DE69706064T2

DE69706064T2 - Intermodulationsausgleich in mehrkanal-verstärkern

Info

Publication number: DE69706064T2
Application number: DE69706064T
Authority: DE
Inventors: W. Dent
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1996-12-16
Filing date: 1997-11-24
Publication date: 2002-03-21
Anticipated expiration: 2017-11-25
Also published as: AU732127B2; CN1130818C; BR9714040A; EP0944953A1; DE69706064D1; EP0944953B1; JP3805794B2; US6233436B1; TW354441B; AU5438398A; US5933766A; CA2274914A1; JP2001506830A; WO1998027645A1; CN1246220A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet von Übertragungssystemen, die viele Sendeleistungsverstärker zum gemeinsamen Verstärken für eine Übertragung einer Vielzahl von Signalen verwenden, und insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Reduzieren einer Intermodulationsverzerrung.
In einem sektorisierten zellularen System sind genau wie bei Multistrahl-Kommunikationssatelliten Gruppen von Signalen in unterschiedlichen Richtungen oder Strahlen zu senden bzw. zu übertragen. In einer zellularen Basisstation mit drei Sektoren, die beispielsweise an die Standards AMPS oder D-AMPS angepaßt ist, kann es sein, daß so viele wie zwanzig Träger pro Sektor übertragen werden müssen. Das aktuelle Verfahren zum Übertragen bzw. Senden von zwanzig Trägern in jedem Sektor besteht darin, effektiv zwanzig einzelne Trägersender und Leistungsverstärker zu haben, von welchen die Ausgaben unter Verwendung von entweder dissipativen Kombinierern (Hybridkopplern) oder Mehrfachkopplungsfiltern passiv in eine einzelne Antenne kombiniert werden. Das erstere hat den Vorteil, daß es Träger ohne Berücksichtigung eines Frequenzabstands kombinieren kann.
Mehrfachkopplungsfilter können nur eingebaut werden, um Signale mit 900 MHz mit einem Schutzabstand von 250 kHz zwischen ihnen zu kombinieren. Beide Verfahren sind sehr verlustreich, was durch die Notwendigkeit verschlimmert wird, die Hardware am unteren Ende des Masts anzuordnen, wodurch ein Kabelverlust von 3-6 dB erfahren wird. Das resultierende System ist somit sehr teuer.
Folglich hat es viele Diskussionen über die Verwendung eines gemeinsamen Mehrfachträger-Sendeleistungsverstärkers gegeben, der 20 Träger nach einem Kombinieren auf einem niedrigeren Pegel gemeinsam verstärken könnte. Das Problem bei diesem Ansatz ist eine Intermodulation zwischen den 20 Trägern. Bisher sind Spezifikationen für Intermodulationspegel von -60 dB das Ziel gewesen. Jedoch erfordert ein Erreichen einer Intermodulation 3ter Ordnung von -60 dB eine Eingangsleistungsreduzierung von etwa 12 dB, so daß der Leistungsverstärker für eine gesättigte (Spitzen-)Leistung des 16-fachen der mittleren Leistung entworfen werden muß, was zu einer Ineffizienz führt. Jedoch muß eine Intermodulation von Frequenzen, die im Besitz eines Betreibers sind, zu anderen Frequenzen, die im Besitz desselben Betreibers sind, nicht -60 dB sein.
Fig. 1 stellt den Unterschied zwischen dem herkömmlichen MCPA pro Sektor und dem Matrix-Leistungsverstärkerkonzept dar. Wie es aus Fig. 1 gesehen werden kann, besteht der Matrix- Leistungsverstärker nicht aus einzelnen Verstärkern pro Sektor, sondern er verstärkt vielmehr gemeinsam alle 60 Träger. Er ist ein Verstärker mit 3 Eingängen und 3 Ausgängen anstelle der in Fig. 1a dargestellten Verstärker mit einem Eingang und einem Ausgang.
U.S.-Patent Nr. 3,917,998 von Welti mit dem Titel "Butler Matrix Transponder" beschreibt eine Anordnung von N gekoppelten Leistungsverstärkern zum Verstärken von N Signalpfaden. Die ins Auge gefaßten N Signalpfade weisen das Weiterleiten von Signalen von wenigstens einer Erdstation zu N Stellen auf der Erde unter Verwendung eines die Erde umkreisenden Satelliten auf. Der Vorteil eines Verwendens gekoppelter Verstärker gegenüber einem Verwenden einer Gruppe von N nicht gekoppelten Verstärkern besteht darin, daß die Gruppe von nicht gekoppelten Verstärkern auf ein Erzeugen einer Leistung begrenzt ist, die die Spitzenleistungskapazität eines einzelnen Verstärkers in irgendeinem Signalpfad nicht übersteigt, wohingegen die Technik, die gekoppelte Verstärker verwendet, die Erzeugung einer Leistung zuläßt, die gleich der Summe der Leistungen aller Verstärker in irgendeinem Signalpfad ist, vorausgesetzt, daß alle Signalpfade nicht gleichzeitig eine höhere als die mittlere Leistung erfordern. Als Ergebnis sind Signale, die sowohl oberhalb als auch unterhalb eines mittleren Leistungspegels variieren, aufgrund einer besseren statistischen Mittelung der durch die N Signalpfade geforderten Leistung effizienter angepaßt. Der Matrix- Leistungsverstärker des Patents von Welti dient zur Verwendung bei Frequenzvielfachzugriffs-(FDMA-)Anwendungen und sorgt für die Möglichkeit, die Anzahl von FDMA- Trägerfrequenzen, die in jedem Signalpfad verwendet werden, und somit entsprechend die Leistung, die in jedem Signalpfad benötigt wird, über einen weiten Bereich zu variieren.
Ein Matrix-Leistungsverstärker gemäß dem Patent von Welti enthält eine Butlermatrix zum Kombinieren einer Anzahl N von zu verstärkenden Eingangssignalen, um N unterschiedliche Kombinationen der Eingangssignale zu erzeugen. Zusätzlich ist eine Gruppe von N Leistungsverstärkern vorgesehen, so daß jeder Verstärker eine der Kombinationen verstärkt, um N verstärkte Signale zu erzeugen. Die Matrix- Leistungsverstärker enthalten auch eine Butlermatrix zum Kombinieren der verstärkten Signale, um N Ausgaben zu erzeugen, die verstärkte Versionen der ursprünglichen N Eingangssignale sind. Der Vorteil verglichen mit einem einfachen Verstärken der ursprünglichen N Eingaben in unabhängigen Verstärkern ist die Fähigkeit, wenn sie sofort benötigt wird, einem der N Signalpfade mehr als die Leistung eines einzelnen Verstärkers zu geben bzw. zu opfern. Prinzipiell kann der Matrix-Leistungsverstärker die Summe der Leistungsausgabe aller Verstärker zu einem einzigen Ausgang liefern.
