
Des weiteren vorgesehen ist im Ausführungsbeispiel als andere Steuerschaltungen ein Abtast-Halteglied 12 zum Abtasten und Halten der Lampenspannung VL auf zuvor gegebenen Zeiten, eine Hochspannungs-Erzeugungssteuerschaltung 13, die die Lampe 2 in einen dielektrischen Durchbruch zwischen den Elektroden durch Anlegen einer Hochspannung an die Lampe 2 versetzt, während die Starterschaltung 8 gesteuert wird, eine Ausfallsicherheitsschaltung 14, die die H-Brückenschaltung 7a durch die H-Brückensteuerschaltung 11 steuert, wenn das Gerät für die Entladungslampe 100 in einem anomalen Zustand versetzt ist, der später beschrieben wird, und eine Steckerunterbrechungs-Feststellschaltung 15, die eine Unterbrechung des Steckers 35 der Lampe 2 feststellt.
Obwohl die Leistung zum Ansteuern der jeweiligen Steuerschaltungen 9-15 auf der Grundlage der Batteriespannung VB oder dergleichen geliefert wird, ist das Gerät 100 für die Entladungslampe des weiteren ebenfalls versehen mit einer Überspannungsschutzschaltung 16, die die jeweiligen Steuerschaltungen 9-15 vor Überspannung schützt, wenn die primärseitige Spannung eine Überspannung wird.
Hier wird zunächst eine Skizze der Arbeitsweise des Einschaltens vom Gerät 100 für eine Entladungslampe gegeben. Wenn der Ein/Ausschalter SW eingeschaltet wird, läßt die Batteriespannung VB den Sperrwandeltransformator 29 ansteigen, durch den ein Kondensator 53 der Startschaltung 8 durch die H- Brückenschaltung 7a aufgeladen wird. Wenn der Kondensator 53 aufgeladen ist, erfolgt des weiteren eine Entladung der Ladung in der Starterschaltung 8, an der Lampe 2 liegt eine weiter erhöhte Spannung vom Transformator 47 an, und die Lampe 2 wird durch den dielektrischen Durchbruch zwischen den Elektroden eingeschaltet.
Wenn die Lampe 2 danach eingeschaltet ist, wird die Lampe 2 durch einen Wechselstrom durch abwechselnde Polaritätsumschaltung der Entladespannung eingeschaltet (Richtung des Entladestromes) zur Lampe 2 durch die H-Brückenschaltung 7a.
Die Verpolungsschutzschaltung 3 enthält einen Widerstand 17, einen Kondensator 19 und einen MOS-Transistor 21. Die Verpolungsschutzschaltung 3 schützt den MOS-Transistor 21, wenn eine hohe Spannung negativer Polarität am Stromversorgungsanschluß auftritt. Des weiteren wird die Sicherung 15 vor Durchbrennen und Abschneiden im Falle umgekehrter Verbindung geschützt, wenn die Batterie 1 in einem Fahrzeug mit verkehrter Polarität angeschlossen ist.
Die Glättungsschaltung 4 glättet eine Spannung, die am Stromversorgungsanschluß 1a erzeugt wird, welche eine Glättungsschaltung des Kondensatoreingangstyps (Glättungsschaltung vom Drosseltyp) mit Kondensatoren 23 und 25 und einer Drossel 27 ist.
Die Gleichstromversorgungsschaltung 5 ist versehen mit dem Sperrwandeltransformator 29, bei dem sowohl die Primärseite als auch die Sekundärseite durch Wicklungen realisiert ist. Der Sperrwandeltransformator 29 ist mit der Primärwicklung 29a versehen, die sich auf der Seite der Batterie befindet, und mit einer Sekundärwicklung 29b, die sich auf der Seite der Lampe 2 befindet. Wie des weiteren in Figur gezeigt, sind gemäß dem Sperrwandeltransformator 29, der Primärwicklung 29a und der Sekundärwicklung 29b elektrische Leitfähigkeit gegeben. Die Gleichstromversorgungsschaltung 5 ist mit dem MOS-Transistor 31 aufgebaut, dessen Schalten von der PWM-Schaltung 9 gesteuert wird. Der Primärstrom der Primärwicklung 29a wird vom MOS- Transistor 31 gesteuert.
Das heißt, wenn gemäß dem Sperrwandeltransformator 29 der MOS-Transistor 31 leitend geschaltet ist, fließt der Primärstrom in der Primärwicklung 29a, durch den Energie in der Primärwicklung 29a gespeichert wird. Wenn gemäß dem Sperrwandeltransformator 29 des weiteren der MOS-Transistor 31 gesperrt ist, erfolgt das Liefern der Energie von der Primärwicklung 29a auf die Sekundärwicklung 29b.
Des weiteren ist die Sekundärwicklung 29b der Gleichstromversorgungsschaltung 5 mit einer Diode 33 ausgerüstet, die den Strom gleichrichtet, und einem Kondensator 35 zum Glätten des Stromes.
Die Übernahmeschaltung 6 enthält einen Kondensator 37 und einen Widerstand 39. Wenn der Ein/Ausschalter SW eingeschaltet ist, lädt elektrische Ladung den Kondensator 37. Die Übernahmeschaltung 6 dient den vorübergehenden Verschiebungen zur Bogenentladung, nachdem der dielektrische Durchbruch zwischen den Elektroden der Lampe 2 durch die Starterschaltung 8 verursacht ist.
Die Inverterschaltung 7 ist auf der Seite der Sekundärwicklung 29b des Sperrwandeltransformators 29 eingerichtet, der die Lampe 2 mit Wechselstrom durch Transformieren der Leistung aus der Batterie 1 in die des Wechselstromes einschaltet.
Die H-Brückenschaltung 7a, die die Inverterschaltung 7 enthält, invertiert abwechselnd die Richtung des Entladestromes zur Lampe 2. Die H-Brückenschaltung 7a enthält vier MOS- Transistoren 41a-41d, die eine Vielzahl von Halbleiterschaltelementen für eine Brücke bilden, die in der Gestalt einer H-Brücke angeordnet ist. Die vier MOS-Transistoren 41a-41d werden gesteuert durch Brückensteuerschaltungen (IC-Elemente in diesem Beispiel, IC-Elemente), die in der Figur mit den Bezugszeichen 43a und 43b versehen sind.
Die Brückensteuerschaltung 11 steuert das Umschalten der MOS-Transistoren 41b und 41c auf einer Diagonallinie in den leitenden Zustand, wenn die MOS-Transistoren 41a und 41d auf der Diagonallinie in der H-Brückenschaltung 7a in den Sperrzustand versetzt sind, und steuert das Umschalten der MOS-Transistoren 41a und 41d in den Sperrzustand, wenn die MOS-Transistoren 41b und 41c in den leitenden Zustand versetzt sind, durch Steuern der IC-Elemente 43a und 43b. Im Ergebnis wird die Richtung des Entladestroms zur Lampe 2 abwechselnd umgeschaltet. Mit anderen Worten, die Lampe 2 wird eingeschaltet von Wechselstrom durch Polaritätsumkehr der Spannung (Entladungsspannung), die an der Lampe 2 anliegt.
Die H-Brückenschaltung 7a schaltet die MOS-Transistoren 41a-41d zu einer langen konstanten Periode leitend und sperrend, wenn die Lampe 2 gestartet wird, eingeschaltet zu werden und schaltet die MOS-Transistoren 41a-41d zu einer kurzen konstanten Periode leitend oder sperrend. Bezugszeichen 45 bedeutet Kondensatoren zum Schutz der H-Brückenschaltung 7a gegen Hochspannungsimpulse, die beim Starten zum Einschalten der Lampe 2 aufkommen.
Die Starterschaltung 8 dient dem Starten zum Einschalten der Lampe 2 und ist zwischen einen Zwischenpotentialpunkt der H-Brückenschaltung 7a und dem Masseanschluß 1b geschaltet. Die Starterschaltung 8 verfügt über einen Transformator 47 mit einer Primärwicklung 47a und einer Sekundärwicklung 47b, über Dioden 49 und 51, einen Kondensator 53, einen Widerstand 55 und einen Thyristor 57, der ein Halbleiterelement ist, das nur in einer Richtung Strom leitet.
Der Thyristor 57 wird gesperrt, wenn man den Ein/Ausschalter SW einschaltet, wodurch der Kondensator 53 beginnt, geladen zu werden. Danach wird der Thyristor 57 von der Hochspannungs- Erzeugungssteuerschaltung 13 leitend geschaltet. Im Ergebnis beginnt der Kondensator 53 das Entladen. Dann wird die im Kondensator 53 gespeicherte Energie vom Transformator 47 in die Hochspannung transformiert, durch den die Hochspannung an die Lampe 2 angelegt wird. Im Ergebnis wird die Lampe 2 durch den elektrischen Durchbruch zwischen den Elektroden eingeschaltet.
Die PWM-Steuerschaltung 9 steuert die Zeitperioden des Leitend- und Sperrendschaltens vom MOS-Transistor 31, das heißt, das Einschaltverhältnis, indem ein Schwellwertpegel in Hinsicht auf eine Sägezahnwelle variabel gemacht wird.
Die Lampenleistungssteuerschaltung 10 steuert die Lampenleistung auf einen gewünschten Wert auf der Grundlage des Lampenstromes IL und der Lampenspannung VL, abgetastet und gehalten vom Abtast-Halteglied 12. Der Lampenstrom IL wird festgestellt durch einen Widerstand 59 zur Stromfeststellung, der zur H-Brückenschaltung 7a gehört.
Die Lampenleistungssteuerschaltung 10 hebt die Elektrodentemperatur mit einem großen Wert an (beispielsweise 75 W) von der Lampenleistung, senkt allmählich die Lampenleistung ab, wenn die Elektrodentemperatur allmählich angestiegen ist, und steuert die Lampenleistung konstant auf einen vorbestimmten Wert (35 W), wenn die Lampe 2 in einen stabilen Zustand gebracht ist, da wenn die Elektrodentemperatur der Lampe 2 beim Starten zum Einschalten der Lampe 2 niedrig ist, sie dem Ausgehen unterliegt.
Des weiteren wird die Lampenspannung VL unmittelbar minimiert, nachdem die Lampenspannung VL auf die Hochspannung erhöht ist (beispielsweise 400 V), und die Lampe 2 wird gestartet, eingeschaltet zu werden, und danach wird die Lampenspannung VL allmählich erhöht. Zwischenzeitlich ist der Lampenstrom IL allmählich abgesunken, im Gegensatz zur Lampenspannung VL, unmittelbar nachdem die Lampe 2 zum Einschalten gestartet ist.
Um eine solche Lampenleistungssteuerung auszuführen, steuert die PWM-Steuerschaltung 9 des weiteren die Lampenleistung, indem sie das Einschaltverhältnis vom Leitend- und Sperrendschalten des MOS-Transistors 31 durch Aufnehmen eines Befehlsignals aus der Lampenleistungssteuerschaltung 10 variabel macht.
Das Abtast-Halteglied 12 maskiert eine Stoßspannung der Lampenspannung VL, die erzeugt wird beim Umschalten der H-Brückenschaltung 7a, und läßt die Lampenleistungssteuerschaltung 10 die Lampenleistung genau steuern.
39 Die Ausfallsicherheitsschaltung 14 stoppt das Steuern der PWM-Steuerschaltung 9 und schaltet die Leitfähigkeit der MOS-Transistoren 41a bis 41d der H-Brückenschaltung 7a aus. Alle Steuerschaltungen 9-15 sind in einer integrierten Schaltung untergebracht.

(Starterschaltung 8)

Die Starterschaltung 8 startet das Einschalten der Lampe 2 und ist geschaltet zwischen dem Mittelpotentialpunkt der H-Brückenschaltung 7a und dem Masseanschluß 1b. Sie arbeitet in der in Fig. 3 gezeigten Weise. In Fig. 3 zeigt (a) sowohl die Endspannung Vlamp der Lampe 2 auf, (b) zeigt die Ladespannung Vc des Kondensators 53 auf, (c) zeigt ein Gateansteuersignal auf, das zum Gate des Thyristors 57 abgegeben wird, und (d) zeigt eine Hochspannung auf, die in der Sekundärwicklung 57b aufkommt.
Wenn der Ein/Ausschalter SW eingeschaltet ist, bildet der Ein/Ausschalter der MOS-Transistoren 41a-41d die H-Brückenschaltung 7a, die gestartet wird (Zeitpunkt t1 in Fig. 3). Wenn die MOS-Transistoren 41b und 41c leitend geschaltet sind, wird ein L-Pegelsignal als das Gate- Ansteuersignal abgegeben, und der Thyristor 57 wird in seinen Sperrzustand versetzt. Dadurch startet der Kondensator 53 das Laden (Zeitpunkt t2 von Fig. 3). Nach hinreichender Aufladung des Kondensators 53 während der Zeitperiode des Leitendschaltens von den MOS-Transistoren 41b und 41c sind die MOS-Transistoren 41b und 41c gesperrt, und die MOS-Transistoren 41a und 41d leiten (Zeitpunkt t3 von Fig. 3).
Wenn das Gateansteuersignal vom Thyristor 57 des weiteren auf H-Pegelsignal kommt, wird der Thyristor 57 leitend geschaltet, Strom fließt, und eine Hochspannung wird an der Sekundärwicklung 47b vom Transformator 47 erzeugt (Zeitpunkt t4 von Fig. 3). Die Hochspannung liegt an der Lampe 2 an, verursacht dielektrischen Durchbruch zwischen den Elektroden der Lampe 2, und die Lampe 2 startet das Einschalten (Zeitpunkt t5 von Fig. 3).
Durch Antiparallelschaltung der Dioden 51 mit dem Thyristor 57 wird eine LC-Resonanz des weiteren durch den Kondensator 53 und die Primärwicklung 47a verursacht, wenn der Thyristor 57 leitend geschaltet wird. Wenn dielektrischer Durchbruch verursacht ist zwischen den Elektroden der Lampe 2 durch die Hochspannung aus der Sekundärwicklung 47b, fließt Funkenentladestrom zwischen Elektroden der Lampe 2, und der Funkenentladestrom wird zu einem gedämpften Schwindungsstrom durch die LC-Resonanz. Die Zeitdauer des Funkenentladestroms kann dadurch verlängert werden in signifikanter Weise, verglichen mit dem Fall, bei dem die Diode 51 nicht vorgesehen ist.
Die Lampenspannung während einer Zeitdauer, bei der der Funkenentladestrom in der Lampe 2 fließt, wird geringer gemacht als die Ladespannung des Kondensators 35 und des Kondensators 37, und in diesem Moment fließt der Strom in die Lampe 2 über die H-Brückenschaltung 7a, durch die die Lampe 2 das Einschalten startet. Durch Verbinden der Diode 51 wird folglich die Zeitdauer des Funkenentladestroms verlängert, hinreichender Strom zum Starten des Einschaltens der Lampe 2 kann mit Sicherheit aus dem Kondensator 35 und dem Kondensator 37 über die H-Brücke 7a fließen, durch die die Lampe 2 mit Sicherheit eingeschaltet werden kann. Das heißt, daß die Einschaltausführung der Lampe 2 verbessert werden kann.
Des weiteren wird der Kondensator 53 auf den Zwischenpotentialpunkt der H-Brückenschaltung 7a geladen, und folglich wird das Potential auf der Hochspannungsseite des Kondensators 0 V beim Umschalten des Ein/Ausschalters von den MOS-Transistoren 41a-41d. Folglich kann der Thyristor 57 mit Sicherheit leitend geschaltet werden. Das heißt, wenn der Thyristor 57 einmal leitend geschaltet ist, wird er nicht gesperrt, es sei denn, eine vorbestimmte Bedingung (beispielsweise anodenseitiges Potential des Thyristors 57 > kathodenseitiges Potential) wird herbeigeführt, in diesem Falle kann der Kondensator 53 nicht erneut geladen werden. Wenn die Lampe 2 folglich nicht eingeschaltet wird in der ersten Periode des Ein/Ausschalters von den MOS-Transistoren 41a-41d, kann durch irgendeine Chance danach die Lampe 2 nicht mehr eingeschaltet werden, jedoch wird der Kondensator 53 auf den Mittelpotentialpunkt von der H-Brückenschaltung 7a geladen, und folglich kann verhindert werden, daß die Lampe 2 mit Sicherheit eingeschaltet wird.
Des weiteren wird der Kondensator 53 auf den Mittelpotentialpunkt geladen, das heißt, auf der Sekundärseite des Sperrwandeltransformators 29, und folglich wird der Kondensator 53 geladen durch eine Spannung, die erzeugt wird durch Hochspannungstransformation durch die Gleichstrom- Leistungsquellenschaltung 5. Obwohl folglich ein Transformator sowohl für die Endspannung des Kondensators 53 als eine Hochspannung vorgesehen ist, getrennt von der Gleichstrom- Leistungsquellenschaltung 5, ist der Transformator nicht erforderlich, für einen solchen Zweck installiert zu werden. Auf diese Weise wird der Sperrwandeltransformator 29 gemeinsam für die Starterschaltung und für die Gleichstrom- Leistungsquellenschaltung 5 verwendet, und folglich kann die Anzahl von Transformatoren um eins verringert werden, und eine Kostenverringerung wird erzielt.
Obwohl das Gate-Ansteuersignal ausgegeben wird von der Hochspannungs-Erzeugungsschaltung 13 synchron mit einer Zeitvorgabe des Umschaltens der MOS-Transistoren 41a-41d, wird ein Signal, das über die Zeitvorgabe des Umschaltens der MOS- Transistoren 41a-41d informiert, aus der H-Brückensteuerschaltung 11 zur Hochspannungs- Erzeugungsschaltung 13 abgegeben, und eine Zeitvorgabe der Ausgabe des Gate-Ansteuersignals wird auf der Grundlage des Signals eingestellt.
Wenn die Lampe 2 des weiteren eingeschaltet ist, muß die Starterschaltung 8 nicht mehr ansteuern, und folglich wird ein L-Pegelsignal als Gate-Ansteuersignal abgegeben. Ob die Lampe 2 eingeschaltet ist, wird dadurch bestimmt, ob der Lampenstrom IL einen vorbestimmten Wert oder größer hat. Das heißt, wenn die Lampe 2 eingeschaltet ist, fließt der Lampenstrom IL in den Widerstand 32 zur Stromfeststellung über die H-Brückenschaltung 7a, und wenn folglich der Lampenstrom IL festgestellt ist, wird das Gate-Ansteuersignal auf das L-Pegelsignal gebracht.

