JPH03188738A

JPH03188738A - Ｐｓｋ信号復調方式及び装置

Info

Publication number: JPH03188738A
Application number: JP1327375A
Authority: JP
Inventors: Yoshio Takeuchi; 良男武内; Teruhiko Honda; 本多　輝彦
Original assignee: Kokusai Denshin Denwa KK
Current assignee: KDDI Corp
Priority date: 1989-12-19
Filing date: 1989-12-19
Publication date: 1991-08-16
Also published as: US5077531A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、ＰＳＫ信号を同期検波により復調するＰＳＫ
復調方式及び装置に関するものである。

（従来の技術）従来の同期検波を用いるＰＳＫ復調方式では、同期検波
を行うために参照搬送波の再生を行う。

搬送波再生の方法としては、変調信号な逓倍後挟帯域の
フィルタあるいはＰ　Ｌ　Ｌ　（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋ
ｅｄＬｏｏｐ）を用いる方式およびコスタスＰＬＬを用
いる方式等がある。ＰＬＬあるいはコスタスＰＬＬを用
いる方式では、ループ内にフィルタを備え、雑音による
位相変動の影響を除去しているのが普通である。

第１０図は、逓倍器および狭帯域フィルタを使用する従
来方式の例である。第１０図においてＭ相ＰＳＫ変調波
の受信信号は帯域通過フィルタ１を通った後、分岐され
、一方は逓倍器５０に入力される。逓倍器５０は入力信
号をＭ逓倍することにより、入力信号のＭ倍の中心周波
数を持つ無変調信号を出力する。この信号に対し、狭帯
域フィルタ５１によって雑音を大幅に軽減した後、分周
器５２によってＭ分周され参照搬送波となる。π／２移
相器６０、乗算器６１．６２及び低域通過フィルタ６３
．６４により、帯域通過フィルタ１を通過後分岐された
入力信号が該参照搬送波により同期検波された後、デー
タ判定回路２Ｉによりデータ判定を受は復調データとな
る。

第１１図は逓倍器とＰＬＬを用いる従来方式の一例であ
り、第１０図における狭帯域フィルタ５１および分周器
５２の代わりに、乗算器５３、ループフィルタ５４、お
よびＶ　ＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ
Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）　５５からなるＰＬＬを用いる
。本方式において、逓倍後の無変調信号に対し、ＰＬＬ
によって位相同期した信号を生成すると共にそれを分周
器５２でＭ分周した信号を生成して参照搬送波とする。

第１２図も逓倍器とＰＬＬを用いる従来方式の例であり
、帯域通過フィルタ１と逓倍器５０をＰＬＬの内部に含
める点が第１１図の方式と異なっている。

第１３図はコスタスＰＬＬによる従来方式の例である。

また、搬送波再生の方法として、準同期検波信号なＦＦ
Ｔにより、−括して、時間領域から周波数領域の信号に
変換して行う方式もある（特願昭６２−２６５３７４　
）。この方式では逓倍後の無変調信号の周波数と位相を
周波数領域上で推定し、ＰＬＬ等の方法に代えて、推定
した周波数・位相をもって受信信号を補正することによ
って同期検波を行う。

（発明が解決しようとする課題）衛星回線および地上マイクロ波回線等においては、送受
信局のローカル周波数の安定度、あるいは衛星、中継局
等における周波数変換の安定度等の不十分さにより、受
信信号の搬送波周波数には周波数偏差が存在するのが普
通である。特に低速度の通信では、上記原因による周波
数偏差は変調信号帯域の４〜５倍になることもある。こ
のように大きな周波数偏差が存在する場合、第１０図お
よび第１１図に示されるような従来方式を用いると、帯
域通過フィルタ１の帯域を許容最大周波数偏差゛に応じ
て広げなければならないため、逓倍信号のＣ／Ｎが低い
ときに搬送波を再生できない。また、第１２図、第１３
図に示す従来方式では、大きな周波数偏差に追従するこ
とは可能であるが、周波数引込範囲は高々ループフィル
タの帯域幅程度であるので、そのままで周波数引込みを
行なうことはループ帯域幅の拡大となり再生搬送波のＣ
／Ｎ劣化となる。これに対処するため、Ｖｃ○の発振周
波数を掃引することにより周波数を引き込むことも考案
されているが、この場合、引き込み速度は掃引速度に依
存し、掃引速度はループフィルタの帯域幅によって制限
されるため、特に、低Ｃ／Ｎにおいて高速引き込みを行
なうことは不可能である。

特願昭６２−２６５３７４の方式は、ＴＤＭＡバースト
ＰＳＫ信号を対象としており、連続ＰＳＫ信号において
搬送波の周波数、位相の変動についての追随性が不十分
であった。また、この方式では、搬送波の周波数、位相
の推定を、離散的な値に対する補間により求めるので、
精度の点て問題がある。

本発明は、上述した従来技術の問題点を解決するために
なされたもので、低Ｃ／Ｈにおいて受信信号に大きな周
波数偏差が存在する場合にも高速に周波数引き込みを行
ない、かつ短期的な周波数変動に追随して精度良く復調
することができ、さらに長時間にわたって連続的に変動
した搬送波の周波数変動に効率的に追随することができ
るＰＳＫ復調方式を提供することを目的とする。

（課題を解決するための手段）上記の目的を達する為に、本発明は、位相変調されてい
る受信ＰＳＫ信号を準同期検波し、ＦＦＴを用いてＰＳ
Ｋ信号の搬送波周波数を推定し、その推定値を用いて準
同期検波されたＰＳＫ信号を補正し、その補正されたＰ
ＳＫ信号をＰＬＬによって周波数と位相の補正をするこ
とによりＰＳＫ信号の復調を行う。

またさらにより速く周波数引き込みを行う為に、上述の
方式にＦＦＴを用いて残留周波数偏差を求めて利用する
処理を追加してＰＳＫ信号の復調を行ってもよい。

ＰＬＬにより周波数と位相の補正を行うことは本発明の
特徴のひとつで、特願昭６２−２６５３７４では、補間
により周波数と位相の補正が行われていた。

（作用）本発明はこのように受信ＰＳＫ信号に対し、ＦＦＴおよ
びＰＬＬを用いて復調操作を行なうことから、回線状態
の悪い、すなわち低Ｃ／Ｎでしかも周波数偏差が非常に
大きい場合の受信ＰＳＫに対しても周波数変動に追随し
た復調が可能である。

