JPH04177946A - デジタル復調装置 - Google Patents
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- JPH04177946A JPH04177946A JP2305567A JP30556790A JPH04177946A JP H04177946 A JPH04177946 A JP H04177946A JP 2305567 A JP2305567 A JP 2305567A JP 30556790 A JP30556790 A JP 30556790A JP H04177946 A JPH04177946 A JP H04177946A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2338—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using sampling
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/006—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by sampling the oscillations and further processing the samples, e.g. by computing techniques
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B27/00—Generation of oscillations providing a plurality of outputs of the same frequency but differing in phase, other than merely two anti-phase outputs
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B28/00—Generation of oscillations by methods not covered by groups H03B5/00 - H03B27/00, including modification of the waveform to produce sinusoidal oscillations
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/005—Analog to digital conversion
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
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- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
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-
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- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
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- Theoretical Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
この発明は、例えば狭帯域変調信号を受信して、その復
調をデジタル信号処理で行う場合に使用して好適なデジ
タル復調装置に関する。
調をデジタル信号処理で行う場合に使用して好適なデジ
タル復調装置に関する。
この発明は、例えば狭帯域変調信号を復調する場合に、
復調器の一部またはすべてをデジタル信号処理回路で構
成する装置において、入力変調信号の搬送波周波数及び
その帯域幅と、Ａ／Ｄコンバータにおけるサンプリング
周波数との関係を所定のものに選定することにより、入
力変調信号を、直交位相の２成分からなるデジタルデー
タに変換する装置を簡単な構成で実現できるようにした
ものである。
復調器の一部またはすべてをデジタル信号処理回路で構
成する装置において、入力変調信号の搬送波周波数及び
その帯域幅と、Ａ／Ｄコンバータにおけるサンプリング
周波数との関係を所定のものに選定することにより、入
力変調信号を、直交位相の２成分からなるデジタルデー
タに変換する装置を簡単な構成で実現できるようにした
ものである。
例えば、自動車電話等の移動電話のように、狭帯域信号
を受信する無線受信装置において、復調器の構成をデジ
タル信号処理の構成とする場合には、Ａ／Ｄ変換のため
に、いわゆる準同期検波を行なう。 この準同期検波を行なう復調器の構成の一例を第６図に
示す。 この例はＰＳＫ／ＴＤＭＡ通信方式の信号を受信し、復
調する場合の例で、受信されたＭ相ＰｓＫ信号は、バン
ドパスフィルタ１１に供給されて、的以外の不要周波数
帯域成分が除去される。このバンドパスフィルタ１１の
出力信号ｒ （ｔ）は次のように表わされる。 ｒ （ｔ ） −ｆＫｃｏｓ （２ｙｒ ｆ ｃ
’ ｔ ＋φに十〇ｒ）＋ｎ （ｔ） ・・・
・・・・ （１）ただし、（ｋ−１）Ｔ≦ｔ≦ｋＴ Ａ ：振幅レベル ｆｃ’：搬送波周波数 φｋ ：にシンボル口の位相情報 θｒ ：初期位相 Ｔ ニシンポル周期 ｎ（ｔ）：雑音 このバンドパスフィルタ１１の出力信号は、ミキサ回路
１２Ｃ及び１２５に供給される。 一方、前記搬送波周波数ｆｃ’の近傍の一定周波数ｆｃ
と初期位相θ２の基準信号Ｒｃ （ｔ）を発生する固定
発振器１３が設けられる。そして、この固定発振器］３
の出力信号Ｒｃ （ｔ）がミキサ回路１２Ｃに供給され
るとともに、π／２位相シフト回路１４により、信号Ｒ
ｃ Ｃｔ）の位相かπ／またけシフトされた基準信号Ｒ
ｓ （ｔ）かミキサ回路１２Ｓに供給される。これに
より、バンドパスフィルタ１コ−の出力信号かこれら直
交関係にある二つの基準信号Ｒｃ （ｔ） 、Ｒｓ （
ｔ）によって準同期検波される。 各ミキサ回路１２Ｃ及び１２Ｓの出力信号は、それぞれ
ローパスフィルタ１５Ｃ及び１５Ｓに供給されて高周波
成分が除去された後、それぞれＡ／Ｄコンバータ１６Ｃ
及び１６Ｓに供給されてデジタル信号に変換される。こ
こて、Ａ／Ｄコンバータ１６Ｃ及び１６Ｓにおけるサン
プリング周波数ｆは、バンドパスフィルタ１１の通過帯
域幅をＢ、としたとき、ｆ ＞２Ｂ、とされて、サンプ
リング定理を満足する周波数とされる。 こうしてＡ／Ｄコンバータ１６Ｃ及び１６Ｓから得られ
た直交関係にある２つの準同期検波信号のデジタルデー
タは、複素数表示では次のように表わされる。 ｘ −ｘ （ｔ） −Ａｅ Ｊ （２ｒｆ ｅ
ｔ＋φに＋θｅ）＋ｎ’ （ｔ） ・・・・・
・・・・（２）ここで、ｆｅは前記基準信号の固定周波
数ｆｃと受信信号の搬送波周波数ｆｃ’ との差、θｅ
は同様に初期位相差を示す。ｆｅ及びθｅを推定するこ
とができれば、受信信号に同期した直交位相の２つの基
準信号を再生できることになる。そして、この直交位相
の２つの信号が得られれば、これから入力信号の振幅と
位相が復調できることになる。 そこで、Ａ／Ｄコンバータ１６Ｃ及び１６ｓからのデジ
タルデータは、バッファメモリ１７を介してデジタル信
号処理型復調器１７に供給され、前記周波数、位相の推
定がなされ、これにより復調がなされる。
を受信する無線受信装置において、復調器の構成をデジ
タル信号処理の構成とする場合には、Ａ／Ｄ変換のため
に、いわゆる準同期検波を行なう。 この準同期検波を行なう復調器の構成の一例を第６図に
示す。 この例はＰＳＫ／ＴＤＭＡ通信方式の信号を受信し、復
調する場合の例で、受信されたＭ相ＰｓＫ信号は、バン
ドパスフィルタ１１に供給されて、的以外の不要周波数
