TECHNISCHES GEBIET
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Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine
Anordnung zur Reduzieren des Einflusses einer Verzerrung im
Zusammenhang mit einer Analog/Digital-Umsetzung.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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In modernen elektronischen Systemen für
Informationsübertragung wird die Information oft auf
Frequenzen übertragen, die sich von dem Original
unterscheiden. Während der digitalen Signalverarbeitung des
übertragenen Signals wird das Signal demnach zu der
originalen Frequenz rückgeführt. Das übertragene Signal kann
beispielsweise eine Trägerwelle sein, die mit dem
Informationssignal moduliert ist.
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Im Zusammenhang mit der Signalverarbeitung ist es oft
wünschenswert, sowohl die Amplitude als auch die Phase des
Informationssignals zu detektieren. In solchen Fällen wird
die Quadratur bzw. Phasendetektion eingesetzt, wodurch das
Signal nach unten gemischt (umgesetzt) wird, und zwar zu dem
Basisband für zwei parallele Mischer mit 90º Phasendifferenz,
d. h. zu der Originalfrequenz des Informationssignals. Demnach
werden während der Detektion zwei um 90º phasenverschobene
Signale erhalten, die normalerweise mit I (In Phase) und Q
(um 90º phasenverschoben) bezeichnet werden. Die Signale
werden in digitale Formen in einem A/D-Umsetzer für jedes
Signal umgesetzt, und hiernach gemeinsam gespeichert, wodurch
sowohl Amplituden- als Phaseninformation erhalten wird.
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Damit sowohl die Amplituden- als auch die Phaseninformation
korrekt ist, muß die Verarbeitung des I-Signals und des Q-
Signals in identischen Kanälen auftreten.
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Jedoch tritt während der A/D-Umsetzung eine
Verzerrung/Interferenz auf, d. h. in der Form von Harmonischen
des Eingangssignals, und zwar primär aufgrund der Tatsache,
dass die Umsetzung nicht linear ist. Ein Spiegel-(Bild)-Ton
des Eingangssignals tritt auf, obgleich Differenzen
beispielsweise in Form einer Verstärkung zwischen den zwei
A/D-Umsetzern vorliegen.
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Normalerweise erfolgt das Abwärtsmischen (Umsetzen) zu dem
Basisband durch Verwendung eines Lokaloszillatorsignals mit
einer konstanten Frequenz. Die auftretende Verzerrung kann
demnach das Betriebs-(Verwendungs)-Signal beeinflussen, das
mit den Frequenzen der auftretenden Verzerrungen
übereinstimmt.
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Eine früher bekannt gewordene Anordnung zum Reduzieren des
Einflusses der Verzerrung ist in der schwedischen
Patentanmeludng SE9100501-7 sowie dem Patent-Familienmitglied
EP-A-0500507 beschrieben. Gemäß diesem Dokument erfolgt eine
Phasenmodulation von I und Q vor dem A/D-Umsetzen sowie ein
Demodulieren nach dem Umsetzen. Die Phasenmodulation wird
zufällig zwischen jedem Abtastwert, der umzusetzen ist,
geändert. Durch Verwenden dieses Verfahrens wird der
Energiegehalt der Verzerrungsprodukte über ein relativ
breites Band ausgebreitet, und es ist demnach möglich, das
informationstragende Signal, das Arbeitssignal, mit einem
schmalbandigen Filter auszufiltern. Da der Energieinhalt der
Verzerrungsprodukte über ein breites Band ausgebreitet wird,
wird der Rauschpegel angehoben. Sind die Verzerrungsprodukte
groß, so tritt demnach ein nicht akzeptabel hoher Rauschpegel
auf. Die Flexibilität der zu verwendenden Anordnung für
unterschiedliche Formen einer Verzerrung/Störung ist demnach
begrenzt.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Eine technische Aufgabe der Erfindung besteht demnach in der
Schaffung eines Verfahrens sowie einer Anordnung zum
Reduzieren des Einflusses von Harmonischen, die im
Zusammenhang mit der A/D-Umsetzung von quadraturdetektierten
Signalen erzeugt werden, das/die sich jedoch auch wirksam zum
Reduzieren des Einflusses von beispielsweise Spiegel-(Bild)-
Tönen verwenden lassen.
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Eine weitere technische Aufgabe der Erfindung besteht in der
Reduzierung des Einflusses anderer Störungen, deren
Frequenzen bekannt sind.