Die Charakteristiken bzw. Kennlinien einer durch Nichtlinearitäten in einem Matrix-Leistungsverstärker erzeugten Intermodulation sind anders als bei einem einzelnen Verstärker. Es kann gezeigt werden, daß eine Intermodulation dritter Ordnung zwischen Signalen, die jeweils zu Eingängen I und J der Eingangs-Butlermatrix eingegeben werden, an den Ausgabenummern (2i-j)N und (2j-i)N der Ausgangs-Butlermatrix erscheint. Als einen ersten Schritt zum Reduzieren einer Intermodulation in einem Matrix-Leistungsverstärker liefert ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung eine zu große Anzahl von verstärkenden Pfaden, so daß Ausgaben (2i-j) oder (2j-i) oder ihre entsprechenden Eingaben nicht für erwünschte Signalausgaben verwendet werden, sondern in Blindlasten abgeschlossen werden. Somit wird eine Intermodulation dritter Ordnung zwischen Signalen i und j nicht übertragen werden. Dies erfordert, daß die Anzahl von Butlermatrixeingangs- und -ausgangstoren M größer als die Anzahl von zu verstärkenden Signalen N ist, wobei die übrigen M-N Signale in Blindlasten abgeschlossen werden.
Bei dem im Patent von Welti offenbarten Matrix- Leistungsverstärker bildet eine Butlermatrix mit einer Anzahl von Eingängen und Ausgängen, die gleich der Anzahl von Signaleingaben (N) ist, N orthogonale Linearkombinationen der Signale unter Verwendung passiver Kombinierer, wie beispielsweise von 180º- und 90º-Hybrid- oder Richtkopplern. Beim einfachsten Beispiel würde eine Butlermatrix mit zwei Eingängen und zwei Ausgängen Eingangssignale S1 und S2 annehmen und (S1 + S2)/ 2 und (S1 - S2)/ 2 bilden. Elementare Leistungsverstärker verstärken dann die orthogonalen Kombinationen, und dann werden die verstärkten Ausgaben in einer inversen Koppelmatrix kombiniert, um die verstärkte Version der einzelnen Signale S1, S2, ... SN wiederherzustellen.
Aus US-A-5 568 088 sind Matrix-Leistungsverstärker für Kommunikationskanäle bekannt, wobei eine Matrix von Verstärkern und Kanälen dazu verwendet wird, erwünschte Signale mit einer konstanten Amplitude zu treiben bzw. zu steuern. Zum Minimieren von Intermodulationseffekten werden in ungenutzten Kanälen Verlustenergiesignale erzeugt. Die Verlustenergiesignale werden dann in Blindlasten dissipiert.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Reduzieren einer Intermodulationsverzerrung in einem Multikanal- Sendeverstärkerfeld zu schaffen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird diese Aufgabe gelöst, wie es in den Ansprüchen 1, 2, 4 und 7 definiert ist.
Ein Multikanal-Sendeverstärkerfeld gemäß der Erfindung, das eine Vielzahl N von gekoppelten Leistungsverstärkerelementen aufweist, ist offenbart. Die Anzahl von Kanälen, die zum Verstärken erwünschter Signale für eine Übertragung vorgesehen sind, ist um wenigstens Eins kleiner als N. In diesem Fall wird der ungenutzte Kanal zum Injizieren einer Intermodulationskompensationswellenform verwendet, die spezifisch darauf zugeschnitten ist, eine in allen der anderen N-1 Signalpfade erzeugte Intermodulation zu reduzieren. Augenblickliche komplexe Wellenformwerte für die Intermodulationskompensationswellenform können aus den augenblicklichen komplexen Werten der N-1 erwünschten Signale auf eine derartige Weise systematisch berechnet werden, daß die größte Signalamplitude in irgendeinem der N Signalpfade minimiert wird.
Zum Reduzieren einer Intermodulationsverzerrung in einem Satellitenkommunikationssystem mit einer aktiven phasengesteuerten Sendeantennengruppe bzw. einer aktiven Phased-Array-Sendeantenne, die eine erste Vielzahl von Elementen hat und eine erste Vielzahl von Strahlen bilden kann, wird zuerst bestimmt, welche Strahlen bei einem bestimmten Zeitpunkt für eine Übertragung verwendet werden und welche Strahlen inaktiv sind. Augenblickliche komplexe Wellenformwerte für Intermodulationskompensationswellenformen werden dann aus augenblicklichen komplexen Werten von Sendesignalen bzw. Übertragungssignalen berechnet, um eine größte Amplitude von Signalen in den Strahlen zu minimieren, die für eine Übertragung verwendet werden. Die Intermodulationskompensationswellenformen werden in die inaktiven Strahlen injiziert bzw. eingefügt, um eine Intermodulationsverzerrung in den Strahlen zu verbessern, die für eine Übertragung verwendet werden.
Bei einer Multikanal-Funktelefonanwendung ist es gewöhnlich, daß durchschnittlich die Hälfte der N Übertragungen in einer gegebenen Richtung ruhig sein werden, da die andere Partei redet. In diesem Fall schlägt die vorliegende Erfindung ein Injizieren bzw. Einfügen von Intermodulationskompensationswellenformen in die stillen bzw. ruhigen Kanäle vor, die aus den Wellenformen in den nicht ruhigen Kanälen systematisch berechnet werden können. Gleichermaßen werden in einer aktiven phasengesteuerten Sendeantennengruppe aus N Elementen, die N Strahlen bilden können, Intermodulationskompensationswellenformen erzeugt und dazu verwendet, die Strahlen zu erregen, die zu irgendeinem Zeitpunkt nicht zur Kommunikation verwendet werden. Insbesondere für Multistrahl-Satellitenkommunikationen können Intermodulationskompensationswellenformen in Strahlrichtungen injiziert werden, die nicht zur Erde gelangen. Durch Verbessern einer Intermodulation auf diese Weise können die Sendeverstärker mit weniger Leistungsreduzierung und dadurch mit höherer Effizienz betrieben werden.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Diese und andere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden einem Fachmann auf dem Gebiet aus der folgenden Beschreibung in Zusammenhang mit den Zeichnungen schnell klar werden, wobei:
Fig. 1(a) einen herkömmlichen Multikanal-Leistungsverstärker darstellt;
Fig. 1(b) einen Matrix-Leistungsverstärker darstellt;
Fig. 2 eine Matrix-Leistungsverstärkerstruktur gemäß dem Stand der Technik darstellt;
Fig. 3 Leistungsverstärker-Sättigungsmodelle darstellt;
Fig. 4 eine Intermodulation über einer Leistungsreduzierung für einen Einzelkanal- Multikanal-Leistungsverstärker darstellt;
Fig. 5 Intermodulationsspektren für einen 20-Träger- Multikanal-Leistungsverstärker für verschiedene Größen einer Eingangsleistungsreduzierung darstellt;
Fig. 6-9 Intermodulationsausgaben eines Matrix- Leistungsverstärkers darstellen;
Fig. 10-13 darstellen, wie eine Intermodulation dritter Ordnung an nicht genutzten Toren eines 3-Kanal- Leistungsverstärkers erscheint;
Fig. 14 ein Satellitenkommunikationssystem darstellt;
Fig. 15 einen Matrix-Leistungsverstärker, der eine DTX verwendet, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt; und
Fig. 16 einen Matrix-Leistungsverstärker mit einer digitalen Eingangsmatrix gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.