帯域成分が除去される。このバンドパスフィルタ１１の
出力信号ｒ （ｔ）は次のように表わされる。 ｒ （ｔ ） −ｆＫｃｏｓ （２ｙｒ ｆ ｃ
’ ｔ ＋φに十〇ｒ）＋ｎ （ｔ） ・・・
・・・・ （１）ただし、（ｋ−１）Ｔ≦ｔ≦ｋＴ Ａ ：振幅レベル ｆｃ’：搬送波周波数 φｋ ：にシンボル口の位相情報 θｒ ：初期位相 Ｔ ニシンポル周期 ｎ（ｔ）：雑音 このバンドパスフィルタ１１の出力信号は、ミキサ回路
１２Ｃ及び１２５に供給される。 一方、前記搬送波周波数ｆｃ’の近傍の一定周波数ｆｃ
と初期位相θ２の基準信号Ｒｃ （ｔ）を発生する固定
発振器１３が設けられる。そして、この固定発振器］３
の出力信号Ｒｃ （ｔ）がミキサ回路１２Ｃに供給され
るとともに、π／２位相シフト回路１４により、信号Ｒ
ｃ Ｃｔ）の位相かπ／またけシフトされた基準信号Ｒ
ｓ （ｔ）かミキサ回路１２Ｓに供給される。これに
より、バンドパスフィルタ１コ−の出力信号かこれら直
交関係にある二つの基準信号Ｒｃ （ｔ） 、Ｒｓ （
ｔ）によって準同期検波される。 各ミキサ回路１２Ｃ及び１２Ｓの出力信号は、それぞれ
ローパスフィルタ１５Ｃ及び１５Ｓに供給されて高周波
成分が除去された後、それぞれＡ／Ｄコンバータ１６Ｃ
及び１６Ｓに供給されてデジタル信号に変換される。こ
こて、Ａ／Ｄコンバータ１６Ｃ及び１６Ｓにおけるサン
プリング周波数ｆは、バンドパスフィルタ１１の通過帯
域幅をＢ、としたとき、ｆ ＞２Ｂ、とされて、サンプ
リング定理を満足する周波数とされる。 こうしてＡ／Ｄコンバータ１６Ｃ及び１６Ｓから得られ
た直交関係にある２つの準同期検波信号のデジタルデー
タは、複素数表示では次のように表わされる。 ｘ −ｘ （ｔ） −Ａｅ Ｊ （２ｒｆ ｅ
ｔ＋φに＋θｅ）＋ｎ’ （ｔ） ・・・・・
・・・・（２）ここで、ｆｅは前記基準信号の固定周波
数ｆｃと受信信号の搬送波周波数ｆｃ’ との差、θｅ
は同様に初期位相差を示す。ｆｅ及びθｅを推定するこ
とができれば、受信信号に同期した直交位相の２つの基
準信号を再生できることになる。そして、この直交位相
の２つの信号が得られれば、これから入力信号の振幅と
位相が復調できることになる。 そこで、Ａ／Ｄコンバータ１６Ｃ及び１６ｓからのデジ
タルデータは、バッファメモリ１７を介してデジタル信
号処理型復調器１７に供給され、前記周波数、位相の推
定がなされ、これにより復調がなされる。
以上説明した従来の装置の場合、準同期検波のために、
基準信号としてｓｊｎとＣＯＳの２つの成分を必要とし
、しかも、両者の直交度は３°以下というように高精度
に合わぜないと性能劣化を生しる。 また、直交関係にある２つの成分に対して、ミキサ回路
と、ローパスフィルタと、Ａ／Ｄコンバータとの系がそ
れぞれ必要であるので、２系統必要になる。また、ロー
パスフィルタ１５Ｃい １５Ｓの出力信号は直流分を含
むベースバンド成分であるので、この直流分を含むベー
スバンド成分の増幅器を必要とし、構成的に困難である
。 この発明は、以上の欠点を一掃できるデジタル復調装置
を提供することを目的とする。
基準信号としてｓｊｎとＣＯＳの２つの成分を必要とし
、しかも、両者の直交度は３°以下というように高精度
に合わぜないと性能劣化を生しる。 また、直交関係にある２つの成分に対して、ミキサ回路
と、ローパスフィルタと、Ａ／Ｄコンバータとの系がそ
れぞれ必要であるので、２系統必要になる。また、ロー
パスフィルタ１５Ｃい １５Ｓの出力信号は直流分を含
むベースバンド成分であるので、この直流分を含むベー
スバンド成分の増幅器を必要とし、構成的に困難である
。 この発明は、以上の欠点を一掃できるデジタル復調装置
を提供することを目的とする。
この発明は、上記の目的を達成するために、搬送波周波
数がｆｃて帯域幅２Ｂの入力変調信号をデジタル信号に
変換するＡ／Ｄコンバータと、このＡ／Ｄフンバータの
出力デジタル信号から、互いに（奇数／２）πたけ位相