（実施例１）第１図は本発明によるＰＳＫ復調方式の第１の実施例の
構成を示す。ｌは帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、２．３
は乗算器、４はπ／２移相器、５は局部周波数発振器、
６，７は低域通過フィルタ（ＬＰＦ）　、８．９はアナ
ログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）　、１０はバッファ
、１１はＦＦＴ回路（高速フーリエ変換回路）　、１２
．１３は２乗器、１４はたし算器、１５は周波数推定器
、１６は周波数補正器、１７．１８は低域通過フィルタ
、１９はクロック再生回路、２０はＰ　Ｌ　Ｌ　（Ｐｈ
ａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）回路、２１、２２は
低域通過フィルタ、２３はデータ判定回路である。

帯域通過フィルタ１に入力される信号１００は、次式で
表されるＭ相ＰＳＫ信号である。

Ｓ、（ｔＪ＝４′−２−・Ａ　　　ｃｏｓ　　　　（ω
　、’ｔ　　　十　　θｋ　　十　　θｏ）＋ｎ（ｔ）
　　　　　　（１）（ｋ−１）Ｔ≦ｔ≦ｋＴ式（１）でＡは受信信号の振幅レベル、ω。は搬送波角
周波数、θ０は初期位相を示し、θにはに番目の情報ビ
ットに応じた位相情報であり、２π１／Ｍ（１は整数、
０≦１≦Ｍ−１）という値をとる。また、Ｔは１シンボ
ル当りの時間を示し、ｎ　（ｔ）は伝送路上で相加され
た雑音を表す。

式（１）で示される受信信号の搬送波角周波数ω。′は
送信搬送波周波数の安定度及び使用回線内に含まれる周
波数変換器の固定発振器の周波数安定度等により、送信
側で送信した搬送波角周波数ω。とは異なった値となっ
ている。すなわち回線内には（ω。′−ωｅ）の周波数
偏差を持つことになる。したがって、帯域通過フィルタ
１の帯域幅は、通常通信回線全体で発生しつる周波数偏
差の最大値を考慮して決定しなければならない。

例えば、周波数偏差が、信号帯域と同程度の場合には、
帯域通過フィルタ１の帯域幅は信号帯域幅の３倍程度必
要となる。このように受信信号の周波数偏差が大きい場
合には、帯域通過フィルタ１の帯域を広く取る必要があ
り、このため雑音もこの広い帯域を通過した分だけ復調
器に入力されることになる。帯域通過フィルタ１を通過
した信号と雑音は、固定発振器５から得られる参照搬送
波により準同期検波される。固定発振器５で発生される
参照搬送波は次式で表される。

Ｒ，（ｔ）　＝、／”’丁ｃｏｓ（ω：ｔ　＋　Ｌ）　
　　　　　　（２）式（２）でω；は、固定発振器５の
持つ角周波数であり送信側で送信された角周波数ω。に
近い値を持ち、以下の説明ではωニ＝ω。と仮定する。

０１は固定発振器の初期位相を示す。式（２）の参照搬
送波は、π／２位相器４を通ることにより次式のように
なる。

Ｒ，（ｔ）＝　ｒ丁５ｉｎ（ωｃｔ＋θｔ）　　　　　
　（３）結局、式（１）の受信信号と式（２）、（３）
で示す参照搬送波とが乗算器２，３によって乗積され、
それぞれ次式に示される信号が出力される。

ｅｘ（ｔ）＝ｓ（ｔ）−Ｒｃ（ｔ）＝　Ａ　ｃｏｓ（（ω。−ωｃ）ｔ＋θに十〇。−０１
）＋　Ａ　Ｃｏ５（（（ＩＪ　、＋ωｃ）を十〇、＋θ
Ｏ−ａｔ）＋１（し）・ｎ、（ｔ）　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　（４）ｅｔ　（ｔ）　”　Ｓ
　（ｔ）　・Ｒ，（ｔ）＝　−Ａ　５ｉｎ（（ω。−ω
ｊｔ十〇、十〇。−〇、）＋　Ａ　５ｉｎ（（ω。＋ω
ｃ）ｔｔ　ｅｋ十〇。−θ１）＋ｎ（ｔ）・Ｒ，（ｔ）
　　　　　　　　　　（５）式（４）、（５）で示され
る信号は、それぞれ低域通過フィルタ６．７を通ること
により高調波成分が除去され、それぞれ次式に示す信号
が表れる。

ｅｓ’　（ｔ）−Ａ　ｃｏｓ（（ω、−ωｃ）ｔ＋０３
十〇。−０１）＋ｎａ’（ｔ）　　　　　　　　　　　
（６）ｅ２＋　（ｔ）＝　−Ａ　５ｘｎ（（ω、’−ω
。）ｔ＋θに＋００−〇□）＋ｎ＊’（ｔ）　　　　　
　　　　　　　　　　　（７）ただし、式（６）、（７
）でｎ０°（ｔ）、ｎ＊’（ｔ）は、それぞれ直交関係
にある、低域通過フィルタ通過後の雑音を示す。ここで
、（ω。−ωＣ）は、受信信号と参照搬送波との間の周
波数偏差量を示し、以後Δωとする。

式（６）、（７）で示される信号は、ディジタル／アナ
ログ変換器８，９により次式に示されるようなディジタ
ル値に変換される。

Ｌ＝ｅ１’　（ｔｔ）＝　Ａ　ｃｏｓ　（Δ（ｉＪｔｌ
十〇、＋θｏ−ｅｔ）＋ｎａ’（ｔｉ）　　　　　　　
　（８）Ｙ、＝　　ｅｔ’　　（ｔｔ）＝　−Ａ　　ｓ
ｉｎ　　（Δ　ω　ｔ４＋　θ、十　〇。−０１）＋　
ｎ−’（ｔｉ）　　　　　　　　（９）たたし、１ｉは
工番目のサンプル時間を示す。また、サンプリングの間
隔は、帯域通過フィルタ１の帯域幅に応じて決定される
。