Detaillierte Beschreibung

Zum mathematischen Auswerten einer Leistungsverstärker- Intermodulation ist es zuerst nötig, ein Verzerrungsmodell zu haben. Wenn man versucht, einen Leistungsverstärker durch eine Vorverzerrung zu linearisieren, ist es nötig, sowohl eine Amplitudenverzerrung als auch eine AM-PM-Umwandlung einzuschließen. Wenn man jedoch lediglich versucht, realistische Größen einer Verzerrung zu erhalten und zu zeigen, wie sie mit einer Leistungsreduzierung variiert, ist es ausreichend, ein Amplitudenverzerrungsmodell zu verwenden.
Das hier verwendete Modell ist wie folgt. Wenn (I, Q) komplexe Eingangswellenformstellen darstellt, dann ist die komplexe Ausgangswellenform gegeben durch:
[Vsat/[Vsata + I, Q a]1/a]·(I, Q)
wobei Vsat den maximalen (gesättigten) Ausgangsspannungspegel darstellt, den der Verstärker liefern kann, und "a" ein zu bestimmender Exponent ist.
Die obige Formel hält die Phase von (I, Q) unverändert, komprimiert aber die Amplitude auf ein Maximum von Vsat. Die Schärfe der Begrenzung hängt vom Exponentenparameter "a" ab.
Ein niedriger Wert von "a", wie beispielsweise 2 oder 3, bedeutet, daß der Verzerrungsbeginn graduell ist und startet, lange bevor Vsat erreicht wird, während ein hoher Wert, wie beispielsweise 6 oder 12, bedeutet, daß der Verstärker sehr linear ist, bis er auf eine Sättigung trifft und dann abrupt begrenzt. Die Paus/Pein-Kurven sind in Fig. 3 für "a" im Bereich von 2 bis 12 gezeigt. Der Parameter "a" kann auch auf die Kompression bezogen sein, die dann erhalten wird, wenn die Antriebsleistung gleich dem ist, von welchem asymptotisch erwartet werden würde, daß es veranlaßt, daß die Leistung ein Maximum erreicht. Dieser Eingangsantriebspegel wird die "Null dB-Eingangsleistungsreduzierungsstelle" genannt.
Bei einer Eingangsleistungsreduzierung von Null dB ist die Kompression gegenüber dem Wert des Parameters "a" wie folgt:
a Ausgangsleistungskompression
2 3 dB
3 2 dB
6 1 dB
12 0,5 dB
Für einen Leistungsverstärker, der nicht durch ausgeklügelte Techniken linearisiert ist, wird eine Kompression von 1- 2 dB erwartet, d. h. "a" = 3-6. Für einen Leistungsverstärker, der durch beispielsweise eine kartesische Rückkopplung linearisiert worden ist, würde ein hoher Wert von "a" erwartet werden, weil er durch eine Rückkopplung linear gehalten wird, bis die Leistung auf die Höchstgrenze bzw. das Maximum trifft.
Die Sättigungsmodelle der Fig. 3 können dazu verwendet werden, die Intermodulation für einen einzelnen Multikanal- Leistungsverstärker zu berechnen, dem die Summe von 20 gleichen Trägern zugeführt wird. Eine Intermodulation wird durch Füllen eines Spektrums mit den 20 Trägern in ausgewählten spektralen Einsen und Nullen irgendwo und dann durch Durchführen einer inversen schnellen Fouriertransformation in bezug auf das Spektrum zum Erhalten der Wellenformen I, Q berechnet. Die Wellenformen I, Q werden dann in die obige Verzerrungsformel eingesetzt. Die verzerrten Wellenformen I, Q werden dann einer schnellen Fouriertransformation unterzogen, um das Spektrum von Signalen mit Intermodulation zu erhalten. Eine Intermodulation an einer Spitze eines Signals wird durch Auslassen von einem der 20 Signale zu einem Zeitpunkt und durch Bestimmen, wieviel an Intermodulationsleistung in den Schlitz fällt, berechnet. Dies wird dann über viele Versuche mit zufälligen Signalphasen und über alle Schlitze gemittelt, um die in Fig. 4 dargestellten Kurven zu erhalten.
Fig. 4 zeigt, daß für Verstärker mit festem Antrieb und Intermodulationspegeln, die größer als -20 dB sind, der Wert des Linearitätsparameters "a" nicht so kritisch bzw. entscheidend ist. Es gibt in der Tat eine umgekehrte Beziehung zwischen einer Intermodulation und einer Linearität, wobei ein gradueller Beginn einer Begrenzung bevorzugt wird. Für eine niedrige Intermodulation (< -25 dB) ist jedoch ein hoher "a"-Wert vorzuziehen, der einen plötzlichen Beginn einer Begrenzung darstellt. Der "a"-Wert eines Verstärkers kann durch die Verwendung einer negativen Rückkopplung oder einer Vorverzerrung zum Linearisieren des Verstärkers soweit wie möglich bis zum gesättigten Ausgangspegel erhöht werden. Wenn innerhalb eines Bandes tatsächlich eine Intermodulationsleistung von -60 dB benötigt wird, kann es ein Linearitätsparameterwert von a = 3 niemals zulassen, daß eine vernünftige Leistungsreduzierung erfüllt wird, und der Unterschied zwischen a = 6 und a = 12 für eine Intermodulation von -60 dB ist eine Leistungsreduzierung von ungefähr 12 dB verglichen mit 9 dB. Ein Verstärker mit einer Leistungsreduzierung von 9 dB ist wenigstens 1,4 mal und wahrscheinlich zweimal so effizient wie einer mit einer Leistungsreduzierung von 12 dB. Die gesamte Ausgabe einer gemeinsamen Verstärkung von Signalen kann somit derart beschrieben werden, daß sie erforderliche Intermodulationspegel mit einer minimalen Leistungsreduzierung und somit der höchsten Effizienz erfüllt.