の異なる２成分を取り出す直交成分取出口路とを備え、 前記Ａ／Ｄコンバータでのサンプリング周波数ｆｓが、 ｆ ｃ＝ （２ｍ＋ １） ／４ ・ｆ ｓ（ｍは任意
の整数） かつ、ｆｓ＞４Ｂ に選定されてなるデジタル復調装置 を提供する。
数がｆｃて帯域幅２Ｂの入力変調信号をデジタル信号に
変換するＡ／Ｄコンバータと、このＡ／Ｄフンバータの
出力デジタル信号から、互いに（奇数／２）πたけ位相
の異なる２成分を取り出す直交成分取出口路とを備え、 前記Ａ／Ｄコンバータでのサンプリング周波数ｆｓが、 ｆ ｃ＝ （２ｍ＋ １） ／４ ・ｆ ｓ（ｍは任意
の整数） かつ、ｆｓ＞４Ｂ に選定されてなるデジタル復調装置 を提供する。
Ａ／Ｄコンバータでは、入力変調信号を、その搬送波周
波数ｆｃに対して上記のような関係にある周波数ｆｓで
サンプリングするので、隣接サンプルは互いにπ／２×
（奇数）たけ位相がずれたものとなっている。このため
、直交成分取出回路は、例えば奇数番目のサンプルと、
偶数番目のサンプルとを分離するたけて、直交成分を取
り出すことかできる。
波数ｆｃに対して上記のような関係にある周波数ｆｓで
サンプリングするので、隣接サンプルは互いにπ／２×
（奇数）たけ位相がずれたものとなっている。このため
、直交成分取出回路は、例えば奇数番目のサンプルと、
偶数番目のサンプルとを分離するたけて、直交成分を取
り出すことかできる。
第１図は、この発明によるデジタル復調装置を備える狭
帯域信号受信装置の一実施例で、これは例えば移動体電
話に用いられる。 例えば、アンテナにより受信された搬送波周波数ｆＲＦ
、例えばＩ ＧＨｚの高周波数受信信号（変調信号）は
、バンドパスフィルタ２１に供給されて不要な帯域外成
分か除去された後、ミキサ回路２２に供給される。この
ミキサ回路２２には、固定局部発振器２３から周波数ｆ
ＬＯの発振信号が供給されて、バンドパスフィルタ２
１からの受信信号と掛算される。したがって、ミキサ回
路２２からは、中間周波数ｆ ｃ （ｆ ｃ−ｆｌ（、
ｒＲＦ又はｆｃ＝ ｆ ＲＦ ｆ ＬＯ）に搬送波周
波数が周波数変換された中間周波信号か得られ、これが
バントバネフィルタ２４に供給されて帯域外成分が除去
される。 中間周波数ｆｃは、例えば１５ＧＨｚとされる。 そして、このバンドパスフィルタ２４の出力信号はＡ／
Ｄコンバータ２５に供給されて、サンプリングクロック
発生回路２６からのサンプリング周波数ｆｓのクロック
でサンプリングされ、そのサンプリング値がデジタル信
号に変換される。 この場合、サンプリング周波数ｆｓは、搬送波周波数の
中間周波数ｆｃとの関係が下記のようになるように選定
されている。 ｆ ｃ： Ｉ （２ｍ＋ １） ／４１ ・ｆ ｓ−
（１）（ｍは整数） また、バンドパスフィルタ２４の出力信号の周波数帯域
を、中間周波数ｆｃを中心として±Ｂの範囲としたとき
、すなわち、帯域幅を２Ｂとしたとき、サンプリング定
理を満足するため、ｆ ｓ ＞ ２ Ｂ Ｘ ２ ＝４
Ｂ −１２）に選定されている。 例えばｆＣ−１／４・ｆｓとされる場合には、受信信号
と、これらの周波数との関係は第２図Ａに示すようにな
る。この場合、ｆｓ＝６０ＭＨｚとなる。 この場合には、中間周波数ｆｃの信号は、Ａ／Ｄコンバ
ータ２５で４倍の周波数ｆｓのサンプリングクロックで
サンプリングされるので、位相的には９０°毎のサンプ
リング位置になる。 また、例えばｆｃ−３／４・ｆｓとされる場合には、受
信信号と、サンプリング周波数ｆｓとの関係は同図Ｂに
示すようになる。この場合、ｆｓ＝ ２０ Ｍｔ（ｚと
なる。 この場合には、中間周波数ｆｃの信号は、４／３倍の周
波数ｆｓのサンプリングクロックでサンプリングされる
のて、位相的には２７０ ＠（９０” ｘ３）毎のサン
プリング位相位置になる。 Ａ／Ｄコンバータ２５の出力デジタルデータは、直交成
分取出回路２７に供給される。 この取出回路２７においては、Ａ／Ｄコンバータ２５の
出力データはデータ分割用スイッチ回路２７１に供給さ
れる。また、サンプリングクロック発生回路２６からの
