DE69428987T2

DE69428987T2 - Digital/Digital-Abtastratenumsetzer

Info

Publication number: DE69428987T2
Application number: DE69428987T
Authority: DE
Inventors: Dr. Rainer Heiss; Markus Schu
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1994-07-25
Filing date: 1994-07-25
Publication date: 2002-04-04
Anticipated expiration: 2014-07-26
Also published as: EP0695032A1; JPH0846484A; EP0695032B1; US5621404A; DE69428987D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Digital/Digital-Abtastratenumsetzung zur Umsetzung digitaler Eingangssignale mit einer ersten Abtastrate in digitale Ausgabesignale mit einer zweiten Abtastrate.
Bei Fernsehempfängern wurde die analoge Verarbeitung in zunehmendem Maße durch digitale Signalverarbeitung ersetzt. Digitale Signalverarbeitung ermöglicht eine Vielzahl von Möglichkeiten für die Verbesserung der Bildqualität, wie eine Rauschverminderung, Flimmerverminderung, Zeilensprungverfahren und Zeitversatzeliminierung. Außerdem erlaubt digitale Signalverarbeitung vorteilhafterweise, spezielle Merkmale, wie beispielsweise eine Bildformatumwandlung, das Schwenken von Bildern, Zoomen oder verschiedene Kinoeffekte.
Wenn digitale Bildsignale verarbeitet werden, beispielsweise wenn eine Bildformatumwandlung durchgeführt wird, kann es notwendig sein, eine ursprüngliche Abtastrate des digitalen Signals in eine Abtastrate umzuwandeln, die sich von der ursprünglichen Abtastrate unterscheidet.
Bei herkömmlichen Fernsehempfängern wird die Abtastratenumsetzung durch Umwandlung des ursprünglichen digitalen Signals mit der ursprünglichen Abtastrate F in ein analoges Signal und anschließende Umwandlung dieses analogen Signals zurück in ein neues digitales Signal mit einer Abtastrate F' bewerkstelligt, die sich von der Abtastrate des ursprünglichen digitalen Signals unterscheidet.
Die Veröffentlichung "Digital Methods for Conversion Between Arbitraty Sampling Frequencies" by Ramstad in IEEE Transactions on Acoustics, Speech and Signal Processing, Juni 1984, bezieht sich auf Filterverfahren als Schnittstellen zwischen zeitdiskreten Systemen mit unterschiedlichen Abtastfrequenzen. Es ist vorgeschlagen, eine analoge Rekonstruktionsfilterung durchzuführen. Die digitalen Koeffizienten werden durch gerade Linien oder Teile von Polynomen höherer Ordnung zwischen zwei bekannten Werten approximiert.
Ein Nachteil dieser herkömmlichen Abtastratenumsetzung liegt darin, dass die Hardware zur Realisierung der Abtastratenumsetzung aufwendig ist, da das digitale Signal vom Digitalen zum Analogen und zurück zum Digitalen umzuwandeln ist.
Da außerdem diese herkömmliche Abtastratenumsetzung analoge Schaltkreise enthält, treffen auf die herkömmliche Abtastratenumsetzung die bekannten Nachteile analoger Bauelemente, wie Toleranzen, Drift und Alterung zu.
Um die obengenannten Probleme in bezug auf analoge Schaltkreise zu vermeiden, erscheint es vorteilhaft, eine Digital/Digital-Abtastratenumsetzung anstelle der herkömmlichen Digital-Analog-Digital-Umsetzungsverfahren durchzuführen. Aus der Theorie der digitalen Signalverarbeitung sind die Grundprinzipien der Digital-Digital- Abtastratenumsetzung bekannt. Das Buch "Multirate Digital Signal Processing" von Ronald E. Crochiere, Lawrence R. Rabiner, Prentice Hall, gibt einen Überblick über den theoretischen Hintergrund.
Eine direkte Hardwarerealisierung der in der Literatur vorgeschlagenen Strukturen zur Abtastratenumsetzung ist jedoch ineffizient. Eine solche Hardware zur Abtastratenumsetzung erfordert eine große Anzahl von Multiplizierern als auch eine große Filterbank für die Filterkoeffizienten für die Digital-Digital-Abtastratenumsetzung. Das bedeutet dementsprechend, dass ein Chip für die Digital-Digital- Abtastratenumsetzung unter Verwendung der in der Literatur vorgeschlagenen Grundprinzipien zu einer großen Anzahl von Schaltungsgattern führen würde. Dies verursacht nicht nur technische Probleme, wie auch Taktprobleme, sondern erhöht auch die Kosten für den Chip.
Es ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Digital-Digital- Abtastratenumsetzer mit niedriger Komplexität anzugeben.
Dieses Ziel wird mit den Merkmalen der unabhängigen Patentansprüche 1 und 15 erreicht.
Bei Verwendung eines digitalen Tiefpassfilters mit einer stückweise kontinuierlichen linearen Hüllkurve erfordert der Digital-Digital-Abtastratenumsetzer nur einen einzigen Multiplizierer. Dies vermindert die Hardwarekomplexität in hohem Ausmaß und erlaubt eine kosteneffiziente Produktion eines Digital-Digital-Abtastratenumsetzers. Da der Abtastratenumsetzer in Konsumer-Elektronikprodukten wie digitalen Fernsehempfänger verwendet werden kann, ist eine Produktion zu niedrigen Kosten ein Hauptvorteil.
Da die Impulsantwort eines idealen Tiefpasses eine (sinx)/x-Kurve ist, ist die stückweise kontinuierliche lineare Hüllkurve des digitalen Tiefpassfilters vorzugsweise eine Approximation einer (sinx)/x-Kurve mit x = Π·F*·t, wobei F* eine Abtastrate ist und t die Zeit ist, so dass die stückweise kontinuierliche lineare Hüllkurve aus zwei sich schneidenden geraden Linien für jedes Segment der Hüllkurve mit x zwischen Π·i < x < Π· (i + 1) und dem Index i als ganzer Zahl besteht.
Weiterhin ist es vorteilhaft, eine stückweise kontinuierliche lineare Hüllkurve mit einer Approximation der (sinx)/x-Kurve zu haben, wobei die Filterlänge Q gleich vier ist. Dies weist den Vorteil auf, dass eine hohe Leistungsfähigkeit des Abtastratenumsetzers bei niedriger Hardwarekomplexität erreicht wird.
Eine bevorzugte Ausführungsform des Abtastratenumsetzers verwendet eine stückweise kontinuierliche lineare Hüllkurve, die symmetrisch im Bereich von -Π < x < Π und in den Bereichen Π·i < x < Π·(i + 1) für ganzzahlige Werte von i ≤ -2 und 11 ist, wobei eine Symmetrie bezüglich zu x = 0 und x = ±Π(3/2 + i) für i = 0, 1, 2, 3 ... vorliegt. Die Symmetrie der stückweise kontinuierlichen linearen Hüllkurve vereinfacht vorteilhafterweise die Berechnung der Ausgabewerte mit umgesetzter Abtastrate.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beträgt die Summe der Filterkoeffizienten der Teilfilter gleich 1. Dies besitzt den Vorteil, dass der dynamische Bereich eines Signals und damit die Energie des Signals nicht verändert wird.