Ｘ、、　Ｙｉは分岐され、一方はバッファ１０に蓄積さ
れる。バッファ１０にＸ＋、　ＹｔそれぞれＮ１個のデ
ータがＮ積されると、Ｎ１組のデータはＦＦＴ回路１１
に転送され、複素ＦＦＴにより時間軸上の信号から周波
数軸上の信号に変換される。ＦＦＴ回路１１からは周波
数軸上の実数及び虚数の振幅スペクトラム１１０１及び
１１０２が２乗器１２．１３へ出力される。これらの値
は２乗器１２．１３及びたし算器１４により処理され、
Ｎ□点の電力スペクトラム１４０１が周波数推定器１５
へ出力される。雑音成分を含む変調信号の電力スペクト
ラム１４０１は、変調信号が存在する帯域内だけに大き
な電力レベルを持ち、雑音は、白色雑音を想定した場合
、帯域通過フィルタ１の帯域内で一定の電力レベルを持
つ。したがって、周波数軸上で、周波数に相関を持つ信
号と周波数に無相関の雑音とは、電力レベルをみること
により、低Ｃ／Ｎにおいても比較的容易に識別すること
が可能である。この特徴を利用し、周波数推定器１５に
おいては、電力スペクトラム１４０１をたし算器１４か
ら入力し、変調信号の大体の中心周波数を推定している
。方法としては、まず、ある一定の帯域幅Ｂ。内の電力
相Ｄｉ、（１≦に≦Ｎ、−ｍ＋１）を次式によって求め
る。

Ｄ、：　Σ　Ｐ　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　（１０）１１１に式（１０）でＰ、（１≦１≦Ｎｌ）は、たし算器１４に
より出力された電力スペクトラムの各周波数における値
である。ｍは帯域幅Ｂ。に含まれるサンプル数であり、
スペクトラムの離散的な周波数の間隔なΔεとするとＢｏ＝ｍ＠Δε　　　　　　　　　　　（１１）という
関係が成立する。

ここで、スペクトラムの１番目の離散周波数値をＷｌと
し、Ｗ、からＷＮＩ　までの間で、Ｄ、（１≦に≦Ｎ、
−ｍ＋１）の持つ電力が最大の場所に、変調信号が存在
している可能性が最も高いと考えると、変調信号の中心
周波数は次のように求めることができる。すなわち、Ｄ
ｋが最大となるｋを求めに□８とすると、変調信号の中
心周波数Ｗｒは次式で表される。

Ｗｒ＝Ｗｋｍａｘ　　＋　　ｍ・Δε／　２　　　　　
　　　　（１２）以上述べたように、ＦＦ７手法を用い
ることにより、変調信号の中心周波数Ｗｒは、回線状態
が非常に悪い状態でも比較的正確に推定することができ
る。

なお、このＦＦＴ回路の代わりに、時間の経過とともに
変化する周波数成分を各時点毎に求めることができるス
ライディングＤＦＴ回路を用いることにより、時間によ
って変化する周波数の推定が可能となる。

次に、推定された周波数値をもとに、周波数補正器１６
において、アナログ／ディジタル変換器８．９から出力
され分岐されたもう一方のＸｔ、　Ｙｒに対し、次式に
より周波数補正を行う。

×１’＝　　Ｘｔ　　ｃｏｓ　　（２πＷ　ｒｔｔ）　
　＋　　ＹＨ５ｉｎ（２πＷ　ｒｔ、）（１３）Ｙｔ’＝　　−Ｘｔ　　ｓｉｎ　　　（２π　Ｗｒｔｉ
）　　　＋　　Ｙｌ　　ｃｏｓ（２πＷｒｔＬ）（１４
）この操作により、Ｘｌ′、Ｙｌｏは（Δω−２ｉＷｒ）
を中心周波数とする信号となる。Ｗｒがほぼ正しく推定
されていれば、（Δω−２πＷｒ）は信号帯域幅に比べ
て小さい値となる。なお、該推定された周波数は同時に
ＰＬＬ回路２０にも渡され、後述する操作によりＰＬＬ
回路２０の内部状態の更新に用いられる。低域通過フィ
ルタ１７．１８から出力された信号はクロック再生回路
１９に入力される。クロック再生回路１９では、最適な
クロック点を抽出し、該最適クロック点におけるデータ
のみを出力する。

クロック再生の方式としては、従来考案されている各種
のクロック再生方式を用いることができる。クロック再
生回路１９より出力される信号に対しＰＬＬ回路２０に
より周波数および位相の追随を行い、周波数および位相
を補正した信号を出力する。

ここで用いるＰＬＬ回路としては例えば第２図に示す形
のコスタスＰＬＬ回路がある。このコスタスＰＬＬ回路
は一般によく用いられる方式のもので、位相比較器２０
１、ループフィルタ２０２および位相積分器２０３より
構成される。位相比較器２０１は入力される直交信号１
９０１．１９０２と位相積分器の出力２０３１より例え
ば次式により位相を比較し、位相差に対応した信号を出
力する。

Ｃｍ”　Ｃｉｎ＋ｍ　ＣＯ３θ、　４　Ｓｉｎ＋ｌｌｌ
　ｓｉｎθｍ　　　　（１５）Ｓｍ：Ｓｉｎ＋ｍ　ＣＯ
３Ｌ　−Ｃｉｎ、ｍ　Ｓｉｎ　［１ｍ　　　　（１６）
Ｖｏｕｔ＝　　ｓｉｇｎ（Ｃ−・　Ｓ、　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１７）ここ
で、Ｃ１ｎ＋ｍ　ｌ　Ｓｌｎ＋ｍは入力１９０１．１９
０２に表れる信号、θ、は位相比較器２０１の出力２０
３１の信号、Ｖｏｕｔは位相差に対応して出力２０１１
に表れる信号である。また、Ｃ，、Ｓ、は入力信号を同
期検波した信号となっており、位相比較器２０１よりデ
ータ判定用信号２００１．２００２として出力される。

なお、位相比較器２０１としては、−ｍに用いられてい
る各種位相比較特性を持つ方式を利用できる。

位相比較器２０１の出力はループフィルタ２０２に入力
される。入力信号の周波数偏差に起因するＰＬＬ回路の
平均位相誤差な０とするためには、ループフィルタとし
て完全積分型のフィルタを用いる必要があり、例えば第
３図に示す形のフィルタを利用できる。本ループフィル
タにおいて、入力位相差信号２０１１は分岐され、一方
は定数に１を掛けられた後たし算器２１２に入力される
。分岐された入力位相差信号２０１１のもう一方は定数
に２を掛けられた後たし算器２１４に入力される。たし
算器２１４の出力は分岐され、一方はたし算器２１２に
入力されると共に他方は遅延器２１５によって１サンプ
ル遅延されてたし算器２１４に入力される。遅延器２１
５とたし算器２１４は完全積分器を構成している。

