DE69432178T2

DE69432178T2 - Versorgungskoppler zur kopplung der stromversorgung von einer übertragungsleitung an einen damit verbundenen knoten

Info

Publication number: DE69432178T2
Application number: DE69432178T
Authority: DE
Inventors: D. Baumann
Original assignee: Echelon Corp
Current assignee: Echelon Corp
Priority date: 1993-07-14
Filing date: 1994-05-03
Publication date: 2003-07-24
Anticipated expiration: 2014-05-04
Also published as: CN1130008A; AU6823794A; WO1995002936A1; EP0709010B1; JPH09500501A; CN1071975C; EP0709010A1; US5424710A; DE69432178D1; EP0709010A4

Description

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das Gebiet von Sender-Empfänger (transceiver) und Sender-Empfänger Module, insbesondere solche, welche eine Schnittstelle zwischen einer verdrillten Doppelleitung und einer intelligenten Zelle (intelligent cell) bereitstellen, und auf Energieverteilung über ein Datenübertragungsmedium.

Stand der Technik

Es sind verteilte, intelligente Netzwerke bekannt, welche Abtastung (sensing), Verbindungen und Steuerung, wie das im US-Patent Nr. 4,918,690 beschriebene Netzwerk, bereitstellen. Dieses Netzwerk enthält eine Mehrzahl von Knoten, von denen jeder eine Zelle und einen Sender- Empfänger enthält, welche an einem allgemeinen Medium, beispielsweise eine verdrillte Doppelleitung, angeschlossen sind.
Sender-Empfänger und anverwandte Komponenten für solche Netzwerke sind im US-Patent Nr. 5,148,144 und in einer Veröffentlichung mit dem Titel "Implementing Twisted-Pair Transceivers with Neuron® Chips", veröffentlicht von Echelon Corporation, August 1991 beschrieben.
Die DE 24 62 521 A (SIEMENS AG) 11. August 1977 offenbart eine aktive Induktor-Transistorschaltung zur Erzeugung eines direkten Stromflusses zwischen zwei Übertragungsleitungen zur Erregung spezifischer Relais, um eine Verbindung zwischen zwei Teilnehmern, welche sich an den Enden von den Leitungen befinden, herzustellen und aufrechtzuerhalten. Diese aktive Induktor- Transistorschaltung stellt eine wesentliche Impedanz für AC-Datensignale auf den Übertragungsleitungen dar.
Die DE 28 44 632 (TEKADE FELTEN & GUILLEAUME) 24. April 1980 offenbart eine Konfiguration zum Vorspannen eines Transistors und stellt damit eine AC-Entkopplung zwischen der Basis und dem Emitter bereit.
Die DE 10 03 803 B (N. V. PHILIP'S GLOEILAMPENFABRIEKEN) 7. März 1957 offenbart eine Konfiguration zum Vorspannen eines Transistors und stellt damit eine AC-Entkopplung zwischen der Basis und dem Emitter bereit.
Die PATENT ABSTRACTS OF JAPAN Vol. 008, Nr. 139 (E-253), 28. Juni 1984 & JP 59 049011 A (HITACHI SEISAKUSHO KK), 21. März 1984 offenbart eine aktive Induktorschaltung, welche einen MOS-Transistor mit hoher Eingangsimpedanz verwendet, um eine Entladung zu vermeiden wenn eine Teilnehmerschleife geöffnet wird.
Die PATENT ABSTRACTS OF JAPAN Vol. 012, Nr. 020 (E-575), 21. Januar 1988 & JP 62 176290 A (FUJITSU LTD), 3. August 1987 offenbart eine elektrische Drosselschaltung mit Strombegrenzungsfähigkeiten.
Die PATENT ABSTRACTS OF JAPAN Vol. 008, Nr. 139 (E-253), 28. Juni 1984 & JP 59 049012 A (HITACHI SEISAKUSHO KK), 21. März 1984 offenbart eine Zwei-Transistor-Konfiguration, welche eine aktive Induktorschaltung darstellt.
Wie gezeigt werden wird, stellt die vorliegende Erfindung eine Verbindungsmöglichkeit von einem Knoten zu einer verdrillten Übertragungsdoppelleitung bereit, um eine DC und niederfrequente, niederohmige Kopplung daran zu ermöglichen; somit erlaubt sie ein direktes Antreiben (powering) des Knotens über die Übertragungsleitung. Gleichzeitig stellt sie eine hohe Impedanz auf der Leitung, in dem Frequenzband von der Datenübertragung auf der Leitung, dar, um dieselbe nicht wesentlich zu belasten, und um eine AC-Datenkopplung zwischen der Übertragungsleitung und dem Knoten zu ermöglichen.