Fig. 5 zeigt das Spektrum, das ein einzelner Multikanal- Leistungsverstärker (a = 6) mit unterschiedlichen Größen einer Eingangsleistungsreduzierung erzeugt. Fig. 5 zeigt an, daß für einen Multikanal-Leistungsverstärker mit einer Intermodulation innerhalb eines Bandes von -40 dB die Bandbreite bei -60 dB beim Nichtvorhandensein einer weiteren Filterung etwa das Dreifache der erwünschten Signalspannbreite ist. Diese könnte natürlich durch ein Bandpaßfilter in Abhängigkeit von der Steilheit bzw. Schärfe seiner Grenzfrequenz reduziert werden.
Fig. 6 zeigt diagrammmäßig, welche Verstärkertore zum Verstärken welcher Frequenzbänder verwendet werden. Ein X in den Frequenzspalten 901 und 902 MHz und in der Zeile entsprechend Tor 1 zeigt, wo ein bestimmtes gewünschtes Signal liegt. In diesem Fall entsteht eine Intermodulation 3-ter Ordnung zwischen 901 und 902 MHz bei 2F1-F2 und 2F2-F1 jeweils bei 900 und 903 MHz. Eine Intermodulation zwischen Signalen im selben Kanal entsteht jedoch im selben Kanal, so daß die IP3-Produkte auch beim Tor 1 liegen.
Fig. 7 zeigt, wohin die Intermodulation zwischen Signalen derselben Frequenz, die an unterschiedliche Matrix- Leistungsverstärkertore angelegt werden, fällt. Die X-en, die erwünschte Signale anzeigen, sind in diesem Fall beide in der 901 MHz-Spalte, aber in Kanälen 1 und 2. In diesem Fall tritt eine Intermodulation 3-ter Ordnung bei 2F1-F2 und 2F2-F1 auf, welche beide wieder 901 MHz sind, aber an Ausgangstoren 2P1- P2 und 2P2-P1 erscheinen, d. h. 2(1)-2 = 0 und 2(2)-1 = 3. Die Produkte einer Intermodulation dritter Ordnung sind daher in derselben Frequenzspalte gezeigt, aber an Toren 0 und 3. Die Modulationsprodukte fünfter Ordnung fallen gleichermaßen in Tore 3P1-2P2 und 3P2-2P1, d. h. in Tore -1 und 4. Wenn es keine Tore -1 oder 4 gibt, muß die Torzahl Modulo der Anzahl von Toren reduziert werden, um herauszufinden, wohin das Intermodulationsprodukt fällt. In dem Fall eines Vierkanal- Matrix-Leistungsverstärkers würde das Tor 4 dasselbe wie das Tor 0 sein und würde das Tor -1 dasselbe wie das Tor 3 sein. Daher tauchen Intermodulationsprodukte der fünften Ordnung auch von den Toren 0 und 3 auf, zusammen mit den Intermodulationsprodukten der dritten Ordnung. Die Intermodulationsprodukte der niedrigsten Ordnung, die in dieselben Kanäle fallen wie die zwei erwünschten Signale, sind von der siebten Ordnung. Unglücklicherweise betrifft dies nur eine Intermodulation zwischen den Signalen an unterschiedlichen Toren. Eine Intermodulation zwischen mehreren Signalen am selben Tor, wie es unter Bezugnahme auf Fig. 6 erklärt ist, kommt aus demselben Tor.
Nichtsdestoweniger wird ein Anteil der Intermodulation bei Frequenzen für ein erwünschtes Signal in den Signaltoren der Fig. 7 zu ungenutzten Toren geführt, was die übrige Intermodulation abschwächt.
Fig. 8 stellt an unterschiedliche Tore angelegte unterschiedliche Signalfrequenzen dar. In Fig. 8 sind die X-en entsprechend erwünschten Signalen bei 901 MHz am Tor 1 und bei 902 MHz am Tor 2. Die Intermodulationsprodukte dritter Ordnung bei 2F1-F2 (900 MHz) tauchen aus dem Tor 2P1-P2 = 0 auf, und die IP3 s bei 2F2-F1 (903 MHz) tauchen vom Tor 2P2-P1 = 3 auf. Beim Berechnen, wo Intermodulationsprodukte höherer Ordnung auftauchen, sind die Tornummern Modulo 4 reduziert worden. Es kann aus Fig. 8 gesehen werden, daß weder eine Intermodulation 3-ter Ordnung noch eine Intermodulation 5-ter Ordnung am selben Tor wie das erwünschte Signal erscheint. Die erste Intermodulationsordnung, die bei einer erwünschten Signalausgabe erscheint, ist eine Intermodulation 7-ter Ordnung. Es würde als relativ einfach erscheinen, die Intermodulation 7-ter Ordnung bei 905 MHz vom Tor 1 oder bei 898 MHz vom Tor 2 wegzufiltern, wenn die Frequenztrennung erhöht wird.
Fig. 9 zeigt, wie alle vier Tore eines 4-Kanal-Matrix- Leistungsverstärkers für erwünschte Signale durch eine geschickte Zuteilung von Frequenzbändern zu Kanälen verwendet werden können. Die Stelle einer Intermodulation, die durch irgendein Paar von Torsignalen verursacht wird, zeigt, daß keine Intermodulation 3-ter Ordnung zwischen Torsignalen auf eine Frequenz eines erwünschten Signals fällt.
Im allgemeinen würde die hohe Gesamtverstärkerleistung, die für eine vollständige AMPS- oder DAMPS-Basisstation mit drei Sektoren und 20 Trägern pro Sektor benötigt wird, durch Kombinieren einer Anzahl von Verstärkern mit niedrigerer Leistung erzeugt werden. Es gibt keine Notwendigkeit, die Anzahl von Verstärkern und Kanälen eines Matrix- Leistungsverstärkers zu beschränken, daß sie gleich der Anzahl von Sektoren ist. Die Anzahl von Kanälen für drei Sektoren könnte beispielsweise 8 sein, was fünf ungenutzte Kanäle ergibt, in welche eine Intermodulation auf intelligente Weise geführt werden kann. Die Gesamtleistung muß nicht erhöht werden; sie wird nur zwischen 8 kleineren Verstärkern anstelle von drei größeren aufgeteilt, was auch in der Praxis erwünscht ist.