ループフィルタ２０２の出力は位相積分器２０３に入力
される。位相積分器２０３は次式により、入力される位
相差信号を積分し、位相信号を出力する。

０ｌｌｌ＝θｍ−ｔ＋Δθ１ｌｌ（１８）ここで、θ１
．Δθ１はそれぞれｍサンプル力に対応する出力位相お
よび入力位相差信号である。

このＰＬＬ回路２０は最適なクロックでサンプルされた
信号に対してのみ動作させることにより処理量を軽減す
ることができる。

ＰＬＬ回路２０から出力される信号２００１．　２００
２は、波形整形フィルタ２１．　２２において雑音を軽
減された後、データ判定器２３において２レベルの硬判
定あるいは多値レベルの軟判定を受け、復調データとし
て出力される。

第４図は本方式に基づく復調処理のタイムスケジュール
の一例を示したものである。なお、アナログ／ディジタ
ル変換器８，９までの部分は処理開始時から常時動作し
ているものとする。時刻上〇において処理を開始し、時
刻ｔ０までの間、バッファ１０にディジタル信号を蓄積
する。蓄積された信号に対して時刻Ｆ．１から時刻ｔ３
までの間、ＦＦＴ回路１１、２乗器１２，　１３、たし
算器１４、周波数推定器１５によって一連の搬送波周波
数推定のための処理か行われる。得られた周波数推定値
をもとに、時刻ｔ３より周波数補正の処理が開始され、
併せて低域通過フィルタ１７．　１８、クロック再生回
路１９、ＰＬＬ回路２０、波形整形フィルタ２１，　２
２、データ判定２３の処理も開始され、以降連続的に処
理される。時刻ｔ３において、時刻ｔ２から時刻ｔ３ま
での間にバッファ１０に蓄積されたディジタル信号に対
し、再び搬送波周波数推定の一連の処理が開始される。

時刻ｔ８において周波数推定値が得られると、得られた
推定値はその時点から周波数補正の処理に用いられる。

推定値変更の前後で、周波数補正器１６の出力信号すな
わちＰＬＬ回路２０の入力信号の周波数が不連続となる
ので、これに対処するために、推定値は同時にＰＬＬ回
路２０の処理にも渡され、ＰＬＬ回路２０の内部状態の
更新に用いられる。すなわち、遅延器２１５の入力値Ｖ
を次式に基づき更新することにより不連続な周波数に追
随する。

ｖ　　＝　Ｖｏ　＋　２７．　　（ｆｅ−ｆｅｏ）／　
Ｂ　　　　　　　　　　　　　　　　（１９）ただし、
Ｖｏは遅延器２１５の入力に既に設定されていた値、ｆ
ｅは新たに推定された搬送波周波数推定値、ｆｅｏは直
前の搬送波周波数推定値、Ｂは変調帯域幅である。

以上のような手順を繰り返すことにより、第４図に示す
ように各処理が周期的あるいは連続的に実行され、ＦＦ
Ｔ回路１１により間欠的に得られる搬送波周波数推定値
をもとにＰＬＬ回路２０によって連続的に搬送波の周波
数、位相に追随する。

上述のように、本発明は、ＦＦＴ回路１１を利用した搬
送波周波数推定に基づき受信ＰＳＫ信号の周波数偏差を
推定した後、ＰＬＬ回路２０によって残留する周波数偏
差および位相差を引き込むことにより、低Ｃ／Ｎにおい
て大きな周波数偏差が存在しかつ短期的な周波数変動が
生じても良好に復調を行うことができる。また、いった
んＰＬＬ回路２０によって周波数および位相を引き込ん
でしまえば、周波数の変動により生ずる新たな周波数偏
差がある程度大きくなるまでは、新たに搬送波周波数を
推定しなくともよいので、搬送波周波数を推定する頻度
を減らすことができる。

なお、上述の実施例において、アナログ／ディジタル変
換を準同期検波直後に行わず、周波数補正をアナログの
まま行ってもよい。

あるいは、帯域フィルタ１を通過後の信号１０１を高速
アナログ／ディジタル変換器によりディジタル信号とし
、準同期検波の部分をディジタル処理により行ってもよ
い。

本構成では周波数補正器１６により、ある時点て周波数
補正をされる信号は、その時点より過去の信号をもとに
推定された搬送波周波数により補正を受けているが、ア
ナログ／ディジタル変換器８、９の出力８０１，　９０
１を分岐後、周波数補正器１６に入力する前に遅延を入
れることにより、周波数推定に用いた信号自身を該推定
周波数により補正することも可能である。

ＰＬＬ回路２０は、最適クロック点たけでなくそれ以外
のサンプル点における信号を用いて動作させてもよい。

この場合もデータ判定は最適クロック点における信号に
対してのみ行う。なお、クロック再生回路１９とＰＬＬ
回路２０の順序を交換してもよい。

推定周波数の統計をとる等の方法により、新たに推定さ
れた搬送波周波数推定値の確からしさを検定し、確から
しくないと認められたときはその推定値を用いず、以前
に推定された推定値を引続き用いることも可能である。

またバッファ１０におけるディジタルデータの蓄積およ
びＦＦＴ　　回路１１．２乗器１２．１３、たし算器１
４、周波数推定器１５による一連の搬送波周波数推定の
処理を、処理開始直後のみあるいは処理開始直後と搬送
波同期あるいはクロック同期が外れたときのみ行っても
よい。

この場合の各処理のタイムスケジュールの一例を第５図
に示す。時刻ｔ。において処理が開始され、時刻ｔ１ま
での間ディジタル信号がバッファ１０に蓄積される。時
刻ｔ１から時刻ｔ、までの間一連の搬送波周波数推定の
処理が行われ、時刻ｔ３において得られた周波数推定値
をもとに、周波数補正の処理が開始され、併せて低域通
過フィルタ１７゜１８、クロック再生回路１９、ＰＬＬ
回路２０、波形整形フィルタ２１．２２、データ判定回
路２３の処理が開始され、以降連続的に処理される。