KURZE ZUSAMMENFASSUNG VON DER ERFINDUNG

Ein Knoten-Leistungsisolator zur Verbindung eines Knotens eines Doppelleiterübertragung-Leitungsnetzwerks, beispielsweise eine verdrillte Doppelleitung, mit dem Netzwerk, um eine DC-Versorgung des Knotens über das Netzwerk selber zu ermöglichen, ohne dabei den Signalpegel auf dem Netzwerk wesentlich zu verringern oder die Fähigkeit des Knotens, Signale über das Netzwerk zu empfangen oder auf dieses zu übertragen zu beeinträchtigen. Ein Strom fließt durch den Energieisolator über einen in Serie mit jeder Übertragungsleitung zur Knotenverbindung gekoppelten Transistor, wobei die Basis-Emitter-Spannung des eingespannten (clamped) Transistors bei den signalisierenden Frequenzen, welche von Interesse sind, im wesentlichen dadurch konstant gehalten wird, daß ein Kondensator direkt mit diesem (Basis-Emitter) verbunden ist, daß eine weitere Schaltung vorgesehen ist, bei welcher ein Kondensator zwischen Basis und Emitter eines weiteren Transistors geschaltet ist, oder daß beide Maßnahmen gelten. Es werden unterschiedliche Ausführungsformen offenbart.
Genauer gesagt stellt die Erfindung ein Datenübertragungssystem gemäß Anspruch 1 und ebenfalls eine Verwendung eines Knoten-Leistungsisolators gemäß Anspruch 12 bereit.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm welches die Umgebung, in welcher die vorliegende Erfindung zu verwenden beabsichtigt wird, darstellt.
Fig. 2 ist ein Schaltbild für die Gleichrichterbrücke 24 von Fig. 1.
Fig. 3 ist eine Schaltung, welche einen NPN- Transistor darstellt, der so verschaltet ist, daß er wie eine Zener-Diode wirkt.
Fig. 4 ist ein Kurvenverlauf, welcher die Gleichspannung-Strom Charakteristiken der Schaltung von Fig. 3 zeigt.
Fig. 5 zeigt das Schaltbild von Fig. 3 mit einem daran hinzugefügten Kondensator.
Fig. 6 ist ein Diagramm, welches die Veränderung von der dynamischen Impedanz der Schaltung von Fig. 5 zur Frequenz darstellt.
Fig. 7 ist ein Schaltbild, welches die Kaskadierung von Transistorabschnitten der vorliegenden Erfindung zeigt.
Fig. 8 ist eine Zwei-Transistor-Schaltung wie die von Fig. 7, welche jedoch einen Transistor von jedem Leitfähigkeitstyp verwendet.
Fig. 9 ist ein Schaltbild, bei welchem die Schaltung von Fig. 8 durch einen weiteren Abschnitt ausgebaut wurde.
Fig. 10 ist ein Kurvenverlauf, welcher die gewünschte Arbeitsweise der vorliegenden Erfindung in ihrer beabsichtigten Anwendung darstellt, wobei es beabsichtigt wird, daß die niedrige Impedanz der erfindungsgemäßen Knoten-Leistungsisolatoren im wesentlichen bis 500 Hz niedrig verbleibt und sich relativ schnell umstellt auf die hochdynamischen Impedanzeigenschaften bei ungefähr 5 KHz und zumindest bis 150 KHz auf dem hochdynamischen Impedanzpegel verbleibt.
Fig. 11 ist die Schaltung von Fig. 9, welche mit Transistoren vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp realisiert wird.
Fig. 12 ist ein Blockdiagramm, welches die Kopplung einer Quellen-Energieversorgung auf die Übertragungsleitungen 20 und 22 über Quellen-Energieisolatoren 64 darstellt.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