(Ansteuerschaltung von IC-Elementen 43a, 43b)

Wie in Fig. 4 gezeigt, wird eine H- und L-Ansteuerschaltung (International Rectifier Co. Ltd., IR 2101) im IC-Element 43a verwendet. Die IC-Elemente 43a und 43b haben des weiteren denselben Aufbau.
Jeweilige Stromversorgungsanschlüsse Vcc der IC-Elemente 43a und 43b sind mit der Sekundärseite des Sperrwandeltransformators 29 verbunden. Das heißt, eine erste Leistungsquellenschaltung 96 verfügt über einen Widerstand 95 und über eine Zenerdiode 9T, die auf der Sekundärseite des Sperrwandeltransformators 29 ist, und eine Spannung, die am Leistungsquellenanschluß Vcc liegt, wird zu einer vorbestimmten Spannung V2 (15 V), die von der ersten Leistungsquellenschaltung 96 erzeugt wird.
Des weiteren ist ein hochspannungsseitiger Eingangsanschluß Hin des IC-Elements 43 mit einem niederspannungsseitigen Eingangsanschluß Lin des IC-Elements 43b verbünden. De s weiteren wird ein H-Pegelsignal oder ein L-Pegelsignal von einem Anschluß 11a in der H-Brückensteuerschaltung 11 gleichermaßen an die beiden Anschlüsse Hin und Lin abgegeben.
Ein Eingangsanschluß Lin der Niederspannungsseite vom IC- Element 43a ist des weiteren mit einem Eingangsanschluß Hin der Hochspannungsseite vom IC-Element 43b verbunden. Ein H-Pegelsignal oder ein L-Pegelsignal aus einem Anschluß 11b der H-Brückenschaltung 11 wird des weiteren gleichermaßen in die beiden Anschlüsse Hin und Lin eingegeben. Das H-Pegelsignal und das L-Pegelsignal werden des weiteren miteinander vertauscht an den Anschlüssen 11a und 11b der H-Brückensteuerschaltung 11.
Wenn das H-Pegelsignal vom Anschluß 11a der H-Brückensteuerschaltung 11 abgegeben wird, und wenn das L-Pegelsignal vom Anschluß 11b eingegeben wird, werden die MOS- Transistoren 41a und 41d leitend geschaltet, und die MOS- Transistoren 41b und 41c werden gesperrt. Wenn des weiteren das L-Pegelsignal vom Anschluß 11a der H-Brückensteuerschaltung 11 abgegeben wird und das H-Pegelsignal vom Anschluß 11b abgegeben wird, werden die MOS-Transistoren 41b und 41c leitend geschaltet, und die MOS-Transistoren 41a und 41d sind gesperrt.
Gemäß dem Ausführungsbeispiel werden auf diese Weise die IC-Elemente 43a und 43b von der H-Brückensteuerschaltung 11 unter Verwendung der Sekundärspannung (Lampenspannung) gesteuert, die die Sekundärwicklung 29b erzeugt. Selbst wenn die Batteriespannung Vb abgesunken ist, kann dadurch die Ansteuerspannung bereitgestellt werden von der Sekundärseite des Sperrwandeltransformators 29, wodurch die MOS-Transistoren 41a- 41d stabil gesteuert werden können.
Zwischenzeitlich können die IC-Elemente 43a und 43b gesteuert werden, um durch Spannung (Batteriespannung VB) auf der Primärseite auf die Diode 99 gesteuert werden, das heißt, es ist ein Halbleiterschaltelement, das den Strom in einer Richtung leitet, die eine andere ist als die Spannung auf der Sekundärseite des Transformators 29. Die Begründung für einen derartigen Aufbau läßt sich aus zwei Ursachen herleiten.
Eine Rückkopplungssteuerung wird ausgeführt durch die Lampenleistungssteuerschaltung 10, die zuvor beschrieben wurde, so daß die Lampenleistung der Lampe 2 auf einen gewünschten Wert kommt, der auf der Lampenspannung VL (Spannungssignal) basiert gemäß der Entladespannung der Lampe 2 und dem Lampenstrom IL (Stromsignal) gemäß dem Entladestrom der Lampe 2.
Unmittelbar nachdem der Ein/Ausschalter SW beispielsweise eingeschaltet wurde, wird des weiteren keine Spannung auf der Seite der Sekundärwicklung 29b erzeugt. Die H-Brückenschaltung 7a kann folglich nicht gesteuert werden zum Ansteuern unmittelbar nachdem der Ein/Ausschalter SW eingeschaltet ist, und im schlimmsten Falle kann eine Steuerverzögerung oder Instabilität der Rückkopplungssteuerung aufkommen.
Von daher können die IC-Elemente 43a und 43b von der Batteriespannung VB angesteuert werden, selbst unmittelbar nachdem der Ein/Ausschalter SW eingeschaltet ist, so daß die H-Brückenschaltung 7a zum Ansteuern gesteuert werden kann.
In einem anomalen Zustand, der später zu beschreiben ist, bei dem die Lampenspannung VL niedriger als die vorbestimmte Spannung Vr1 ist, wird die Leistungsquelle zum Ansteuern der IC-Elemente 43a und 43b schwierig, und die H-Brückenschaltung 7a kann nicht gesperrt werden (Leitzustand aller MOS-Transistoren 41a-41d führt zu einem Unterbrechungszustand, dies wird hiernach als eine H-Brückenschaltung 7a bezeichnet, die ausgeschaltet ist).
Im anomalen Zustand sind von daher die IC-Elemente 43a und 43b mit einer Ansteuerleistungsquelle durch die Batteriespannung VB versehen. Auf diese Weise kann die H-Brückenschaltung 7a mit Sicherheit ausgeschaltet werden, selbst unter dem anomalen Zustand.
Im Falle des anomalen Zustands wird die H-Brückenschaltung 7a durch die IC-Elemente 43a und 43b ausgeschaltet, indem beide Ausgangssignale der ersten Schaltung für Anomalität, bezeichnet mit Bezugszeichen 242 in Fig. 4, die H-Pegelsignale haben.
Wenn die Batteriespannung VB gleich 12 V ist, wird die an die jeweiligen Stromversorgungsanschlüsse Vcc der IC-Elemente 43a und 43b auf eine konstante Spannung von 15 V von der Zenerdiode 97 gesteuert. Folglich erzielt die Diode 99 in Fig. 4 die Funktion des Vermeidens vom Stromrückfluß. Auch bedeutet Bezugszeichen 101 einen Kondensator zum Beseitigen von Störungen, und Bezugszeichen 420 bedeutet einen Widerstand zur Strombegrenzung.

(Ansteuerleistungsquelle vom MOS-Transistor 31)

Wie in Fig. 5 gezeigt, ist die Sekundärseite des Transformators 29 versehen mit der ersten Leistungsquellenschaltung 96, um auf der Sekundärseite die Hochspannung zu verursachen, die durch den Widerstand 95 und die Zenerdiode 97 mit einer vorbestimmten konstanten Spannung V2 (beispielsweise 15 V) erzeugt wird.
Auf einer Seite der Batterie (Primärseite) ist eine zweite Stromversorgungsquelle 110 zum Bereitstellen einer vorbestimmten Spannung V3 vorgesehen (zweite vorbestimmte Spannung), bestimmt von der Batteriespannung durch einen Widerstand 105 und einen Kondensator 107.
Zwischen der ersten Stromversorgungsschaltung 96 und der zweiten Stromversorgungsschaltung 110 ist eine Diode 111 geschaltet als ein Schaltelement über einen Widerstand 120 auf der Seite der ersten Stromversorgungsschaltung 96.
Strom fließt in die Diode 111, wenn die vorbestimmte Spannung V3 höher ist, verglichen mit der vorbestimmten Spannung V3, mit einer vorbestimmten Spannung V4 (erste vorbestimmte Spannung), erzeugt durch Verringern der Spannung aus der vorbestimmten Spannung V2 durch den Widerstand 120. In diesem Beispiel, wenn die Batteriespannung VB im wesentlichen die Nennspannung ist; die vorbestimmte Spannung V3 wird höher gemacht als die vorbestimmte Spannung V4 durch den Widerstand 120 (Normalzustand).
Zwischen der ersten Stromversorgungsschaltung 96 und der zweiten Stromversorgungsschaltung 110 sind zwei NPN-Transistoren 112 und 113 in einer Darlington-Verbindung, die eine Ansteuerschaltung 124 zum Ansteuern des MOS-Transistors 31 bilden, über einen Widerstand 114 verbunden. Die Diode 111 ist zwischen die beiden Kollektoren der NPN-Transistoren 112 und 113 geschaltet.
Im Normalzustand ist folglich die vorbestimmte Spannung V3 höher als die vorbestimmte Spannung V4, und demzufolge fließt Strom in die Diode 111. Basisstrom fließt folglich aus der Primärseite des Transformators 29 in den NPN-Transistor 112, und der NPN-Transistor 112 wird leitend geschaltet. Dann bildet der Kollektorstrom des NPN-Transistors 112 den Basisstrom des NPN- Transistors 113, und Kollektorstrom fließt aus der Primärseite des Transformators 29 in den NPN-Transistor 113.
Wenn die vorbestimmte Spannung V4 höher ist als die vorbestimmte Spannung V3, beispielsweise wenn die Batteriespannung abgesunken ist, fließt Basisstrom aus der Sekundärseite des NPN-Transistors 112, und der NPN-Transistor 112 wird leitend geschaltet. Dann wird auch der NPN-Transistor 113 leitend geschaltet, und Kollektorstrom fließt aus der Primärseite des Transformators 29 in den NPN-Transistor 113.
In diesem Moment fließt kein Strom in die Diode 111, denn die vorbestimmte Spannung V4 ist höher als die vorbestimmte Spannung V3. Eine Beziehung, bei der die vorbestimmte Spannung V4 höher ist als die vorbestimmte Spannung V3, wird folglich beibehalten.
Wie in Fig. 5 gezeigt, wird der Betrieb der NPN-Transistoren 112 und 113 durch fünf NPN-Transistoren 115-119 gesteuert, die leitend geschaltet und gesperrt werden durch Empfangen eines Ausgangssignals aus der PWM-Steuerschaltung 9. Die NPN- Transistoren 115 und 116 werden leitend geschaltet oder gesperrt gemäß dem Ausgangssignal (Einschaltverhältnissignal) von der PWM-Steuerschaltung 9. Das H-Pegelsignal vom Ausgangssignal wird als EIN-Signal bezeichnet, während das L-Pegelsignal als AUS- Signal bezeichnet wird.
Wenn beispielsweise das Ausgangssignal das EIN-Signal ist, werden die NPN-Transistoren 115 und 116 leitend geschaltet, und ein Konstantstrom aus der Konstantstromquelle 121 bildet den Kollektorstrom des NPN-Transistors 115. Dadurch werden die NPN- Transistoren 117 und 118 gesperrt, und der NPN-Transistor 119 wird ebenfalls gesperrt.
Das heißt, wenn das Einschaltverhältnissignal das EIN-Signal ist, sind die NPN-Transistoren 115 und 116 leitend, und die NPN- Transistoren 117-199 sperren. Folglich fließt Kollektorstrom vom NPN-Transistor 112 in die Basis des NPN-Transistors 113, und der NPN-Transistor 113 leitet. Im Ergebnis fließt Kollektorstrom vom NPN-Transistor 113 in das Gate vom MOS-Transistor 31, und der MOS-Transistor 31 leitet.
Wenn das Ausgangssignal das AUS-Signal ist, sind die NPN- Transistoren 115 und 116 gesperrt, und folglich leitet der NPN- Transistor 117 durch die Konstantstromquelle 121. Dadurch fließt Konstantstrom aus der Konstantstromquelle 122 in den NPN- Transistor 117. In diesem Moment wird des weiteren der NPN- Transistor 118 leitend durch die Konstantstromquelle 121. Dadurch fließt Kollektorstrom vom NPN-Transistor 112 in den NPN- Transistor 118. Im Ergebnis wird der NPN-Transistor 113 gesperrt.
Des weiteren wird der NPN-Transistor 116 gesperrt, und folglich fließt Kollektorstrom, der in den NPN-Transistor 117 fließt, in die Basis des NPN-Transistors 119, und der NPN- Transistor 119 leitet. Kollektorstrom vom NPN-Transistor 113 fließt dadurch nicht zum Gate des MOS-Transistors 31, sondern bildet den Kollektorstrom des NPN-Transistors 119, und der MOS- Transistor 31 sperrt. Auf diese Weise leitet der MOS-Transistor 31 und wird gesperrt durch das EIN-Signal und das AUS-Signal.
Des weiteren ist eine Diode 123 zwischen das Gate vom MOS- Transistor 31 und die Konstantstromquelle 122 geschaltet, wie in Fig. 5 gezeigt.
Die Diode 123 beschleunigt die Umschaltgeschwindigkeit, wenn der MOS-Transistor 31 vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand wechselt. Das heißt, wenn der MOS-Transistor 31 vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand übergeht, wird im Gate vom MOS-Transistor 31 gespeicherte elektrische Ladung durch die Diode 123 abgezogen, und der Kollektorstrom vom NPN-Transistor 117 wird erhöht. Dadurch wird der Basisstrom vom NPN-Transistor 119 erhöht, und folglich wird der NPN-Transistor 131 schnell gesperrt. Im Ergebnis kann die Umschaltgeschwindigkeit des MOS-Transistors 31 erhöht werden.
Im Betrieb der in Fig. 5 gezeigten Schaltung wird angenommen, daß als Voraussetzung die Batteriespannung VB im wesentlichen die Nennspannung ist, die zweite Stromversorgungsschaltung 110 erzeugt die vorbestimmte Spannung V3, und in diesem Falle wird der Ein/Ausschalter SW eingeschaltet, und das Ausgangssignal von der PWM- Steuerschaltung 9 ist das EIN-Signal.
Unmittelbar nachdem der Ein/Ausschalter SW eingeschaltet ist, wird in diesem Falle keine Spannung auf der Sekundärseite des Transformators 29 erzeugt. In diesem Falle wird folglich der NPN-Transistor 112 leitend geschaltet durch die vorbestimmte Spannung V3 der zweiten Stromversorgungsschaltung 110, und der NPN-Transistor 113 wird ebenfalls leitend geschaltet. Das heißt, Basisstrom und Kollektorstrom der NPN-Transistoren 112 und 113 werden von der zweiten Stromversorgungsschaltung 110 bereitgestellt. Im Ergebnis wird der MOS-Transistor 31 leitend geschaltet durch Erzielen der Ansteuerleistungsquelle aus der Primärseite des Sperrwandeltransformators 29, das heißt, der zweiten Stromversorgungsschaltung 110.
Wenn danach die PWM-Steuerschaltung 9 das Ausgangssignal des EIN- und AUS-Signals wiederholt, empfängt die Sekundärwicklung 29b Energie aus der Primärwicklung 29a, durch die die Spannung der Sekundärseite allmählich ansteigt. Dadurch wird die vorbestimmte Spannung V2 durch die erste Stromversorgungsschaltung 96 erzeugt, und des weiteren wird die vorbestimmte Spannung V4 erzeugt.
Als nächstes wird als Voraussetzung angenommen, daß die Batteriespannung während einer Zeitdauer abgesunken ist, bei der die Lampe eingeschaltet ist und folglich die vorbestimmte Spannung V3 abgesunken ist und die vorbestimmte V3 niedriger als die vorbestimmte Spannung V4 ist.
Dann schaltet die Diode 111 den Stromweg so, daß Basisströme der NPN-Transistoren 112 und 113 aus der Sekundärseite des Transformators 29 bereitstehen (erste Stromversorgungsschaltung 96). Das heißt, der NPN-Transistor 112 empfängt aus der Sekundärseite des Transformators 29 Strom (erste Stromversorgungsschaltung 96).
Wenn gemäß dem Ausführungsbeispiel die Stromversorgungsspannung VB der Batterie 1 während der Zeitdauer abgesunken ist, bei der die Lampe eingeschaltet ist, können die NPN-Transistoren 112 und 113 und der MOS-Transistor 31 im Ergebnis stabil gesteuert werden, um die erste Stromversorgungsschaltung 96 auf der Sekundärseite des Transformators 29 anzusteuern.
Gemäß dem Ausführungsbeispiel ist folglich die Ansteuerleistungsquelle vom NPN-Transistor 112 aus der ersten Stromversorgungsschaltung 96 vorgesehen, nur wenn die vorbestimmte Spannung V3 niedriger als die vorbestimmte Spannung V4 ist. Wie zu diesem Ausführungsbeispiel zuvor beschrieben wurde, wird eine Hochspannung von 400 V auf der Sekundärseite des Transformators 29 erzeugt. Um die Zenerdiode 97 klein und kostengünstig zu halten, muß ein Widerstand mit einem großen Widerstandswert für den Widerstand 95 verwendet werden. Dadurch tritt jedoch ein Problem auf, bei dem eine große Leistung vom Widerstand 95 verbraucht wird, der den hohen Widerstandswert hat.
Strom fließt von daher in den Widerstand 95, nur wenn die vorbestimmte Spannung V3 niedriger als die vorbestimmte Spannung V4 ist, durch die der Stromverbrauch am Widerstand 95 reduziert werden kann.
Während die Hochspannung von 400 V auf der Sekundärseite des Transformators erzeugt wird, ist der Widerstandswert um so größer, je kleiner der Stromverbrauch vom Widerstand 95 ist. Es gilt auch die Beziehung von R(95) = (VL - V2)/Is vom Maximalwert des Widerstands 95. Das Bezugszeichen VL bedeutet die Sekundärspannung des Transformators 29 (Minimalwert, erforderlich für den normalen Betrieb des NPN-Transistors 112), und Bezugszeichen Is bedeutet den Strom, der durch eine Last von der ersten Stromversorgungsquelle 96 geliefert wird.
Bei einer derartigen Beziehung sind V2 und Is feste Werte, die bestimmt sind durch die Schaltung. Der Widerstandswert vom Widerstand 95 wird folglich bestimmt, durch wieviel Volt der Minimalwert von VL gewählt wird, wie schon zuvor erwähnt. In diesem Beispiel ist folglich die Stromversorgungsquelle des NPN- Transistors 112 vorgesehen aus der ersten Stromversorgungsschaltung 96, nur wenn die vorbestimmte Spannung V3 kleiner als die vorbestimmte Spannung V4 ist. Dadurch kann der Widerstandswert vom Widerstand 95 erhöht werden, und folglich kann der Stromverbrauch am Widerstand 95 reduziert werden.
Gemäß dem Ausführungsbeispiel wird die folgende Wirkung des weiteren durch Verbinden des NPN-Transistors 112 mit dem NPN- Transistor 113 durch eine Darlington-Schaltung erreicht. Hier wird ein Spannungsabfall am Widerstand 114 außer acht gelassen.
Wenn die Batteriespannung VB im wesentlichen die Nennspannung ist, fließt jeweiliger Basisstrom und Kollektorstrom von den NPN-Transistoren 112 und 113 aus der Primärseite des Transformators 29 (zweite Stromversorgungsschaltung 110). Die Potentialdifferenz zwischen dem Kollektor und dem Emitter vom NPN-Transistor 113 ist folglich eine Summe des Spannungsabfalls und eine Summe des Potentialabfalls zwischen dem Kollektor und dem Emitter und dem Spannungsabfall der Diode 111 in Vorwärtsrichtung.
Das heißt, in diesem Falle liegt eine Spannung am Gate des MOS-Transistors 31, die V3 - (VBE112 + VBE113) = V3 - 1,4 (V) wird. Bezugszeichen VBE 112 bedeutet den Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors 112, und Bezugszeichen VBE 113 bedeutet den Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors 113.
Wenn beispielsweise die Batteriespannung VB von der Nennspannung allmählich absinkt, und die vorbestimmte Spannung V3 sinkt unter die vorbestimmte Spannung V4. In diesem Falle wird der NPN-Transistor 113 durch die erste Stromversorgungsschaltung 96 leitend geschaltet, und eine Potentialdifferenz zwischen der vorbestimmten Spannung V4 und der Spannung am Emitter des NPN-Transistors 113 ist eine Summe des jeweiligen Spannungsabfalls zwischen den Basen und den Emittern der NPN-Transistoren 112 und 113.
In diesem Falle jedoch werden die erste Stromversorgungsschaltung 96 und die zweite Stromversorgungsschaltung 110 als voneinander durch die Diode 111 getrennt angesehen, und folglich ist die Potentialdifferenz zwischen dem Emitter und dem Kollektor des NPN-Transistors 113 in diesem Falle lediglich der Spannungsabfall zwischen Emitter und Kollektor.
Das heißt, am Gate des MOS-Transistors 31 liegt eine Spannung von V3 - VCE113 = V3 (V) an. Bezugszeichen VCE bedeutet den Spannungsabfall = 0 (V) zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors 113.
Der MOS-Transistor 31 kann folglich leitend geschaltet werden, bis die Batteriespannung VB niedriger als die Nennspannung ist, die erforderlich ist zum Ausführen der Schaltoperation vom MOS-Transistor 31.
Ein NPN-Transistor 246 in Fig. 5 stoppt desweiteren die PWM-Steuerschaltung 9, wenn ein anomaler Zustand herbeigeführt ist, das heißt, um den MOS-Transistor 31 zu sperren, werden beide NPN-Transistoren 115 und 116 zwangsweise durch die zweite Schaltung für Anomalität 244 gesperrt.