時刻ｔｌｏにおいて搬送波あるいはクロックの同期外れ
が検知されると、時刻ｔｔｏから処理開始時と同様の処
理を行う。

以上のように搬送波周波数推定の処理の実行を処理開始
時および搬送波あるいはクロックの同期外れ時に限定す
ることにより、処理量を削減することができる。

なお、同期外れ時は新たに搬送波周波数を推定するまで
、周波数補正器１６、低域通過フィルタ１７、１８、ク
ロック再生回路１９、ＰＬＬ回路２０、波形整形フィル
タ２１．２２、データ判定回路２３の各処理を中断して
もよい。

また、搬送波周波数推定の確からしさを増すために、搬
送波周波数推定の処理を複数回繰り返してそれをもとに
確からしい推定値を決定して周波数補正の処理に用いる
ことも可能である。

（以下余白）（実施例２）第６図は、本発明の発明によるＰＳＫ復調方式の第２の
実施例を示す。第６図において１〜２３は第１図に示し
たものと同等であり、第２図、第３図のＰＬＬ回路の構
成例も第２の実施例に適用可能である。第６図において
、２４は逓倍器、２５はバッファ、２６はＦＦＴ回路、
２７．２８は２乗器、２９はたし算器、３０は周波数推
定器である。なお、第１の実施例と同様に、これらのＦ
ＦＴ回路１１．２６の代わりに、スライディングＤＦＴ
回路を用いることもできる。

低域通過フィルタ１７．１８の出力を次式で表す。

Ｘ１°’　＝＃／Ｔ−Ａ　ｃｏｓ（Δω“ｔ１＋θｈ＋
８２）＋　ｆｉ、°’（ｔ）　　　　　　　　　　　　
（２０）ｙ、”　＝ｆ丁＊Ａ　５ｉｎ（Δω’ｔｔ十θ
に＋０２）＋ｎ、°“（ｔ）　　　　　　　　　　　　
（２１）式（２０）　、　　（２１）において Δω゛ミ　Δω−２πＷｒ（２２）であり、０２はｘｉ、　ｙｉの初期位相θ１び低域通ｘ
Ｌ”、Ｙ工°゛は分岐され、一方は逓倍器２４に入力さ
れる。逓倍器２４において、Ｘ　ｔ　”　、　Ｙ　ｉ”
の周波数がＭ逓倍され、次式で表される信号が出力され
る。

Ｘｓ”’＝　Ａ’　ｃｏｓ（ＭΔω’ｔ、＋Ｍｌｌ、）
＋　ｎ、°”　（ｔ）　　　　　　　　　　（２３）Ｙ
＋”’＝　Ａ’　ｓｉｎ（ＭΔω’ｔ、＋Ｍθ２）＋　
ｎ、°”（ｔ）　　　　　　　　　　　（２４）式（２
０）、　（２１）に含まれていた変調位相成分θにはＭ
逓倍により除去される。また、ｎ、’　（ｔ）　。

ｎ０°”（ｔ）は逓倍操作によって雑音成分同士あるい
は雑音成分と信号成分とが掛は合わされた結果生ずる雑
音成分を示している。ｘ、＋＋＋、　ｙ、＋＋＋はバッ
ファ２５に蓄積される。バッファ２５にＸ　、　Ｉ　ｌ
　ｌ　、　Ｙ、°°゛それぞれＮ２個のデータが蓄積さ
れると、Ｎ２組のデータＸ　、＋＋＋、　ｙ、＋＋＋は
ＦＦＴ回路２６ニ送ラレ、複素ＦＦＴにより時間軸上の
信号から周波数軸上の信号に変換される。ＦＦＴ回路２
６からは、実数及び虚数の振幅スペクトラム２６０１及
び２６０２が２乗器２７、２８に出力される。これらの
値は、２乗器２７゜２８及びたし算器２９により処理さ
れ、Ｎ２点の電力スペクトラム２７０１として周波数推
定器３０に出力される。ここで、式（２３）、　（２４
）で表される無変調波の信号電力は、周波数Ｍω゛だけ
に存在することから、得られた電力スペクトラムをみれ
ば、低受信Ｃ／Ｎにおいても信号成分と雑音成分を識別
することが可能となる。したがって、周波数推定器３０
は、電力スペクトラム中の電力が最大となる周波数Ｗ、
を求め、Ｗ、／　Ｍを残留周波数偏差推定値３００１と
してＰＬＬ回路２０に出力する。

ＰＬＬ回路２０に入力される信号が周波数偏差を持つ場
合、ＰＬＬ回路２０が周波数および位相を引き込んだ後
、定常状態において、ループフィルタ内の内部状態すな
わち遅延器２１５の入力Ｖは周波数偏差ｆに対し、ｖ＝　２πΔｆ　／　Ｂ　　　　　　　　　　（２５）
という値に近い値をとる。■が上記定常時の値に近くな
ることにより周波数引き込みが達成されるため、ｆが大
きいと周波数引き込みに時間がかかる。そこで、残留周
波数偏差推定値を用いてＶの定常時の値を算出し、遅延
器２１５の入力値をその値に近くなるように設定するこ
とにより、周波数引き込みが高速に達成される。

第７図は第２の実施例に基づく復調処理のタイムスケジ
ュールの一例を示′したものである。時刻ｔｏにおいて
処理を開始し、時刻ｔ１までの間バッファ１０にディジ
タル信号を蓄積する。蓄積された信号に対して時刻ｔ１
から時刻ｔ３までの間に、ＦＦＴ回路１１．２乗器１２
．１３、たし算器１４、周波数推定器１５によって一連
の搬送波周波数推定のための処理が行われる。得られた
周波数推定値をもとに、時刻ｔ、より周波数補正器１６
の処理が開始され、併せて低域通過フィルタ１７．１８
、クロック再生回路１９の処理も開始され、以降連続的
に処理される。

時刻ｔ、において、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間にバ
ッファ１０に蓄積されたディジタル信号に対し、再び搬
送波周波数推定の一連の処理が開始される。