Zunächst bezugnehmend auf Fig. 1 wird die Umgebung, in welcher die vorliegende Erfindung zu verwenden beabsichtigt wird, dargestellt. Wie darin gezeigt, wird ein Paar von Netzwerkleitungen 20 und 22, welche typischerweise ein einfaches verdrilltes Paar sind, obwohl andere Formen von Leiterpaaren verwendet werden können, mit einer Gleichrichterbrücke 24 verbunden. Die Netzwerkleitungen 20 und 22 haben zwischen sich eine Gleichspannung, und während einer Datenübertragung auf dem Netzwerk werden AC- Datenübertragungssignale darauf überlagert. In einer bevorzugten Ausführungsform wird eine Gleichspannung von 42 Volt zwischen Leitung 20 und 22 an einigen Stellen in dem Netzwerk aufrechterhalten, obwohl in einigen bestimmten Knotenstellen, wie beispielsweise in Fig. 1 dargestellt, die Gleichspannung aufgrund einer Belastung auf dem Netzwerk etwas geringer sein kann. Genauso sind die AC- Signalpegel auf der Leitung im Bereich von 250 Millivolt RMS, obwohl der AC-Signalpegel wieder an wenigen bestimmten Knoten wesentlich geringer sein kann, und zwar in Abhängigkeit von der Leitungslänge, der Knotenanzahl auf der Leitung, der relativen Position des Übertragungsknotens zu dem in Frage kommenden Knoten, etc.
Im allgemeinen sind die zwischen Leitung 20 und 22 auferlegten AC-Signale unterschiedliche Signale, der Signalabschnitt auf einer Leitung ist gleich und in entgegengesetzter Phase zu dem Signalabschnitt auf der anderen Leitung, so daß dieselben als ein Unterschied in einer Wechsel Spannung zwischen den Leitungen an den Empfangsknoten abgetastet werden können. Dies stellt eine hohe Gleichtaktunterdrückung bereit, da der Receiver in jedem Knoten relativ immun sein wird gegenüber Rauschen, welches gleichförmig und mit derselben Phase auf beiden Leitungen auferlegt wird.
Die Gleichrichterbrücke 24 ist einfach eine Volldiodenbrücke, wie in Fig. 2 gezeigt. Dies ermöglicht eine Verbindung von jedem Knoten zu dem Netzwerk, unabhängig von der Polarität. Sowohl die positive als auch die negative Seite des Gleichrichterbrücken-Ausgangs sind mit einem Knoten-Leistungsisolator 26 verbunden, der positive Ausgang von der Gleichrichterbrücke ist mit der positiven Seite des Knoten-Leistungsisolators 26a verbunden und der negative Ausgang der Gleichrichterbrücke 24 ist mit der negativen Seite des Knoten-Leistungsisolators 26b verbunden. Die Knoten-Leistungsisolatoren, deren Details hier aufeinanderfolgend beschrieben werden, sind mit einem DC/DC-Umwandler 28 verbunden, welcher die Gleichspannungsausgabe von den Knoten-Leistungsisolatoren typischerweise auf 5 Volt herunterstuft, um einen Sender- Empfänger 30 und möglicherweise anderes Equipment, welches mit dem Knoten im Zusammenhang steht, beispielsweise Sensoren unterschiedlicher Arten, etc., zu betreiben.
Zum Koppeln von Signalen zu und von den Netzwerkleitungen 20 und 22 wird der Sender-Empfänger 30 auf die Übertragungsleitungen über Kondensatoren 32 AC-gekoppelt, Da die Gleichrichterbrücke 24 in Abhängigkeit von der AC- Belastung eine AC-Belastung über die zwei Netzwerkleitungen an dem Ausgang von der Gleichrichterbrücke bereitstellen wird, ist es insbesondere wichtig, daß die Knoten- Leistungsisolatoren 26a und 26b, welche vorzugsweise vom identischen Entwurf sind, eine DC-Energie an den DC/DC- Umwandler 28 koppelt, mit einer Impedanz, welche vorzugsweise nicht wesentlich höher ist als die Impedanz auf den Netzwerkleitungen 20, 22 selber, aber zur selben Zeit eine hohe AC-Impedanz an dem Ausgang von der Gleichrichterbrücke 24 bereitstellen, zumindest innerhalb des von Interesse seienden Signalisierung-Frequenzbereiches. In der bevorzugten Ausführungsform sind Signalisierungsfrequenzen innerhalb eines Bereiches von ungefähr 5 KHz bis 150 KHz. In diesem Zusammenhang wird angemerkt, daß weitere Details eines solchen Netzwerks im US-Patent Nr. 5,347,549 mit dem Titel "Method & Apparatus for interfacing Between a Twisted Pair and an Intelligent Cell" offenbart sind, daß ebenfalls auf den Anmelder der vorliegenden Erfindung übertragen worden ist.