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Gemäß der Erfindung werden diese technische Aufgaben durch
Ergänzen einer Frequenzdurchlauf/eines Frequenzdurchlaufs bei
dem Lokaloszillatorsignal während der Quadraturdetektion
erzielt. Hierdurch erhalten das Betriebssignal und die
Verzerrung/die Harmonischen unterschiedliche
Frequenzdurchläufe bzw. Abtastungen. Spiegel-(Bild)-Töne
erhalten eine Abtastung entgegengesetzt zu derjenigen der
Betriebssignale, und Harmonische erhalten eine Abtastung mit
einer Frequenzerhöhung gleich dem Eingangssignal
multipliziert mit der Ordnung der Harmonischen.
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Zum Wiederherstellen des Betriebssignals nach der A/D-
Umsetzung wird das Signal mit einer digitalen Abtastung
entgegengesetzt zu der Abtastung bei dem
Lokaloszillatorsignal mmultipliziert. Die Verzerrung wird
demnach auch frequenzdekodiert, jedoch erhält sie eine
verbleibende Frequenzdurchlauf. Dies ist ein Ergebnis der
Verzerrung, die mit Frequenzdurchlaufen "bereitgestellt"
wird, die unterschiedlich zu der Frequenzdurchlauf des
Eingangssignals sind. Demnach wird die Verzerrung (werden die
Harmonischen) über ein breiteres Frequenzband verteilt, in
dem die Betriebssignale als schmalbandige Signale auftreten,
wodurch die Möglichkeit entsteht, die Betriebssignale
auszufiltern, die zuvor durch eine Verzerrung "abgedeckt"
waren.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
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Es zeigen:
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Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer
Anordnung gemäß der Erfindung;
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Fig. 2 die Beziehung zwischen der Frequenz des
Lokaloszillators und einer Zeit; und
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Fig. 3 die Beziehung zwischen der Frequenz des
Frequenzdecodiersignals und der Zeit.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Das Verfahren, das einen Teil der Erfindung bildet, wird
detaillierter im folgenden beschrieben. Das Verfahren
bedeutet, dass im Zusammenhang mit der Qadraturdetektion
eines informationsführenden Signals die I- und Q-Signale mit
einer Frequensuchlauf bzw. einem Frequenzdurchlauf
frequenzcodiert werden, beispielsweise durch Bereitstellen
einer periodisch wiederholten Frequenzdurchlauf für die
Lokaloszillatorsignale, die Referenzsignale bilden, bei den
beiden Mischern des Detektors durch Frequenzmodulation.
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Die Periode des Frequenzdurchlaufs wird an die
Signalbandbreite des informationsführenden Signals angepaßt.
Demnach sollte der Frequenzdurchlauf nicht schneller als die
Zeit wiederholt werden, die für den Empfang des kleinsten
Informationsbits erforderlich ist, d. h. die Periodenzeit
sollte länger als 1 geteilt durch die Signalbandbreite sein.
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Der Bereich, in dem die Frequenz durchlaufen wird, sollte so
groß wie möglich sein, um den Energieinhalt der
Verzerrungsprodukte über einen großen Frequenzbereich zu
verteilen. Praktisch ist jedoch der Durchlaufbereich durch
die Bandbreite der nachfolgenden A/D-Umsetzer begrenzt, da
ein Durchlauf außerhalb der Bandbreite weggefiltert wird.
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Nachdem die "Betriebssignale" I und Q A/D-umgesetzt sind,
erfolgt ein Frequenzdekodieren durch digitales Multiplizieren
der Signale mit einem Frequenzdurchlauf entgegengesetzt zu
demjenigen, der bei dem Lokaloszillatorsignal angewandt wird.
Die I- und Q-Signale werden demnach - im Hinblick auf die
Frequenz - zu einer Frequenz rückgeführt, wohingegen die
Verzerrungsprodukte eine verbleibende Frequenzvariation
aufweisen. Hierdurch ist es mit Hilfe schmalbandiger Filter
möglich, die I- und Q-Signale zu derselben Zeit auszufiltern,
zu der die Verzerrungsprodukte ausgefiltert werden.
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Die Theorie hinter dem beschriebenen Verfahren ist wie folgt:
Sind die I- und Q-Signale frequenzcodiert, so werden sie mit
einer frequenzdurchlaufabhängigen Komponente
"bereitgestellt". Der Frequenzdurchlauf weist einen
bestimmten "Gradienten" (Frequenzänderung pro Zeiteinheit)
und eine "Richtung" (Frequenzerhöhung oder -abnahme) auf. Die
Verzerrungsprodukte, die hin der Form von Harmonischen im
Zusammenhang mit der A/D-Umsetzung auftreten, werden demnach
auch eine frequenzdurchlaufabhängige Komponente aufweisen, da
jedoch die Frequenzen der Harmonischen ein Vielfaches der
Basisfrequenz sind, wird die frequenzdurchlaufabhängige
Komponente der Harmonischen ein Vielfaches des
Frequenzdurchlaufs. Ein zweiter Ton wird demnach eine
frequenzdurchlaufabhängige Komponente enthalten, der Gradient
das Zweifache des Originaldurchlaufs ist.