(Lampenleistungssteuerschaltung 10)

Die Lampenleistungssteuerschaltung 10, die in Fig. 6 gezeigt ist, ist mit einer Fehlerverstärkungsschaltung (integrierte Schaltung) 61 eingerichtet, die ein Ausgangssignal gemäß der Lampenspannung VL erzeugt, dem Lampenstrom IL oder dergleichen, die ein Signal sind, das den Entladeeinschaltzustand der Lampe 2 aufzeigt, und das Ausgangssignal von der Fehlerverstärkerschaltung 61 wird der PWM-Steuerschaltung eingegeben. Die Lampensteuerschaltung 10 steuert die Lampenleistung durch Invertieren der Ausgangsspannung (Ausgangssignal) aus der Fehlerverstärkerschaltung 61 letztlich innerhalb der PWM-Steuerschaltung 9.
Das heißt, gemäß dem Steuern der PWM-Steuerschaltung 9 wird das Ausgangspotential des Fehlerverstärkers 61 um so höher, je kleiner ein Schwellwertpegel für eine Sägezahnwelle ist, und das Ein/Aus-Schaltverhältnis vom MOS-Transistor 31 wird größer. Dadurch erhöht sich die Lampenleistung.
Gemäß der Steuerung der PWM-Steuerschaltung 9 ist das Ausgangspotential von der Fehlerverstärkerschaltung 61 um so niedriger, je größer der Schwellwertpegel der Sägezahnwelle wird und um so kleiner das Ein/Aus-Einschaltverhältnis vom MOS- Transistor 31 wird. Dadurch verringert sich die Lampenleistung.
Wie in Fig. 6 gezeigt, wird eine Bezugsspannung Vref in den nicht invertierenden Eingangsanschluß der Verstärkerschaltung 61 eingegeben, und die Spannung V1, die ein Parameter zum Steuern der Lampenleistung VPL bildet, wird in einen invertierenden Eingangsanschluß eingegeben. Dadurch wird in der Fehlerverstärkerschaltung 61 ein Ausgangssignal gemäß der Spannung V1 erzeugt, und das Ein-/Aus-Umschaltverhältnis wird basierend auf dem Ausgangssignal eingestellt.
Die Schaltung arbeitet des weiteren so, daß die Ausgangsspannung der Fehlerverstärkungsschaltung 61 verringert wird, wenn die Spannung V1 höher als die Bezugsspannung Vref ist, und wenn die Spannung V1 niedriger als die Bezugsspannung Vref ist, wird die Ausgangsspannung der Fehlerverstärkungsschaltung 61 erhöht.
Die Spannung V1 bestimmt sich auf der Grundlage eines zusammengesetzten Signals vom Lampenstrom L, der Lampenspannung VL und dergleichen, das bedeutet, vom Lampenstrom IL, Strom 11, der durch die konstante Spannung V2 fließt, Strom 12, eingestellt von der ersten Stromeinstellschaltung 63, und vom Strom 13, der durch eine zweite Stromeinstellschaltung 65 eingestellt wird.
Die Schaltung arbeitet so, daß die Ausgangsspannung der Fehlerverstärkungsschaltung 61 verringert wird, wenn die Spannung V1 höher als die Bezugsspannung Vref ist, und wenn die Spannung V1 niedriger als die Bezugsspannung Vref ist, wird die Ausgangsspannung der Fehlerverstärkungsschaltung 61 erhöht.
Die Lampenspannung VL ist ein Wert eines Ausgangssignals aus dem Abtast-Halteglied 12. Eine Summe des Stromes 11, des Stromes 12 und des Stromes 13 wird des weiteren hinreichend kleiner als der Lampenstrom IL eingestellt.
Die erste Stromeinstellschaltung 63 stellt hier den Strom 12 so ein, daß je höher die Lampenspannung VL ist, um so größer der Strom 12 ist, wie in der Figur gezeigt. Des weiteren wird der Strom 12 in einer Beziehung eingestellt, bei der unterschiedliche gerade Linien so verbunden sind, daß je höher die Lampenspannung VL wird, sich diese um so allmählicher neigt, wie im Diagramm gezeigt.
Die zweite Stromeinstellschaltung 65 stellt den Strom 13 so ein, daß je länger die Zeitperiode T1 ist, um so größer wird der Strom 13, wie in der Zeichnung dargestellt. Die Zeitdauer T entspricht einer Zeitdauer, die verstrichen ist, seit die Lampe 2 eingeschaltet worden ist, womit indirekt ein Zustand der Elektrodentemperatur vorhergesagt ist.
Das heißt, wenn die Lampe 2 stetig für einen gewissen Grad an Zeitdauer eingeschaltet wird, erhöht sich die Elektrodentemperatur hinreichend, und wenn danach die Lampe 2 für eine kurze Zeitdauer ausgeschaltet wird und die Lampe 2 wieder eingeschaltet wird, ist der Umfang des Temperaturabfalls der Elektrodentemperatur gering. In diesem Fall kann folglich die Lampenleistung kleiner sein als in einem Zustand, bei dem die Elektrode abgekühlt ist, beispielsweise bei Außentemperatur. Gemäß dem Ausführungsbeispiel kann im Ergebnis die Elektrodentemperatur indirekt vorhergesagt werden, und die Lampenleistung kann gemäß der Elektrodentemperatur gesteuert werden.
Auf diese Weise führt die Lampenleistungssteuerschaltung 10 die Steuerung auf der Grundlage des Lampenstromes IL und der Lampenspannung VL aus, und folglich ist es wichtig, genau den Lampenstrom IL und die Lampenspannung VL festzustellen. Gemäß dem Ausführungsbeispiel sind eine Klammerschaltung 69 und ein Abtast-Halteglied 12 installiert, um genau die Lampenspannung VL und den Lampenstrom IL festzustellen. Eine Erläuterung von Klammerschaltung 69 und Abtast-Halteglied 12 folgt.
Die Klammerschaltung 69 klammert die Spannung V1, die in den invertierenden Eingangsanschluß der Fehlerverstärkungsschaltung 61 eingegeben wird.
Wie in der Figur gezeigt, bildet die Klammerschaltung 69 eine Spannungsfolgerschaltung. Ein nicht invertierender Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 69a, der in der Klammerschaltung 69 vorgesehen ist, wird mit einer Spannung von Vref-α beaufschlagt, welche dem nicht invertierenden Eingangsanschluß der Fehlerverstärkungsschaltung 61 eingegeben wird und die um eine vorbestimmte Spannung niedriger als die vorbestimmte Spannung Vref ist. Eine Diode 69b ist mit einem Ausgangsanschluß der Klammerschaltung 69 verbunden, so daß der Operationsverstärker 69a keinen Strom von der Seite des Ausgangsanschlusses ziehen kann.
Wenn bei einem derartigen Aufbau die Spannung V1 höher als die vorbestimmte Spannung Vref-α ist, wird die Spannung am invertierenden Eingangsanschluß höher als die vom nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 69a, und folglich zieht der Operationsverstärker 69a Strom von der Seite des Ausgangsanschlusses. Die Diode 69b ist jedoch auf der Seite des Ausgangsanschlusses vorgesehen, und folglich kann der Operationsverstärker 69a keinen Strom ziehen, und die Spannung V1 wird der Fehlerverstärkungsschaltung 61 eingegeben, ohne den Einfluß der Klammerschaltung 69 zu erfahren.
Wenn des weiteren die Spannung V1 niedriger als die vorbestimmte Spannung Vref-α ist, wird die Spannung am nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 69a höher als diejenige des invertierenden Eingangsanschlusses, und folglich schiebt der Operationsverstärker 69a Strom heraus auf die Seite des Ausgangsanschlusses. Dadurch wird die Spannung V2 beibehalten, so daß sie nicht gleich oder niedriger ist als die vorbestimmte Spannung Vref-α.
In Fig. 7 gezeigt ist eine Änderung in der Spannung V1, wenn die Klammerschaltung 69 installiert ist. Wie in Fig. 7 gezeigt, wird der Lampenstrom IL unmittelbar signifikant verringert, und die Spannung V1 wird unmittelbar geändert durch Umschalten der Ein-/Ausschalter von den MOS-Transistoren 41a bis 41d in der H-Brückenschaltung 7a. Die Spannung V1 wird jedoch daran gehindert, gleich oder niedriger zu werden als die vorbestimmte Spannung Vref-α, und wird auf einer Spannung beibehalten, die höher ist als die vorbestimmte Spannung Vref-α. Folglich wird keine abrupte Änderung in der Spannung V1 auftreten.
Auf diese Weise kann eine Änderung in der Spannung V1 beim Schalten der MOS-Transistoren 41a-41d (beim Umschalten des Entladestrom von Lampe 2) verringert werden, und folglich kann, durch Steuernder Stromversorgung aus der Batterie 1 durch eine Rückkopplungssteuerung, der durch eine plötzliche Änderung des Lampenstromes IL verursachte Einfluß unterdrückt werden.
Je größer die Induktivität des Transformators 47b ist, um so länger dauert eine Zeitperiode, bei der der Lampenstrom IL des weiteren verringert ist. Gemäß dem Ausführungsbeispiel werden des weiteren ein Transformator, der erforderlich ist für die Starterschaltung 8, und ein Transformator für die Gleichstromversorgungsschaltung 5 gemeinsam verwendet durch Einsatz des Sperrwandeltransformators 29, und folglich ist die Induktivität des Transformators 47b groß und der Einfluß durch den Lampenstrom IL signifikant. Auf diese Weise wird jedoch die Klammerschaltung 69 installiert und selbst in einem solchen Falle kann der Einfluß durch den Lampenstrom IL auf die Rückkopplungssteuerung effektiv unterdrückt werden.
Wenn desweiteren die Frequenz des Umschaltens der MOS- Transistoren 41a-41d hoch ist, wird der Einfluß durch die Änderung des Lampenstromes IL auf die Rückkopplungssteuerung signifikant durch eine Verzögerung in der Rückkopplungssteuerung, jedoch kann der Einfluß unterdrückt werden, selbst wenn die Umschaltfrequenz hoch ist, und folglich ist die Schaltung effektiv.
Die Fehlerverstärkungsschaltung 61 ist des weiteren mit einem Kondensator 61a zur integrierenden Operation versehen, und der Einfluß des Lampenstromes IL kann auch umgangen werden durch Erhöhen der Kapazität vom Kondensator 61a, wenn jedoch die Kapazität des Kondensators 61a erhöht wird, kann das Ansprechvermögen der Fehlerverstärkungsschaltung 61 nicht sichergestellt werden, und folglich ist es effektiv, die Klammerschaltung 69 zu installieren.
In Fig. 8 schließt das Abtast-Halteglied 12 Stoßspannungen aus, die verursacht werden durch die Sekundärwicklung 47b und den Kondensator 35. Das Abtast-Halteglied 12 ist installiert mit einer Pufferverstärkungsschaltung 129, die mit einem invertierenden Eingangsanschluß 125 und einem Ausgangsanschluß 147 verbunden ist, und eine Maskierschaltung 131 zum Beibehalten eines Ausgangssignals aus der Pufferverstärkungsschaltung 129 für eine vorbestimmte Zeitdauer und die Stoßspannung werden von der Lampenspannung VL ferngehalten, die die Stoßspannung durch diese Schaltungen enthält. Das Abtast-Halteglied 12 ist mit einem Operationsverstärker 152 versehen, und ein Ausgangssignal vom Abtast-Halteglied 12 wird erzeugt, und ein Steuersignal gemäß der Lampenspannung VL wird letztlich zur Lampenleistungssteuerschaltung 10 durch den Operationsverstärker 152 übertragen.
Das Abtast-Halteglied 12 schaltet die NPN-Transistoren 133a und 133b in der Maskierschaltung 131 auf der Grundlage eines Zeitsignals aus einer Digitalschaltung (nicht dargestellt) leitend und sperrend. Wenn des weiteren das Zeitsignal (Eingangssignal) zur Maskierschaltung I31 ein L-Pegelsignal ist, tastet das Abtast-Halteglied 12 die Lampenspannung VL zu der Zeit ab und erzeugt ein Ausgangssignal gemäß der Lampenspannung VL, und wenn das Zeitsignal umgeschaltet wird auf ein H- Pegelsignal, dann hält die Schaltung ein Ausgangssignal gemäß der Lampenspannung VL, abgetastet unmittelbar davor. Die Schaltung arbeitet in dem Falle, bei dem das Zeitsignal ein L- Pegelsignal ist folgendermaßen, und im Falle, bei dem eine Umschaltung auf H-Pegelsignal erfolgt.

(1) Wenn das Zeitsignal das L-Pegelsignal ist

In diesem Falle werden die NPN-Transistoren 133a und 133b gesperrt, und folglich wird ein Ausgangssignal gemäß der Lampenspannung VL erzeugt.
Wenn die Lampenspannung VL auf einen nicht invertierenden Eingangsanschluß 127 gegeben wird und erhöht wird, wird die Spannungsdifferenz zwischen der Spannung am invertierenden Eingangsanschluß 125 und die Spannung am nicht invertierenden Eingangsanschluß 117 erhöht, die Spannung am Basisanschluß des Transistors 141, der ein Ausgangssignal aus einer Differentialschaltung mit Transistoren 135, 155, 137 und 139 bildet, wird erhöht, Strom wird verstärkt von Transistoren 141 und 145, die eine Emitterfolgerschaltung bilden, und die Spannung am Ausgangsanschluß der Pufferverstärkerschaltung 129 steigt an. Durch diese Operation werden die Spannung am nicht invertierenden Eingangsanschluß 127 und die Spannung am invertierenden Eingangsanschluß 125 (Spannung am Ausgangsanschluß 147 von der Pufferverstärkerschaltung 129) behandelt, um gleich zu werden.
Das heißt, die Pufferverstärkerschaltung 129 arbeitet als Differentialverstärkerschaltung, so daß die Spannung am Ausgangsanschluß 147 dieselbe Spannung wie die Lampenspannung VL wird.
Strom, der folglich in den Kondensator 151 über einen Welligkeitsglättungswiderstand 149 fließt, erhöht sich, und die Ladespannung für den Kondensator 151 wird ebenfalls erhöht. Des weiteren gibt der Operationsverstärker 152 ein Ausgangssignal ab, das mit dem Anstieg der Ladespannung begleitet ist.
Durch eine Verringerung des Wertes vom Strom, der in den NPN-Transistor 135 fließt, wird des weiteren ein Stromfluß aus einer Konstantstromquelle 143 zum NPN-Transistor 155 erhöht, und ein Vorspannstrom, der in den invertierenden Eingangsanschluß 125 fließt, wird erhöht, jedoch ist der Strom extrem gering und hat folglich keinen Einfluß beim Laden des Kondensators 151.
Wenn des weiteren die Lampenspannung VL, eingegeben in den nicht invertierenden Eingangsanschluß 127, reduziert wird, erfolgt eine andere Operation, umgekehrt zu der obigen Operation ausgeführt wird, und die Spannung am Ausgangsanschluß 147 wird auf dieselbe Spannung wie die Lampenspannung VL gebracht.
Das heißt, wenn das Zeitsignal as L-Pegelsignal ist, wird die Spannung gemäß der Lampenspannung VL zu diesem Moment im Kondensator 151 gespeichert, und das Abtast-Halteglied 12 tastet zu diesem Moment die Lampenspannung VL ab.

(2) Wenn das Zeitsignal das H-Pegelsignal ist

In diesem Falle werden die NPN-Transistoren 133a und 133b leitend geschaltet. Folglich fließt Strom aus der Konstantstromquelle 143 in den Transistor 133a, und Strom aus einer Konstantstromquelle 157 fließt in den Transistor 133b, und die NPN-Transistoren 145, 159 und 161 werden gesperrt. Folglich fließt in diesem Moment kein Strom in den Kondensator 151, und der Kondensator 151 hält die Ladespannung, unmittelbar bevor das Zeitsignal auf das H-Pegelsignal umgeschaltet hat. Das heißt, wenn das Zeitsignal auf den H-Pegel umgeschaltet wird, arbeitet der Pufferverstärker 129 nicht als eine Differentialverstärkungsschaltung.
Auf diese Weise arbeitet die Pufferverstärkungsschaltung 129 als Differentialverstärkungsschaltung, mit der Ausnahme des Erzeugens einer Stoßspannung, und beim Erzeugen der Stoßspannung wird der Stoßspannungsabschnitt maskiert, so daß die Pufferverstärkungsschaltung 129 nicht als eine Differentialverstärkungsschaltung arbeitet.
Beim Erzeugen der Stoßspannung kann auf diese Weise die Lampenspannung VL daran gehindert werden, abgetastet zu werden, und die Lampenspannung VL bei einer normalen Zeit mit Ausnahme des Erzeugens der Stoßspannung kann festgestellt werden. Obwohl herkömmlicher Weise eine Lampenspannung VL unter Verwendung einer Drosselspule geglättet wird, wodurch die Lampenspannung VL zu einer normalen Zeit festgestellt werden kann, kann durch Installieren vom Abtast-Halteglied 12 die Lampenspannung VL zu einer normalen Zeit festgestellt werden, ohne daß hierfür eine Drosselspule erforderlich ist.
Das von einer digitalen Schaltung erzeugte Zeitsignal wird synchronisiert mit Zeitvorgaben des Umschaltens der MOS- Transistoren 41a-41d in der H-Brückenschaltung 7a und wird speziell gebildet zur Ausgabe eines H-Pegelsignals während einer Zeitdauer von mehreren Zehn us - mehreren Hunderten us nach Umschalten der MOS-Transistoren 41a-41d.