Nun bezugnehmend auf Fig. 3 ist darin ein NPN-Transistor 34 gezeigt mit einem ersten Widerstand 36, welcher zwischen dem Kollektor und der Basis von Transistor 34 geschaltet ist, und dem zweiten Widerstand 38, welcher zwischen die Basis und dem Emitter des Transistors geschaltet ist. Im allgemeinen wird der Transistor ausgeschaltet sein, wenn der Spannungsunterschied über den Transistor VA-VB (angenommen positives - VA ist die positive Seite der Schaltung und VB ist die negative Seite) unterhalb der Spannung ist, welche zum Vorspannen der Basis von Transistor auf eine Spannung VBE benötigt wird, welche für einen Silizium-Transistor typischerweise ungefähr 0,7 Volt beträgt. Genauer gesagt gilt, wenn VA-VB mal R&sub3;&sub8; geteilt durch R&sub3;&sub6; plus R&sub3;&sub8; kleiner ist als die Basis-Emitter- Einschaltspannung des Transistors VBE, wird der Strom durch die Schaltung gleich der Summe des relativ geringen Verluststroms durch den Transistor und des Stromes durch die Serienschaltung der Widerstände 36 und 38 sein. Da die Widerstände 36 und 38 relativ hochohmige Widerstände sind, wird der Strom dadurch relativ gering und proportional zu der darüber liegenden Spannung sein, wie in Fig. 4 gesehen werden kann.
Sobald VA-VB den Wert erreicht, bei welchem der Transistor 34 einzuschalten beginnt, wird die Spannung über die Schaltung dazu neigen, sich einer weiteren Aufwärtsänderung zu widersetzen. Es kann große Stromänderungen durch den Transistor, und somit der gesamten Schaltung geben, bei nur geringen Änderungen von VA-VB. In diesem Bereich ist der dynamische Widerstand, d. h. die Spannungsänderung zur Stromänderung ΔV/ΔI sehr klein.
Wenn man einen Kondensator zwischen der Basis und dem Emitter von Transistor 34 von Fig. 3 hinzufügt, wie in Fig. 5 gezeigt, werden die Eigenschaften von der Schaltung von der Frequenz abhängen. Bei niedrigen Frequenzen, bei welchen die Impedanz von Kondensator 40 viel höher ist als der Widerstand von Widerstand 36 und 38 und der Kollektor- Scheinimpedanz des Transistors 1/hoe, werden die Eigenschaften von der Schaltung wie zuvor mit Bezug auf Fig. 4 beschrieben sein. Im Betrieb wird der Strom, welchen der DC/DC-Umwandler 28 von Fig. 1 innerhalb der Strombelastungskapazität des Gesamtsystems benötigt, die Vorspannung und den Betriebspunkt von der Schaltung irgendwo auf dem relativ flachen Abschnitt des Kurvenverlaufs von Fig. 4 beschränken. Dann wird, da AC- Signale auf dem Netzwerk eine ausreichend hohe Frequenz haben, wobei die Impedanz von Kondensator 40 viel geringer ist als der Widerstand von Widerstand 36 und 38 (und die Basis-Scheinimpedanz des Transistors), Kondensator 40 wesentlich die Basis-Emitterspannung des Transistors auf ihren stabilen Zustand oder Niedrigfrequenzwert einspannen. Dies spannt den Strom durch den Transistor im wesentlichen auf die Niedrigfrequenz oder den DC-Betriebswert ein, so daß der Transistor als eine Stromquelle oder -Senke erscheint, welches einen Strom leitet, welcher zum Antreiben des Knotens benötigt wird, aber im wesentlichen immun ist auf die Hochfrequenzänderungen in dem Spannungsunterschied VA-VB.
Bei diesen höheren Frequenzen ist die dynamische Impedanz ΔV/ΔI hoch, so daß die Stromänderung zur Spannungsänderung bei hohen Frequenzen sehr gering ist. Dies ist in Fig. 6 dargestellt, worin die dynamische Impedanz bei niedrigen Frequenzen niedrig ist, sich auf eine relativ hohe Impedanz ändert sobald die Frequenz auf die Frequenz ansteigt, bei welcher die Impedanz des Kondensators in dem jeweiligen Abschnitt von der Schaltung dominierend wird. Da nur eine kleine. Basis-Emitter-Spannungsänderung zu einer relativ hohen Stromänderung durch den Transistor führen wird, bedarf Kondensator 40 zur Erlangung der gewünschten Aufgaben einer erheblichen Kapazität, um die Basis-Emitter- Spannung bei den gewünschten Frequenzen effektiv einzuspannen. Da jedoch, wie für einen NPN-Transistor aufgezeigt wird, während eines Betriebes die Basisspannung in Bezug auf den Emitter immer positiv sein wird, kann der Kondensator 40 ein gepolter Kondensator sein, wodurch die physikalische Größe des benötigten Kondensators reduziert wird. Ferner kann, da natürlich die Basis-Emitter-Spannung von einem Silizium-Transistor niemals viel höher als 0,7 Volt ansteigen kann, ein Kondensator mit niedriger Nennspannung verwendet werden, wodurch wieder die physikalische Größe des Kondensators für den gewünschten Kapazitätswert reduziert wird.