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Während der Frequenzdecodierung werden die Signale mit einem
Durchlauf entlang einer Richtung multipliziert, die
entgegengesetzt zu derjenigen des Originalfrequenzdurchlaufs
ist. Mittels dieser Frequenzdecodierung, Signaldecodierung,
wird der Basiston, der den I- und Q-Signalen zugeordnet ist,
zu seiner Basisfrequenz rückgeführt. Andererseits weist
beispielsweise ein zweiter Ton eine verbleibende
frequenzdurchlaufabhängige Komponente auf, da seine
frequenzdurchlaufabhängige Komponente vor dem Decodieren das
Doppelte des Originaldurchlaufs beträgt. In zugeordneter
Weise weist ein dritter Ton eine zurückbleibende
frequenzdurchlaufabhängige Komponente auf, deren Gradient das
Doppelte des Originaldurchlaufs ist.
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Die Konsequenz hiervon ist, dass die I- und Q-Signale nach
der Frequenzdecodierung im Hinblick auf die Frequenz als
schmalbandige Signale auftreten, wohingehend die Harmonischen
über einen Frequenzbereich verteilt sind, der durch die Größe
des Frequenzdurchlaufs bestimmt ist, und demnach einen
rauschbasierten Charakter aufweisen. Mit Hilfe eines
Bandpaßfilters, oder eines Tiefpaßfilters (, der von der
Frequenz der I- und Q-Signale abhängt,) lassen sich diese
demnach zu derselben Zeit ausfiltern, zu der die
Verzerrungsprodukte blockiert sind.
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Das Verfahren kann auch in der folgenden Weise beschrieben
werden: Wird das Eingangssignal zu = ejωt gesetzt, und gilt für
den Frequenzdurchgang = ejut, so läßt sich das A/D-umgesetzte
Signal als
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ejωt · ejut² = e(jωt+ut²) bezeichnen. Nach der A/D-Umsetzung läßt
sich das Signal, das aus dem Betriebssignal und der
Verzerrung besteht, zu
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mit n = 1 für
das Betriebssignal und n - 1 für den Spiegel-(Bild)-Ton.
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Nach dem Decodieren, d. h. nach der Multiplikation mit e-j ut²,
wird folgendes erhalten:
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derart, dass der erste Term das Betriebssignal ist und dass
der Rest die Verzerrung darstellt. Die Verzerrung ist demnach
ein verbleibender Frequenzdurchlauf.
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Unter bestimmten Umständen, beispielsweise dann, wenn der
Spiegeltoninhalt in den Verzerrungsprodukten hoch ist, ist
der durch die Verzerrungsprodukte bewirkte Rauschpegel unter
Erzeugung von Schwierigkeiten hoch. Dieses Problem kann
jedoch durch Wegfiltern der Spiegel-(Bild)-Töne vor der
Signaldecodierung reduziert werden.
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Aufgrund seiner Flexibilität läßt sich das beschriebene
Verfahren einfach so angleichen, dass es auch zum Wegfiltern
der Spiegeltöne verwendet werden kann. Da ein Spiegelton
aufgrund von Signalen auftritt, deren Signale im Hinblick auf
die Frequenz des Lokaloszillatorsignals entgegengesetzt zu
dem beabsichtigten "Betriebs"-Eingangssignal sind, erhält
während der Frequenzcodierung der Spiegelton einen
Frequenzdurchlauf, dessen Gradient entgegengesetzt zu
demjenigen des Eingangssignals und der Harmonischen ist.