時刻ｔ６において周波数推定値が得られると、得られた
推定値はその時点から周波数補正の処理に用いられる。

また時刻ｔ３から時刻ｔ４までの間、周波数補正された
ディジタル信号な逓倍しバッファ２５に蓄積する。蓄積
された信号に対して時刻ｔ４から時刻ｔ、までの間ＦＦ
７回路２６．２乗器２７．２８、たし算器２９、周波数
推定器３０によって一連の残留周波数偏差推定のための
処理が行われる。得られた推定値をもとに時刻ｔ７より
ＰＬＬ回路２０の処理が開始され、併せてデータ判定の
処理も開始され以降連続的に処理される。このとき、残
留周波数偏差推定の開始時と終了時で、周波数補正に用
いられている搬送波周波数推定値が異なっているため、
残留周波数偏差推定に用いた信号の周波数補正に用いた
周波数推定値ｆ８゜および時刻ｔ、においてＰＬＬ回路
２０に入力される信号の周波数補正に用いた周波数推定
値ｆａｔを用いて残留周波数推定値ｄｆ、を次式により
修正する。

ｄｆ、°＝ｄｆｅ＋ｆａｏ−ｆａｔ　　　　　　　　　
　（２６）ＰＬＬ回路２０の内部状態すなわち遅延器２
１５の入力値Ｖは、修正後の残留周波数偏差推定値ｄｆ
、。

を用いて次式により設定される。

ｖ　＝　２π・ｄｆ、’／　Ｂ　　　　　　　　　（２
７）以降、搬送波周波数あるいは残留周波数偏差が推定
される毎にＰＬＬ回路２０の内部状態を更新する。例え
ば、時刻ｔ９において搬送波周波数推定値が得られると
、周波数補正の不連続性を補償するために式（１９）に
よりＰＬＬ回路２０の内部状態を更新する。また、時刻
ｔｔｏにおいて残留周波数偏差の推定値が得られると、
次式によりＰＬＬ回路２０の内部状態を更新する。

ｖ＝　Ｖｏ　＋　２　πｃｄｆｅ°−ｄｆ、ｏ’）／　
Ｂ　　　（２８）以上のような手順を繰り返すことによ
り、第７図に示すように各処理が周期的あるいは連続的
に実行される。

上述のように、第２の実施例では、推定された搬送波周
波数を用いて周波数を補正した後、更に逓倍およびＦＦ
Ｔを行って残留周波数偏差を高精度に推定し、それをも
とにＰＬＬ回路２０の内部状態を設定することにより、
ＰＬＬ回路２０による周波数および位相の引き込みを高
速に達成することができる。

なお、推定周波数の統計をとる等の方法により、新たに
推定された搬送波周波数推定値の確からしさを検定し、
確からしくないと認められたときはその推定値を用いず
、以前に推定された推定値を引続き用いることも可能で
ある。

また、ＰＬＬ回路２０の内部状態を推定された残留周波
数偏差に応じて設定することは、ＰＬＬ回路２０の前に
周波数補正器を設けて残留周波数偏差を補正するのと同
等である。

またバッファ１０におけるディジタル信号の蓄積および
ＦＦＴ　　回路１１．２乗器１２．１３、たし算器１４
、周波数推定器１５による一連の搬送波周波数推定の処
理を、処理開始直後のみあるいは処理開始直後と搬送波
同期あるいはクロック同期が外れたときのみ行ってもよ
い。

この場合の各処理のタイムスケジュールの一例を第８図
に示す０時刻ｔ。において処理が開始され、時刻ｔ１ま
での間ディジタル信号がバッファ１０に蓄積される。時
刻ｔ１から時刻ｔ２までの間一連の搬送波周波数推定の
処理が行われ、時刻ｔ２において得られた周波数推定値
をもとに、周波数補正の処理が開始され、併せて低域通
過フィルタ１７゜１８、クロック再生回路１９の処理が
開始され、以降連続的に処理される０時刻ｔａから時刻
ｔ、までの間、周波数補正されたディジタル信号を逓倍
しバッファ２５に蓄積する。蓄積された信号に対して時
刻ｔ３から時刻ｔ５までの間ＦＦ７回路２６．２乗器２
７、２８、たし算器２９、周波数補正器３０によって一
連の残留周波数偏差推定の処理が行われる。得られた推
定値をもとに時刻ｔｓよりＰＬＬ回路２０の処理が開始
され、併せてデータ判定の処理も開始され以降連続的に
処理される。このとき、ＰＬＬ回路２０の内部状態すな
わち遅延器２１５の入力値は、残留周波数偏差推定値ｄ
ｆ、を用いて次式により設定される。

ｖ　＝　　２π・ｄｆ、　／Ｂ　　　　　　　　　　（
２９）以降は、０周波数補正器１６、■低域通過フィル
タ１７．１８及びクロック再生回路１９、■バッファ２
５によるデジタル信号の蓄積及び残留周波数偏差推定、
■ＰＬＬ回路２０、■波形整形フィルタ２１．２２及び
データ判定回路２３の各処理が、第８図に示すように周
期的あるいは連続的に実行される。

時刻ｔｌＯにおいて搬送波あるいはクロックの同期外れ
が検知されると、時刻ｔｌｏから処理開始時と同様の処
理を行う。

なお、同期外れ時は新たに搬送波周波数を推定するまで
、周波数補正器１６、低域通過フィルタ１７、１８、ク
ロック再生回路１９、残留周波数偏差推定、ＰＬＬ回路
２０、波形整形フィルタ２１．２２、データ判定回路２
３の各処理を中断してもよい。

また、搬送波周波数推定の処理と残留周波数偏差推定の
処理を非同期に行ってもよい。

この場合の各処理のタイムスケジュールの一例を第９図
に示す。時刻ｔ。において処理を開始し、時刻ｔ８まで
の間バッファ１０にディジタル信号を蓄積する。蓄積さ
れた信号に対して時刻ｔ、から時刻ｔ、までの間ＦＦ７
回路１１．２乗器１２．１’３、たし算器１４、周波数
推定器１５によって一連の搬送波周波数推定のための処
理が行われる。得られた周波数推定値をもとに、時刻ｔ
３より周波数補正の処理が開始され、併せて低域通過フ
ィルタ１７．１８、クロック再生回路１９の処理も開始
され、以降連続的に処理される。時刻ｔ、において、時
刻ｔ２から時刻ｔ。