サンプリングクロックがサンプル切替信号発生回路２７
２に供給されて、１サンプルデータ毎に状態を反転する
切替信号が、この発生回路２７２から得られる。そして
、スイッチ回路２７１が、この切替信号により１サンプ
ルデータ毎に切り替えられて、奇数番目のサンプルデー
タはデータ反転処理回路としての掛算回路２７３に、偶
数番目のサンプルデータはデータ反転処理回路としての
２７４に、それぞれ供給される。これら掛算回路２７３
および２７４には、（−１）’（ｎ−０，１，２・・・
・・・で、ｎの値は２掛算回路７３．２７４にサンプル
データが入力される毎に変更される）が供給され、掛算
回路２７３及び２７４の入力サンプルデータに対して、
１サンプル毎に、（＋１）と（−１）が交互に掛算され
る。 以上の動作をｆｃ−１／４・ｆｓに選定された場合を例
にとって、第４図を参照しながら説明する。 前述したように、ｆ ｃ −１／ ４・ｆｓの場合、Ａ
／Ｄコンバータ２５の出力サンプルデータは、中間周波
数ｆｃの信号が１サンプル毎にπ／２だけ異なった位相
位置でサンプリングされたものとなっている。したがっ
て、スイッチ回路２７１で１サンプル毎に交互に振り分
けられた掛算回路２７３及び２７４の入力データは、互
いにπ／２だけずれた位相位置のサンプルデータである
。しかも、各掛算回路２７３及び２７４の入力データは
、それぞれ１サンプル毎に位相がπだけずれた位置のデ
ータである。 したがって、掛算回路２７３及び２７４において、１サ
ンプル毎にデータが反転されることにより、第４図から
明らかなように１、掛算回路２７３からは中間周波数ｆ
ｃの信号のうちのｅＯ３成分が得られ、また、掛算回路
２７４からはｓｉｎ成分が得られる。これは、前述した
複素数表示の（２）式のそれぞれ実部と虚部を標本化し
たものにほかならない。すなわち、掛算回路２７３及び
２７４からは中間周波数ｆｃの信号から抽出した直交す
る２人分Ｃｉ及びＳｌか得られる。 以上説明したように、ｆ ｃ−２ｍ＋１／４ ・ｆＳて
あれば、Ａ／Ｄコンバータ２５の出力データサンプルは
、１サンプル毎にπ／２Ｘ（２ｍ＋１）たけ異なった位
相位置のデータであるので、直交成分取出回路２７から
は、互いに直交する２成分が得られるものである。 こうして、直交成分取出回路２７から得られた直交する
２人分Ｃｉ及びＳｉは、バッファメモリ２８を介してデ
ジタル信号処理型復調器２９に供給され、前述した従来
例と同様にして復調が行われる。 なお、以上の例では直交成分取出回路２７は、スイッチ
回路と２個の掛算回路で構成したが、第５図に示すよう
に２個の掛算回路２７５及び２７６のみによっても構成
できる。 すなわち、この例の場合には、Ａ／Ｄコンバータ２５の
出力データを２個の掛算回路２７５及び２７６に供給す
る。 そして、掛算回路２７５及び２７６には、係数供給回路
２７７及び２７８より１人カサンプル毎に変わる係数を
供給する。この場合、掛算回路２７５には、係数供給回
路２７７から、１サンプルおきのサンプルに対しては係
数「０」を供給し、残りの１サンプルおきのサンプルに
対してはｒｌＪと「−１Ｊとを交互に供給する。そして
、掛算回路２７６には、係数供給回路２７７からの係数
列を１サンプル分遅らせた状態の係数列の係数を、係数
供給回路２７８から供給する。 以上の構成により、掛算回路２７５及び２７６から第１
図例の直交成分取出回路２７と全く同様にして、直交す
る２人分Ｃｉ及びＳｉが得られる。 以上説明したように、第１図の構成によれば、従来例の
ように局部発振器の出力を直交するＣＯＳ及びｓｉｎの
２成分に分解し、入力信号をベースバンドに周波数変換
して直交成分に分離する方式ではないので、従来のよう
に周波数変換用の直交する局部発振信号の直交度により
性能が劣化するということはない。 また、従来例のように周波数変換によりベースバンドに
変換するものではなく、−旦、中間周波信号に変換する
ものであるから、従来例のようにベースバンド周波数を