Die Wahl der zu verwendenden Tore, so daß eine Intermodulation zwischen irgendwelchen zwei Toren in ungenutzte Tore fällt, ist genau dasselbe Problem wie die Wahl von Frequenzabständen in einem nichtlinearen Satellitentransponder, so daß eine Intermodulation dritter Ordnung zwischen irgendwelchen zwei Frequenzen nicht auf eine erwünschte Frequenz fällt. Eine solche Frequenzbeabstandung wird Babcock-Beabstandung genannt. Die Babcock-Beabstandung von drei Toren mit einem erwünschten Signal in einem 8-Kanal- Matrix-Leistungsverstärker ist nachfolgend gezeigt:
Es kann verifiziert werden, daß keine Intermodulation dritter Ordnung zwischen irgendeinem Paar von Treibertoren, die mit "X" markiert sind, auf ein anderes genutztes Tor fällt, sondern eher auf ein ungenutztes Tor, das mit "-" markiert ist, Diese erwünschte Situation hält selbst dann an, wenn die drei X-en dasselbe Signalfrequenzband darstellen.
Es ist oben gezeigt worden, wie der Matrix- Leistungsverstärker zwei Freiheitsgrade anbietet, um Intermodulationsproblemen auszuweichen, nämlich eine Auswahl von Frequenzen in der Frequenzdomäne, kombiniert mit einer Auswahl von Toren in einer Raumverbindungsdomäne.
Die Fig. 10-13 stellen für einen 3-Kanal-Leistungsverstärker mit zwei angetriebenen Toren dar, wie eine Intermodulation dritter Ordnung am ungenutzten Tor erscheint. Die Leistungsverstärker für diese Figuren wurden mit einer Leistungsreduzierung von ungefähr 0 dB betrieben, um die Intermodulation klar zu machen.
Weitere Möglichkeiten existieren zum Reduzieren einer Intermodulation, wenn die Kanäle eines Matrix- Leistungsverstärkers absichtlich zu wenig genutzt werden. Ein beliebiges Signal kann in irgendeinen ungenutzten Kanal injiziert bzw. eingefügt werden, wie es bei einer Blindlast an einem ungenutzten Ausgang erscheinen wird. Jedoch beeinflußt das beliebige Signal alle momentanen Signale bei allen Leistungsverstärkern. Es kann daher von Zeitpunkt zu Zeitpunkt gewählt werden, um die momentane Treiberamplitude beim schwierigsten bzw. schlechtesten (am stärksten bzw. schwersten) betriebenen Leistungsverstärker zu reduzieren und somit zu hoffen, alle IM zu reduzieren. Eine solche Wellenform wird eine IM-Kompensationswellenform genannt und kann durch das Minimax-Verfahren systematisch berechnet werden. Die nachfolgende Tabelle zeigt die Reduzierung in bezug auf die IM, wenn eine solche Wellenform an das 8-te Tor eines 8-Kanal-Matrix-Leistungsverstärkers (a = 6) mit 7 Kanälen, die für erwünschte Signale verwendet werden, angelegt wird. TABELLE 1: IM MIT 7 AUS 8 KANÄLEN BELASTET UND EINER MINMAX ERZWINGENDEN WELLENFORM BEIM TOR 8 EINGEFÜHRT
Die obige Tabelle zeigt etwa einen Vorteil von 5 dE für eine Minmax-Erzwingung mit einem einzigen ungenutzten Tor beim Pegel von -60 dB und etwa 3 dB beim IM-Pegel von -40 dB. Diese Tabelle stellt auch eine signifikante Verbesserung bei höheren IM-Pegeln (für eine Leistungsreduzierung von 3 dB) für den Matrix-Leistungsverstärker (-25,17 in der letzten Spalte) verglichen mit den 22 dB des MCPA (siehe Fig. 4) dar. Es ist wahrscheinlich, daß D-AMPS auf einfache Weise einen IM-Pegel von -25 dB innerhalb eines Bandes tolerieren könnten, da die IM in Synchronisierung mit dem erwünschten Signal immer schwächer wird und keine so große Verschlechterung verursacht. Somit kann dann, wenn die IM außerhalb eines Bandes auf einen akzeptierbaren Pegel reduziert werden kann, ein MPA für eine D-AMPS-Basisstation dazu fähig sein, mit so wenig wie 3 dB einer Leistungsreduzierung zu arbeiten, an welcher Stelle Effizienzen von 30% möglich sein sollten. Der IM-Vorteil fährt damit fort, sich mit einer Erhöhung in bezug auf die Anzahl von MPA-Kanälen zu erhöhen, und die signifikanten Verbesserungen in bezug auf die IM beim Pegel von -60 dB werden viel größer sein, wenn mehr als eine Minmax- Erzwingungswellenform an mehr als ein nicht genutztes Tor angelegt wird.