Das Nettoergebnis von Widerstand 36 und 38 in der Schaltung von Fig. 5 ist, daß dieselben ein an der Basis des Transistors 34 verbundenes Mittel zur DC-Vorspannung von der Basis des Transistors 34 bereitstellen, um den Transistor 34 zu veranlassen, eine ansteigende Strommenge resultierend aus einer ansteigenden Spannung (VA-VB) zwischen dem Kollektor und dem Emitter zu leiten, und der Kondensator 40 stellt eine AC-Entkopplung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 34 bereit, welche bei einigen Frequenzen dominierend werden wird, um jegliche erhebliche Stromänderungen durch den Transistor 34 oberhalb solcher Frequenzen zu verhindern. Jedoch kann aufgrund der im wesentlichen konstanten Spannung VBE zwischen seiner Basis und seinem Emitter, das Mittel zum Ausführen dieser zwei Funktionen selber durch Kaskadieren einer gleichen Schaltung an die Basis von Transistor 34, wie in Fig. 7 gezeigt, ausgeführt werden. Hier führt ein zweiter NPN- Transistor 42 einen Strom an die Basis von Transistor 34 zu, der zweite Transistor wird durch Widerstände 44 und 46 DC-Vorgespannt. In dieser Schaltung wird Kondensator 48 zwischen der Basis von Transistor 42 und dem VB-Anschluß verbunden, welches den Kondensator 48 parallel zu der Serienschaltung von der Basis-Emitter-Spannung von Transistor 42 plus der Basis-Emitter-Spannung von Transistor 34 effektiv verbindet. In dieser Betrachtung würde in einer Schaltung wie der von Fig. 7, Transistor 42 normalerweise viel kleiner sein als Transistor 34, welche möglicherweise derart aufgeteilt werden, daß die Betriebsstromdichte in den zwei Transistoren 34/42 ungefähr dieselbe ist. Dies würde im Betrieb die VBE'S von den zwei. Transistoren ungefähr gleich machen. Zusätzlich werden Widerstand 50 und Kondensator 42 parallel zwischen der Basis und dem Emitter von Transistor 34 verbunden. Widerstand 50 wird eine Senke für den Verluststrom von Transistor 42, welches ein versehentliches Einschalten von Transistor 34 nur aufgrund des Verluststromes vermeidet. Ebenfalls stellen Widerstand 50 zusammen mit Kondensator 52 zusammen mit der Basisimpedanz des Transistors 34 eine frequenzabhängige RC-Schaltung bereit, welche bei höheren Frequenzen ebenfalls weiter die Basis-Emitter-Spannung von Transistor 34 gegen eine Veränderung bei solchen Frequenzen einspannt, den Übergang von der Niederfrequenz, Niederimpedanz Eigenschaft auf die Hochfrequenz, Hochimpedanz Eigenschaften des Kurvenverlaufs von der Impedanz zur Frequenz von Fig. 6 anschärft.
Ebenfalls ist in Fig. 7 eine Strombegrenzungsschaltung gezeigt, welche Transistor 35 und Widerstand 37 enthält, wobei der Widerstand in Serie zu dem Emitter von Transistor 34 ist. Widerstand 37 wird derart ausgewählt, so daß, sobald das vorbestimmte Stromlimit erreicht wird, der Spannungsabfall über den Widerstand gerade beginnen wird, Transistor 35 einzuschalten. Dies wiederum wird die Spannung auf der Basis von Transistor 42 niedrig halten, welches dazu neigt, das Ausmaß bei welchen Transistoren 42 und 34 an sind, zu begrenzen, um den Strom durch die Schaltung begrenzen. Die Schaltung wird bei einem Strom, welcher ungefähr gleich 0,7/R&sub3;&sub7; A ist, Strom begrenzen. Ebenfalls tritt, solange das Vorhandensein von Widerstand 37 die DC-Impedanz von der Schaltung erhöht, ein proportionaler und gewünschter Anstieg in der AC-Impedanz auf, beide innerhalb eines geeigneten Bereiches zum korrekten Schaltungsbetrieb.
Die Schaltung von Fig. 7 verbindet die Basis-Emitter- Spannung von Transistor 42 und die Basis-Emitter-Spannung von Transistor 34 in Serie und setzt die Basis von Transistor 42 beim Betrieb auf ungefähr 1,4 Volt. Da ein gewisser Headroom für die Vorspannung von der Basis von Transistor 42 erforderlich ist, wird typischerweise eine Gesamtschaltung gemäß Fig. 7 einen Gleichspannungsabfall VA-VB von ungefähr 2 Volt bei normalen Betriebsströmen haben. Dieser Spannungsabfall kann jedoch durch Verwenden von zwei Transistoren reduziert werden, welche nicht vom selben Leitfähigkeitstyp, sondern vielmehr vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp sind, wie in Fig. 8 gezeigt. Hier hat der primäre stromführende NPN-Transistor 34 seine Basis mit seinem