までの間にバッファ１ｏに蓄積されたディジタル信号に
対し、再び搬送波周波数推定の一連の処理が開始される
。時刻ｔ６において周波数推定値が得られると、得られ
た推定値はその時点から周波数補正の処理に用いられる
。また時刻ｔ、から時刻ｔ４までの間、周波数補正され
たディジタル信号な逓倍しバッファ２５に蓄積する。蓄
積された信号に対して時刻ｔ４から時刻ｔ６までの間Ｆ
Ｆ７回路２６．２乗器２７．２８、たし算器２９、周波
数推定器３ｏによって一連の残留周波数偏差推定の処理
が行われる。得られた推定値をもとに時刻ｔ６よりＰＬ
Ｌ回路２ｏの処理が開始され、併せて波形整形フィルタ
２１゜２２、データ判定回路２３の処理も開始され以降
連続的に処理される。このとき、残留周波数偏差推定の
開始時と終了時で、周波数補正に用いられている搬送波
周波数推定値が異なっているため、残留周波数偏差推定
に用いた信号の周波数補正に用いた周波□数推定値ｆ、
。および時刻ｔ８においてＰＬＬ回路２０に入力される
信号の周波数補正に用いた周波数推定値Ｌｌを用いて残
留周波数推定値ｄｆ、を式（２６）により修正する。Ｐ
ＬＬ回路２０の内部状態すなわち遅延器２１５の入力値
Ｖは、修正後の残留周波数偏差推定値ｄｆ、°を用いて
式（２７）により設定される。以降、搬送波周波数ある
いは残留周波数偏差が推定される毎にＰＬＬ回路２０の
内部状態を更新する。

以上のような手順を繰り返すことにより、第９図に示す
ように各処理が周期的あるいは連続的に実行される。

このように、搬送波周波数推定の処理と残留周波数偏差
推定の処理を非同期に行うことにより、搬送波周波数推
定の間隔、残留周波数偏差推定の間隔を自由に設定でき
、要求される特性に対する処理の最適化を柔軟に行うこ
とが可能となる。

（発明の効果）以上のように本発明は、ＦＦＴを利用した搬送波周波数
推定に基づき受信ＰＳＫ信号の周波数偏差を推定した後
、ＰＬＬによって残留する周波数偏差および位相差に追
随することにより、低Ｃ／Ｎにおいて受信搬送波周波数
の偏差量が大きくかつ短期的な周波数変動が生じても良
好に連続的に復調を行うことができる。

さらに、搬送波周波数推定処理の実行を処理開始時およ
び搬送波あるいはクロックの同期はずれ時に限定するこ
とにより、全体の処理量を削減できる。

また、推定された搬送波周波数を用いて周波数を補正し
た後、更に逓倍およびＦＦＴを行って残留周波数偏差を
高精度に推定し、それをもとにＰＬＬの内部状態を設定
することにより、ＰＬＬによる周波数および位相の引き
込みを高速に達成することができる。