Wie es oben angegeben ist, kann die vorliegende Erfindung auch auf Satellitenkommunikationssysteme angewendet werden, wie sie zum Beispiel in US 5 574 967 beschrieben sind. Ein Satellitenkommunikationssystem ist in Fig. 14 dargestellt. Fig. 14 stellt eine Vielzahl von Mobilfunktelefonen 120 in Kommunikation über einen Satelliten 110 mit einer Unterzentralen-Station 100 dar. Die Unterzentralen-Station ist beispielsweise über eine Ortsvermittlungsstelle mit dem öffentlichen Telefonwählnetz PSTN verbunden, um zuzulassen, daß Anrufe zwischen den Mobiltelefonen und irgendeinem Telefonteilnehmer weltweit plaziert werden, sowie zwischen den Satellitentelefonen. Der Satellit leitet Signale zu den mobilen Telefonen und der Unterzentralen-Station unter Verwendung einer Vielzahl von Strahlen weiter, die durch eine aktive phasengesteuerte Sendeantennengruppe bzw. Phased- Array-Sendeantenne erzeugt werden, die N Elemente hat und N Strahlen bilden kann. Bei diesem Ausführungsbeispiel berechnet das System momentane komplexe Wellenformen aus momentanen komplexen Werten von Übertragungssignalen auf die oben beschriebene Weise, um eine größte Amplitude von Signalen in den Strahlen zu minimieren, die für eine Übertragung verwendet werden. Die Intermodulationskompensationswellenformen werden in die inaktiven Strahlen eingefügt, um eine Intermodulationsverzerrung in den Strahlen zu verbessern, die für eine Übertragung verwendet werden. Zusätzlich werden die Intermodulationskompensationswellenformen in Strahlen eingefügt, die nicht zur Erde gerichtet sind.
Es ist somit gezeigt worden, daß eine Intermodulation durch Praktizieren der Verbesserungen in bezug auf den oben offenbarten Matrix-Leistungsverstärker von Welti reduziert werden kann. Die erste Verbesserung weist ein Überdimensionieren der Anzahl von Kanälen von vorgesehenen gekoppelten Verstärkern in bezug auf die Anzahl von Kanälen einer erwünschten Signalverstärkung auf, wobei die erwünschten Kanäle so ausgewählt werden, daß eine Intermodulation in die zusätzlichen Kanäle fällt und somit in Blindlasten dissipiert wird. Äquivalent dazu kann bei einem Phased-Array-Satelliten mit einer Anzahl von aktiven Sendeantennenelementen, die die Anzahl von Strahlen übersteigt, die zum Ausleuchten der Erde erwünscht sind, eine zusätzliche Anzahl von Strahlen ausgebildet werden, die die Erde nicht ausleuchten. Ein gewisser Teil der Intermodulation kann dann veranlaßt werden, in die zusätzlichen Strahlen zu fallen, die nicht zur Erde gerichtet sind, um dadurch die Intermodulation in den Weltraum zu dissipieren.
Die oben beschriebene zweite Verbesserung weist ein aktives Treiben der zusätzlichen Kanäle mit speziell erzeugten Intermodulationskompensationswellenformen auf, anstatt daß die zusätzlichen Kanäle nicht betrieben gelassen werden. Die Intermodulationskompensationswellenformen werden selbst verstärkt, aber die verstärkten Wellenformen werden in Blindlasten dissipiert, die an die nicht genutzten Ausgangstore angebracht sind, oder werden in dem Fall eines überdimensionierten Phased-Array-Satelliten ohne Schaden in Strahlen gestrahlt, die nicht zur Erde gerichtet sind.
Eine dritte Implementierung der Erfindung wird nun beschrieben werden, welche dazu geeignet ist, eine Vielzahl von Funktelefonsignalen für eine Übertragung zu verstärken, wobei die Hälfte der Signale zu irgendeinem gegebenen Zeitmoment statistisch wahrscheinlich still ist. Es ist wohlbekannt, daß bei einem Zweiparteien-Telefongespräch eine Partei im allgemeinen still ist, während die andere Partei redet, was zu einem Sprachaktivitätsfaktor von 50% führt, wenn über mehrere Gespräche gemittelt wird. Fig. 15 stellt eine Anzahl von Funktelefonsignalgeneratoren 200 dar, die einen Sprachcodierer zum Digitalisieren, Komprimieren und zum Fehlerkorrekturcodieren eines Telefonsignals aufweisen, einen Modulator 202 zum Einprägen des codierten digitalen Sprachsignals auf einen Radio- bzw. Funkfrequenzträger für eine Übertragung, wobei der Sprachcodierer auch ein Sprachaktivitätssignal liefert, das Sprache oder keine Sprache anzeigt. Ein Schalter 203, der zu jedem Generator 200 gehört, wird durch das zugehörige Sprachaktivitätsanzeigesignal zum Auswählen entweder des sprachmodulierten Funksignals bzw. Radiosignals vom Modulator 202 oder, während Sprechpausen, zum Auswählen einer Intermodulationskompensationswellenform von einem IC- Wellenformgenerator 220 betrieben. Der IC-Wellenformgenerator 220 berechnet wenigstens eine, aber vorzugsweise eine Vielzahl, von IC-Kompensationswellenformen, die eine Funktion der aktiven sprachmodulierten Signale sind, wie es durch die Aktivitätsanzeigesignale angezeigt ist, die auch zur Einheit 220 zugeführt werden. Das Verfahren zum Berechnen der wenigstens einen IC-Wellenform aus den aktiven Signalen ist wie folgt.
Zuerst sollen die momentane Phase und Amplitude eines aktiven Radiosignalindex k durch die komplexe Zahl Z(k) bezeichnet sein. Weiterhin sind die Indizes der aktiven Signale mit k1, k2, k3, ... bezeichnet, und Z(k) ist gleich Null für k gleich den Indizes inaktiver Signale.