扱う必要がなく、構成困難なりＣアンプを必要としない
。また、中間周波数の自由度が大きいので、この中間周
波数を、フィルタ等の各部品を構成しやすい周波数に選
択することが容易にできる。 そして、Ａ／Ｄコンバータやローバスフィルタは１系統
のみてよく、全体として構成を簡単化することができる
という特長がある。 なお、この発明は、以上のようなＰＳＫ／ＴＤＭＡ通信
方式の受信装置にのみ適用される場合に限らず、復調器
のすべて又は一部の動作をデジタル信号処理で行う狭帯
域変調信号の無線受信装置のすべてに適用可能である。
帯域信号受信装置の一実施例で、これは例えば移動体電
話に用いられる。 例えば、アンテナにより受信された搬送波周波数ｆＲＦ
、例えばＩ ＧＨｚの高周波数受信信号（変調信号）は
、バンドパスフィルタ２１に供給されて不要な帯域外成
分か除去された後、ミキサ回路２２に供給される。この
ミキサ回路２２には、固定局部発振器２３から周波数ｆ
ＬＯの発振信号が供給されて、バンドパスフィルタ２
１からの受信信号と掛算される。したがって、ミキサ回
路２２からは、中間周波数ｆ ｃ （ｆ ｃ−ｆｌ（、
ｒＲＦ又はｆｃ＝ ｆ ＲＦ ｆ ＬＯ）に搬送波周
波数が周波数変換された中間周波信号か得られ、これが
バントバネフィルタ２４に供給されて帯域外成分が除去
される。 中間周波数ｆｃは、例えば１５ＧＨｚとされる。 そして、このバンドパスフィルタ２４の出力信号はＡ／
Ｄコンバータ２５に供給されて、サンプリングクロック
発生回路２６からのサンプリング周波数ｆｓのクロック
でサンプリングされ、そのサンプリング値がデジタル信
号に変換される。 この場合、サンプリング周波数ｆｓは、搬送波周波数の
中間周波数ｆｃとの関係が下記のようになるように選定
されている。 ｆ ｃ： Ｉ （２ｍ＋ １） ／４１ ・ｆ ｓ−
（１）（ｍは整数） また、バンドパスフィルタ２４の出力信号の周波数帯域
を、中間周波数ｆｃを中心として±Ｂの範囲としたとき
、すなわち、帯域幅を２Ｂとしたとき、サンプリング定
理を満足するため、ｆ ｓ ＞ ２ Ｂ Ｘ ２ ＝４
Ｂ −１２）に選定されている。 例えばｆＣ−１／４・ｆｓとされる場合には、受信信号
と、これらの周波数との関係は第２図Ａに示すようにな
る。この場合、ｆｓ＝６０ＭＨｚとなる。 この場合には、中間周波数ｆｃの信号は、Ａ／Ｄコンバ
ータ２５で４倍の周波数ｆｓのサンプリングクロックで
サンプリングされるので、位相的には９０°毎のサンプ
リング位置になる。 また、例えばｆｃ−３／４・ｆｓとされる場合には、受
信信号と、サンプリング周波数ｆｓとの関係は同図Ｂに
示すようになる。この場合、ｆｓ＝ ２０ Ｍｔ（ｚと
なる。 この場合には、中間周波数ｆｃの信号は、４／３倍の周
波数ｆｓのサンプリングクロックでサンプリングされる
のて、位相的には２７０ ＠（９０” ｘ３）毎のサン
プリング位相位置になる。 Ａ／Ｄコンバータ２５の出力デジタルデータは、直交成
分取出回路２７に供給される。 この取出回路２７においては、Ａ／Ｄコンバータ２５の
出力データはデータ分割用スイッチ回路２７１に供給さ
れる。また、サンプリングクロック発生回路２６からの
サンプリングクロックがサンプル切替信号発生回路２７
２に供給されて、１サンプルデータ毎に状態を反転する
切替信号が、この発生回路２７２から得られる。そして
、スイッチ回路２７１が、この切替信号により１サンプ
ルデータ毎に切り替えられて、奇数番目のサンプルデー
タはデータ反転処理回路としての掛算回路２７３に、偶
数番目のサンプルデータはデータ反転処理回路としての
２７４に、それぞれ供給される。これら掛算回路２７３
および２７４には、（−１）’（ｎ−０，１，２・・・
・・・で、ｎの値は２掛算回路７３．２７４にサンプル
データが入力される毎に変更される）が供給され、掛算
回路２７３及び２７４の入力サンプルデータに対して、
１サンプル毎に、（＋１）と（−１）が交互に掛算され
る。 以上の動作をｆｃ−１／４・ｆｓに選定された場合を例