(PWM-Steuerschaltung 9)

Wie in Fig. 10 gezeigt, ist die PWM-Steuerschaltung 9 versehen mit einer Sägezahnwellen-Erzeugungsschaltung 163, die Sägezahnwellen erzeugt, einer Schwellwertpegel-Einstellschaltung 165 zum Einstellen eines Schwellwertpegels (Einschaltverhältnis) in der Sägezahnwelle und einem Vergleicher 167 zum Einstellen eines Einschaltverhältnisses vom Ein-/Ausschalten des MOS-Transistors 31 durch Vergleich des Schwellwertpegels von der Schwellwertpegel-Einstellschaltung 165 mit der Sägezahnwelle.
Die Sägezahnwellen-Erzeugungsschaltung 163 erzeugt Sägezahnwellen, in dem sie eine variable Ladungsspannung eines Kondensators 177 durch einen Strom Ik lädt, der aus einer Konstantstromquelle 169 über eine Diode 171 fließt, und einen Strom It, der über einen Widerstand 175 fließt, basierend auf einer Spannung bei einer Stromspannungsquelle 173. Das heißt, NPN-Transistoren 183a und 183b werden leitend oder sperrend geschaltet basierend auf dem Ausgangssignal eines Vergleichers 181, durch den die Schwellwertspannung, eingestellt von den Widerständen 179a bis 179c, variable gemacht wird, wodurch Sägezahnwellen erzeugt werden.
Wie mit (a) in Fig. 11 gezeigt, wird der Kondensator 177 aufgeladen durch den Strom Ik, der aus der Konstantstromquelle 169 über die Diode 171 fließt, und den Strom It, der über den Widerstand 175 auf der Grundlage der Spannung an der Konstantspannungsquelle 173 fließt.
Des weiteren beginnt der Kondensator 177 das Laden während die Ladespannung des Kondensators 177 eine erste Schwellwertspannung Va erreicht, die die Spannung an den Widerständen 179b und 179c ist, und die Ladespannung des Kondensators 177 erhöht sich mit einer vorbestimmten Neigung bis zu einer Zeitdauer, bis die Ladeoperation beendet ist.
Wenn danach die Ladespannung des Kondensators 177 die Spannung Va erreicht, gibt der Vergleicher 181 ein H-Pegelsignal ab, wodurch die NPN-Transistoren 183a und 183b leitend geschaltet werden. Dadurch ist die erste Schwellwertspannung Va verringert auf eine zweite Schwellwertspannung Vb, die eine Spannung am Widerstand 179b ist, und der Kondensator 177 wird über einen Widerstand 201 entladen. Durch Entladen des Kondensators 177 wird die Ladespannung des Kondensators 177 schnell verringert.
Wenn des weiteren die Ladespannung vom Kondensator 177 nach unten verringert wird auf die zweite Schwellwertspannung Vb, gibt der Vergleicher 181 ein L-Pegelsignal ab, wodurch die NPN- Transistoren 183a und 183b gesperrt werden. Dadurch kehrt die zweite Schwellwertspannung Vb zurück auf die erste Schwellwertspannung Va. Die Ladung und Entladung in und aus dem Kondensator 177 wird des weiteren danach wiederholt, wodurch Sägezahnwellen mit vergleichsweise kurzer Periode erzeugt werden, das heißt, mit einer vergleichsweise hohen Frequenz.
Die Sägezahnwellen-Erzeugungsschaltung, die auf diese Weise arbeitet, ist versehen mit einer Frequenzänderungsschaltung 185, und die Frequenz der Sägezahnwelle wird geändert durch die Frequenzänderungsschaltung 185. Die Frequenzänderungsschaltung 185 verfügt über eine Schaltung 185a zum Ändern der Umschaltfrequenz vor und nach Einschalten der Lampe 2 und eine Schaltung 185b zum Ändern der Umschaltfrequenz gemäß der Batteriespannung VB.
Die Schaltung 185a beziehungsweise die Schaltung 185b beeinflussen hauptsächlich die Arbeitsweise der Sägezahnwellen- Erzeugungsschaltung 163 vor und nach Einschalten der Lampe.
Die Schaltung 185a wird zunächst mit einem Vergleicher 187 installiert, der die Spannung VIL, erzeugt durch Umsetzen des Lampenstromes IL in Spannung (Hochspannungsseite des Stromfeststellwiderstands 59) mit einer vorbestimmten Spannung Vs und einem NPN-Transistor 183 vergleicht, bei dem eine Ein- /Ausschaltsteuerung ausgeführt wird durch ein Ausgangssignal vom Vergleicher 187. Durch Installieren der Schaltung 185, die in der beschriebenen Weise aufgebaut ist, wird die Frequenz der Sägezahnwelle, erzeugt durch die Sägezahnwellen- Erzeugungsschaltung 163, die folgende.

(1) Vor Einschalten der Lampe 2

Wie durch (b) in Fig. 11 gezeigt, ist vor Einschalten der Lampe 2 die Spannung VIL gleich Null, und folglich gibt der Vergleicher 187 das H-Pegelsignal ab, und der NPN-Transistor 189 wird leitend geschaltet.
Der Strom Ik aus der Konstantstromquelle 169 fließt dadurch nicht in den Kondensator 177, und der Kondensator 177 wird lediglich geladen durch den Strom It, der über den Widerstand 185 fließt, auf der Grundlage der Spannung an der Konstantspannungsquelle 173. Eine Zeitdauer zum Aufladen des Kondensators 177 ist folglich verlängert, und die Periode der Sägezahnwelle ist ebenfalls verlängert.
Danach werden in gleicher Weise das Laden und Entladen in und aus dem Kondensator 177 wiederholt gleich der grundlegenden Operation und Sägezahnwellen mit vergleichsweise langer Periode, bei denen die Frequenz verringert ist, verglichen mit der Sägezahnwelle, die durch die grundlegende Operation der Sägezahnwellen-Erzeugungsschaltung 163 erfolgt.

(2) Nach Einschalten der Lampe 2

Nach Einschalten der Lampe 2 wird die Spannung VIL eine vorbestimmte Spannung, und folglich gibt der Vergleicher 187 das L-Pegelsignal ab, und der NPN-Transistor 189 ist gesperrt. Die Sägezahnwellen-Erzeugungsschaltung 163 erzeugt folglich die Sägezahnwelle, ohne von der Schaltung 185a beeinflußt zu werden.
Die Schaltung 185b ist versehen mit Widerständen 191a und 191b, um die Batteriespannung VB zu teilen. Die Spannung VB1, durch diese geteilt, wird des weiteren in einen Operationsverstärker 193 gegeben. Dadurch wird ein Transistor 197 gesperrt, wenn die Spannung VB1 gleich oder größer als die Konstantspannung an der Konstantspannungsquelle 173 ist, und wenn sie geringer ist als die Konstantspannung, fließt Strom durch den Transistor 197 gemäß der Batteriespannung VB. Wenn des weiteren die Batteriespannung VB verringert wird, fließt ein Strom im Verhältnis zum Stromfluß im Transistor 197 zur einem Transistor 199a über eine Stromspiegelschaltung 199.
Durch Vorsehen der Schaltung 185a wird die Frequenz der Sägezahnwelle von der Sägezahnwellen-Erzeugungsschaltung 163 folgendermaßen geändert.

(1) Wenn die Batteriespannung VB ausreichend ist

In diesem Falle wird der Transistor 197 gesperrt, wie schon beschrieben. Der Kondensator 177 wird folglich durch den Strom Ik aufgeladen, der aus der Konstantstromquelle 169 über die Diode 171 fließt, und den Strom It, der über den Widerstand 175 fließt, auf der Grundlage der Spannung der Konstantspannungsquelle 173. Die Sägezahnwellen- Erzeugungsschaltung 163 erzeugt folglich Sägezahnwellen, die jenen in Fig. 11(a) gleichen, durch Ausführen der Basisoperation.

(2) Wenn die Batteriespannung VB zu niedrig ist:

Der Transistor 197 läßt Strom im Verhältnis zur Batteriespannung VB fließen. Strom gemäß der Batteriespannung VB fließt folglich in den Transistor 199a über die Stromspiegelschaltung 199. Im Ergebnis wird der Strom gemäß der Batteriespannung VB aus dem Konstantstrom der Konstantstromquelle 169 gezogen.
Der Strom Ik aus der Konstantstromquelle 169 wird reduziert, und folglich in den Kondensator 177 gezogen. Folglich wird der Kondensator 177 aufgeladen durch den Strom Ik, der reduziert ist um den Betrag zur Verringerung der Batteriespannung VB, und den Strom It, der über den Widerstand 195 fließt, basierend auf der Spannung an der Konstantspannungsquelle 173.
Verglichen mit dem Fall, bei dem die Batteriespannung VB ausreichend ist, wird dadurch die Zeitdauer zum Laden des Kondensators 177 verlängert, und die Periode der Sägezahnwelle ist ebenfalls verlängert, wie unter (c) in Fig. 11 gezeigt.
Danach wiederholt die Sägezahnwellen-Erzeugungsschaltung 163 wie in den Fällen das Aufladen und Entladen des Kondensators 177, und bildet die Sägezahnwellen jeweils mit einer vergleichsweise langen Periode, bei der die Frequenz verringert ist mehr als bei dem Falle, bei dem die Batteriespannung VB ausreichend ist, und im Falle, bei dem die Lampe 2 eingeschaltet ist.
Somit wird vor dem Einschalten der Lampe 2, wie zuvor beschrieben, die Frequenz der Sägezahnwelle geändert auf eine vergleichsweise niedrige, einheitlich durch die Schaltung 185a, und nach Einschalten der Lampe 2 wird die Frequenz der Sägezahnwelle gemäß der Batteriespannung VB von der Schaltung 185b geändert.
Die Schwellwertpegel-Einstellschaltung 165 stellt einen Schwellwertpegel gemäß einem Befehlssignal aus der Lampenleistungs-Steuerschaltung 10 ein (Fehlerverstärkungsschaltung 61) und stellt einen Schwellwertpegel zum Ausführen einer Konstantspannungssteuerung (beispielsweise Steuerung bei 400 V) so ein, daß die Lampenspannung VL daran gehindert ist, eine vorbestimmte Spannung oder eine höhere anzunehmen. Des weiteren ist die Schwellwertpegel-Einstellschaltung 165 versehen mit einer Invertierschaltung zum Invertieren des Befehlssignals aus der Lampenleistungs-Steuerschaltung 10 (Fehlerverstärkungsschaltung 61). Der Pegel des Befehlssignals durch die Lampenleistungs- Steuerschaltung 10 wird geändert gemäß der Lampenleistung PL, die zu liefern beabsichtigt ist, je mehr Lampenleistung PL zu liefern ist, desto mehr Leistung muß geliefert werden durch Verringern des Einschaltverhältnisses, und folglich werden der Pegel des Befehlssignals und der Schwellwertpegel invertiert durch Bereitstellen der Invertierschaltung in der Schwellwertpegel-Einstellschaltung 165.
Die Schwellwertpegel-Einstellschaltung 165 ist versehen mit einer Schaltung zum Einstellen eines Einschaltgrenzwertes, der ein oberer Grenzwert des Einschaltverhältnisses ist.
Der Vergleicher 167 stellt das Einschaltverhältnis des Ein- /Ausschaltens vom MOS-Transistor 31 ein durch Vergleichen der Sägezahnwelle mit dem Schwellwertpegel.
Die Umschaltfrequenz des MOS-Transistors 31 in diesem Falle ist dieselbe wie die Frequenz der Sägezahnwelle, erzeugt von der Sägezahnwellen-Erzeugungsschaltung 163, und folglich ist es eine vergleichsweise niedrige Frequenz, ungeachtet der Tatsache, ob die Batteriespannung VB hoch oder niedrig ist, bevor die Lampe 2 eingeschaltet wird, und hat eine vergleichsweise hohe Frequenz, wenn die Lampe 2 eingeschaltet ist und wenn die Batteriespannung VB ausreichend ist, und hat eine vergleichsweise niedrige Frequenz gemäß dem Umfang des Verringerns der Batteriespannung VB, wenn die Lampe 2 eingeschaltet ist und wenn die Batteriespannung VB zu niedrig ist.
In Fig. 12, die Wellenformen der Lampenspannung VL zeigt, bevor die Lampe 2 eingeschaltet ist, zeigen strichpunktierte Kennlinien (a) den Fall, bei dem die Batteriespannung VB ausreichend ist, Kennlinien mit fetter Linie (b) zeigen den Fall, bei dem die Batteriespannung VB verringert ist, und gestrichelte Kennlinien (c) zeigen den Fall, bei dem die Umschaltfrequenz nicht verringert ist.
Wenn die Umschaltfrequenz des MOS-Transistors 31 vergleichsweise verringert ist, wie durch (a) und (b) in Fig. 12 gezeigt, erreicht die Lampenspannung VL einen vorbestimmten Wert, der erforderlich ist zum Einschalten der Lampe, und wird gesteuert auf einen vorbestimmten Wert (beispielsweise 400 V, wie schon zuvor erwähnt) durch Konstantspannungssteuerung. Wenn die Umschaltfrequenz nicht geändert wird, wie durch (c) in Fig. 12 gezeigt, wird des weiteren die Lampenspannung VL von der Batteriespannung VB geändert, und je weiter die Batteriespannung VB absinkt, desto weiter verringert sich die Lampenspannung VL. Das heißt, durch Verringern der Schaltfrequenz kann der Unterbrechungsstromwert des Primärstromes, der durch die Primärwicklung 29a vom Transformator 29 fließt, erhöht werden, und die Ausgangsleistung der Ausgangsstromversorgungsschaltung 5 kann weiter erhöht werden als im Falle, bei dem die Umschaltfrequenz nicht geändert wird.
Die Gesamtenergie W (Ausgangsleistung der Gleichstromversorgungsschaltung 5), die in der Primärwicklung 29a pro Zeiteinheit gespeichert ist, wird des weiteren durch Gleichung 1 dargestellt.
W = f (1/2LI²)
Wobei f die Umschaltfrequenz ist, L die Induktivität der Primärwicklung 29a und I der Primärstrom ist.
Wie durch Gleichung 1 dargestellt, wird die Gesamtenergie W, die in der Primärwicklung 29a pro Zeiteinheit gespeichert ist, im Verhältnis zur Umschaltfrequenz und zum Quadrat des Stromes erhöht. Folglich wird durch Verlängern der Ein-/Ausschaltperiode ( = 1/Umschaltfrequenz) vom MOS-Transistor 31 der Primärstrom erhöht, selbst wenn die Umschaltfrequenz sinkt, und folglich wird die Gesamtenergie W, die in der Primärwicklung 29a pro Zeiteinheit gespeichert ist, erhöht.
Gemäß dem Ausführungsbeispiel ist die Umschaltfrequenz des MOS-Transistors 31 vergleichsweise verringert, und folglich wird die Gesamtenergie W, die in der Primärwicklung pro Zeiteinheit gespeichert ist, erhöht, wie schon beschrieben. Das heißt, die Ausgangsleistung der Gleichstromversorgungsschaltung 5 wird erhöht, und die Lampenspannung VL mit einem vorbestimmten Spannungswert, der erforderlich zum Einschalten der Lampe, kann geliefert werden, selbst wenn die Batteriespannung VB abgesunken ist.
Wenn auf diese Weise die Lampe 2 nicht eingeschaltet wird, wird die Umschaltfrequenz des MOS-Transistors 31 einheitlich mehr als in dem Falle verringert, bei dem die Lampe 2 eingeschaltet ist, durch die Schaltung 185a, durch die die erforderliche Leistung zum Einschalten der Lampe 2 geliefert werden kann, und folglich kann die Einschaltleistung der Lampe 2 verbessert werden.
Nach Einschalten der Lampe 2 wird des weiteren die Lampe 2 eingeschaltet gehalten durch eine vorbestimmte Umschaltfrequenz, wodurch Welligkeiten des Lampenstromes verringert werden können, durch die Tonresonanzphänomene unterdrückt werden.
Gemäß dem Ausführungsbeispiel wird die Umschaltfrequenz des MOS-Transistors 31 gemäß der Verringerung der Batteriespannung verringert, und folglich, wie durch (a) und (b) in Fig. 13 gezeigt, wird der Primärstrom hinreichend groß, nicht nur wenn die Batteriespannung VB ausreichend ist, sondern auch wenn die Batteriespannung abgesunken ist. Die Gesamtenergie W pro Zeiteinheit, die in der Lage ist, die Sekundärwicklung 29b zu beliefern, ist erhöht. Da die Frequenz verringert ist, wird auch die Zeitdauer zum Sperren des MOS-Transistors 31 verlängert, und Energie kann hinreichend an die Sekundärwicklung 29b geliefert werden.
Wenn auf diese Weise die Lampe 2 eingeschaltet ist, wird die Umschaltfrequenz des MOS-Transistors 31 auf eine vergleichsweise hohe vorbestimmte Frequenz gebracht, wenn die Batteriespannung VB hinreichend ist, und die vorbestimmte Frequenz wird abgesenkt gemäß der Verringerung der Batteriespannung VB, wenn die Batteriespannung VB abgesunken ist, und folglich kann Energie hinreichend an die Sekundärseite des Sperrwandeltransformators 29 geliefert werden.
Folglich kann die Energieverbrauchseffizienz verbessert werden, selbst im Falle, bei dem die Batteriespannung VB verringert ist, wenn die Lampe 2 eingeschaltet ist, und beispielsweise kann die Lampe 2 daran gehindert werden, ausgeschaltet zu werden mitten beim Einschalten der Lampe 2.