Die momentanen Phasen und Amplituden der Treibersignale zu den Leistungsverstärkern des Matrix-PA werden durch Berechnen der FFT des Feldes von Werten Z(k) berechnet, wobei das Ergebnis mit Z'(k) bezeichnet ist. Dann wird der momentane Wert Z(i) einer Intermodulationskompensationswellenform (wobei i ungleich irgendeinem von k1, k2, k3, ... ist) berechnet, so daß der größte Wert über alle k von Z'(k) + Z(i)·EXP(j2Pi·ik/N) , d. h. die momentane Treibersignalamplitude des Leistungsverstärkers, minimiert wird. Schließlich beschreiben aufeinanderfolgende Werte von Z(i) die Phase und die Amplitude des IC-Radiosignals bzw. -Funksignals, das durch eine Auswahl durch den Schalter 23 im i-ten Kanal in einen temporär inaktiven Kanal i eingefügt werden soll.
Die obige Prozedur wird MINMAX-Berechnung genannt, weil sie minimiert, was immer sich als das Maximum einer Anzahl von Größen herausstellt. Unvermeidbar endet der Prozeß, wenn zwei der Ergebnisse am Ende gleich sind, weil jede Änderung in bezug auf Z(i) darin resultieren würde, daß sich ein Wert erhöht und der andere kleiner wird, oder umgekehrt.
Der obige Prozeß und Fig. 15 sind nur illustrativ, und Variationen, die praktischer bzw. praktikabler sind, können von einem Fachmann auf einem Gebiet ohne weiteres verstanden werden. Insbesondere wird realisiert werden, daß der Modulator 202 am besten zuerst die komplexen Werte Z(k) in einer durch den IC-Wellenformcomputer 220 verwendeten numerischen Form berechnen würde. Der letztere würde gleichermaßen Z(i) numerisch berechnen; dann würden die ausgewählten Werte Z(k) an Quadraturmodulatoren angelegt werden, um sie den Funk-Trägerfrequenzen einzuprägen. Die Radioträgerfrequenzen in unterschiedlichen Kanälen können dieselben oder unterschiedliche sein. Wenn sie unterschiedlich sind, müssen ihre relativen Frequenzdifferenzen durch Zuschreiben einer geeigneten kontinuierlichen Phasendrehung zu aufeinanderfolgenden Werten Z(k) berücksichtigt werden, zusätzlich zu jeder durch das Sprachsignal erzeugten Phasen- und Amplitudenmodulation.
Seit der FFT der Werte Z(k) werden Z'(k) im IC- Wellenformcomputer 220 berechnet, um die Operation der Eingangs-Butlermatrix des Matrix-PA 210 numerisch abzubilden und somit die PA-Treibersignale zu berechnen, und eine weitere Variation der Erfindung besteht im Ausgeben der Signale
Z'(k) + Z(i)·EXÜ(j2Pi·ik/N)
zu einer Gruppe von Quadraturmodulatoren, um Leistungsverstärker-Treibersignale direkt zu erzeugen, was die Eingangs-Butlermatrix wegläßt. Diese Alternative ist in Fig. 16 dargestellt. Bei dieser Alternative ist die Operation der Eingangs-Butlermatrix durch die numerische Verarbeitung im IC-Wellenformcomputer 220 durchgeführt worden, was den Vorteil eines Reduzierens von Unvollkommenheiten bei den Quadraturmodulatoren sowie einer Modulation in den Leistungsverstärkern hat.
In dem Fall, daß mehr als das "wenigstens eine" IC- Kompensationssignal zu erzeugen ist, besteht ein Verfahren im iterativen Anwenden der obigen Prozedur zum Berechnen eines ersten Z(i1), welches dann als ein zusätzliches aktives Signal beim Berechnen von Z(i2) angesehen wird, usw. Dies sorgt nicht für die optimale Intermodulationsauslöschung, die durch Durchführen der vollständigen Vektor-MINMAX-Berechnung erhalten werden würde, kann aber einfacher zu implementieren sein. Bei der vollständigen MINMAX-Berechnung muß der komplexe Vektor
= {Z(i1); Z(i2); Z(i3) ... (Z(im)}
gefunden werden, um das größte PA-Treibersignal zu minimieren, und resultiert unvermeidbar in "2m" Treibersignalen, die eine gleiche Amplitude haben, wobei der Prozeß dann endet, wenn irgendeine Änderung in bezug auf den Vektor Z darin resultieren würde, daß das eine oder das andere der Treibersignale in bezug auf die Amplitude größer wird.
Ein spezieller Fall existiert dann, wenn m = N/2; dann können prinzipiell alle Treibersignale gezwungen werden, eine gleiche Amplitude bzw. Größe zu haben, was die US- Patentanmeldung Nr. 08/179,947 wiedergibt, in welcher eine Gruppe von 2N konstanten Hüllkurvenverstärkern zum Verstärken von N Signalen mit nicht konstanter Amplitude verwendet wird.
Es wird erkannt werden, daß für ein großes N, wo die Sprachaktivität über alle N Kanäle gemittelt wird, statistisch näher zu 50% gelangt, die Vorrichtung dieser Erfindung sich diesem vorherrschenden System annähert, wobei alle PAs veranlaßt werden, mit ungefähr konstanter Amplitude zu laufen bzw. in Betrieb zu sein. Diejenigen Kanäle, die aktiv sind, und diejenigen, die inaktiv sind und zum Einfügen von IC-Wellenformen verwendet werden, ändern sich jedoch kontinuierlich mit einer sich ändernden Sprachaktivität, an was sich die aktuelle Erfindung durch Variieren der Operation des IC-Wellenformgenerators 220 gemäß den Sprachaktivitätenanzeigen anpaßt.
Es wird von Fachleuten auf dem Gebiet erkannt werden, daß die vorliegende Erfindung in anderen spezifischen Formen verkörpert werden kann, ohne von ihrem Sinngehalt oder zentralen Charakter abzuweichen. Die gegenwärtig offenbarten Ausführungsbeispiele sind daher in jeder Hinsicht als illustrativ und nicht als beschränkend anzusehen. Der Schutzumfang der Erfindung ist durch die beigefügten Ansprüche aufgezeigt.