この場合も搬送波周波数推定の処理の実行を処理開始時
および搬送波あるいはクロックの同期はずれ時に限定す
ることにより、全体の処理量を削減できる。

また、搬送波周波数推定の処理と残留周波数偏差推定の
処理を非同期に行うことにより、搬送波周波数推定の間
隔、残留周波数偏差推定の間隔を自由に設定でき、要求
される特性に対する処理の最適化を柔軟に行うことがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の構成図、第２図は本発
明の第１の実施例におけるＰＬＬ回路の構成例を示す図
、第３図はＰＬＬ回路におけるループフィルタの構成例を
示す図、第４図は第１の実施例における復調処理のタイムスケジ
ュール例を示す図、第５図は限定した復調処理のタイムスケジュール例を示
す図、第６図は第２の実施例の構成図、第７図は第２の実施例における復調処理のタイムスケジ
ュール例を示す図、第８図は限定した復調処理のタイムスケジュール例を示
す図、第９図は搬送周波数推定の処理と残留周波数偏差推定の
処理を非同期で行う場合の復調処理のタイムスケジュー
ル例を示す図、第１０図は逓倍器と狭帯域フィルタによる従来のＰＳＫ
信号復調方式の構成図、第１１図は逓倍器とＰＬＬによる従来のＰＳＫ信号復調
方式の構成図、第１２図は逓倍器とＰＬＬによる従来のＰＳＫ信号復調
方式の第２の構成図、第１３図はコスタスＰＬＬによる従来のＰＳＫ信号復調
方式の構成図である。１・・・帯域通過フィルタ、２．３・・・乗算器、４・
・・移相器、　　　　　　５・・・局部周波数発振器、
６．７・・・低域通過フィルタ、８．９・・・アナログ／ディジタル変換器１０・・・バ
ッファ、　　　　　１１・・・ＦＦ７回路、１２、１３
・・・２乗器、　　　１４・・・たし算器、１５・・・
周波数推定器、　　１６・・・周波数補正器、１７、１
８・・・低域通過フィルタ、１９・・・クロック再生回路、２０・・・ＰＬＬ回路、
２１、２２・・・波形整形フィルタ、２３・・・データ判定回路、　２０１・・・位相比較器
、２０２・・・ループフィルタ、２０３・・・位相積分
器、２１１、２１３・・・乗算器、　　２１２．２１４
・・・たし算器、２１５・・・遅延器、　　　　２４・
・・逓倍器、２５・・・バッファ、　　　　　２６・・
・ＦＦ７回路、２７、２８・・・２乗器、　　　２９・
・・たし算器、３０・・・周波数推定器、　　５０・・
・逓倍器、５１・・・狭帯域フィルタ、　５２・・・分
周器、５３・・・乗算器、　　　　　５４・・・ループ
フィルタ、５５・・・Ｖ　Ｃ０、５６・・・乗算器、５
７・・・乗算器、　　　　　６０・・・π／２移相器、
６１、６２・・・乗算器、６３、６４・・・低域通過フィルタ、つ又タスＰＬＬ＠’ｉ＆第２図に。Ｌ−１８７４１シタ第３図効−ｍ− 荀４１＋１１７Ａルタクｏ−，り珂陳幣愕１Ｍ）ｉｆし
９巧−夕串ＦＬ第図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）受信された位相変調されているＰＳＫ信号を該Ｐ
ＳＫ信号の持つ搬送波周波数に近い周波数を持つ正弦波
により準同期検波し、その出力を分岐した一方のＰＳＫ信号をＦＦＴにより時
間領域の信号から周波数領域の信号に変換してその電力
スペクトルを求め、得られた電力スペクトルより該ＰＳ
Ｋ信号の搬送波周波数を推定し、推定された搬送波周波数を用いて前記分岐された他方の
ＰＳＫ信号の周波数を補正し、同時に推定された搬送波周波数によりＰＬＬの内部状態
を更新し、前記推定に基づき予測される補正後の中心周波数を中心
に持つ低域通過フィルタにより雑音成分を軽減し、クロ
ック再生を行って最適なクロック毎の信号を出力し、該出力された信号に対し前記ＰＬＬによって周波数及び
位相の補正を行うことによりＰＳＫ信号の復調を行うこ
とを特徴とするＰＳＫ信号復調方式。
（２）請求項１記載のＰＳＫ信号復調方式において、前
記分岐された一方のＰＳＫ信号をＦＦＴにより時間領域
の信号から周波数領域の信号に変換してその電力スペク
トルを求める処理と、前記得られた電力スペクトルより
該ＰＳＫ信号の搬送波周波数を推定する処理を、復調処
理の初期、搬送波同期はずれ時、またはクロック同期は
ずれ時のみに限って行うことを特徴とするＰＳＫ信号復
調方式。
（３）受信された位相変調されているＰＳＫ信号を該Ｐ
ＳＫ信号の持つ搬送波周波数に近い周波数を持つ正弦波
により準同期検波し、その出力を分岐した一方のＰＳＫ信号を第一のＦＦＴに
より時間領域の信号から周波数領域の信号に変換してそ
の電力スペクトルを求め、得られた電力スペクトルより
ＰＳＫ信号の搬送波周波数を推定し、推定された搬送波周波数を用いて前記分岐された他方の
ＰＳＫ信号の周波数を補正し、同時に推定された搬送波周波数によりＰＬＬの内部状態
を更新し、前記推定に基づき予測される補正後の中心周波数を中心
に持つ低域通過フィルタにより雑音成分を軽減し、その出力を分岐した一方の信号の変調成分を除去して無
変調信号とし、第２のＦＦＴにより周波数領域の信号に
変換してその電力スペクトルを求め、得られた電力スペ
クトルより該無変調信号の残留周波数偏差を推定し、推
定された残留周波数偏差を用いて前記ＰＬＬの内部状態
を設定し、前記雑音成分を軽減した後分岐された他の一
方の信号に対してクロック再生を行い最適なクロック毎
の信号を出力し、該出力された信号に対し前記ＰＬＬによって周波数及び
位相の補正を行うことによりＰＳＫ信号の復調を行うこ
とを特徴とするＰＳＫ信号復調方式。
（４）請求項３記載のＰＳＫ信号復調方式において、前
記分岐された一方のＰＳＫ信号を第１のＦＦＴにより時
間領域の信号から周波数領域の信号に変換してその電力
スペクトルを求める処理と、前記得られた電力スペクト
ルより該ＰＳＫ信号の搬送波周波数を推定する処理を、
復調処理の初期、搬送波同期はずれ時、またはクロック
同期はずれ時のみに限って行うことを特徴とするＰＳＫ
信号復調方式。
（５）請求項３記載のＰＳＫ信号復調方式において、前
記第１のＦＦＴを用いた搬送波周波数推定の処理と前記
第２のＦＦＴを用いた残留周波数偏差推定の処理を非同
期に行うことを特徴とするＰＳＫ信号復調方式。
（６）受信された位相変調されているＰＳＫ信号を、該
ＰＳＫ信号の持つ搬送波周波数に近い周波数（５、４）
を用いて準同期検波する手段（２、３）と、その出力に接続されるアナログ／ディジタル変換器（８
、９）と、該変換器の出力に接続され、ＰＳＫ信号をＦＦＴにより
時間領域の信号から周波数領域の信号に変換してその電
力スペクトルからＰＳＫ信号の搬送波周波数を推定する
周波数推定手段（１１、１２、１３、１４、１５）と、前記アナログ／ディジタル変換器（８、９）の出力に接
続され、前記推定手段（１５）の推定周波数に従ってＰ
ＳＫ信号の搬送波周波数を補正する周波数補正器（１６
）と、その出力に接続される低域通過フィルタ（１７、１８）
及びクロック再生回路（１９）と、その出力に接続され、前記周波数推定手段によって内部
状態を更新されて、前記クロック再生回路の出力の周波
数及び位相に追随するＰＬＬ回路（２０）と、該ＰＬＬ回路の出力に接続されて２レベルあるいは多値
レベルの復調出力を与えるデータ判定回路（２３）とを
有することを特徴とするＰＳＫ信号復調装置。
（７）受信された位相変調されているＰＳＫ信号を、該
ＰＳＫ信号の持つ搬送波周波数に近い周波数（５、４）
を用いて準同期検波する手段（２、３）と、その出力に接続されるアナログ／ディジタル変換器（８
、９）と、該変換器の出力に接続され、ＰＳＫ信号を第１のＦＦＴ
（１１）により時間領域の信号から周波数領域の信号に
変換してその電力スペクトルからＰＳＫ信号の搬送波周
波数を推定する第１の周波数推定手段（１１、１２、１
３、１４、１５）と、前記アナログ／ディジタル変換器
（８、９）の出力に接続され、前記推定手段（１５）の
推定周波数に従ってＰＳＫ信号の搬送波周波数を補正す
る周波数補正器（１６）と、その出力に接続される低域通過フィルタ（１７、１８）
と、該フィルタの出力に接続され、変調成分を除去して無変
調信号を提供する逓倍器（２４）と、その出力の時間領
域の信号を第２のＦＦＴ（２６）により周波数領域の信
号に変換し、その電力スペクトルから該無変調信号の残
留周波数偏差を推定する第２の周波数推定手段（２６、
２７、２８、２９、３０）と、その出力に接続され、第２の周波数推定手段により内部
状態を設定され、前記第１の周波数推定手段によって内
部状態を更新されて、前記クロック再生回路の出力の周
波数及び位相に追随するＰＬＬ回路（２０）と、該ＰＬＬ回路の出力に接続されて２レベルあるいは多値
レベルの復調出力を与えるデータ判定回路（２３）とを
有することを特徴とするＰＳＫ信号復調装置。