(Schwellwertpegel-Einstellschaltung 165)

Eine Schwellwertpegel-Einstellschaltung 165 ist vorgesehen mit einer invertierenden Schaltung 165a, die das Befehlssignal invertiert, das von der Lampenleistungssteuereinheit 10 (Fehlerverstärkungsschaltung 61) kommt, einer Grenzwerteinstellschaltung 165b zum Einstellen des Einschaltverhältnisgrenzwertes (Grenzwert), der den oberen Grenzwert vom Einstellverhältnis bildet, Steuerung 65c zum Steuern der Lampenspannung VL, bevor die Lampe 2 eingeschaltet wird, auf einen vorbestimmten Wert durch Konstantspannungssteuerung und eine Steuerschaltung 165c zum Steuern der Lampenspannung VL, bevor die Lampe 2 eingeschaltet wird, auf einen vorbestimmten Wert durch eine Konstantspannungssteuerung.
Des weiteren ist der Grenzwert vorgesehen zum hinreichenden Liefern von Energie an die Sekundärseite des Sperrwandeltransformators 29. Das heißt, das sekundärseitige Ausgangssignal vom Sperrwandeltransformator 29 steht in einer vorbestimmten Beziehung zu dem Einschaltverhältnis. Das heißt beispielsweise, wenn die Lampenleistungssteuerschaltung 10 arbeitet, um das Einschaltverhältnis zu erhöhen, so daß die Lampenleistung signifikant ansteigt, wird der Grenzwert eingestellt, um das sekundärseitige Ausgangssignal des Sperrwandeltransformators 29 daran zu hindern, in umgekehrtem Sinne abzusinken.
In Fig. 14 enthält eine invertierende Schaltung 165a eine Stromspiegelschaltung 205, bei der Strom aus einer Konstantspannungsquelle 203 und einem NPN-Transistor 207 fließt, wenn der Stromfluß in der Stromspiegelschaltung 205 den Basisstrom bildet.
Der Ausgangsanschluß der Fehlerverstärkungsschaltung 61 ist mit der Stromspiegelschaltung 205 verbunden und verfügt über NPN-Transistoren 205a und 205b, über einen Widerstand 209. Wenn in diesem Falle die Lampenleistung gesteuert wird durch das Ausgangssignal aus der Fehlerverstärkungsschaltung 61, ist ein Transistor 400 der Steuerschaltung 165c in seinem gesperrten Zustand. Von daher ist die Arbeitsweise der invertierenden Schaltung 165a in diesem Falle die Folgende.
Wenn die Lampenleistung verringert wird, wird die Ausgangsspannung der Fehlerverstärkungsschaltung 61 verringert, und Strom isa, der in den Widerstand 209 fließt, wird erhöht. In diesem Falle wird Strom isb gespiegelt in der Stromspiegelschaltung 205 und wird isa. Spannung VM, erzeugt durch Umsetzen des Stromes isb in eine Spannung durch einen Widerstand 210, wird des weiteren erhöht, und die Spannung VM bildet die Eingangsspannung VN bei einem invertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers 167 über den Transistor 207, der eine Emitterfolgerschaltung bildet. Die Eingangsspannung VN wird erhöht, der Schwellwertpegel wird erhöht, und das Einschaltverhältnis wird folglich verringert.
Wenn die Lampenleistung erhöht wird, wird auch die Ausgangsspannung der Fehlerverstärkungsschaltung 61 erhöht, und der Strom isa, der in den Widerstand 209 fließt, wird verringert. Die Spannung VM, erzeugt durch Umsetzen des Stromes isb in eine Spannung durch den Widerstand 210, wird dadurch verringert. Die Eingangsspannung VN des invertierenden Eingangsanschlusses vom Vergleicher 177 wird folglich verringert, und der Schwellwertpegel wird ebenfalls verringert, und das Einschaltverhältnis wird erhöht.
Die Grenzwerteinstellschaltung 165b ist versehen mit einer ersten Grenzwerteinstellschaltung 211, um den Grenzwert gemäß der Batteriespannung VB variabel zu machen, mit einer zweiten Grenzwerteinstellschaltung 213, um den Grenzwert gemäß der Lampenspannung VL variabel zu machen, die eine Information entsprechend der an die Lampe 2 gelieferten Leistung ist, und mit einer dritten Grenzwerteinstellschaltung 215 zum Einstellen des Grenzwertes auf einen Maximalwert, der eingestellt werden kann in Hinsicht auf die Schaltung, wenn die Batteriespannung einen vorbestimmten Wert oder einen niedrigeren hat.
Die erste Grenzwerteinstellschaltung 211 stellt nur die Batteriespannung aus dem Anschluß A fest, installiert zwischen der Batterie 1 und der Primärwicklung 29a des Sperrwandeltransformators 29 (Fig. 1).
Die erste Grenzwerteinstellschaltung 211 ist aufgebaut aus Widerständen 223-225. Spannung V0 an einem Punkt, der die Widerstände 223-225 verbindet, ist bestimmt durch die Spannung, geteilt durch die Widerstände 223-225, wenn ein Transistor 227 leitet (wenn die Batteriespannung ausreichend ist), und wenn die Lampenspannung VL 0 ist und einen Wert annimmt gemäß der Batteriespannung VB. Wenn des weiteren die Batteriespannung VB abgesunken ist, wird die Spannung V0 verringert, und wenn die Batteriespannung VB hoch ist, ist auch die Spannung V0 hoch.
Die zweite Grenzwerteinstellschaltung 213 ist aus einem Widerstand 222 und einer Stromspiegelschaltung 221 aufgebaut (NPN-Transistoren 221a und 221b), in der nur die Lampenspannung VL, die die an die Lampe 2 gelieferte Leistung aufzeigt, wird vom Anschluß C festgestellt. Wenn die Lampenspannung VL ansteigt, stellt die zweite Grenzwerteinstellschaltung 213 den großen Grenzwert entsprechend ein.
Das heißt, der Strom, der durch die Stromspiegelschaltung 221 fließt, wird variabel gemacht gemäß lediglich der Lampenspannung VL, je höher die Lampenspannung ist, je weiter steigt der Strom an. Wenn die Lampenspannung VL ansteigt, steigt auch der Kollektorstrom des NPN-Transistors 221b von der Stromspiegelschaltung 221 an. Die Spannung V0 wird folglich verringert um einen Betrag der Erhöhung des Kollektorstromes vom NPN-Transistor 221b. Wenn zwischenzeitlich die Lampenspannung VL kleiner wird, wird der Kollektorstrom des NPN-Transistors 221b verringert, und die Spannung V0 wird erhöht.
Das heißt, wenn die Spannung, bestimmt durch die Batteriespannung VB, und die Lampenspannung VL dargestellt wird durch V0 und die Spannung auf der Seite der Basis vom NPN- Transistor 207 gemäß der Fehlerverstärkungsschaltung 61 durch VM dargestellt wird, erreicht die Schwellwertpegel- Einstellschaltung 165 die folgende Funktion. Der Spannungsabfall zwischen der Basis und dem Kollektor sowohl vom NPN-Transistor 207 als auch vom NPN-Transistor 217 wird zur Vereinfachung außer acht gelassen.
Beispielsweise wird angenommen, daß die Spannung VII verringert ist, um die Lampenleistung durch das Ausgangssignal aus der Fehlerverstärkungsschaltung 61 zu erhöhen. Wenn in diesem Falle des weiteren die Spannung VM höher als die Spannung V0 ist, wird der NPN-Transistor 217 gesperrt. Dadurch wird die Eingangsspannung VN die Spannung VM, und der Schwellwertpegel wird gemäß dem Ausgangssignal von der Fehlerverstärkungsschaltung 61 eingestellt.
Zwischenzeitlich wird angenommen, daß beispielsweise die Spannung VM geringer ist als die Spannung V0, um in signifikanter Weise die Lampenleistung durch das Ausgangssignal aus der Fehlerverstärkungsschaltung 61 zu erhöhen. Dann wird der NPN-Transistor 207 gesperrt, und der NPN-Transistor 217 wird leitend geschaltet. Die Eingangsspannung VN wird dadurch die Spannung V0, und die Spannung V0 bildet den Grenzwert, und der Schwellwert ist so begrenzt, daß er nicht größer als der Grenzwert wird.
Das heißt, die erste Grenzwerteinstellschaltung 211 entspricht lediglich der Batteriespannung VB, wenn die Batteriespannung vB abgesunken ist, die Spannung V0 ist auch abgesunken, und folglich wird je niedriger die Batteriespannung VB ist, der Grenzwert um so höher eingestellt. Die zweite Grenzwerteinstellschaltung 213 entspricht des weiteren lediglich der Lampenspannung VL, und je höher die Lampenspannung VL ist, um so niedriger ist die Spannung V0, und folglich gilt, je höher die Lampenspannung VL ist, um so höher wird der Grenzwert eingestellt.
Auf diese Weise wird zum Feststellen der Batteriespannung VB der Anschluß A, wie in Fig. 1 gezeigt, verwendet, und der Grenzwert wird variabel gemacht gemäß der Batteriespannung VB, die durch den Anschluß A festgestellt wird. Der Grenzwert kann dadurch genau gemäß der Batteriespannung VB eingestellt werden.
Zum Feststellen lediglich der Lampenspannung VL, wie in Fig. 1 gezeigt, ist des weiteren der Anschluß C installiert, und der Grenzwert wird variabel gemacht gemäß der Lampenspannung VL, die vom Anschluß C festgestellt wird. Dadurch kann der Grenzwert genau gemäß der Lampenspannung VL eingestellt werden, die die Last der Lampe 2 ist.
Ein Steuersignal (VL), verwendet in der Lampenleistungssteuerschaltung 10, wird des weiteren als die Last der Lampe 2 verwendet, und folglich ist kein Mittel zum Feststellen der Last der Lampe 2 speziell erforderlich, um eine Kostensenkung herbeizuführen.
Gemäß der ersten und der zweiten Grenzwerteinstellschaltung 211 und 213 werden zwischenzeitlich Grenzwerte eingestellt durch Schaltungskonstanten, die beispielsweise bestimmt werden durch Widerstände 223, 225 und dergleichen. Gemäß dem Beispiel kann des weiteren die erste Grenzwerteinstellschaltung 211 genau auf den Grenzwert während einer Zeitdauer eingestellt werden, bei der die Batteriespannung VB abgesunken ist von einer Nennspannung mit 12 V auf etwa 7 V.
Wenn beispielsweise die Batteriespannung VB signifikant abgesunken ist und kleiner als 7 V wird, ist folglich der Grenzwert nicht beizubehalten, und der Grenzwert muß weiter erhöht werden. Das heißt, wenn die Batteriespannung VB weiter signifikant absinkt, wird das Ausgangssignal von der Sekundärseite des Sperrwandeltransformators 29 ebenfalls signifikant verringert, und folglich kann das Ausgangssignal auf der Sekundärseite nicht hinreichend bereitgestellt werden, es sei denn, der Grenzwert ist entsprechend erhöht.
Der Grenzwert wird von daher völlig passend von der dritten Grenzwerteinstellschaltung 215 eingestellt, wenn die Batteriespannung VB unter 7 V sinkt. Der Grenzwert in diesem Falle wird eingestellt in einem Bereich, bei dem Energie hinreichend an die Sekundärwicklung 29b des Sperrwandeltransformators 29 eingestellt wird, wenn das Einschaltverhältnis in der zuvor beschriebenen Weise erhöht wird.
Wie in Fig. 14 gezeigt, enthält die dritte Grenzwerteinstellschaltung 215 den NPN-Transistor 227, der mit dem Widerstand 225 parallel geschaltet ist, und ein Vergleicher 229 zum Ein- und Ausschalten des NPN-Transistors 227.
Gemäß dem Komparator 229 wird eine vorbestimmte Spannung VK (7 V) in einen nicht invertierenden Eingangsanschluß eingegeben, und die Batteriespannung VB wird vom Anschluß A an einen invertierenden Eingangsanschluß gegeben. Wenn die Batteriespannung VB niedriger als 7 V ist, wird folglich der NPN-Transistor 227 leitend geschaltet. Dadurch wird die Spannung V0 nicht die Spannung, die vom Widerstand 223 und vom Widerstand 225 geteilt ist, sondern im wesentlichen 0 V.
Der Grenzwert wird als Ergebnis auf einen Wert verringert, der in der Lage ist, das Einschaltverhältnis im wesentlichen auf 100% einzustellen. Dadurch kann der optimale Grenzwert selbst dann eingestellt werden, wenn die Batteriespannung VB niedriger als 7 V ist.
Die Steuerschaltung 165c ist eine Schaltung zum Steuern der Lampenspannung VL, bevor die Lampe 2 eingeschaltet wird, auf einen vorbestimmten Wert durch Konstantspannung- Erzeugungssteuerung (beispielsweise 400 V). Ein Anschluß 401 ist ein Anschluß zum Feststellen der Lampenspannung VL, der des weiteren mit dem Anschluß C in Fig. 1 verbunden ist. Wenn der Ein/Ausschalter SW eingeschaltet ist bevor die Lampe 2 eingeschaltet ist (ein Zustand, bei dem kein Lampenstrom in die Lampe 2 fließt), wird die Spannung am Ausgangsanschluß der Fehlerverstärkungsschaltung 61 die höchste Spannung, und kein Strom fließt in den Widerstand 209. Das heißt, die Fehlerverstärkungsschaltung 61 gibt ein Befehlssignal zum Liefern maximaler Leistung an die Lampe 2 ab.
Die PWM-Steuerschaltung 9 wird folglich unter einem Zustand maximalen Einschaltverhältnisses betrieben, bestimmt durch die zweite Grenzwerteinstellschaltung 165b. Wenn die Gleichstromversorgungsschaltung 5 dadurch in Betrieb genommen wird, und die Lampenspannung VL erhöht ist, um den vorbestimmten Wert zu erreichen, wird die Lampenspannung VL in konstante Spannung gesteuert von der Steuerschaltung 165c.
Genauer gesagt, die durch Teilen der Lampenspannung VL durch die Widerstände 402 und 403 geteilte Spannung wird verglichen mit einer Bezugsspannung Vd von einem Vergleicher 230, durch den ein NPN-Transistor 404 durch Ein/Ausschaltsteuerung gesteuert wird. Das heißt, wenn die Lampenspannung VL einen vorbestimmten Wert hat oder darunter, wird der NPN-Transistor 404 gesperrt, und wenn er höher ist als der bestimmte Wert, wird der NPN- Transistor 404 leitend geschaltet. Wenn der NPN-Transistor 404 leitet, fließt. Strom, bestimmt durch einen Widerstand 405, in den NPN-Transistor 205a. Des weiteren fließt derselbe Strom in den NPN-Transistor 205b, die Spannung VM ist erhöht und die Eingangsspannung VM ist erhöht.
In diesem Falle ist durch Einstellen des Widerstandswertes vom Widerstand 405 die Ausgangsspannung VN höher als die Spitzenspannung (Va in Fig. 11) von der Sägezahnwelle, die in den nicht invertierenden Eingangsanschluß vom Vergleicher 167 eingegeben wird. Das Ausgangssignal aus dem Vergleicher 167 ist folglich feststehend bei einem L-Pegelsignal, der MOS-Transistor 31 sperrt, und das Anheben der Lampenspannung VL wird gestoppt.
Wenn danach die Lampenspannung VL allmählich geringer wird bis zum bestimmten Wert oder geringer durch Stromverbrauch an anderen Abschnitten als die Lampe 2 im Verlauf der Zeit, führt der NPN-Transistor 404 des weiteren die Schaltoperation erneut aus, und die Lampenspannung VL wird erhöht. Auf diese Weise wird durch Wiederholen dieser Operation die Lampenspannung VL in eine Konstantspannung gesteuert.

(Ausfallsicherheitsschaltung 14)