Emitter durch eine Parallelschaltung aus Widerstand 50 und Kondensator 52 verbunden, wie in Fig. 7, obwohl der Vorspann-Strom für die Basis von Transistor 34 durch einen PNP-Transistor 54 bereitgestellt wird, dessen Basis-Emitter-Spannung wiederum durch eine Kombination aus Widerständen 56 und 58 vorgespannt, wird. Schließlich stellt ein zwischen der Basis und dem Emitter von Transistor 54 verbundener Kondensator 60 eine AC-Kopplung zwischen der Basis und dem Emitter zum Einspannen der Spannung bei Hochfrequenzen bereit. Diese Schaltung hat den Vorteil einer effektiven Kaskadierung von zwei RC-Netzwerken, welches wiederum den Übergang zwischen den Niedrigfrequenz, Niedrigimpedanz Eigenschaften von der Schaltung und die Hochfrequenz, Hochimpedanz Eigenschaften anschärft (siehe Fig. 6). Sie hat auch den Vorteil, daß die Basis-Emitter-Spannungen von den zwei Transistoren nicht überlagernd sind, so daß eine Schaltung des in Fig. 8 gezeigten Typs bei niedrigeren VA-VB Spannungsabfällen als die korrespondierende Schaltung von Fig. 7 operieren kann. Eine Strombegrenzung in dieser Schaltung wird durch den Begrenzungsstrom in Widerstand 43 erreicht, welches dazu neigt Transistor 41 einzuschalten, welches das Ausmaß begrenzt mit welchem Transistoren 54 und 34 eingeschaltet sein können.
Die Kaskadierung von Transitor-Abschnitten wie in Fig. 8 kann wie gewünscht durch abwechselnde NPN- und PNP- Abschnitte fortgesetzt werden, ohne Erhöhung des relativ geringen VA-VB Betriebsspannungsabfalls. Siehe beispielsweise Fig. 9, bei welcher die Schaltung von Fig. 8 durch einen weiteren Abschnitt erweitert wurde. Dies schärft wieder den Übergang von den Niedrigfrequenz Eigenschaften zu den Hochfrequenz Eigenschaften von der Schaltung an. Unter dieser Betrachtung wird es, wie in Fig. 10 gesehen werden kann, in der beabsichtigten Anwendung von der vorliegenden Erfindung gewünscht, die niedrige dynamische Impedanz von den Knoten- Leistungsisolatoren von der vorliegenden Erfindung zu erhalten, welche bis 500 Hz im wesentlichen gering verbleibt und sich bei ungefähr 5 KHz relativ voll verlagert auf die hohen dynamischen Impedanzeigenschaften und zumindest bis 150 KHz auf dem hohen dynamischen Impedanzpegel verbleibt.
Schließlich muß erwähnt werden, daß, während die bevorzugten Ausführungsformen von der Erfindung die Schaltungen von Fig. 7 und 8 sind, jegliche der offenbarten Schaltungen leicht aus Transistoren vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp hergestellt werden können. Mittels eines spezifischen Beispiels entspricht die Schaltung von Fig. 11 lediglich der Schaltung von Fig. 9, welche buchstäblich um eine horizontale Achse gekippt wird, und PNP-Transistoren anstelle von NPN's verwendet, und die NPN-Transistoren von Fig. 9 mit PNP-Transistoren ersetzt.
Beispielhafte Werte für die bevorzugten Schaltungen von Fig. 7 und 8 sind wie folgt:
Für Fig. 7:
R&sub3;&sub7; = 10 Ohm
R&sub4;&sub4; = 51 KOhm
R&sub4;&sub6; = 100 KOhm
R&sub5;&sub0; = 10 KOhm
C&sub4;&sub8; = 1,0 uf
C&sub5;&sub2; = 0,68 uf
Für Fig. 8:
R&sub4;&sub3; = 10 Ohm
R&sub5;&sub0; = 6,2 KOhm
R&sub5;&sub6; = 51 KOhm
R&sub5;&sub8; = 100 KOhm
C&sub5;&sub2; = 1,0 uF
C&sub6;&sub0; = 2,0 uF
Auf jeden Fall können Leistungsisolatoren, welche eine AC- Belastung auf die Leitung von 20 bis 30 KOhm oder höher darstellen, leicht durch die vorliegende Erfindung ausgeführt werden. Es können zum Anlegen der DC-Energie auf die Leitung ohne Belastung der Signale auf der Leitung, dieselben Leistungsisolatoren verwendet werden, obwohl normalerweise von einer höheren Leistungs(Strom)Kapazität. Dies ist in Fig. 12 dargestellt, wobei die Quellenenergie- Zuführung 62 über Quellenenergie-Isolatoren 64 an die Übertragungsleitungen 20 und 22 gekoppelt wird. Ebenfalls ist eine Serienschaltung aus Widerstand 70 und Kondensator 72 zur Bereitstellung eines Leitungsabschlusses an den Signalfrequenzen gezeigt.
Während die bevorzugten und verschiedene andere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung hier offenbart und beschrieben wurden, wird es dem Fachmann offensichtlich sein, daß unterschiedliche Änderungen in Form und Detail darin gemacht werden können, ohne vom Geist abzuweichen oder außerhalb des Schutzbereiches zu liegen