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Bei einer weiteren Decodierung wird die Spiegeldecodierung
demnach vor der oben beschriebenen Signaldecodierung
durchgeführt, und Spiegeltöne können weggefiltert werden. Bei
diesem Decodieren werden die I- und Q-Signale nach der A/D-
Umsetzung multipliziert, gemäß einem Frequenzdurchlauf mit
demselben Gradienten wie derjenige, der bei dem
Lokaloszillatorsignal ergänzt wird, d. h. einem
Frequenzdurchlauf mit entgegengesetzten Gradienten im
Vergleich zu dem Spiegelton. Dies impliziert, dass nach dem
Decodieren der Spiegelton im Hinblick auf die Frequenz ein
schmalbandiges Signal ist, wohingehend die verbleibenden
Signale, Harmonische und der "Betriebs"-Basiston über den
Frequenzbereich verteilt sind. Durch Verwenden eines
Unterdrückungsfilters läßt sich der Spiegelton demnach
wegfiltern. Selbstverständlich wird auch ein Teil des
Betriebssignals in dem Unterdrückungsfilter unterdrückt, da
jedoch das Betriebssignal über einen großen Frequenzbereich
(in der Größenordnung von dem Doppelten des
Frequenzdurchlaufs) verteilt ist, besteht die Wirkung des
Filterns bei dem Betriebssignal lediglich in einem geringen
Amplitudenverlust.
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Das Spiegeldecodieren läßt sich auch in der folgenden Weise
beschreiben: Nach der A/D-Umsetzung wird ein Spiegel des
Betriebssignals erhalten. Dieser läßt sich ausdrücken zu
a&submin;&sub1; ej(ωt+ut²). Nach dem Spiegeldecodieren (Multiplizieren
mit ej ut²) wird a&submin;&sub1; e-jωt erhalten, d. h. der Spiegelton
erscheint als schmalbandiges Signal, und ein Spiegelton
erscheint als schmalbandiges Signal, und er läßt sich mit dem
Blockierfilter wegfiltern.
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Nach der Spiegeldecodierung werden selbstverständlich die
Betriebssignale (jeweils I und Q) decodiert. Da durch die
Spiegeldecodierung diese mit einem extra Frequenzdurchlauf
versehen sind, tritt das Signaldecodieren durch
Multiplizieren mit einem Frequenzdurchlauf auf, der einen
doppelten und entgegengesetzten Gradienten im Vergleich
zudem ursprünglichen Frequenzdurchlauf - angewandt bei dem
Lokaloszillator - aufweist. Das Ergebnis dieser
Signaldecodierung ist dasselbe wie für die zuvor
beschriebene,
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In analoger Weise läßt sich das Verfahren zum wirksamen
Wegfiltern von Störungen verwenden, deren Frequenzen bekannt
(und schmalbandig) sind.
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Ein Beispiel einer Anordnung, bei der das oben dargestellte
Verfahren zum Einsatz kommt, wird im folgenden unter Bezug
auf die Fig. 1 beschrieben.
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In der Fig. 1 bezeichnet das Bezugszeichen 1 eine erste
Eingangsverbindung, bei der ein Signal anliegt, das einer
Quadraturdetektion zu unterziehen ist. Das Eingangssignal
kann demnach ein Trägerfrequenzsignal sein, auf das ein
informationsführendes Signal moduliert ist. Die
Eingangsverbindung ist mit zwei Phasendetektoren 2 und 3
verbunden. Ein Lokaloszillatorsignal ist mit einer zweiten
Eingangsverbindung 4 verbunden. Das Lokaloszillatorsignal
wird von dort direkt zu einem der Phasendetektoren 2 und über
einen Phasenschieber 5 zu dem anderen Phasendetektor 3
zugeführt. Das lokale Oszillatorsignal wird in dem
Phasenschieber 5 um 90º phasenverschoben.
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Das Ausgangssignal von dem Phasendetektor 2 ist das früher
erwähnte I-Signal, wohingegen das Ausgangssignal von dem
Phasendetektor 3 das Q-Signal ist. Die I- und Q-Signale
schreiten jeweils über Filter 6, 7 jeweils zu A/D-Umsetzern
8, 9 fort. Nach der A/D-Umsetzung schreiten die I- und Q-
Signale in digitalter Form zu einer ersten
Multipliziereinheit 10 fort, wo jedes mit einem Signal
multipliziert wird, das der Multipliziereinheit über die
Verbindung 11 zugeführt wird. Die Ausgangssignale von den
Multiplizierern werden über ein Unterdrückungsfilter 12 zu
einer zweiten Multipliziereinheit 13 geführt, wo sie mit
einem Signal multipliziert werden, das auf der
Multiplizierverbindung 14 zugeführt wird. Die sich von dem
zweiten Multiplizierer ergebenden Signale schreiten über ein
Filter (Bandpaß- oder Tiefpaßfilter) zu den
Ausgangsverbindungen 16 (für das gefilterte I-Signal) und 17
(für das gefilterte Q-Signal) fort.