Zuerst wird die Lampe 2 in einem Fahrzeug montiert, das unter der Voraussetzung gebildet ist, daß eine Ausfallsicherheitsschaltung 14 vorgesehen ist. Wie in Fig. 15 gezeigt, ist ein Fahrzeugvorderlicht 231 vorgesehen mit einem Reflektor 233, der Licht aus der Lampe 2 hin zur Vorderseite des Fahrzeugs reflektiert. Der Reflektor 233 ist gebildet in einer schüsselförmigen Gestalt und trägt innen die Lampe 2. Die Lampe 2 ist in den Reflektor 233 von der linken Seite von Fig. 15 eingefügt und mit dem Reflektor 233 durch einen Stecker 235 verbunden.
Ein Stecker 235 enthält abnehmbare und austauschbare Steckerabschnitte 235a und 235b, und der Steckerabschnitt 235 ist in den Reflektor 233 von der linken Seite von Fig. 15 eingefügt und mit dem Reflektor 233 durch Drehen nach Einstecken befestigt. Wenn danach der Steckerabschnitt 235 in dem Steckerabschnitt 235a sitzt, kann die Lampe 2 eingeschaltet werden.
Ein Schirmabschnitt 237, der aus Aluminium oder dergleichen hergestellt ist, ist zum Abdecken des Steckers 235b befestigt. Wie in Fig. 15 gezeigt, ist der Schirmabschnitt 237 mit Masse verbunden und mit dem Steckerabschnitt 235b verbunden, um einen elektrischen Verdrahtungsabschnitt 239 der Lampe 2 zu schieben.
Der Schirmabschnitt 237 verhindert Radiowellen, die erzeugt werden durch Einschalten der Lampe 2, nach außen aus der Lampe 2 herauszukommen (Reflektor 233). Dadurch kann ein nachteiliger Einfluß durch Radiowellen vermieden werden, die dann auf ein anderes Fahrzeug wirken könnten. Um das Erzeugen von Radiowellen zu verhindern, ist Aluminium durch Dampfauftragung in die Innenoberfläche des Reflektors 233 aufgetragen, und das Aluminium an diesem Abschnitt ist mit Masse verbunden. Ein Schirmabschnitt in einer kappenförmigen Gestalt ist des weiteren in den Reflektor 233 eingesetzt, auch auf die Vorderseite des Fahrzeugs der Lampe 2 aus demselben Grund, obwohl nicht dargestellt.
Gemäß dem Fahrzeugvorderlicht 231 ist beim Austausch der Lampe 2 oder dergleichen der elektrische Verdrahtungsabschnitt 239 der Lampe 2 durch den Schirmabschnitt gezwängt, und der elektrische Verdrahtungsabschnitt 239 der Lampe 2 kann mit Masse verbunden sein.
Überstrom fließt im Ergebnis beispielsweise in der H-Brückenschaltung 7a über die Primärwicklung 29a und die Sekundärwicklung 29b, enorme Wärme wird erzeugt beider H-Brückenschaltung 7a und die Sicherung 50 schmilzt im schlimmsten Falle.
Um mit einem derart anomalen Zustand zu Rande zu kommen, wird die folgende Anomalitätssteuerung ausgeführt von der Ausfallsicherheitsschaltung 14. Wie in Fig. 16 gezeigt, ist die Ausfallsicherheitssteuerschaltung 241 in fünf Funktionsblöcke 241a-241e klassifiziert.
Der Funktionsblock 241a enthält einen Vergleicher 243 und einen Widerstand 245. Die Lampenspannung VL wird vom Abtast- Halteglied 12 an einen invertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers 243 eingegeben, und eine vorbestimmte Spannung Vr1 wird eingegeben in einen nicht invertierenden Eingangsanschluß. Das heißt, der Funktionsblock 241 dient der Bestimmung, ob es ein erster Zustand ist, bei dem die Lampenspannung VL kleiner als eine vorbestimmte Spannung Vr1 (beispielsweise 20 V) ist.
Der Funktionsblock 241b enthält einen Vergleicher 247, einen Kondensator 248 und einen Widerstand 249. Der Lampenstrom IL (VIL bei Umsetzung der Spannung) wird eingegeben in einen invertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers 247, und eine vorbestimmte Spannung Vr2 wird in einen nicht invertierenden Eingangsanschluß eingegeben. Das heißt, der Funktionsblock 241b bildet ein Strombestimmungsmittel zum Bestimmen, ob es sich um einen zweiten Zustand handelt, bei dem der Lampenstrom IL kleiner als der vorbestimmte Strom ist, durch Vergleichen der Spannung VIL mit der vorbestimmten Spannung Vr2.
Der Funktionsblock 241c ist ein AND-Glied, das ein H- Pegelsignal abgibt, wenn beide Ausgänge von den Vergleichern 243 und 247 H-Pegelsignale führen. Das heißt, das Ausgangssignal vom AND-Glied 241c wird das H-Pegelsignal, das bedeutet, daß der anomale Zustand festgestellt ist. Das heißt, das AND-Glied 241c dient der Feststellung des anomalen Zustands, bei dem der elektrische Verdrahtungsabschnitt 239 mit Masse verbunden ist, und zur Feststellung des anomalen Zustands, wenn die Lampenspannung VL (Spannungssignal) niedriger als der vorbestimmte Spannungswert ist, und der Lampenstrom (Stromsignal) ist niedriger als der vorbestimmte Stromwert.
Wenn die Leistung der Lampe 2 gesteuert wird, wie schon beschrieben, befindet sich die Lampenspannung VL in einem vorbestimmten Bereich, beispielsweise 20 V-400 V. Wenn in diesem Falle der elektrische Verdrahtungsabschnitt 239 mit Masse verbunden ist, fließen Überströme auf der Sekundärseite des Sperrwandeltransformators 29, und die Lampenspannung VL geht unter 20 V. In diesem Falle kann folglich der Stromverdrahtungsabschnitt 239 mit Masse verbunden werden.
Wenn die Leistung der Lampe 2 gesteuert wird, wie zuvor beschrieben, fällt der Lampenstrom IL des weiteren in einen vorbestimmten Bereich (0,35-2,6A). Überstrom aus der Seite der Sekundärwicklung 29b wird vom elektrischen Verdrahtungsabschnitt 243 nach Masse abgeführt, ohne zur H-Brückenschaltung 7a zu fließen. Dadurch wird der Lampenstrom IL kleiner als der vorbestimmte Bereich und wird ein vorbestimmter Strom (beispielsweise 0,2 A), oder ist geringer. In diesem Falle kann folglich der elektrische Verdrahtungsabschnitt 239 mit Masse verbunden sein.
Der anomale Zustand wird somit festgestellt durch die AND- Verknüpfung, gebildet durch die Lampenspannung VL und den Lampenstrom IL. Des weiteren wird der anomale Zustand festgestellt, wenn sowohl der erste Zustand als auch der zweite Zustand eingerichtet sind. Die Anomalität wird festgestellt, wenn die beiden Zustände den folgenden Gründen genügen.
Wenn beispielsweise eine Anomalität verursacht wird an beiden Enden der Lampe 2 durch Kurzschluß, wird die Lampenspannung VL kleiner als die vorbestimmte Spannung Vr1, jedoch wird der Lampenstrom IL größer als der vorbestimmte Strom. Wenn des weiteren eine Anomalität verursacht wird, und die Lampe 2 leer läuft, wird der Lampenstrom IL kleiner als der vorbestimmte Wert, jedoch die Lampenspannung VL wird größer als der vorbestimmte Wert Vr1. Folglich kann nicht bestimmt werden, durch welchen der Zustände der elektrische Verdrahtungsabschnitt 239 vorliegt, ob mit Masse verbunden, oder ob die Lampe 2 kurzgeschlossen oder leerlaufend ist.
Um genau die Masseverbindung des elektrischen Verdrahtungsabschnitts 239 festzustellen, wird von daher der anomale Zustand bestimmt, wenn sowohl der erste Zustand als auch der zweite Zustand vorliegen. Der anomale Zustand, bei dem der elektrische Verdrahtungsabschnitt 239 mit Masse verbunden ist, kann dadurch fest eingeholt werden, und ein Überstrom kann genau daran gehindert werden, zu fließen.
Eine Zeitzählschaltung 241d enthält einen D-Flipflop 251, ein NOR-Glied 253, ein AND-Glied 255 und einen JK-Flipflop 257. Die Zeitzählschaltung 241d bestimmt, ob eine Zeitdauer sowohl dem ersten Zustand als auch dem zweiten Zustand genügt und verstrichen ist für eine vorbestimmte Zeitdauer T oder länger. Des weiteren wird dasselbe Taktsignal CL in Taktanschlüssen vom D-Flipflop 251 und vom JK-Flipflop 257 eingegeben.
Die Rücksetzschaltung 241e ist gebildet aus einem D- Flipflop. Eine Konstantspannungsquelle 259 wird einem D- Eingangsanschluß der D-Flipflop-Rücksetzschaltung 241e eingegeben. Die H-Brückensteuerschaltung 11 ist mit einem Ausgangsanschluß der D-Flipflop-Rücksetzschaltung 241e verbunden. Die Konstantspannungsquelle 259 erzeugt des weiteren eine Konstantspannung (beispielsweise 5 V), wenn der Ein/Ausschalter SW eingeschaltet ist.
Im Betrieb, wie er in Fig. 17 gezeigt ist, ist das Ausgangssignal aus dem AND-Glied 241c mit α bezeichnet, das Ausgangssignal aus dem JK-Flipflop 257 ist mit β bezeichnet, und das Ausgangssignal aus dem D-Flipflop 241e ist mit γ bezeichnet. Wenn des weiteren der Ein/Ausschalter SW eingeschaltet ist, wird die D-Flipflop Rücksetzschaltung 241e zurückgesetzt durch ein Rücksetzsignal aus einer Rücksetzschaltung, die nicht dargestellt ist. Wenn gemäß dem Ausführungsbeispiel des weiteren das Ausgangssignal γ aus der D-Flipflop-Rücksetzschaltung 241e ein H-Pegelsignal ist, wird die H-Brückenschaltung 7a von der H-Brückensteuerschaltung 11 ausgeschaltet.
Zuerst wird angenommen, daß der Ein/Ausschalter SW eingeschaltet ist, beispielsweise ist Zeitpunkt t3 erreicht, der elektrische Verdrahtungsabschnitt 239 ist erneut mit Masse verbunden, das Ausgangssignal α hat gewechselt vom L-Pegelsignal zum H-Pegelsignal und danach hält dieser Zustand an. Wenn des weiteren der Zustand, bei dem das Ausgangssignal α auf ein H-Pegelsignal ist, das für eine längere Zeit als eine Periodendauer eines Taktimpulses CL anhält, wird das Ausgangssignal β aus dem JK-Flipflop 257 invertiert zum H-Pegelsignal über das AND-Glied 255c und das NOR-Glied 253. Dann wird das Ausgangssignal γ aus dem D-Flipflop 241e das H-Pegelsignal. Die L-Pegelsignale werden dadurch, wie in Fig. 4 gezeigt, von den beiden Ausgangsanschlüssen der ersten Schaltung für Anomalität 242 zu den IC-Elementen 43a und 43b gegeben, und die H-Brückenschaltung 7a wird ausgeschaltet.
Durch Masseverbindung des elektrischen Verdrahtungsabschnitts 239 erzeugter Überstrom wird dadurch von den MOS-Transistoren 41a und 4lc unterbrochen. Im Ergebnis kann ein Überstrom, der größer als ein vorbestimmter Wert ist, daran gehindert werden, in die H-Brückenschaltung 7a zu fließen, und ein Stromweg nach der H-Brückenschaltung 7a, die Sicherung 50 kann daran gehindert werden, zu schmelzen, und enorme Wärme kann vermieden werden, daß sie bei der Entladungslampeneinrichtung 100 erzeugt wird.
Wenn zusätzlich hierzu das Ausgangssignal γ ein H-Pegelsignal wird, erfolgt das Stoppen der Steueroperation von der PWM-Steuereinheit 9, das heißt, das Leiten des MOS- Transistors 31 wird unterbrochen. Genauer gesagt, wie in Fig. 5 gezeigt, wenn ein anomaler Zustand verursacht ist, wird der NPN- Transistor 246 leitend geschaltet durch Ausgabe des H-Pegelsignals von der zweiten Schaltung für Anomalität 244. Folglich werden die NPN-Transistoren 115 und 116 gesperrt, ungeachtet des Ausgangssignals von der PWM-Steuerschaltung 9. Die Leitfähigkeit des MOS-Transistors 31 wird dadurch unterbrochen, und die Stromversorgung der Entladungslampeneinrichtung 100 ist beendet.
Genauer gesagt, es wird angenommen, daß ein gewisser Kontaktwiderstand zwischen dem elektrischen Verdrahtungsabschnitt 239 und dem Schirm 237 besteht, wenn der elektrische Verdrahtungsabschnitt 239 mit Masse verbunden ist. Weiterhin wird angenommen, daß die Energie (Leistung) der Sekundärseite vom Sperrwandeltransformator 29 in großem Umfang vom Konstantwiderstand verbraucht wird. Dann steuert die Lampenleistungssteuerschaltung 9 das Einschaltverhältnis von der PWM-Steuerschaltung 9 zur Erhöhung der in der Primärwicklung 29a gespeicherten Energie. Dadurch tritt ein Problem auf, daß exzessiver Strom in der Primärwicklung 29a des Sperrwandeltransformators 29 fließt.
Unter Berücksichtigung eines solchen Falles wird von daher die Steueroperation der PMW-Steuerschaltung 9 angehalten, das heißt, die Leitfähigkeit des MOS-Transistors 31 wird unterbrochen, und folglich kann der Primärstrom daran gehindert werden, zu hoch zu werden.
Verschiedene Arten sind denkbar in Hinsicht auf den anomalen Zustand, die sich von dem zuvor beschriebenen unterscheiden, beispielsweise des weiteren, wenn die Spannungsfestigkeit des MOS-Transistors 31 verschlechtert ist, die zum Starten beim Einschalten der Lampe erforderliche Spannung (beispielsweise 400 V) nicht erzeugt werden kann, und die Lampe sich nicht einschalten läßt. In diesem Falle führt der MOS-Transistor 31 eine Schaltoperation durch, indem er versehen ist mit dem Ansteuersignal mit dem maximalen Einschaltverhältnis von der PWM-Steuerschaltung 9, da jedoch die Spannungsfestigkeit verschlechtert ist, wird fast alle in der Primärwicklung 29a gespeicherte Energie vom MOS-Transistor 31 perse verbraucht, und wenn die Operation fortgesetzt wird unter diesen Umständen wird Wärme erzeugt in anomaler Weise, und der MOS-Transistor 31 wird durch Kurzschluß zerstört. Im Ergebnis wird ein Sekundärfehler des Durchschmelzens der Sicherung 50 oder dergleichen auftreten.
Unter einem derart anomalen Zustand verbleibt das Ergebnis unverändert, selbst wenn die H-Brückenschaltung 7a abgeschaltet wird. Im Falle eines derartigen anomalen Zustands wird folglich die Steueroperation der PWM-Steuerschaltung 9 gestoppt, und der MOS-Transistor 31 wird gesperrt gehalten, wodurch der Sekundärfehler vermieden werden kann.
In verschiedenen anomalen Zuständen gibt es auf diese Weise einen Fall, bei dem es effektiv ist, die H-Brückenschaltung 7a auszuschalten durch das Ergebnis einer Anomalitätsbestimmung, und es gibt dort den Fall, bei dem es effektiv ist, den MOS- Transistor 31 zu sperren, und es kann ausgewählt werden, ob die H-Brückenschaltung 7a abgeschaltet wird, oder ob der MOS- Transistor 31 gesperrt wird gemäß dem Anomalitätszustand. Im Falle des Auswählens der Gegenmaßnahme wird die Schaltung jedoch kompliziert und der Schaltungsumfang vergrößert sich und dies ist nicht empfehlenswert. Im Falle der Anomalitätsbestimmung wird die gesamte H-Brückenschaltung 7a abgeschaltet und zur selben Zeit wird der MOS-Transistor 31 gesperrt, wodurch die Schaltung vereinfacht wird und der Schaltungsumfang verringert wird.
Weiterhin wird angenommen, daß zum Zeitpunkt t1, wie in Fig. 17 gezeigt, der elektrische Verdrahtungsabschnitt 239 mit Masse verbunden ist, und das Ausgangssignal α wird geändert vom L-Pegelsignal zum H-Pegelsignal, und der Zustand setzt sich fort bis zum Zeitpunkt t2.
In diesem Falle ist eine Zeitdauer, bei der das Signal α, das ist das Eingangssignal zur Zeitzählschaltung 241d auf H-Pegel, kürzer als die Zeitdauer eines Zyklus vom Taktimpuls CL, und folglich wird das Ausgangssignal § aus der Zeitzählschaltung 241d nicht geändert und behält den vorherigen Zustand bei. Das Signal γ verbleibt auch in gleicher Weise folglich ungeändert. Das heißt, kein Einfluß wird bewirkt bezüglich der H-Brückensteuerschaltung 11.
Das heißt, der Zustand des Abschaltens der H-Brückenschaltung 7a, der zuvor beschrieben wurde, wird erzeugt, wenn eine Zeitdauer, bei der sowohl der erste Zustand als auch der zweite Zustand eingerichtet sind, die vorbestimmte verstreicht. Der Grund für einen solchen Zustand ist der Folgende.
Beispielsweise wird angenommen, daß wenn der Ein/Ausschalter SW eingeschaltet ist, nachdem der erste Zustand und der zweite Zustand für die erste Zeit eingerichtet sind, der Zustand sich erstreckt von der Masseverbindung des elektrischen Verdrahtungsabschnitts 239 in einer kurzen Zeitdauer, und der elektrische Verdrahtungsabschnitt 239 wird normal. Um in diesem Falle sicherzustellen die visuelle Erkennbarkeit eines Fußgängers in der Nacht muß die Lampe 2 den Einschaltzustand beibehalten, und zwar solange wie möglich.
Von daher wird im Falle der Anomalität in einer kurzen Zeitdauer die H-Brückenschaltung 7a daran gehindert, mit einem Mal ausgeschaltet zu werden, und die H-Brückenschaltung 7a wird abgeschaltet für die erste Zeit, wenn der erste Zustand und der zweite Zustand für die vorbestimmte Zeit T angehalten wird. Des weiteren wird die vorbestimmte Zeit auf eine Zeitdauer eingestellt innerhalb eines Bereichs, bei dem die Sicherung 50 nicht schmilzt, und folglich kann die Sicherung 50 daran gehindert werden, zuvor durchzubrennen.
Die vorbestimmte Zeit T wird des weiteren folgendermaßen eingestellt. Nach dem Ausführungsbeispiel wird der anomale Zustand festgestellt durch vergleichsweise einfachen Schaltungsaufbau, wie er in Fig. 15 gezeigt ist.
Wie jedoch in Fig. 2 gezeigt, ist der elektrische Verdrahtungsabschnitt 239 mit Verdrahtungsabschnitten 239a und 239b an beiden Enden der Lampe versehen, beide der zwei Verdrahtungsabschnitte 239a und 239b sind kaum mit Masse verbunden, und zur selben Zeit ist beispielsweise nur ein elektrischer Verdrahtungsabschnitt 239a in Fig. 1 häufig mit Masse verbunden. Wenn die Polarität der Entladungsspannung der Lampe 2 sich ändert durch die H-Brückenschaltung 7a während der Zeitdauer, bei der beispielsweise der anomale Zustand anhält, wird die Lampenspannung VL folglich höher als die vorbestimmte Spannung Vr1.
Der erste Zustand wird folglich nicht erzeugt, ungeachtet der Tatsache, ob der anomale Zustand auftritt, und folglich wird das Ausgangssignal vom AND-Glied 241c nicht das H-Pegelsignal, und der anomale Zustand läßt sich nicht feststellen.
Nach dem Ausführungsbeispiel wird von daher die vorbestimmte Zeit T kürzer gemacht als die Zykluszeit des Umschaltens der H-Brückenschaltung 7a und wird eingestellt auf die Hälfte oder weniger (0,8 ms) der Zeitdauer für den Umschaltzyklus. Dadurch kann der anomale Zustand sicher festgestellt werden durch den einfachen Schaltungsaufbau.
Um den anomalen Zustand festzustellen, werden des weiteren die Lampenspannung VL und der Lampenstrom IL die Steuersignale der Lampenleistungssteuerung sind, verwendet. Dadurch muß eine Spannungsfeststellschaltung oder eine Stromfeststellschaltung nicht getrennt voneinander vorbereitet werden, um die Anomalität festzustellen.

(Steckertrennfeststellschaltung 15)