Die Berechnung der Ausgabewerte mit umgesetzter Abtastrate kann sogar weiter vereinfacht werden, und zwar durch Auswahl des Schnittpunktes der beiden geraden Linien in dem Segment 0 < x < Π, das den Wert a = 5/8 bei x = Π/2 aufweist, und durch Auswahl des Schnittpunktes der beiden geraden Linien in dem Segment Π < x < 2Π, das einen Wert von minus 1/8 bei x = 3Π/2 aufweist, da eine Teilung durch 8 leicht in einem digitalen Filter bewerkstelligt werden kann.
Vorzugsweise besitzt die stückweise kontinuierliche lineare Hüllkurve einen Wert von 1 bei x = 0 und besitzt Werte von Null bei x = ±Π·i für i = 1, 2, 3 .... Dies führt zu einer guten Approximation der (sinx)/x-Kurve.
Eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfasst eine Steuereinheit mit einem LSB-Extraktor zur Bereitstellung einer Filterkoeffizientenzahl (k- Zahl) und einen Adressgenerator zur Erzeugung eines Adresssignals, das die digitalen Eingangssignale zur Verarbeitung durch das digitale Filter auswählt. Die Steuereinheit umfasst eine Einrichtung zur Rechtsverschiebung zur Bereitstellung von MSBs. Durch Verwendung eines LSB-Extraktors und einer Rechtsverschiebungseinrichtung wird die Hardware zur Bereitstellung der Filterkoeffizientenzahl (k-Zahl) und des Adresssignals einfach und kostengünstig.
Die Abkürzung LSB wird für den Ausdruck "least significant bit" (niederwertigstes Bit), die Abkürzung MSB wird für den Ausdruck "most significant bit" (höchstwertiges Bit) verwendet.
Durch Bereitstellung eines Tiefpassfilters zur Tiefpassfilterung des digitalen Eingangssignals vor der Abtastratenumwandlung können nachteilige Alias-Effekte beseitigt werden.
Eine vorteilhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung stellt einen Preload-Wert an die Steuereinheit bereit, so dass die Filterkoeffizientenzahl (k-Zahl) verschoben wird und somit der digitale Ausgabewert in der Phase verschoben ist. Nicht rechtwinklige digitale Bilder mit Bildzeilen, die unterschiedliche Startphasen aufweisen, können in rechtwinklige Bilder transformiert werden. Als Folge können unerwünschte Artefakte, wie z. B. versetzte vertikale Zahlen vermieden werden.
Eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfasst eine Einrichtung zur Bereitstellung eines konstanten Dezimationsfaktors M. Durch Auswahl eines festen Dezimationsfaktors kann der Abtastratenumsetzer als Bildformatwandler eingesetzt werden.
Weitere bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung umfassen eine Einrichtung zur Bereitstellung eines mit der Zeit variierenden Dezimationsfaktors M. In einem einfachen Fall variiert die Zeitschwankung des Dezimationsfaktors M pro Zeile.
Somit können digitale Bilder mit verschiedenen räumlichen Effekten (Kinoeffekte) erzeugt werden.
Weitere bevorzugte Ausführungsformen sind den Unteransprüchen entnehmbar.
Bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden im einzelnen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.
Fig. 1 stellt ein illustratives Blockdiagramm eines Systems zur Umsetzung der Abtastrate um einen Faktor L/M dar.
Fig. 2A ist eine Tabelle der Zeitbeziehungen zwischen der Ausgabe y(m) und der Eingabe x(n) für den Fall M = 3 und L = 4.
Fig. 2B ist eine erläuternde Tabelle zur Verdeutlichung des Betriebs der Steuereinheit und des Adressgenerators der Fig. 3 mit L = 64 und M = 80.
Fig. 3 zeigt den Aufbau zur Realisierung eines Abtastratenumsetzers zur Umsetzung mit einem gebrochenen Verhältnis.
Fig. 4 zeigt eine allgemeine Filterkurve des digitalen Tiefpassfilters.
Fig. 5 zeigt eine allgemeine Filterkurve, die in einem Koordinatensystem dargestellt ist.
Fig. 6 stellt eine Filterkurve eines digitalen Tiefpassfilters gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
Fig. 7 zeigt getrennte Filterkurven eines linearen digitalen Tiefpassfilters gemäß der vorliegenden Erfindung.
Fig. 8 zeigt eine Hardwarelösung für ein digitales Tiefpassfilter gemäß der vorliegenden Erfindung.
Fig. 9 stellt ein Blockdiagramm eines verbesserten Abtastratenumsetzkonzeptes dar.
Fig. 10 zeigt ein Diagramm mit Beispielen für eine mit der Zeit variierenden Dezimationsfaktors M.
Fig. 1 zeigt ein veranschaulichendes Blockdiagramm zur Erläuterung des Prinzips der Abtastratenumsetzung. Es sei jedoch angemerkt, dass das Blockdiagramm der Fig. 1 zur Umsetzung in eine effiziente Hardwarelösung nicht geeignet ist. Ein eingehendes digitales Signal x, das eine Abtastrate F besitzt, wird dem Interpolator 1 zugeführt. Der Interpolator 1 erhöht die Abtastrate um einen Faktor L. Dies kann durch Hinzufügung von L-1 Nullen zwischen aufeinanderfolgende Abtastwerte geschehen. Die Operation der Hinzufügung von Nullen wird Interpolation genannt und L wird Interpolationsfaktor genannt. Das interpolierte Digitalsignal, das eine Abtastrate von F·L besitzt, wird einem Tiefpassfilter 2 zugeführt. Das Tiefpassfilter 2 muss das Nyquist-Kriterium erfüllen, um Alias-Störungen zu eliminieren. Das interpolierte und tiefpassgefüterte Signal wird einem Dezimator 3 zugeführt. Die Abtastrate wird von F·L auf F·L/M durch Auslassen von M-1 Abtastwerten und bewahren von nur jedem M-ten Abtastwert reduziert. Die Operation der Verwendung von nur jedem M-ten Abtastwert wird Dezimation genannt und M wird der Dezimationsfaktor genannt. Das Ausgabesignal y besitzt eine Abtastrate von F·L/M. Die Gleichung 1.0 ist eine mathematische Beschreibung der Fig. 1.
: = Modulo Operator
... : = Gauß-Funktion (floor function).