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In der nachfolgenden (nicht gezeigten)
Signalverarbeitungsstufe können die beiden gefilterten I- und
Q-Signale zusammengebracht werden, wodurch die Amplitude und
Phase des informationsführenden Signals erhalten wird. Da
dies auf viele Weisen - wie für den mit dem Stand der Technik
Vertrauten bekannt - erzielbar ist, und es zusätzlich nicht
als Teil der Erfindung betrachtet wird, wird es nicht in
größerem Detail beschrieben.
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Die derart beschriebene Anordnung läßt sich zum Reduzieren
sowohl des Einflusses der Harmonischen als auch der Spiegel-
(Bild)-Töne in Übereinstimmung mit dem oben beschriebenen
Verfahren verwenden. Die Funktion der Anordnung ist demnach
wie folgt:
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Ein Lokaloszillatorsignal 18 liegt an der
Lokaloszillatorverbindung 4 an. Die Korrelation zwischen der
Frequenz des Lokaloszillators und der Zeit ist in Fig. 2
gezeigt. In der Zeichnung stellt die X-Achse die Zeit (t) und
die Y-Achse die Frequenz (f) des Signals dar. Es ist anhand
von Fig. 2 auch zu erkennen, dass die Frequenz des
Oszillators in sägezahnartiger Weise über einen Mittelwert f&sub0;
variiert bzw. durchlaufen wird. f&sub0; kann in diesem
Zusammenhang als gleich der zuvor erwähnten Trägerfrequenz
angesehen werden. Bei dem Trägerfrequenz-Eingangssignal
erfolgt eine Phasendetektion gegenüber dem
Lokaloszillatorsignal 18 in den Phasendetektoren 2 und 3. Die
sich anhand der Phasendetektion ergebenden I- und Q-Signale
werden nach einem Filtern und einer A/D-Umsetzung der
Multipliziereinheit 10 zugeführt. Ein Frequenzdecodiersignal
mit demselben prinzipiellen Erscheinungsbild wie das
Lokaloszillatorsignal 18, obgleich mit einem
unterschiedlichen Mittelwert 5, liegt an der
Multipliziereinheit 10 über die Verbindung 11 an. In dem
Fall, in dem f&sub0; gleiche Trägerfrequenz ist, wird f&sub1; gleich 0.
Wie anhand der vorangehenden Darstellung ersichtlich, führt
die Multiplikation dieses Signals und der A/D-umgesetzten I-
und Q-Signale dazu, dass der Spiegelton im Hinblick auf die
Frequenz als ein schmalbandiges Signal auftritt, das sich in
dem nachfolgenden Unterdrückungsfilter 12 unterdrücken läßt,
wohingehend die verbleibenden Signale über den
Frequenzbereich verteilt sind.
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In ähnlicher Weise erfolgt ein Multiplizieren in der
Multipliziereinheit 13 zwischen den gefilterten
Ausgangssignalen von der Multipliziereinheit 10 und einem
Frequenzdecodiersignal 19, das mit der Multiplizierverbindung
14 verbunden ist. Die Fig. 3 zeigt ein Diagramm gemäß
demjenigen nach Fig. 2 für die Korrelation zwischen der
Frequenz und der Zeit des Frequenzdecodiersignals 19. In
diesem Fall weist das Frequenzdecodiersignal 19 einen
Gradienten auf, der das Doppelte - jedoch mit
entgegengesetzter Richtung - wie für das Frequenzcodiersignal
18 ist. Das Ergebnis dieser Multiplikation ist, wie oben,
dass die I- und Q-Signale bei dem Ausgang der
Multipliziereinheit im Hinblick auf die Frequenz als
schmalbandige Signale auftreten, während Harmonische im
Hinblick auf die Frequenz in der Form von Rauschen verteilt
sind. Der Rauschpegel ist jedoch durch das frühere Wegfiltern
des Spiegeltons in der Signalverarbeitungskette reduziert.
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Bei der derart beschriebenen Ausführungsform der Erfindung
sind sowohl die Spiegeltöne als auch die Harmonischen
weggefiltert. Bilden Spiegeltöne kein Problem, so kann das
Spiegeldecodieren selbstverständlich weggelassen werden. Dies
induziert, dass sowohl die Multipliziereinheit 10 mit der
Verbindung 11 als auch das Unterdrückungsfilter 12
weggelassen werden können. Die A/D-umgesetzten I- und Q-
Signale werden demnach direkt der Multipliziereinheit 13
zugeführt, wo das Signaldecodieren stattfindet. Es ist zu
erwähnen, dass in diesem Fall der Gradient des
Frequenzdecodiersignals 19 derselbe sein sollte wie derjenige
des Lokaloszillatorsignals.