Die Lampe 2 kann durch den Stecker 235 getrennt werden, der über zwei Steckabschnitte 235a und 235b im Falle der Zerstörung, des Fehlers oder dergleichen verfügt. Wenn die Steckerabschnitte 235a und 235b verbunden sind, kann die Lampe 2 eingeschaltet werden durch elektrisches Verbinden mit der Batterie 1.
Wie in Fig. 18 gezeigt, ist der elektrische Verdrahtungsabschnitt 261 innerhalb des Steckers 235 gebildet, so daß das elektrische Leiten in der Innenseite unterbrochen wird, wenn die Steckerabschnitte 235a und 235b getrennt sind. Eine der Seiten vom elektrischen Verdrahtungsabschnitt 261 ist speziell mit dem Stromversorgungsanschluß 1a verbunden. Das andere Ende des elektrischen Verdrahtungsabschnittes 261 ist des weiteren mit Masse verbunden.
Ein Steckerpunkt 261a im elektrischen Verdrahtungsabschnitt 261 zum Verbinden der jeweiligen Stecker 235a und 235b bildet einen Steckertrenn-Feststellanschluß für die Feststellung des Trennens vom Stecker 235, und wenn die Steckerabschnitte 235a und 235b getrennt sind, wird ein Transistor 263 der Trennfeststellschaltung 15a, eingebaut in die Steckertrenn- Feststellschaltung 15 geändert von AUS in EIN. Des weiteren ist die Trennfeststellschaltung 15a zwischen eine Signalerzeugungsschaltung 13a und die Starterschaltung 8 geschaltet, und wenn das Trennen des Steckers 235 festgestellt ist, bildet ein Signal aus der Signalerzeugungsschaltung 13a ein Signal zum zwangsweise Stoppen des Betriebs der Starterschaltung 8.
Die Hochspannungs-Erzeugungssteuerschaltung 13 ist versehen mit der Signalerzeugungsschaltung 13a zum Erzeugen des Signals zum Ansteuern des Gates vom Thyristor 57 und zur Ausgabe des Signals synchron mit Zeitvorgaben des Einschaltens/Abschaltens der H-Brückenschaltung 7a. Die Signalerzeugungsschaltung 13a wiederholt das Ein/Ausschaltens des Thyristors 57 durch die Signalerzeugungsschaltung 13a, bis die Lampe 2 eingeschaltet ist, beispielsweise in einem Falle, bei dem die Lampe nicht eingeschaltet ist und ausgeschaltet bleibt, selbst wenn die Starterschaltung 8 gestartet ist, durch die die Hochspannung an die Lampe 2 angelegt wird.
Wenn das H-Pegelsignal bei der Signalerzeugungsschaltung 13a erzeugt ist, wird ein Transistor 265 leitend geschaltet. Dadurch wird ein Transistor 276 gesperrt, und Transistoren 269 und 275 werden leitend geschaltet. Des weiteren werden Transistoren 271 und 273 gesperrt. Im Ergebnis wird das Signal zum Ansteuern des Gates vom Thyristor 57 das L-Pegelsignal, und der Thyristor 57 wird gesperrt.
Wenn das L-Pegelsignal bei der Signalerzeugungsschaltung 13a erzeugt wird, erfolgt das Sperren des Transistors 265. Dadurch wird der Transistor 267 leitend geschaltet, und die Transistoren 169 und 275 werden gesperrt. Des weiteren werden die Transistoren 271 und 273 leitend geschaltet. Im Ergebnis wird das Signal zum Ansteuern des Gates vom Thyristor 57 das H- Pegelsignal, und der Thyristor 57 ist leitend geschaltet.
Wenn auf diese Weise das Signal, erzeugt von der Signalerzeugungsschaltung 13a, das H-Pegelsignal ist, wird das Gateansteuersignal das L-Pegelsignal, und der Thyristor 57 wird gesperrt. Wenn zwischenzeitlich das Signal, erzeugt von der Signalerzeugungsschaltung 13a, das L-Pegelsignal ist, wird das Gateansteuersignal das H-Pegelsignal, und der Thyristor 57 leitet.
Des weiteren kann das Signal zum Ansteuern des Gates vom Thyristor 57 zwangsweise auf den L-Pegel gebracht werden durch das Signal zum Leitendschalten des Transistors 263. Das heißt, wenn der Stecker 235 festgestellt ist, verbunden zu sein, durch die Trennfeststellschaltung 15a, in einem Falle, bei dem der Transistor 263 leitet, wird der Transistor 267 gesperrt, selbst wenn das L-Pegelsignal zum Leitendschaltens des Thyristors 57 bei der Signalerzeugungsschaltung 13a erzeugt ist.
Die Transistoren 269 und 275 werden folglich leitend geschaltet, die Transistoren 271 und 273 werden gesperrt, und der Thyristor 57 ist gesperrt. Wenn beispielsweise im Ergebnis die Lampe 2 ausgeschaltet ist durch Trennen des Steckers 235, kann das Erzeugen einer Hochspannung durch den Thyristor 57 zuvor verhindert werden.
Wenn der Stecker 235 getrennt ist, als Feststellung im Falle eines Kontaktfehlers des elektrischen Verdrahtungsabschnitts 261, ist die Funktion des Einschaltens der Lampe 2 normal. In einem solchen Falle muß die Lampe 2 des weiteren nicht ausgeschaltet werden durch Stoppen der Steueroperation von der PWM-Steuerschaltung 9, sondern im Gegenteil, vorzugsweise wird das Einschalten der Lampe 2 beibehalten.
Parallel mit der Feststellung des Trennens vom Stecker 235 wird von daher der anomale Zustand, bei dem die Lampe 2 ausgeschaltet ist, selbst wenn der Ein/Ausschalter SW auf EIN steht, wird dies festgestellt von der Ausfallsicherheitsschaltung 14. Das heißt, es wird bestimmt, ob die Lampe 2 ausgeschaltet ist nicht durch einen Kontaktfehler des elektrischen Verdrahtungsabschnitts 261, sondern durch tatsächliches Trennen vom Stecker 235, wenn der Stecker 235 als getrennt von der Steckertrenn-Feststellschaltung 15 festgestellt ist.
Die Ausfallsicherheitsschaltung 14 enthält einen Vergleicher 277, der einen Einschaltdetektor, eine Verzögerungsschaltung (Zeitgeberschaltung) 279, ein OR-Glied 281 und einen D-Flipflop 241e bildet.
Eine vorbestimmte Spannung VR wird in den nicht invertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers 277 eingegeben. Zwischenzeitlich ist der Anschluß E (Fig. 1) mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers 277 verbunden. Das heißt, gemäß dem Vergleicher 277 wird das L-Pegelsignal ausgegeben, wenn die Lampe 2 eingeschaltet ist, und der Lampenstrom fließt und gibt das H-Pegelsignal an, indem die Lampe als ausgeschaltet angesehen wird, wenn der Lampenstrom einen vorbestimmten Wert oder geringer aufweist.
Die Verzögerungsschaltung 279 gibt das H-Pegelsignal ab, wenn das Ausgangssignal aus dem Vergleicher 277 das H-Pegelsignal ist, und das H-Pegelsignal setzt sich fort für eine vorbestimmte Zeitdauer Tm. Das heißt, die Verzögerungsschaltung 279 gibt das H-Pegelsignal ab, wenn eine Zeitdauer, bei der die Lampe 2 ausgeschaltet ist, die vorbestimmte Zeitdauer Tm verstrichen ist.
Das OR-Glied 281 gibt das H-Pegelsignal ab, wenn das Ausgangssignal aus der Verzögerungsschaltung 279 das H-Pegelsignal wird. Wenn das Ausgangssignal vom OR-Glied 281 das H-Pegelsignal wird, gibt der D-Flipflop 241e das H-Pegelsignal ab mit dem H-Pegelsignal als Taktimpuls. Wenn des weiteren das Ausgangssignal aus dem D-Flipflop 241e das H-Pegelsignal ist, wird die Steueroperation der PWM-Steuerschaltung 9, die das Leistungssteuermittel zur Stromversorgung aus der Batterie 1 bildet zur Lampe 2 hin gestoppt (Sperren des MOS-Transistors 31), und die H-Brückenschaltung 7a wird abgeschaltet durch die erste Schaltung für Anomalität 242.
Wenn auf diese Weise die Lampe ausgeschaltet ist vom Zustand des Einschaltens, und die Ausschaltperiode verläßt die vorbestimmte Zeitdauer von Tm, wird die Stromversorgung zur Lampe 2 gestoppt durch Stoppen der Steueroperation der PWM- Steuerschaltung 9. Die Steueroperation der PWM-Steuerschaltung 9 wird des weiteren fortgesetzt, und Strom wird zur Lampe 2 geliefert, bis die vorbestimmte Zeitdauer Tm nach Abschalten der Lampe 2 verstrichen ist.
Wie des weiteren in Fig. 19 gezeigt, ist ein Eingangsanschluß gemäß dem Anomalitätszustand der Verdrahtung, bei dem der elektrische Verdrahtungsabschnitt 261 mit Masse verbunden ist, wie zuvor beschrieben, und ein Eingangsanschluß gemäß einem anderen anomalen Zustand eingerichtet ist zum OR-Glied 281. Das heißt, das OR-Glied 281 ist zwischen den JK-Flipflop 257 und den D-Flipflop 241e geschaltet, wie in Fig. 16 gezeigt.
Die Trennfeststellschaltung 15a, die Hochspannungserzeugungs-Steuerschaltung 13 und die Ausfallsicherheitsschaltung 14 arbeiten in der in Fig. 20 gezeigten Weise.
Das von der Trennfeststellschaltung 15a festgestellte Signal wird mit "g" bezeichnet, welches, das H-Pegelsignal ist, wenn der Stecker 235 getrennt ist, und das L-Pegelsignal, wenn der Stecker nicht getrennt ist, das Signal zum Ansteuern des Gates vom Thyristor 57 wird mit "f" bezeichnet, und das Signal des Ein/Ausschalters SW wird mit "a" bezeichnet, welches das H-Pegelsignal ist, wenn der Ein/Ausschalter SW eingeschaltet ist, und das L-Pegelsignal, wenn Ausschaltung vorliegt.
Des weiteren ist das Ausgangssignal aus der Signalerzeugungsschaltung 13a mit dem Bezugszeichen "d" versehen, das Steuersignal aus der PWM-Steuerschaltung 9 ist mit dem Bezugszeichen "c" versehen, welches das H-Pegelsignal ist, wenn der Betrieb der PWM-Steuerschaltung 9 ausgeführt wird, und das L-Pegelsignal, wenn die Steueroperation gestoppt ist, das Ausgangssignal vom Vergleicher 277 ist mit dem Bezugszeichen "k" versehen, welches das H-Pegelsignal ist, wenn die Lampe 2 ausgeschaltet ist, und das L-Pegelsignal, wenn die Lampe 2 eingeschaltet ist. Des weiteren ist das Eingangssignal vom C-Anschluß des D-Flipflops 241 mit dem Bezugszeichen "n" versehen.
Wenn zunächst der Ein/Ausschalter SW zum Zeitpunkt t1 eingeschaltet ist, steigt die Lampenspannung VL allmählich an. Beispielsweise zum Zeitpunkt t2 wird das Signal "f" zum Ansteuern des Gates vom Thyristor 57 das H-Pegelsignal. Dadurch wird die Lampe 2 eingeschaltet, und der Lampenstrom IL beginnt zufließen. Danach wird angenommen, daß die Lampe in einen stabilen Steuerzustand (35 W) gebracht ist, das Signal "g" wird ein H-Pegelsignal zum Zeitpunkt t3 und die Trennung des Steckers 235 ist festgestellt ((1) in Fig. 20).
Zum Zeitpunkt t3 wird der Lampenstrom IL des weiteren kleiner als der vorbestimmte Wert, wird beispielsweise 0, und die Lampe 2 ist ausgeschaltet, das heißt, im Falle, bei dem kein Kontaktfehler am elektrischen Verdrahtungsabschnitt 261 auftritt und der Stecker 235 tatsächlich getrennt ist, wird das Signal "k" das H-Pegelsignal. In diesem Moment verbleibt jedoch das Signal "n" als L-Pegelsignal durch die Verzögerungsschaltung 279, und die Steueroperation der PWM-Steuerschaltung wird fortgesetzt.
Wenn dadurch die Lampe 2 ausgeschaltet ist, wie in Fig. 20 gezeigt, zum Zeitpunkt t4, ändert sich das Signal "d" aus der Signalerzeugungsschaltung 13a den Thyristor 57 von seinem Sperrzustand in seinen Leitendzustand und wird umgeschaltet vom H-Pegelsignal zum L-Pegelsignal, um die Lampe 2 erneut einzuschalten.
Wenn das Trennen des Steckers festgestellt wird, wird jedoch das Signal "f" das L-Pegelsignal, da das Signal "g" das H-Pegelsignal wird, ungeachtet der Tatsache, ob die Lampe 2 eingeschaltet ist. Wenn das Trennen des Steckers 253 festgestellt ist, wird folglich das Entladen des Kondensators 53 von der Starterschaltung 8 gestoppt, und das Erzeugen von Hochspannung am Stecker 235 kann verhindert werden.
Wenn des weiteren zum Zeitpunkt t5 die Zeitperiode des Fortsetzens zum Ausschalten der Lampe 2 die vorbestimmte Zeitdauer von Tm überschritten hat, wird das Signal "n" das H-Pegelsignal, die Steueroperation der PWM-Steuerschaltung 9 wird gestoppt, und des weiteren wird die H-Brückenschaltung 7a abgeschaltet. Das heißt, wenn der Stecker 235 getrennt ist und die Lampe 2 ausgeschaltet, wird der Thyristor 57 gesperrt, nachdem die vorbestimmte Zeitdauer von Tm verstrichen ist, die Steueroperation der PWM-Steuerschaltung 9 wird gestoppt, und die Stromversorgung zur Lampe 2 hört auf.
Wenn der elektrische Verdrahtungsabschnitt 261 der Lampe 2 einen Kontaktfehler für eine kurze Zeitdauer verursacht, wird dadurch die Stromversorgung zur Lampe 2 beibehalten, und die Lampe 2 kann eingeschaltet werden, und wenn die Lampe 2 ausgeschaltet bleibt für eine vorbestimmte Zeitdauer von Tm kann die Stromversorgung zur Lampe 2 schnell gestoppt werden.
Als nächstes wird angenommen, daß der Zustand von "1", das heißt, der Zustand, bei dem der Stecker aktuell getrennt ist, der Ein/Ausschalter SW ausgeschaltet ist einmal zum Zeitpunkt t6 und wieder eingeschaltet ist zum Zeitpunkt t7 ((2) in Fig. 20).
Dann steigt die Lampenspannung VL allmählich an zum Zeitpunkt t8, das Signal "d" aus der Signalerzeugungsschaltung 13a läßt den Transistor 57 vom Sperrzustand in den Leitendzustand bringen und schaltet um vom H-Pegelsignal zum L-Pegelsignal, um die Lampe 2 einzuschalten. Wenn jedoch die Steckertrennung festgestellt ist, wird das Signal "g" das H-Pegelsignal, welches das Signal "f" ist, daß das L-Pegelsignal wird, ungeachtet der Tatsache, ob die Lampe 2 eingeschaltet ist, wie schon zuvor beschrieben. Wenn der Stecker 235 getrennt ist, kann folglich das Erzeugen von Hochspannung am Stecker 235 von der Starterschaltung 8 verhindert werden.
Wenn danach die Zeitdauer des Anhaltens zum Feststellen der Trennung des Steckers 235 für die vorbestimmte Zeitdauer von Tm zum Zeitpunkt t9 verstrichen ist, wird das Signal "m" das H-Pegelsignal, die Steueroperation der PWM-Steuerschaltung 9 wird gestoppt, und die H-Brückenschaltung 7a wird abgeschaltet.
Als nächstes wird angenommen, daß vom Zustand (2), das heißt, vom Zustand, bei dem der Stecker 235 aktuell getrennt ist, der Ein/Ausschalter SW einmal zum Zeitpunkt t10 ausgeschaltet wird, der Stecker 235 wird erneut verbunden, und der Schalter wird zum Zeitpunkt tu erneut eingeschaltet ((3) in Fig. 20).
Dann wird zum Zeitpunkt t12 das Signal "f" das H-Pegelsignal, das Signal "g" das L-Pegelsignal, wie schon zuvor beschrieben, und die Lampe 2 wird eingeschaltet von der Starterschaltung 8. Es wird angenommen, daß danach, beispielsweise zum Zeitpunkt t13 der elektrische Verdrahtungsabschnitt 261 einen Kontaktfehler erfährt. In diesem Falle wird die Lampe 2 eingeschaltet, und der Lampenstrom ist größer als der vorbestimmte Wert, und folglich wird das Signal "k" das L-Pegelsignal.
Wenn der elektrische Verdrahtungsabschnitt 261 Kontaktfehler verursacht, im Falle, bei dem die Lampe 2 eingeschaltet ist, wird folglich die Stromlieferung zur Lampe 2 beibehalten. Selbst wenn im Ergebnis Kontaktfehler verursacht werden beim elektrischen Verdrahtungsabschnitt 261, kann die Lampe 2 mit dem Einschalten fortfahren, wenn keine Anomalität in der Arbeitsweise des Einschaltens der Lampe 2 auftritt.

(Verpolungsschutzschaltung 3)

In Fig. 21 ist eine elektrische Last 71, wie ein Wechselrichter oder dergleichen hinzugekommen, der eine elektrische Fahrzeugeinrichtung ist, zur Schaltung in Fig. 1.
Die Verpolungsschutzschaltung 3 ist zwischen Batterie 1 und Lampe 2 geschaltet. Das Gate (G) eines MOS-Transistors 21 ist mit der Anodenseite (Stromversorgungsanschluß 1a) der Batterie über den Widerstand 17 verbunden. Die Source (S) und der Drain (D) vom MOS-Transistor 21 sind mit der Seite des Masseanschlusses 1b verbunden, und Strom, der durch die Entladungslampeneinrichtung 100 fließt, fließt von der Source zum Drain.
Wenn der Ein/Ausschalter SW eingeschaltet ist, wird die Gatespannung, die von der Batterie 1 anliegt, zum Gate (G) der MOS-Transistor 21 in einen Leitfähigkeitszustand versetzt, und der Strom von der Batterie 1 wird an die Entladungslampeneinrichtung 100 geliefert. Dadurch wird die Entladungslampeneinrichtung 100 betrieben.
Ein Kondensator 19, der ein leitfähiges Glied ist, ist zwischen das Gate und die Source vom MOS-Transistor 21 parallel geschaltet. Der Widerstand 17 ist zwischen den Stromversorgungsanschluß 1a und das Gate vom MOS-Transistor 21 in Serie geschaltet mit der Parallelschaltung vom MOS-Transistor 21 und dem Kondensator 19.
Wenn des weiteren der Ein/Ausschalter SW eingeschaltet ist, wird der Kondensator 19 über den Widerstand 17 aufgeladen. Als Weg des Stromes zum Laden des Kondensators 19 fließt Strom aus der Anodenseite der Batterie 1 zur Kathodenseite der Batterie 1 über den Widerstand 17, den Kondensator 19 und die Parasitärdiode zwischen der Source und dem Drain des MOS- Transistors 21. Wenn die Ladespannung des Kondensators 19 einen vorbestimmten Wert erreicht hat, wird des weiteren der MOS- Transistor 21 leitend geschaltet. Auch Strom, der durch die Entladungslampeneinrichtung 100 fließt, durchquert die Parasitärdiode zwischen der Source und dem Drain des MOS- Transistors 21, bis der MOS-Transistor 21 leitet.
Der MOS-Transistor 21 ist mit einer Schutzfunktion versehen zum Schützen der Entladungseinrichtung 100 im nachstehenden Falle, so daß eine Umkehrspannung nicht anliegen kann.
Beispielsweise wird angenommen, daß beim Auswechseln der Batterie 1 die Batterie 1 versehentlich verpolt angeschlossen wird, und der Ein-/Ausschalter SW wird in diesem Zustand durch die Betätigung des Passagiers eingeschaltet. In diesem Falle ist die Umkehrspannung, die an der Entladungslampeneinrichtung 100 anliegt, die Batteriespannung VB (erste Verpolungsspannung).
Wenn des weiteren die Batterie 1 auf diese Weise verpolt an die Entladungslampeneinrichtung 100 angeschlossen wird, wird das Anlegen der Verpolungsspannung an die Entladungslampeneinrichtung 100 blockiert durch die Spannungsfestigkeit zwischen Drain und Source des MOS- Transistors 21, durch den die Entladungslampenrichtung 100 geschützt wird. Auf diese Weise fließt kein Überstrom in die Sicherung 50 über eine Zenerdiode im herkömmlichen Falle, und das Durchbrennen der Sicherung 50 kann zuvor verhindert werden.
Die Lichtmaschine 71 ist der Batterie 1 parallel geschaltet mit der Entladelampeneinrichtung 100. Die Lichtmaschine 71 ist eine induktive Last (elektrische Fahrzeugeinrichtung) mit einer Blindkomponente einer Erregerspule oder dergleichen, nicht dargestellt, die das Erzeugen von Elektrizität startet, wenn ein Zündschalter IG zum Starten einer Antriebsquelle zum Laufen des Fahrzeugs eingeschaltet ist.
Wenn der Zündschalter IG des weiteren ausgeschaltet ist aus einem Zustand, bei dem der Zündschalter IG eingeschaltet ist und der Aus-/Einschalter SW eingeschaltet ist, wird eine große Impulsspannung der negativen Polarität bei dem Stromquellenanschluß 1a erzeugt, da der Strom, der in die Lichtmaschine 71 fließt, unterbrochen wird. Folglich wird eine umgekehrte Spannung, die größer ist als die Verpolung der Batterie 1, an die Entladungslampeneinrichtung 100 angelegt.
In diesem Falle wird jedoch die elektrische Ladung, die der Kondensator 19 aufgenommen hat, entladen durch eine Zeitkonstante, die sich aus dem Kondensator 19 und dem Widerstand 17 bestimmt. Die Gate-Spannung wird dadurch an das Gate des MOS-Transistors 21 für eine vorbestimmte Zeitdauer anliegen, und folglich wird der Leitfähigkeitszustand des MOS- Transistors 21 für eine vorbestimmte Zeitdauer beibehalten. Wenn eine große Impulsspannung plötzlich zwischen Stromversorgungsanschluß 1a und Masseanschluß 1b aufkommt, fließt desweiteren ein Impulsstrom durch einen Stromweg der parasitären Diode zwischen der Source und dem Drain des MOS- Transistors 31 über den MOS-Transistor 21, der leitet, die Primärwicklung 29a des Sperrwandeltransformators 29 und die Spule 27, durch die die Energie des negativ gepolten Impulses verbraucht wird.
Wenn auf diese Weise eine große Verpolungsspannung erzeugt wird zwischen dem Stromversorgungsanschluß 1a und dem Masseanschluß 1b wird der MOS-Transistor 21 zwangsweise im leitenden Zustand gehalten durch den Kondensator 19, und folglich muß die Spannungsfestigkeit des MOS-Transistors 21 überhaupt nicht berücksichtigt werden.
Das heißt, die Spannungsfestigkeit kann bei einem Grad liegen, durch den die Umkehrspannung nicht an der Entladungslampeneinrichtung 100 anliegt, wenn die Batterie 1 verpolt angeschlossen ist (beispielsweise 12 V oder mehr).
Die Spannungsfestigkeit des MOS-Transistors 21 kann folglich bemerkenswert herabgesetzt werden, wodurch der Ansteuerwiderstand des MOS-Transistors 21 und der Leistungsverlust am MOS-Transistor reduziert werden können. Im Ergebnis kann die Chipgröße des MOS-Transistors 21 reduziert werden und ein kostengünstiger MOS-Transistor 21 kann eingesetzt werden.
Des weiteren wird der MOS-Transistor 21 zwangsweise leitend geschaltet durch den Kondensator 19, und die Entladezeitdauer des Kondensators 19 läßt sich verlängert durch den Widerstand 17, da der Kondensator 19 und der Widerstand eine Zeitkonstantenschaltung bilden. Im Ergebnis kann die Zeitdauer des Leitens für den MOS-Transistor 21 verlängert werden, und folglich kann die Zerstörung des MOS-Transistors 21 sicher verhindert werden. Wenn des weiteren die Zeitkonstante der Zeitkonstantenschaltung auf 0,01 Sekunden oder länger eingestellt wird, während einer Zeitdauer, bei der die Impulsspannung erzeugt wird, kann der MOS-Transistor 21 ohne Ausfall in seinen Leitendzustand versetzt werden, und die Entladungslampeneinrichtung 100 kann sicher geschützt werden.