Der Ausgabebtastwert y(m) kann über die Eingangsabtastwerte x(n) und die Filterkoeffizienten h(m) ausgedrückt werden. Die Gleichung 1,0 stellt ein lineares, periodisch zeitvariierendes System dar und verbindet die Ausgabe des Abtastratenumsetzers direkt mit der Eingabe. Zur Berechnung der Ausgabeabtastwerte y(m) ist es daher ausreichend, periodisch sich wiederholende Filter (Mehrphasenfilter) heranzuziehen. Aus dem Obigen folgt, dass eine Hardware entwickelt werden kann, die die notwendigen Filterkoeffizienten aus einer Filterbank lädt und Eingabewerte verarbeitet, um einen Ausgabewert zu berechnen.
Für die weitere Diskussion der Gleichung 1.0 ist es zweckdienlich anzunehmen, dass die Länge N des Tiefpassfilters ein Vielfaches von L ist, dass N = Q·L ist, wobei Q ein ganzzahliger Wert ist. Anschließend enthalten alle Koeffizientensätze hmM L(n) = h (nL + mM L), m = 0..L-1 genau Q Koeffizienten. Außerdem ist h(nL + mM L) periodisch in m mit der Periode L, d. h.
h(nL + mM L) = h(nL + (m + r·L)M L), r = 0, ±1, ±2 ...
Anschließend kann die Gleichung 1.0 ausgedrückt werden als
y(m) = hmM L(n) · ( mM/L ) - n) = h(nL + mM L) · ( mM/L ) - n) (2.0)
Ohne Verlust der Allgemeinheit kann Q als konstante (beispielsweise Q = 4) angesehen werden und L kann als konstante Potenz von Zwei für alle weiteren Erläuterungen angenommen werden. Dann wird die Gleichung 2.0 auf die Gleichung 2.1 reduziert. Die Gleichung 2.1 zeigt, dass die Berechnung eines Ausgabeabtastwertes y(m) als gewichtete Summe von vier aufeinanderfolgenden Abtastwerten x(n) erhalten wird, beginnend bei dem Abtastwert x( mM/L ) und in n aufeinanderfolgend rückwärtsgehend. Die Gewichtungskoeffizienten sind periodisch zeitvariierend, so dass der Koeffizientensatz mM L für den m-ten Ausgabeabtästwert verwendet wird.
Q = N/L = 4
y(m) = h(0·L + mM L) · (( mM/L ) - 0)+
= h(1·L + mM L) · (( mM/L ) - 1)+
= h(2·L + mM L · (( mM/L ) - 2)+
= h(3·L + mM L) · (( mM/L ) - 3)+ (2.1)
Fig. 2A stellt diese Zeitbeziehung für den Ausdruck n = 0 in der Gleichung 2.1 für den Fall M = 3 und L = 4 dar. Die Tabelle zeigt den Indexwert von y(m), mM/L und mM L für m = 0 ... 10. Die Werte in Spalte 2 der Fig. 2A sind die auf den nächsten ganzzahligen Wert gerundeten Werte von x(3m/4). Die Spalte 3 der Fig. 2A gibt die periodische Variation der Filterkoeffizientenzahl k in der Zeit an.
Die obige Gleichung 2.1 zur Abtastratenumwandlung kann vorteilhafterweise mit einer, wie in Fig. 3 gezeigten Struktur realisiert werden. Die Ausführungsform der Fig. 3 umfasst eine Dual Port RAM 4, eine FIR Filterstruktur 5, eine Steuereinheit 6 und einen Adressgenerator 7. Das Dual Port RAM empfängt die Eingangsabtastwerte x(n) als auch die Adressdaten. Die Adressdaten adr = mM/L , die von dem Adressgenerator 7 bereitgestellt werden, legen die Reihenfolge fest, in der die Eingangsabtastwerte x(n) der FIR Filterstruktur 5 zur Verfügung gestellt werden.
Die Steuereinheit 6 umfasst eine Extraktionseinrichtung 8 zum Extrahieren der 6 LSBs, eine Rechtsverschiebungseinrichtung 9 zur Durchführung einer 6 BIT Rechtsverschiebung, ein Register 10 zur Speicherung und Zeitverzögerung der Ausgabe der Extraktionseinrichtung 8 und eine Addiereinrichtung 11 zur Hinzufügung eines Eingangswertes m zu der zeitverzögerten Ausgabe der Extraktionseinrichtung.
Der Adressgenerator 7 umfasst eine Addiereinrichtung 12 zum Hinzufügen des rechtsverschobenen Signals zu dem zeitverzögerten Adresssignal adr und ein Register 13 zur Speicherung und Zeitverzögerung des Adresssignals adr. Das FIR Filter 5 umfasst Einrichtungen 14, 15, 16, 17 zur Zuführung der Filterkoeffizienten h&sub0;(k), h&sub1;(k), h&sub2;(k), h&sub3;(k), Einrichtungen 18, 19, 20, 21 zur Multiplikation der Eingangsabtastwerte x(n) mit den Filterkoeffizienten h&sub0;(k), h&sub1;(k), h&sub2;(k), h&sub3;(k) und eine Additionseinrichtung 22 zur Addition der multiplizierten Eingangsabtastwerte.
Die Struktur der Fig. 3 arbeitet folgendermaßen. Der Additionseinrichtung 11 der Steuereinheit 6 wird ein Preload-Wert S zugeführt. Für S = 0 ist die zeitliche Beziehung zwischen dem Ausgabesignal y(m) und dem Eingangssignal x(n) in Fig. 2 dargestellt. Mit einem Preload-Wert von S ≠ 0 ist es möglich, die Berechnung mit einer anderen Filterkoeffizientenzahl k zu beginnen.
Da in dem vorliegenden Beispiel der Fig. 3 ein Interpolationswert L = 64 = 2&sup6; verwendet wird, extrahiert die Extraktionseinrichtung 8 sechs LSBs von der acht Bit Ausgabe der Addiereinrichtung 11. Es sei angemerkt, dass L = 64 = 2&sup6; ist nur beispielhaft ist. Die Hardware der vorliegenden Erfindung kann für jedes beliebige L = 2I mit I = 0, 1, 2, 3 realisiert werden. Durch Rückführung der Ausgabe der Extraktionseinrichtung 8 zu dem Register 10 kann die k-Zahl (k = mM L) an der Ausgabe der Extraktionseinrichtung 8 erzeugt werden. Die Ausgabe der Additionseinrichtung 11 wird ebenfalls um sechs Bit nach rechts verschoben. Dies entspricht einer Division mit L = 64 = 2&sup6;. Das um sechs Bit nach rechts verschobene Signal wird der Additionseinrichtung 12 des Adressgenerators 7 als Eingabe zugeführt und wird der zeitverzögerten Ausgabe der Addiereinrichtung 12 hinzugefügt. Die Ausgabe der Addiereinrichtung 12 gibt somit das Adresssignal adr = mM/L aus. Fig. 2B stellt die oben beschriebene Korrelation für die Werte von L = 64 und M = 80 dar. Die erste Spalte der Fig. 2B bezeichnet die Indexzahl m des Ausgabesignals y(m). Die zweite Spalte zeigt die Ausgabe der Addiereinrichtung 11 für zunehmende Werte von m. Die dritte Spalte listet die Ausgabewerte k = mM L der sechs LSB der Extraktionseinrichtung 8 auf. Die vierte Spalte der Fig. 2B gibt die um sechs Bit von der Rechtsverschiebeeinrichtung 9 verschobene Signalausgabe an. Die Ausgabe adr der Addiereinrichtung 12 ist in der fünften Spalte der Fig. 2B aufgelistet.