Claims

1. Verfahren zum Reduzieren einer Intermodulationsverzerrung in einem Multikanal-Sendeleistungsverstärkerfeld (210), das die folgenden Schritte aufweist:

Teilen einer gesamten Anzahl von verfügbaren Sendekanälen in eine erste Gruppe von Sendekanälen, die zum Senden erwünschter Signale verwendet werden, und eine zweite Gruppe von Sendekanälen;

basierend auf momentanen Phasen und Amplituden der erwünschten Signale Berechnen momentaner komplexer Wellenformwerte für eine

Intermodulationskompensationswellenform, um eine größte · Signalamplitude in den verfügbaren Sendekanälen zu minimieren;

Einfügen bzw. Injizieren der Intermodulationskompensationswellenform in die zweite Gruppe von Sendekanälen, um eine Intermodulationsverzerrung in der ersten Gruppe von Sendekanälen zu verbessern.

2. Verfahren zum Reduzieren einer Intermodulationsverzerrung in einem Mehrkanal-Funktelefon-Kommunikationssystem (100, 110, 120), welches Verfahren die folgenden Schritte aufweist:

Bestimmen, welche Kanäle für eine Übertragung erwünschter Signale verwendet werden und welche Kanäle still sind, und zwar zu einem bestimmten Zeitmoment;

basierend auf einer momentanen Phase und momentanen Amplituden der erwünschten Signale Berechnen momentaner komplexer Wellenformwerte für Intermodulationskompensationswellenformen, um eine größte Amplitude des erwünschten Signals in irgendeinem der Kanäle zu minimieren;

Injizieren bzw. Einfügen der Intermodulationskompensationswellenform in die stillen Kanäle, um eine Intermodulationsverzerrung zu verbessern.

3. Verfahren nach Anspruch 2, wobei die Intermodulationskompensationswellenformen verstärkt und dann in Blindlasten dissipiert werden.

4. Verfahren zum Reduzieren einer Intermodulationsverzerrung in einem Satellitenkommunikationssystem (100, 110, 120) mit einer aktiven Phased-Array-Sendeantenne, die eine erste Vielzahl von Elementen hat und eine erste Vielzahl von Strahlen ausbilden kann, welches Verfahren die folgenden Schritte aufweist:

Bestimmen, welche Strahlen für eine Übertragung erwünschter Signale verwendet werden und welche Strahlen inaktiv sind, und zwar zu einem bestimmten Zeitmoment;

basierend auf momentanen Phasen und Amplituden der erwünschten Signale, Berechnen momentaner komplexer Wellenformwerte für Intermodulationskompensationswellenformen, um eine größte Amplitude von Signalen in jedem der Strahlen zu minimieren;

Injizieren bzw. Einfügen der Intermodulationskompensationswellenformen in die inaktiven Strahlen, um eine Intermodulationsverzerrung in den Strahlen zu verbessern, die für eine Übertragung verwendet werden.

5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei die Intermodulationskompensationswellenformen in Strahlen injiziert werden, die nicht in Richtung zur Erde gerichtet sind.

6. Verfahren nach Anspruch 4, wobei die Intermodulationskompensationswellenformen in Blindlasten dissipiert werden.

7. Vorrichtung zum Reduzieren einer Intermodulationsverzerrung in einem Satellitenkommunikationssystem (100, 110, 120) mit einer aktiven Phased-Array-Sendeantenne, die eine erste Vielzahl von Elementen hat und eine erste Vielzahl von Strahlen ausbilden kann, welche Vorrichtung folgendes aufweist:

eine Einrichtung (220) zum Bestimmen, welche Strahlen zur Übertragung erwünschter Signale verwendet werden und welche Strahlen inaktiv sind, und zwar zu einem bestimmten Zeitmoment;

eine Einrichtung (220) zum Berechnen momentaner komplexer Wellenformwerte für Intermodulationskompensationswellenformen basierend auf momentanen Phasen und Amplituden der erwünschten Signale, um eine größte Amplitude der erwünschten Signale in jedem der Strahlen zu minimieren;

eine Einrichtung (203) zum Injizieren bzw. Einfügen der Intermodulationskompensationswellenformen in die inaktiven Strahlen, um eine Intermodulationsverzerrung in den Strahlen zu verbessern, die für eine Übertragung verwendet werden.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei die Intermodulationskompensationswellenformen in Strahlen injiziert bzw. eingefügt werden, die nicht in Richtung zur Erde gerichtet sind.

9. Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei die Intermodulationskompensationswellenformen in Blindlasten dissipiert werden.