にとって、第４図を参照しながら説明する。 前述したように、ｆ ｃ −１／ ４・ｆｓの場合、Ａ
／Ｄコンバータ２５の出力サンプルデータは、中間周波
数ｆｃの信号が１サンプル毎にπ／２だけ異なった位相
位置でサンプリングされたものとなっている。したがっ
て、スイッチ回路２７１で１サンプル毎に交互に振り分
けられた掛算回路２７３及び２７４の入力データは、互
いにπ／２だけずれた位相位置のサンプルデータである
。しかも、各掛算回路２７３及び２７４の入力データは
、それぞれ１サンプル毎に位相がπだけずれた位置のデ
ータである。 したがって、掛算回路２７３及び２７４において、１サ
ンプル毎にデータが反転されることにより、第４図から
明らかなように１、掛算回路２７３からは中間周波数ｆ
ｃの信号のうちのｅＯ３成分が得られ、また、掛算回路
２７４からはｓｉｎ成分が得られる。これは、前述した
複素数表示の（２）式のそれぞれ実部と虚部を標本化し
たものにほかならない。すなわち、掛算回路２７３及び
２７４からは中間周波数ｆｃの信号から抽出した直交す
る２人分Ｃｉ及びＳｌか得られる。 以上説明したように、ｆ ｃ−２ｍ＋１／４ ・ｆＳて
あれば、Ａ／Ｄコンバータ２５の出力データサンプルは
、１サンプル毎にπ／２Ｘ（２ｍ＋１）たけ異なった位
相位置のデータであるので、直交成分取出回路２７から
は、互いに直交する２成分が得られるものである。 こうして、直交成分取出回路２７から得られた直交する
２人分Ｃｉ及びＳｉは、バッファメモリ２８を介してデ
ジタル信号処理型復調器２９に供給され、前述した従来
例と同様にして復調が行われる。 なお、以上の例では直交成分取出回路２７は、スイッチ
回路と２個の掛算回路で構成したが、第５図に示すよう
に２個の掛算回路２７５及び２７６のみによっても構成
できる。 すなわち、この例の場合には、Ａ／Ｄコンバータ２５の
出力データを２個の掛算回路２７５及び２７６に供給す
る。 そして、掛算回路２７５及び２７６には、係数供給回路
２７７及び２７８より１人カサンプル毎に変わる係数を
供給する。この場合、掛算回路２７５には、係数供給回
路２７７から、１サンプルおきのサンプルに対しては係
数「０」を供給し、残りの１サンプルおきのサンプルに
対してはｒｌＪと「−１Ｊとを交互に供給する。そして
、掛算回路２７６には、係数供給回路２７７からの係数
列を１サンプル分遅らせた状態の係数列の係数を、係数
供給回路２７８から供給する。 以上の構成により、掛算回路２７５及び２７６から第１
図例の直交成分取出回路２７と全く同様にして、直交す
る２人分Ｃｉ及びＳｉが得られる。 以上説明したように、第１図の構成によれば、従来例の
ように局部発振器の出力を直交するＣＯＳ及びｓｉｎの
２成分に分解し、入力信号をベースバンドに周波数変換
して直交成分に分離する方式ではないので、従来のよう
に周波数変換用の直交する局部発振信号の直交度により
性能が劣化するということはない。 また、従来例のように周波数変換によりベースバンドに
変換するものではなく、−旦、中間周波信号に変換する
ものであるから、従来例のようにベースバンド周波数を
扱う必要がなく、構成困難なりＣアンプを必要としない
。また、中間周波数の自由度が大きいので、この中間周
波数を、フィルタ等の各部品を構成しやすい周波数に選
択することが容易にできる。 そして、Ａ／Ｄコンバータやローバスフィルタは１系統
のみてよく、全体として構成を簡単化することができる
という特長がある。 なお、この発明は、以上のようなＰＳＫ／ＴＤＭＡ通信
方式の受信装置にのみ適用される場合に限らず、復調器
のすべて又は一部の動作をデジタル信号処理で行う狭帯
域変調信号の無線受信装置のすべてに適用可能である。
以上説明したように、この発明によれば、従来例のよう
に局部発振器の出力を直交するｃｏｓ 、 ｓｉｎの２
成分に分解し、入力信号をベースバンドに周波数変換し
て直交成分に分離する方式ではないので、周波数変換用
の直交する局部発振信号の直交度により性能が劣化する