Die Filterkoeffizientenzahl k = mM L wird als Eingabe dem FIR Filter zugeführt. Mit Hilfe des Adresssignals adr werden die geeigneten Eingangsabtastwerte x(n) aus dem Dual-Port-RAM ausgelesen. Die Eingangsabtastwerte x(n) können somit mit dem Filterkoeffizienten h(k) in Übereinstimmung mit Gleichung 2.1 multipliziert werden. Die Ausgabeabtastwerte y(m) werden durch Hinzufügung der Multiplikationsergebnisse erhalten.
Um die Hardwarekomplexität zu reduzieren, ist es wünschenswert, so wenig Multiplizierer wie möglich in dem FIR-Filter der Fig. 3 zu haben. Die Ordnung der Filterkurve des FIR-Filters entspricht direkt der Zahl der Multiplizierer, die für das FIR-Filter erforderlich sind. Die Filterhüllkurve des FIR-Filters ist somit vorzugsweise eine lineare Kurve, was bedeutet, dass nur ein Multiplizierer erforderlich ist. Da das FIR-Filter eine Tiefpasscharakteristik aufweisen muss, wird vorgeschlagen, eine Kurve zu approximieren, vorzugsweise eine (sinx)/x-Kurve, mittels einer stückweise kontinuierlich linearen Kurve. Selbstverständlich kann jede andere stückweise kontinuierliche lineare Kurve verwendet werden, die eine Tiefpasscharakteristik aufweist. Fig. 6 zeigt solch eine stückweise kontinuierliche lineare Kurve, die als Hüllkurve für das Tiefpassfilter dient. T bezeichnet die Abtastperiode mit T = 1/F, wobei F die Abtastfrequenz darstellt. In diesem Beispiel umfasst jede der Abtastperioden T L = 64 Pfeile, die 64 diskrete Funktionen angeben.
Aufgrund der theoretischen Grundlagen würden optimale Ergebnisse durch Verwendung einer Filterkurve gemäß einer Funktion (sinx)/x erhalten werden, jedoch ist diese Funktion in der Zeit unbegrenzt und nicht linear. Deshalb wird eine Approximation durch eine stückweise kontinuierliche lineare Funktion und eine Reduktion in der Länge x durchgeführt. Beide Annäherungen verursachen unvermeidbare Fehler. Es ist deshalb notwendig zu bedenken,
a) welche Parameter variabel sind, und
b) wie diese variablen Parameter angepasst werden können, um einen Kompromiss zwischen niedrigen Hardwarekosten und einer guten Filterleistung zu erhalten.
Die oben erwähnten Überlegungen werden unter Bezugnahme auf Fig. 4 erläutert. Die Filterkoeffizienten h(k) in Fig. 4 besitzen eine stückweise kontinuierliche lineare Hüllkurve, die die (sinx)/x-Funktion in dem Bereich von -3 < k < +3 (-3T < t < 3T) annähert. Die Schnittpunkte der linearen Hüllkurve in den Segmenten ±I, ±II und ±III und die Werte der linearen Hüllkurve an den Grenzen der Segmente ±I, ±II und ±III sind variabel. Mit anderen Worten, die Parameter, die die linearen Hüllkurven für h&sub2;&submin;, h&sub1;, h&sub0;, h&sub0;&sbplus;, h&sub1;&sbplus; und h&sub2;&sbplus; definieren, müssen geeignet ausgewählt werden, um die (sin x)/x-Kurve anzunähern. Weiterhin können zusätzlich entsprechende Segmente ±IV, ±V ... hinzugefügt werden, um die Filterlänge zu erhöhen. Durch Herausfallen lassen der Segmente ±III in Fig. 4 und Bewahrung allein der Segmente ±I und ±II kann die Filterlänge vermindert werden. Eine Verminderung der Filterlänge allein auf die Segmente ±I führt zu ziemlich groben Approximationen und einer niedrigen Leistungsfähigkeit des digitalen Filters.
Die folgenden Formeln stellen die entsprechenden linearen Hüllkurven der Funktion in Fig. 4 dar. (Die Gleichungen wurden unter der Annahme erstellt, dass das Koordinatensystem so verschoben ist, dass der Ursprung am linken Rand jedes Segmentes angeordnet ist).
Unter Verwendung der obigen Gleichung ist es möglich, die Parameter B, c&sub0;, a, b&sub0; als auch die Parameter cI, bI für I ≥ 1 festzulegen, so dass die gewünschte Filterleistung erreicht werden kann. Da das vorliegende Filter ein digitales Filter ist, kann das Folgende in Betracht gezogen werden:
N = Q·L mit Q: = ganzzahliger Wert
N: = Länge des Filters
L: = Interpolationsfaktor.
Aus diesem folgt die obige Gleichung 2.0, wobei h die Filterkoeffizienten des digitalen Filters darstellen, das durch lineare Kurvenstücke approximiert ist.
Jedes lineare Kurvenstück enthält L Abtastwerte (entsprechend zu L Koeffizienten) und es gibt Q lineare Kurvenstücke (z. B. Q = 6 in Fig. 4, nämlich die lineare Hüllkurve für die Segmente ±I, ±II und ±III). Für die Berechnung des Ausgabewertes y(m) ist ein Koeffizient von jedem linearen Kurvenstück erforderlich. Das Filter ist deshalb als ein Filter denkbar, das aus L Teilfiltern zusammengesetzt ist, wobei jedes Teilfilter Q Koeffizienten umfasst, die von Q unterschiedlichen Segmenten herrühren.
Aus theoretischen Überlegungen ist bekannt, dass ein Filter nur dann den dynamischen Bereich eines Signals nicht ändert und dementsprechend nicht die Energie eines Signals ändert, wenn die Filterkoeffizienten das Erfordernis erfüllen, dass die Summe der Filterkoeffizienten gleich 1 ist.
Die obigen Anforderungen führen zu speziellen Anpassungen der Teilfilter. Dies wird unter Bezugnahme auf Fig. 5 erläutert. Alle linearen Kurvenstücke sind in ein Koordinatensystem eingezeichnet. Fig. 5 zeigt die linearen Kurvenstücke h&sub0;&submin;, h&sub0;&sbplus;, h&sub1;&submin; und h&sub1;&sbplus;. Die linearen Kurvenstücke h&sub2;&sbplus; und h&sub2;&submin; sind nicht gezeigt, aber selbstverständlich können die linearen Kurvenstücke h&sub2;&sbplus; und h&sub2;&submin; der Segmente ±III in Fig. 5 mitaufgenommen werden. Die vertikale Linie, die mit "X" markiert ist, wählt die vier Koeffizienten eines Teilfilters aus. Aus den obigen Gleichungen folgen die Bedingungen für die Optimierung der Parameter:
c&sub0; + b&sub0; + 2b&sub1; = 1
Für Filterlängen, die außerdem die Segmente ±III einschließen, müssten die Bedingungen entsprechend erweitert werden. Theoretische Überlegungen, die durch Tests bestätigt wurden, legen nahe, einen Wert a > 0,5 auszuwählen. Unter Berücksichtigung der oben erwähnten Bedingungen und Kriterien zur Optimierung wurden die Werte der Parameter folgendermaßen ausgewählt:
a = 5/8, B = ¹/&sub2;, c&sub0; = 1, b&sub0; = b&sub1; = 0
c&sub1; = 0,5 - a = -1/8, Q = 4