Claims

1. Datenübertragungssystem mit den folgenden Merkmalen:

a.) eine Doppelleiter-Übertragungsleitung und mehrere Knoten, wobei eine Gleichspannung zwischen den zwei Übertragungsleitung-Leitern (20, 22) angelegt ist, auf denen AC- Datensignale während einer Datenübertragung zwischen den Knoten und der Übertragungsleitung überlagert sind;

b.) ein erster (26a) und ein zweiter (26b) Knoten- Leistungsisolator (26), wobei:

b.1.) beide Knoten-Leistungsisolatoren (26) identische erste (VA) und zweite (Va) Anschlüsse (VA, Vs) haben, einer der (VA) der ersten und zweiten Anschlüsse (VA, Vs) des ersten Knoten-Leistungsisolators (26a) mit einem (20) von den Übertragungsleitung-Leitern (20, 22) gekoppelt ist, und der andere (Ve) der ersten und zweiten Anschlüsse (VA, Vs) des zweiten Knoten-Leistungsisolators (26b) mit dem anderen (22) der Übertragungsleitung- Leiter (20, 22) gekoppelt ist, während die verbleibenden Anschlüsse (VB, VA) beider Knoten-Leistungsisolatoren (26a, 26b) mit einem Knoten der mehreren Knoten verbunden sind, um eine Knotenenergie dieses Knotens von der Übertragungsleitung zu erlangen; und

b.2.) jeder der Knoten-Leistungsisolatoren (26) eine Transistorbasierende Schaltung (Fig. 3; 5; 7- 9; 11) hat, welche enthält:

b.2.1.) mindestens einen ersten Transistor (34), welcher einen Emitter, eine Basis und einen Kollektor hat, wobei der Kollektor mit dem ersten Anschluß (Va) gekoppelt ist, und der Emitter mit dem zweiten Anschluß (VB) gekoppelt ist;

b.2.2.) ein Gleichspannung-Vorspannungsmittel (36, 38; 40), welches mit der Basis des ersten Transistors (34) gekoppelt ist, um eine ansteigende Größe als Ergebnis einer ansteigenden Spannung (VA-VB) zwischen dem Emitter und dem Kollektor zu leiten; und

b.2.3.) ein Wechselspannung-Entkopplungsmittel (40), welches mit der Basis des ersten Transistors (34) gekoppelt ist, um eine Wechsel Spannungsentkopplung zwischen der Basis und dem Emitter des ersten Transistors (34) bereitzustellen;

c.) wobei eine Gleichspannung zwischen dem ersten und zweiten Anschluß (VA, Vs) der Knoten- Leistungsisolatoren (26) einen dadurch fließenden Gleichstrom verursachen wird, und die Knoten-Leistungsisolatoren (26) zur selben Zeit eine wesentliche Impedanz zu den AC- Datensignalen auf der Übertragungsleitung (20, 22) darstellen.

2. Datenübertragungssystem nach Anspruch 1, wobei das Wechselspannung-Entkopplungsmittel (40) einen Kondensator (40) enthält, welcher zwischen der Basis und dem Emitter des ersten Transistors (34) geschaltet ist.

3. Datenübertragungssystem nach Anspruch 2, wobei das Gleichspannung-Vorspannungsmittel einen ersten Widerstand (38) und den Kondensator (40) enthält, welche zwischen dem Emitter und der Basis des ersten Transistors (34) geschaltet sind, und einen zweiten Widerstand (36), welcher zwischen der Basis und dem Kollektor des ersten Transistors(34) geschaltet ist.