(Überspannungsschutzschaltung 16)

Die in Fig. 22 gezeigte Überspannungsschutzschaltung 16 schützt die jeweiligen Schaltungen 9-15, die auf einer integrierten Schaltung 73 installiert sind, gegen Überspannung. Die Überspannungsschutzschaltung 16 ist installiert mit einer Überspannungsfeststellschaltung 77, die die Überspannung feststellt, wenn die primärseitige Spannung eine vorbestimmte Schwellwertspannung überschreitet, und mit einer Spannungsteilschaltung 79, die die primärseitige Spannung teilt, wenn die primärseitige Spannung die Schwellwertspannung wird. Die primärseitige Spannung, die über die Überspannungsschutzschaltung 16 anliegt, wird des weiteren konstant gehalten durch eine Konstantspannungsschaltung 75 und wird verwendet bei der Spannung zum Ansteuern der jeweiligen Steuerschaltungen 9-15.
Die Überspannungsfeststellschaltung 77 ist aufgebaut mit einem Widerstand 81, der einen vergleichsweise hohen Widerstandswert hat, einer Zenerdiode 73 und einem Widerstand 85. Die Schwellwertspannung wird eingestellt durch die Zenerdiodenspannung der Zenerdiode 83. Des weiteren ist der Widerstand 81 in Serie geschaltet mit der Zenerdiode 83, um den Strom I zu begrenzen, durch den die Spannungsfestigkeit der Zenerdiode 83 herabgesetzt werden kann. Des weiteren ist der Widerstand 85 ein Umkehrvorspannwiderstand zum Verhindern von Leckströmen.
Des weiteren ist die Spannungsteilschaltung 79 aufgebaut aus den Widerständen 87 und 89 und den NPN-Transistoren 91 und 93 in Darlington-Schaltung.
Wenn die primärseitige Spannung geringer als die vorbestimmte Schwellwertspannung ist, fließt kein Strom in die Zenerdiode 83, und folglich werden die NPN-Transistoren 91 und 93 in Darlington-Schaltung nicht leiten. Die Spannung VIC, die an der Konstantspannungsschaltung 75 in der integrierten Schaltung 73 anliegt, ist folglich die Spannung der primärseitigen Spannung minus Spannungsabfall am Widerstand 87.
Wenn die primärseitige Spannung des weiteren ansteigt auf eine vorbestimmte Spannung oder höher, fließt Strom durch die Zenerdiode 83 durch den Zenerdurchbruch, und die NPN- Transistoren 91 und 93 leiten. Die Spannung VIC, die an der Konstantspannungsschaltung 75 in der integrierten Schaltung 73 anliegt, wird folglich eine Spannung, die durch Teilen der primärseitigen Spannung mit den Widerständen 87 und 89 erzeugt wird. Widerstandswerte des Widerstands 87 und des Widerstands 89 müssen so eingestellt werden, daß die geteilte Spannung die Spannungsfestigkeit der jeweiligen Steuerschaltungen 9-15 ist oder geringer ist.
Obwohl gezeigt ist, daß die Konstantspannungsquelle 75, die jeweiligen Steuerschaltungen 9-15 und dergleichen in einer integrierten Schaltung gebildet sind, können die Bauelemente der Überspannungsschutzschaltung 16, wie die Zenerdiode 83, der Widerstand 85, die NPN-Transistoren 91 und 93 und dergleichen auch in der integrierten Schaltung 73 enthalten sein. In diesem Falle können die jeweiligen Bauelemente längs anderer Abschnitte der integrierten Schaltung gebildet werden, und folglich kann eine Kostenreduzierung erzielt werden.
Auf diese Weise wird Überspannung von der Teilschaltung 79 geteilt, und folglich kann die Überspannung daran gehindert werden, an der integrierten Schaltung 73 anzuliegen.
Selbst wenn die Leistung der Zenerdiode mit vergleichsweise hoher Spannungsfestigkeit nicht verwendet wird, können die jeweiligen Steuerschaltungen 9-15 in der integrierten Schaltung 73 gegen Überspannung geschützt werden, und eine Kostenreduzierung läßt sich erreichen. Des weiteren fließt fast kein Strom im Widerstand 81 der Überspannungsschutzschaltung 77, mit Ausnahme bei Erzeugen von Überspannung, und folglich kann der Stromverbrauch verhindert werden, wenn keine Überspannung vorliegt.

(Inspektion der Entladelampeneinrichtung)

Um nach Pseudonymart die Frequenz eines Signals zu verkürzen, das von der Taktschaltung 285 zur Inspektionszeit erzeugt wird, wie in Fig. 23 und in Fig. 24 gezeigt, sind Taktschaltfeststellschaltungen 286 und 287 in der Entladelampeneinrichtung vorgesehen. Die Taktschaltfeststellschaltungen 286 und 287 sind versehen mit einer Inspektionszeitfeststellschaltung 286 zur Ausgabe eines Taktschaltfeststellsignals durch Nachweis der Inspektionszeit und mit der Zeitverkürzungsschaltung 287 für die Beschleunigungszeit in pseudonymer Art, gezählt von der Taktschaltung 285, basierend auf dem Taktschaltfeststellsignal.
Die am Steckertrennungs-Feststellanschluß 261 anliegende Batteriespannung VB liegt auch gleichermaßen an der Inspektionszeitfeststellschaltung 286 an. Die Steckertrennungsfeststellung wird ausgeführt durch die Batteriespannung VB, und folglich wird eine Spannung, die höher als die Batteriespannung VB ist, nicht am Steckertrennungs- Feststellanschluß 261a anliegen. Durch derartige Verwendung wird, wenn nur die Spannung geringer als die Batteriespannung VB + α am Steckertrennungs-Feststellanschluß 261a anliegt, die Inspektionszeitfeststellschaltung 286 das H-Pegelsignal abgeben, wenn es nicht die Inspektionszeit ist, und wenn die Spannung gleich oder höher als die Batteriespannung VB + α am Steckertrennungs-Feststellanschluß 261a anliegt, wird die Inspektionszeitfeststellschaltung 286 das L-Pegelsignal abgeben, das das Taktschalterfeststellsignal bildet. Dadurch wird der Steckertrennungs-Feststellanschluß 261a als ein gemeinsamer Anschluß zur Inspektion und zur Steckertrennungsfeststellung verwendet.
Die Zeitverkürzungsschaltung 287 ist in der Taktschaltung 285 enthalten, wie in Fig. 24 gezeigt. Die Taktschaltung 285 ist mit einer Vielzahl von D-Flipflops 289a-289j aufgebaut, die hintereinander aufgebaut sind, und die Zeit wird von den D-Flipflops 289a-289j gezählt. Das heißt, wenn ein Taktsignal CL von einem Wandler ausgegeben wird, der nicht dargestellt ist, erfolgt die Eingabe in den D-Flipflop 289a, der D-Flipflop 289a gibt ein Signal mit einer Periode aus, die doppelt so lang ist wie die des Taktsignals, und der nächste D-Flipflop 289b gibt ein Signal ab mit einer weiterhin verdoppelten Periode. Die Arbeitsweise wird bei den jeweiligen D-Flipflops 289a-289j wiederholt, und die Periode des Taktsignals wird sukzessive verdoppelt. Jede der Steuerschaltungen wählt ein passendes unter den Signalen aus, die vom jeweiligen D-Flipflop 401a-401j kommen, und verwendet sie zur Zeit bei der Ausführung einer jeden Steuerung. Im Falle der Lampenleistungssteuerschaltung 10 beispielsweise wird die Steuerzeit eingestellt auf der Grundlage der Frequenz des Ausgangssignals vom D-Flipflop 289i.
Die Zeitverkürzungsschaltung 287 ist unter der Vielzahl von D-Flipflops angeordnet, die auf diese Weise hintereinander angeordnet sind. Im Folgenden gilt die Beschreibung dem Betrieb der Taktschaltung 285 und den Taktschaltfeststellschaltungen 287a und 287 in Hinsicht darauf, wenn die Lampe 2 tatsächlich verwendet wird, und in Hinsicht auf die Inspektionszeit.

(1) Wenn die Lampe 2 tatsächlich verwendet wird

In diesem Falle ist die Lampe 2 mit dem Stecker 35 verbunden, und folglich werden die Taktschaltfeststellschaltungen 287a und 287 in den mit Masse verbundenen Zustand versetzt. In diesem Falle ist die Spannung, die gleich oder höher ist als die Batteriespannung VB + α, nicht am Steckertrennungs-Feststellanschluß 261a anliegend, und folglich gibt die Inspektionszeitfeststellschaltung 286 das H-Pegelsignal ab.
In diesem Falle wird das Ausgangssignal vom D-Flipflop 289f dem Takt C vom D-Flipflop 289g eingegeben. Das heißt, durch diese Verarbeitung bei der Zeitverkürzungsschaltung 287 wird das Taktsignal, ausgegeben vom Wandler, nicht beachtet, und das Ausgangssignal αus dem D-Flipflop 289f wird dem Takt C als Taktsignal des D-Flipflops 289g eingegeben. Anders als die Inspektionszeit wird folglich die Periode des Taktsignals CL vom Wandler sukzessive von den D-Flipflops 289a-289f verdoppelt, und das Signal mit der sukzessive verdoppelten Periode bildet das Taktsignal des D-Flipflops 289g. Die Lampenleistungssteuerschaltung 10 führt folglich die Lampenleistungssteuerung durch Normalzeit aus.
Selbst wenn die Lampe 2 vom Stecker 35 getrennt ist, liegt nur die Batteriespannung VB an den Taktschaltfeststellschaltungen 287a und 287 an, und folglich gibt die Inspektionszeitfeststellschaltung 286 das H-Pegelsignal und das Taktsignal 285, und die Taktschaltfeststellschaltungen 287a und 287 führen dieselbe Operation wie zuvor beschrieben aus.

(2) Inspektionszeit

In diesem Falle wird der Steckertrennungs-Feststellanschluß 261a verwendet als gemeinsamer Anschluß zur Inspektion und zur Steckertrennungsinspektion. Eine Spannung, die der Batteriespannung gleicht, liegt an einem Abschnitt an, der des weiteren die Batterie unter Verwendung einer vorbestimmten Versorgungsquelle verbindet. Dadurch wird die Batteriespannung VB an den Steckertrennungs-Feststellanschluß 261a angelegt. An dieser Stelle gibt die Inspektionszeitfeststellschaltung 286 das H-Pegelsignal ab.
Dann liegt die Spannung, die gleich oder höher ist als die Batteriespannung VB + α, am Steckertrennungs-Feststellanschluß 261a an. Dadurch gibt die Inspektionszeitfeststellschaltung 286 das L-Pegelsignal als ein Signal zur Feststellung der Taktumschaltung ab.
In diesem Falle wird das Taktsignal aus dem Wandler direkt in den Takt C des D-Flipflops 286g eingegeben. Das heißt, durch die Verarbeitung bei der Zeitverkürzungsschaltung 287 wird das Signal, das der D-Flipflop 289f abgibt, nicht beachtet, und das Signal aus dem Wandler wird dem D-Flipflop 289g als Takt eingegeben. In der Inspektionszeit bildet das Taktsignal aus dem Wandler folglich das Taktsignal des D-Flipflops 289g, wie dies auch geschieht durch Verarbeitung durch die D-Flipflops 289a-289f. Der D-Flipflop 289g bildet folglich ein Signal mit einer Periode, die die doppelte ist wie die Periode des Taktsignals aus dem Wandler, und gibt dieses ab.
Die Perioden des Ausgangsignals an den D-Flipflops 286g-289j nach der Zeitverkürzungsschaltung 287, das heißt. Zeitperiode zur Bildung von Bezügen der jeweiligen Steuerschaltung 9-13, werden folglich in pseudonymer Weise verkürzt, und jeweilige Steuerschaltungen 9-15 führen die Lampenleistungssteuerung auf der Grundlage verkürzter Zeitperioden aus. Folglich wird die Lampenleistungssteuerung abgekürzt.
Wenn auf diese Weise die Spannung VB, die gleich oder höher ist als die Spannung, die verwendet wird in der Feststellung der Steckertrennung, am Steckertrennungs-Feststellanschluß 261a anliegt, stellt die Inspektionszeitfeststellschaltung 286 die Inspektionszeit fest, und in diesem Falle führt die jeweilige der Steuerschaltungen 9-15 die jeweilige Steuerung auf der Grundlage der Zeitperioden aus, die von der Zeitverkürzungsschaltung 287 verkürzt sind.
Die Zeitperioden des Steuern, ausgeführt von der jeweiligen der Steuerschaltungen 9-15, können abgekürzt werden, und auch die Inspektionszeit kann abgekürzt werden. Desweiteren wird der Steckertrennungs-Feststellanschluß 261a als Anschluß zur Eingabe des Taktschaltsignals in die Zeitverkürzungsschaltung 287 verwendet, und folglich ist es nicht erforderlich, einen Anschluß nur zur Eingabe des Taktschaltsignals vorzusehen. Der Steckertrennungs-Feststellanschluß 261a ist durch die Lampe verdeckt, wenn die Lampe 2 angeschlossen ist, und folglich ist keine Spezialbehandlung zur Rostverhinderung erforderlich.

Modifikationen des Ausführungsbeispiels

Obwohl der Thyristor 57 als ein Halbleiterschaltelement Verwendung findet, lassen sich auch IGBT- oder MOS-Transistoren anstelle des Thyristors 57 verwenden.
Obwohl des weiteren die Diode 51 eine Antiparallelschaltung mit dem Thyristor 5-7 bildet, um die Funkenentladungs- Stromdauerzeit zu verlängern, kann auf die Diode 51 verzichtet werden.
Obwohl der Sperrwandeltransformator 29 mit der Primärwicklung 29a und der Sekundärwicklung 29b als Transformator verwendet wird, können beliebige Arten von Transformatoren verwendet werden, sofern die Primärwicklung 29a und die Sekundärwicklung 29b elektrisches Leitvermögen besitzen.
Obwohl die IC-Elemente 43a und 43b als die Brückenansteuerschaltung zum Ansteuern der H-Brückenschaltung 7a verwendet werden, kann beispielsweise ein bipolarer Transistor des isolierten Typs Verwendung finden.
Obwohl der Fall der Verwendung des Transformators 29 zum Speichern von Energie in der Primärwicklung 29a beim Fließen des Primärstroms und Anliefern von Energie an die Sekundärseite bei Unterbrechung des Primärstromes dargelegt ist, kann eine gleiche Wirkung bei diesem Ausführungsbeispiel erzielt werden durch Verringern der Umschaltfrequenz des Primärstromes, selbst in einem Transformator, bei dem eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung galvanisch getrennt sind.

Claims

1. Gerät für eine Entladungslampe zum Betreiben einer Hochspannungsentladungslampe (2) aus einer Gleichstromversorgungsquelle (1), mit:

einem Transformator (29), der die Spannung der Gleichstromversorgungsquelle auf eine hohe Gleichspannung transformiert;

einem Inverter (7) mit einer H-Brücke (7a), die mit der Sekundärseite des Transformators (29) verbunden ist, um die hohe Gleichspannung zu invertieren und eine hohe Wechselspannung an die Entladungslampe (2) anzulegen; und mit

einer Starterschaltung (8), die über einen Kondensator (53), ein Halbleiterschaltelement (57) zum Steuern der Ladung und Entladung vom Kondensator und über einen Transformator (47) verfügt; wobei der Kondensator (53) das Halbleiterschaltelement (57) und die Primärwicklung (47a) des Transformators (47) einen in sich geschlossenen Schaltkreis bilden;

wobei die Starterschaltung über eine Sekundärwicklung (47b) des Transformators (47) eine Hochspannung an die Entladungslampe (2) durch Entladen des Kondensators (53) über das Halbleiterschaltelement (57) durch die Primärwicklung (47a) vom Transformator (47) anlegt;

dadurch gekennzeichnet, daß

die Starterschaltung (8) zwischen einen Mittelpotentialpunkt der H-Brücke (7a) und den Bezugspotentialpunkt auf der negativen Polaritätsseite der Gleichstromversorgungsquelle geschaltet ist, und daß

ein Auftastsignal (G) das Halbleiterschaltelement (57) triggert.

2. Entladungslampe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Diode (49) zwischen einen Mittelpotentialpunkt der H-Brücke (7a) und den in sich geschlossenen Schaltkreis geschaltet ist, der aus dem Kondensator (53), dem Halbleiterschaltelement (57) und der Primärwicklung (47a) des Transformators (47) gebildet ist.

3. Entladungslampe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Diode (51) mit dem Halbleiterschaltelement (57) eine Antiparallelschaltung bildet.