Grundsätzlich kann die Hardware mit nur einem Multiplizierer für lineare Kurvenstücke realisiert werden. Es sei angemerkt, dass die obigen Parameter eine bevorzugte Ausführungsform darstellen, die nur eine Hardware mit niedriger Komplexität erfordert und eine sogar bessere Filterleistungsfähigkeit kann mit einer größeren Filterlänge (Q > 4) erreicht werden. Für die vorliegende Anwendung, d. h. Abtastratenumsetzung in Fernsehempfängern, hat sich herausgestellt, dass eine Filterlänge von Q = 4 einen hohen Nutzen im Vergleich zum Aufwand erzielt, der zur Realisierung der Hardware erforderlich ist. Die Gleichungen der vier gezeigten Filterkurven können gespeichert werden, und Filterkoeffizienten können bei der Berechnung des Ausgabewertes y(m) berechnet werden. Da, wie gesagt, die Hüllkurve des Filters stückweise stetig und linear ist, kann die Hardware mit nur einem Multiplizierer realisiert werden.
Beim Kombinieren der Information der Fig. 3 und Fig. 7 ist es möglich, die Gleichungen 3.0 bis 3.2 abzuleiten.
y&sub1; = h&sub0;(k)·xi+1 + h&sub1;(k)·x&sub1; + h&sub2;(k)·xi-1 + h&sub3;(k)·xi-2 (3.0)
0 ≤ k ≤ L/2
L/2 ≤ k ≤ L
Die Gleichung 3.0 beschreibt eine einfache FIR-Filterstruktur mit variierenden Filterkoeffizienten, wie es beispielsweise in Fig. 3 gezeigt ist. Die Eingabewerte x(n) werden zunächst mit den entsprechenden Filterkoeffizienten h(k) multipliziert und anschließend miteinander addiert. Gleichung 3.0 wird in die Gleichungen 3.1 und 3.2 für Werte von k zwischen 0 und L/2 und Werte von k zwischen L/2 und L jeweils aufgeteilt. Beide Gleichungen 3.1 und 3.2 weisen einen ersten Teil auf, der von der Filterkoeffizientenzahl k des erforderlichen Koeffizientensatzes abhängig ist, und einen zweiten Teil, der von der Filterkoeffizientenzahl k unabhängig ist. Dies ermöglicht, nur einen Multiplizierer zu verwenden.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden Interpolationsfaktor L und der Umknickpunkt (break point) a als L = 64 und a = 5/8 ausgewählt. Die Gleichungen 3.1 und 3.2 können dann in die Gleichung 3.3 und 3.4 transformiert werden.
0 ≤ k ≤ 32
32 ≤ k ≤ 64
Fig. 8 erläutert ein Beispiel für eine günstige Hardwarelösung der Gleichungen 3.3 und 3.4 mit einem Interpolationsfaktor von L = 64 und dem Knickpunkt in der Filterkurve der Fig. 6 bei ±T/2 bei a = 518. Das digitale Tiefpassfilter umfasst vier Register 23, 24, 25 und 26, zu denen Eingangswerte x(i + 1), x(i - 2), x(i - 1) und x(i) zugeführt werden. Dem Register 27 wird die Filterkoeffizientenzahl k zugeführt. Die Ausgabe des Registers 23 und die Ausgabe des Registers 24 sind mit den Eingängen der Addiervorrichtung 28 verbunden. Die Ausgabe des Registers 25 ist mit dem Eingang des Addierers 29, dem Eingang der Subtraktionsvorrichtung 30 und dem Eingang der mit 4 Multiplikationseinrichtung 31 verbunden. Die Ausgabe des Registers 26 ist mit dem Eingang der Addiervorrichtung 29 und mit dem Eingang der Subtraktionsvorrichtung 30 verbunden. Die Ausgabe der Addiervorrichtung 28 und die Ausgabe der Addiervorrichtung 29 sind mit den Eingängen der Subtraktionseinrichtung 32 verbunden. Die Ausgabe der Subtraktionseinrichtung 30 ist mit dem Eingang der mit 4 Multiplikationseinrichtung 33 verbunden. Das Register 27 ist mit dem Eingang des Registers 34, dem Eingang der exklusiven ODER-Einrichtung 35 und der Addiervorrichtung 36 verbunden. Die Ausgabe der Subtraktionseinrichtung 32 ist mit einem Eingang der bitweisen exklusiven ODER-Einrichtung 35 und dem Eingang des Registers 27 verbunden. Die Ausgabe des Registers 37 wird dem Register 38 zugeführt. Der Ausgang der bitweisen exklusiven ODER-Einrichtung 35 und die Ausgabe der mit 4 Multiplikationseinrichtung 33 sind mit den Eingängen der Additionsvorrichtung 36 verbunden. Die Ausgabe der Additionsvorrichtung 36 wird dem Register 39 zugeführt, dessen Ausgabe mit einem Eingang der Multiplikationsvorrichtung 40 verbunden ist. Der zweite Eingang der Multiplikationsvorrichtung 40 ist mit der Ausgabe des Registers 34 verbunden. Die Teile-durch-64 Einrichtung 41 empfängt die Ausgabe der Multipliziervorrichtung 40 und führt ihre Ausgabe der Addiereinrichtung 42 zu. Die Ausgabe der mit 4 Multipliziereinrichtung 31 wird dem Register 43 zugeführt, dessen Ausgang mit dem Eingang der Addiervorrichtung 42 verbunden ist. Die Ausgabe der Addiervorrichtung 42 wird dem Register 44 zugeführt, dessen Ausgabe mit einem Eingang der Addiervorrichtung 45 und einem Eingang der Teile-durch-4-Vorrichtung 46 verbunden ist. Die Ausgabe der Addiervorrichtung 45 wird dem Eingang der Teile-durch- 4-Einrichtung 47 zugeführt. Beide Teile-durch-4-Einrichtungen 47 und 46 sind mit ihren jeweiligen Ausgängen mit den Eingängen des Multiplexers 48 verbunden. Die MSB des Registers 34 werden dem Register 49 zugeführt, dessen Ausgang mit einem Eingang des Multiplexers 48 verbunden ist. Die Ausgabe des Multiplexers 48 wird dem Register 50 zugeführt, dessen Ausgang anschließend das Ausgabesignal y bereitstellt.
Das digitale Tiefpassfilter der Fig. 8 arbeitet folgendermaßen. Die Eingabewerte x(i + 1), x(i - 2), x(i - 1) und x(i) als auch die Filterkoeffizientenzahl k werden dem Tiefpassfilter zugeführt. Die Eingabewerte x werden addiert oder subtrahiert, um die Werte x(i + 1) + x(i - 2), x(i) + x(i - 1) und x(i) - x(i - 1) anzugeben. Durch Subtraktion der obigen Summen in der Subtraktionseinrichtung 32 wird der Wert von (x(i) + x(i - 1) - (x(i + 1) + x(i - 2))) berechnet. Die Mulipliziere-mit-4-Einrichtung 33 stellt das Berechnungsergebnis von 4(x(i) - x(i - 1)) bereit. Der mathematische Ausdruck (x(i) + x(i - 1) - (x(i + 1) + x(i - 2))) wird mit einem positiven Vorzeichen für die Gleichung 3.3 und mit einem negativen Vorzeichen für die Gleichung 3.4 benötigt. Die bitweise exklusive ODER-Einrichtung 35 und die Addiervorrichtung 36 ändern das Vorzeichen des obigen Ausdrucks in Übereinstimmung mit dem MSB des