ということはない。 また、従来例のようにベースバンド周波数を扱う必要が
なく、構成困難なりＣアンプを必要としない。 そして、Ａ／Ｄコンバータやローパスフィルタは１系統
のみてよく、全体として構成を簡単化することかできる
。
に局部発振器の出力を直交するｃｏｓ 、 ｓｉｎの２
成分に分解し、入力信号をベースバンドに周波数変換し
て直交成分に分離する方式ではないので、周波数変換用
の直交する局部発振信号の直交度により性能が劣化する
ということはない。 また、従来例のようにベースバンド周波数を扱う必要が
なく、構成困難なりＣアンプを必要としない。 そして、Ａ／Ｄコンバータやローパスフィルタは１系統
のみてよく、全体として構成を簡単化することかできる
。
第１図はこの発明によるデジタル復調装置の一実施例の
ブロック図、第２図及び第３図はこの発明における周波
数関係を説明するための図、第４図はこの発明の動作説
明のための図、第５図は直交成分取出回路の他の例を示
す図、第６図は従来例のブロック図である。 ２５；Ａ／Ｄコンバータ ２６；サンプリングクロック発生回路 ２７：直交成分取出口路 ２８；デジタル信号処理型復調器 代理人 弁理士 佐 藤 正 美 第２図 第４図 第５図
ブロック図、第２図及び第３図はこの発明における周波
数関係を説明するための図、第４図はこの発明の動作説
明のための図、第５図は直交成分取出回路の他の例を示
す図、第６図は従来例のブロック図である。 ２５；Ａ／Ｄコンバータ ２６；サンプリングクロック発生回路 ２７：直交成分取出口路 ２８；デジタル信号処理型復調器 代理人 弁理士 佐 藤 正 美 第２図 第４図 第５図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 搬送波周波数がｆｃで帯域幅２Ｂの入力変調信号をデジ
タル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、このＡ／Ｄコ
ンバータの出力デジタル信号から、互いに（奇数／２）
πだけ位相の異なる２成分を取り出す直交成分取出回路
とを備え、 前記Ａ／Ｄコンバータでのサンプリング周波数ｆｓが、 ｆｃ≒（２ｍ＋１）／４・ｆｓ （ｍは任意の整数） かつ、ｆｓ＞４Ｂ に選定されてなるデジタル復調装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2305567A JPH04177946A (ja) | 1990-11-09 | 1990-11-09 | デジタル復調装置 |
| US07/787,527 US5172070A (en) | 1990-11-09 | 1991-11-04 | Apparatus for digitally demodulating a narrow band modulated signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2305567A JPH04177946A (ja) | 1990-11-09 | 1990-11-09 | デジタル復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04177946A true JPH04177946A (ja) | 1992-06-25 |
Family
ID=17946705
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2305567A Pending JPH04177946A (ja) | 1990-11-09 | 1990-11-09 | デジタル復調装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5172070A (ja) |
| JP (1) | JPH04177946A (ja) |
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