4. Datenübertragungssystem mit den folgenden Merkmalen: a.) bis b.2.1.) die Merkmale a.) bis b.2.1.) von Anspruch 1;

b.2.2.) die transistorbasierte Schaltung (Fig. 7-9; 11) von mindestens einem der Knoten- Leistungsisolatoren (26) enthält mindestens einen nachgeschalteten Transistor (42; 54), welcher einen Emitter, eine Basis und einen Kollektor hat und kaskadenartig mit dem ersten Transistor (34) gekoppelt ist, wobei

b.2.2.1.) jeder nachfolgende Transistor (42; 54) entweder seinen Emitter oder Kollektor mit der Basis des vorhergehenden Transistors (34) gekoppelt hat, und den verbleibenden Emitter oder Kollektor mit einem (VA) der ersten und zweiten Anschlüsse (VA, Va) gekoppelt hat;

b.2.3.) ein Gleichspannung-Vorspannungsmittel (44, 46; 48; 56, 58; 60), welches mit der Basis des letzten der weiter folgenden Transistoren (42; 54) gekoppelt ist, um eine ansteigende Größe als Ergebnis einer ansteigenden Spannung (VA-VB) zwischen seinem Emitter und seinem Kollektor zu leiten; und

b.2.4.) ein Wechselspannung-Entkopplungsmittel (48; 52; 60), welches zwischen der Basis und dem Emitter jedes ersten und folgenden Transistors (34, 42; 54) gekoppelt ist, um eine Wechsel Spannungsentkopplung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors (34, 42; 54) bereitzustellen;

c.) das Merkmal c.) aus Anspruch 1.

5. Datenübertragungssystem nach Anspruch 4, wobei

- das Gleichspannung-Vorspannungsmittel (44, 46; 48; 56, 58; 60) des Knoten-Leistungsisolators (26) aufweist: einen dritten Widerstand (44; 56), welcher zwischen der Basis und dem Kollektor des letzten Transistors (42; 58) geschaltet ist, und einen vierten Widerstand (46; 58), welcher zwischen

- der Basis und dem Emitter von diesem letzten Transistor (42; 58) geschaltet ist, und das Wechselspannung-Entkopplungsmittel (48; 52; 60) des Knoten-Leistungsisolators (26) einen Kondensator (48; 52; 60) enthält.

6. Datenübertragungssystem nach Anspruch 4 oder 5, wobei der erste und folgende Transistoren (34; 42) in der transistorbasierten Schaltung (Fig. 7) des Knoten- Leistungsisolators (26) alle von demselben Leitfähigkeitstyp (NPN) sind, und die Kollektoren aller Transistoren (34; 42) mit demselben der ersten (VA) der ersten und zweiten Anschlüsse (VA, VB) gekoppelt sind.

7. Datenübertragungssystem nach Anspruch 4 oder 5, wobei der erste und alle folgenden Transistoren (34, 54) in der transistorbasierten Schaltung (Fig. 8; 9; 11) des Knoten-Leistungsisolators (26) vom abwechselnden Leitfähigkeitstyp (NPN, PNP) sind, wobei die Kollektoren aller Transistoren (34) des ersten Leitfähigkeitstyps (NPN) mit demselben (VA) der ersten und zweiten Anschlüsse (VA, VB) gekoppelt sind, und die Kollektoren aller Transistoren (54) des zweiten Leitfähigkeitstyps (PNP) mit dem anderen (VB) der ersten und zweiten Anschlüsse (VA, VB) gekoppelt sind.

8. Datenübertragungssystem nach Anspruch 7, wobei

- der erste Anschluß (VA) des Knoten- Leistungsisolators (26) positiv ist, und der zweite Anschluß (VB) negativ ist;

- der erste und folgende Transistoren (34, 54) sich im NPN- und PNP-Leitfähigkeitstyp abwechseln, die Emitter aller PNP-Transistoren (54) mit dem positiven Anschluß (VA) gekoppelt sind, und die Emitter aller NPN-Transistoren (34) mit dem negativen Anschluß (Va) gekoppelt sind;

- der erste Transistor (34) seinen Emitter und Kollektor in Serie mit dem ersten und zweiten Anschluß (VA, VB) geschaltet hat; und

- jeder folgende Transistor (54) seinen Kollektor mit der Basis des vorhergehenden Transistors (34) gekoppelt hat.

9. Datenübertragungssystem nach Anspruch 8, wobei jeder der Transistoren (34, 54) einen zwischen seiner Basis und seinem Emitter gekoppelten Widerstand (50, 56) hat.

10. Datenübertragungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner enthaltend Strombegrenzungsmittel (35, 37; 41, 43) zum Begrenzen des Gleichstromes durch den Knoten-Leistungsisolator (26).

11. Datenübertragungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Kopplung zwischen den Anschlüssen (VA, VB) der Knoten-Leistungsisolatoren (26) und dem Knoten über einen DC/DC-Umwandler (28) hergestellt ist.

12. Verwendung eines Knoten-Leistungsisolators (26a; 26b), wie in einem der vorhergehenden Ansprüche angegeben.