Registers 27. Mit anderen Worten bestimmt das MSB, welcher Teil der Filterkurve ausgewählt wird. Die Ausgabe der Addiervorrichtung 36 erzeugt anschließend das Ergebnis von 4(x(i) - x(i - 1)) + (x(i) + x(i - 1) - (x(i + 1) + x(i - 2))). Die Multipliziervorrichtung 40 multipliziert den Ausgabewert des Registers 39 und die Filterkoeffizientenzahl k, die von dem Register 34 ausgegeben wird. Die Ausgabe der Multipliziervorrichtung 40 wird durch 64 in der Teile-durch-64-Einrichtung 41 geteilt, der Wert von 4x(i - 1), der von dem Register 43 ausgegeben wird, wird hinzugefügt und das Ergebnis wird dem Register 44 zugeführt. Um das Ergebnis der Gleichung 3.3 zu erhalten, wird die Ausgabe des Registers 44 durch 4 in der Teile-durch-4-Einrichtung 46 geteilt. Um das Ergebnis der Gleichung 3.4 zu erhalten, wird die Ausgabe des Registers 44 der Ausgabe der Subtraktionseinrichtung 32 über die Register 37 und 38 hinzugefügt und anschließend durch 4 in der Teile-durch-4-Einrichtung 47 geteilt. Der Multiplexer 48 empfängt die MSB der Filterkoeffizientenzahl k von dem Register 49. Die MSB entscheiden, welcher Teil der Filterkurve ausgewählt wird. Dementsprechend entscheiden die MSB, welche Ausgabe, entweder die Ausgabe der Teile-durch-4-Einrichtung 46 als Ergebnis der Gleichung 3.3 oder die Ausgabe der Teile-durch-4-Einrichtung 47 als Ergebnis der Gleichung 3.4, auszuwählen ist. Fig. 8 zeigt die ausgewählten Parameter, die auf Multiplikationen und Divisionen mit 2n abzielen, wobei n eine ganze Zahl darstellt, was vorteilhafterweise durch eine Bitverschiebung realisiert werden kann.
Die Eigenschaften des digitalen Tiefpassfilters der vorliegenden Erfindung werden durch stückweise lineare Koeffizienten bestimmt. Im Ergebnis müssen die Tiefpasscharakteristiken des digitalen Filters mit den, wie in Fig. 6 gezeigt, ausgewählten Koeffizienten nicht ausreichend sein, um das Nyquist-Kriterium zu erfüllen. Um das Nyquist-Kriterium zu erfüllen, kann das eingehende Signal einfach mit einem Tiefpassfilter gefiltert werden. Fig. 9 zeigt ein verbessertes Abtastratenumsetzerkonzept, das ein Tiefpassfilter 51 für die Eingangssignale verwendet. Die definierte Grenzfrequenz des Tiefpassfilters muss sich auf den Dezimationswert M beziehen, um das Nyquist-Kriterium zu erfüllen. Das eingehende Signal muss mit anderen Worten gemäß dem ausgewählten Verhältnis-Bruch L/M bandbegrenzt sein.
Der oben beschriebene Digital-Digital-Abtastratenumsetzer kann vorteilhafterweise zur Elimination von Zeitversatzproblemen bei Fernsehbildern mit Bildzeilen unterschiedlicher Startphasen verwendet werden. Ein digitales Bild mit versetzten Zeilen wird auch nichtorthogonales Bild genannt. Wenn ein nichtorthogonales Bild auf einem Fernsehschirm wiedergegeben wird, treten unerwünschte Artdefakte, wie z. B. versetzte Vertikallinien auf. Der oben beschriebene Digital-Digital-Abtastratenumsetzer kann modifiziert werden, um ein orthogonales Bild zu erzeugen, das zueinander passende Startphasen für alle Bildzeilen aufweist. Eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in der Lage, ein orthogonales Bild zu erzeugen, wenn die Information der unterschiedlichen Startphasen zugänglich ist. Der Addiereinrichtung 11 der Fig. 3 wird ein Preload-Wert S zugeführt. Fig. 2A stellt die zeitliche Beziehung zwischen y(m) und x(n) für einen Preload-Wert S = 0 dar. Mit einem Prealod-Wert S ≠ 0 ist es möglich, eine Berechnung eines Ausgabewertes unter Verwendung einer Filterkoeffizientenzahl k zu beginnen, die unterschiedlich von der Filterkoeffizientenzahl k ist, die mit einem Preload-Wert S = 0 verwendet wird. Ein Preload-Wert S ≠ 0 bedeutet dementsprechend eine Phasenverschiebung des digitalen Ausgabewertes y(m). Um dieses Verhalten mathematisch zu beschreiben, kann die Gleichung 2.0 verbessert werden, um die Gleichung 4.0 zu erhalten.
y(m) = h(nL + mM L + S) · ( mM/L ) - n) (4.0)
Durch Auswahl eines Preload-Wertes S ≠ 0 werden die Startphasen der Zeilen verschoben, um Startphasen zu erhalten, die ein orthogonales Bild erzeugen, bei dem Versatzprobleme beseitigt sind.
Die Addiereinrichtung 11 der Steuereinheit 6 besitzt den Dezimationswert M als zweite Eingabe. In dem Fall, dass die Ausgangsabtastrate (L&sub0;/M&sub0;)·F festgelegt ist und ein Dezimationswert M ≠ M&sub0; über den zweiten Eingang der Addiereinrichtung 11 ausgewählt ist, arbeitet der Digital-Digital-Abtastratenumsetzer als Bildformatwandler. Die Ausführungsformen des Digital-Digital-Abtastratenumsetzers, die bisher beschrieben wurden, besitzen einen beliebig festen Dezimationswert M, in einer bevorzugten Ausführungsform jedoch ist der Dezimationswert M veränderbar.
Der Dezimationswert M kann als mit der Zeit variierend vorgesehen sein. In dem Fall wird ein digitales Bild mit räumlichen Effekten, sogenannten Kinoeffekten, erzeugt. Ein einfaches Verfahren, den Dezimationswert M für jede Zeile eines digitalen Bildes zu variieren, ist in Fig. 10 gezeigt. Entlang der Videozeile erhöht sich der Dezimationswert M der Kurve "a" in Fig. 10 von einem minimalen Dezimationswert Mmin zu einem maximalen Dezimationswert Mmax. Der Dezimationswert M verbleibt konstant für einen Teil der Zeilenlänge und nimmt anschließend auf den Wert Mmin ab. Die Kurve "b" zeigt ein Dezimationswert M, der abnimmt, konstant verbleibt und anschließend mit dem Verlauf der Videozeile zunimmt. Selbstverständlich können andere Verfahren für eine Variation von M verwendet werden, um verschiedene räumliche Effekte zu erzeugen. Ähnlich zu der Variierung des Dezimationswertes M kann der Interpolationswert L variiert werden. Weitere Ausführungsformen des Digital-Digital-Abtastratenurnsetzers können eine Kombination von beliebigen der obigen Merkmale verwenden, so beispielsweise einen Abtastratenumsetzer, der die Phase für den digitalen Ausgabewert y(m) verschiebt und gleichzeitig den Dezimationswert M variiert.

Claims

1. Digital/Digital-Abtastratenumsetzer zur Umsetzung digitaler Eingangssignale (x(n)) mit einer ersten Abtastrate (F) in digitale Ausgangssignale (y(m)) mit einer zweiten Abtastrate, wobei der Digital/Digital-Abtastratenumsetzer umfasst:

ein digitales Tiefpassfilter zur Interpolation von Abtastwerten des digitalen Eingangssignals (x(n)), wobei das digitale Tiefpassfilter einen Satz von Filterkoeffizienten (h(k)) zur Approximation einer Impulsantwort einer (sinx)/x-Kurve mit

x = Π·F·t

umfasst, wobei:

F die erste Abtastrate darstellt und

t die Zeit darstellt,

dadurch gekennzeichnet, dass

das digitale Tiefpassfilter genau einen Multiplizierer (40) umfasst, wobei das digitale Tiefpassfilter die sin(x)/x-Kurve durch Verwendung zweier gerader Linien approximiert, die innerhalb von jedem Segment in kontinuierlicher Weise miteinander verbunden sind, wobei jedes Segment x-Werte in dem Bereich von Π·i < x < Π· (i + 1) aufweist und der Index i ganzzahlige Werte aufweist, wobei der genau eine Multiplizierer (40) zur Auswahl eines bestimmten Satzes von Filterkoeffizienten (h(k)) aus der approximierten sin(x)/x-Kurve verwendet wird und wobei diejenigen Kurvenpunkte, die gemeinsame Start/End-Punkte beider geraden Linien in jedem Segment sind, so ausgewählt werden, dass keine weitere Multiplikation für jede Ausgabeabtastwerteberechnung erforderlich ist.

2. Digital/Digital-Abtastratenumsetzer nach Anspruch 1, wobei der ganzzahlige Index i von i = -2 bis i = 1 läuft, was zu einer Filterlänge von vier Segmenten führt.

3. Digital/Digital-Abtastratenumsetzer nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Approximationskurve symmetrisch in dem Bereich von -Π < x < Π und in den Bereichen von Π·i < x < Π·(i + 1) für die Werte von x = 0 und x = +Π(3/2 + i) mit i = 0, 1, 2, 3 ... ist.

4. Digital/Digital-Abtastratenumsetzer nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei das digitale Filter durch eine Mehrzahl von Teilfiltern dargestellt werden kann, von denen jedes so ausgebildet ist, dass an einem entsprechenden Abtastwert von jedem Segment die Summe aller Filterkoeffizienten (h(k)) aller Teilfilter 1 ist.

5. Digital/Digital-Abtastratenumsetzer nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei ein gemeinsamer Start/End-Punkt der beiden geraden Linien in dem Segment 0 < x < Π den Wert a = 5/8 bei x = Π/2 besitzt und der gemeinsame Punkt der beiden geraden Linien in dem Segment Π < x < 2Π den Wert 0,5 minus 5/8 bei x = 3Π/2 aufweist.

6. Digital/Digital-Abtastratenumsetzer nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Approximationskurve einen Wert von Eins bei x = 0 aufweist und Werte von Null bei x = +Π·i für i = 1, 2, 3 ... aufweist.

7. Digital/Digital-Abtastratenumsetzer nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 6, der weiterhin umfasst:

- eine Steuereinheit (6) zur Bereitstellung einer Filterkoeffizientenzahl (k) und einen Adressgenerator (7) zur Erzeugung eines Adresssignals (adr), wobei das Adresssignal die digitalen Eingangssignale (x(n)) zur Verarbeitung durch das digitale Tiefpassfilter auswählt.

8. Digital/Digital-Abtastratenumsetzer nach Anspruch 7, der weiterhin eine Speichereinrichtung (4) zur Speicherung der digitalen Eingangssignale (x(n)) umfasst, wobei die Eingangssignale in Übereinstimmung mit dem Adresssignal (adr) ausgelesen werden.

9. Digital/Digital-Abtastratenumsetzer nach Anspruch 7 und 8, wobei die Steuereinheit (6) umfasst:

ein Register (10) zur Speicherung der Filterkoeffizientenzahl (k);

- eine erste Addiereinrichtung (11) zur Zuführung eines Preload-Wartes (S);

- eine Extraktionseinrichtung (8) zur Erzeugung der Filterkoeffizientenzahl (k) durch Extraktion von LSBs von der Ausgabe der ersten Addiereinrichtung (11) in Übereinstimmung mit einem Interpolationswert (L);

- eine Rechts-Verschiebeeinrichtung (9) zur Erzeugung von MSBs von der Ausgabe der ersten Addiereinrichtung (11);

wobei der Adressgenerator (7) umfasst:

- eine zweite Addiereinrichtung (12) zur Erzeugung des Adresssignals (adr) durch Addierung des MSBs, die von der Rechts-Verschiebeeinrichung (9) erzeugt wurden, und des Adresssignals (adr) eines vorherigen Berechnungsschrittes;

- ein Register (13) zur Bereitstellung des Adresssignals (adr) des vorherigen Berechnungsschrittes an die zweite Addiereinrichtung (12);

- wobei die Speichereinrichtung (4) eine Dualport-RAM umfasst.

10. Digital/Digital-Abtastratenumsetzer nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 9, der weiterhin ein Tiefpassfilter (51) zur Tiefpassfilterung des digitalen Eingangssignals (x(n)) umfasst und das tiefpassgefilterte Signal anschließend für die Abtastratenumsetzung bereitstellt.

11. Digital/Digital-Abtastratenumsetzer nach wenigstens einem der Ansprüche 9 oder 10, der weiterhin Mittel zur Bereitstellung eines Preload-Wertes (S) an die erste Addiereinrichtung (11) der Steuereinheit (6) umfasst, so dass die Filterkoeffizientenzahl (k) verschoben wird, um eine Phasenverschiebung des digitalen Ausgangssignals (y(m)) zu bewirken.

12. Digital/Digital-Abtastratenumsetzer nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 11, der weiterhin Mittel zur Bereitstellung eines konstanten Dezimationswertes (M) umfasst.

13. Digital/Digital-Abtastratenumsetzer nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 12, der weiterhin Mittel zur Bereitstellung eines mit der Zeit variierenden Dezimationswertes (M) umfasst.

14. Digital/Digital-Abtastratenumsetzer nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 13, der weiterhin Mittel zur Bereitstellung eines Dezimationswertes (M) umfasst, der im Verlauf einer Zeile eines Digitalbildes variiert.

15. Verfahren zur Digital/Digital-Abtastratenumsetzung zur Umsetzung digitaler Eingangssignale (x(n)) mit einer ersten Abtastrate (F) in digitale Ausgangssignale (y(m)) mit einer zweiten Abtastrate, wobei das Verfahren die Schritte umfasst:

Interpolieren von Abtastwerten des digitalen Eingangssignals (x(n)) unter Verwendung eines Satzes von Filterkoeffizienten (h(k)) zur Approximation einer Impulsantwort einer (sinx)/x-Kurve mit

x = Π·F·t

wobei:

F die erste Abtastrate darstellt und

t die Zeit darstellt

dadurch gekennzeichnet, dass

die sin(x)/x-Kurve durch Verwendung zweier gerader Linien approximiert wird, die in kontinuierlicher Weise innerhalb jedes Segmentes verbunden sind, wobei jedes Segment x-Werte im Bereich von Π·i < x < Π·(i + 1) aufweist und der Index i ganzzahlige Werte besitzt und

der Interpolationsschritt genau eine Multiplikation zur Auswahl eines bestimmten Satzes von Filterkoeffizienten (h(k)) von der approximierten sin(x)/x-Kurve auswählt, wobei diejenigen Kurvenpunkte, die gemeinsame Start/End-Punkte der beiden geraden Linien für jedes Segment darstellen, so ausgewählt werden, dass keine weitere Multiplikation für jede Ausgabeabtastwertberechnung erforderlich ist.

16. Verfahren zur Digital/Digital-Abtastratenumsetzung nach Anspruch 15, wobei der ganzzahlige Index i von i = -2 bis i = 1 läuft.

17. Verfahren zur Digital/Digital-Abtastratenumsetzung nach Anspruch 15 oder 16, wobei die Approximationskurve symmetrisch bezüglich zu x = 0 ist, wobei ein gemeinsamer Start/End-Punkt der beiden geraden Linien in dem Segment 0 < x < Π einen Wert a = 5/8 bei x = Π/2 aufweist und der gemeinsame Punkt der beiden geraden Linien in dem Segment Π < x < 2Π einen Wert von 0,5-5/8 bei x = 3Π/2 aufweist.

18. Verfahren zur Digital/Digital-Abtastratenumsetzung nach wenigstens einem der Ansprüche 15 bis 17, das weiterhin die Schritte umfasst:

- Auswählen von Abtastwerten des digitalen Eingangssignals (x(n)) mit Abtastpositionen, die um nicht mehr als 2/F von der zeitlichen Position des zu berechnenden digitalen Ausgabesignals (y(m)) abweichen, und

- Bereitstellung einer Filterkoeffizientenzahl (k), die einen Filterkoefizientensatz auswählt, der der Approximationskurve entspricht.

19. Verfahren zur Digital/Digital-Abtastratenumsetzung nach wenigstens einem der Ansprüche 15 bis 18, das weiterhin den Schritt einer Tiefpassfilterung (51) der digitalen Eingangssignale (x(n)) in Übereinstimmung mit dem Nyquist-Kriterium und eine Bereitstellung des tiefpassgefilterten Signals zur Abtastratenumwandlung umfasst.

20. Verfahren zur Digital/Digital-Abtastratenumsetzung nach wenigstens einem der Ansprüche 15 bis 19, das weiterhin den Schritt der Verschiebung (S) der Filterkoeffizientenzahl (k) umfasst, so dass die Phase des digitalen Ausgabesignals (y(m)) verschoben wird.

21. Verfahren zur Digital/Digital-Abtastratenumsetzung nach wenigstens einem der Ansprüche 15 bis 21, das weiterhin die Schritte der Variierung eines Dezimationsfaktors (M) in der Zeit umfasst, um digitale Bilder mit räumlichen Effekten zu erzeugen.