DE69923259T2

DE69923259T2 - Digitaler Filter

Info

Publication number: DE69923259T2
Application number: DE1999623259
Authority: DE
Inventors: Keizo Uda-gun Okuno
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1998-07-22
Filing date: 1999-07-02
Publication date: 2006-03-23
Anticipated expiration: 2019-07-03
Also published as: EP0975091B1; US6668013B1; DE69923259D1; EP0975091A2; JP3181879B2; JP2000040942A; EP0975091A3

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft einen digitalen Filter gemäß dem Obergriff des unabhängigen Anspruchs 1. Ein digitaler Filter dieser Art ist aus der US-A-5,383,144 bekannt.
Hintergrund der Erfindung
Es ist allgemein bekannt, dass ein digitales Signal ein für seine Datenübertragungsrate ziemlich breiten Spektralbereich aufweist. Wenn z.B. ein in 12(a) dargestelltes digitales Signal eine Datenübertragungsrate von 1 Mbps aufweist, dann ist sein Spektrum wie in 12(b) verteilt.
Andererseits wird ein digitales Bild- oder Tonsignal durch Aufteilen einer verfügbaren Frequenzbandbreite gemäß seiner Verwendung oder seinem Zweck in winzigen Zeitabschnitten übertragen. Um ein großes Informationsvolumen innerhalb einer begrenzten Frequenzbandbreite zu übertragen, kann die Datenübertragungsrate verbessert oder die Bandbreite eines Signals mit einer gewissen Datenübertragungsrate begrenzt werden, so dass einige Datenanteile mittels Frequenzteilung gleichzeitig gesendet werden. Insbesondere wird auf dem Gebiet der drahtlosen Kommunikation eine Funkwellenquelle wirksam durch Begrenzen der Bandbreite durch Unterdrücken eines ungewünschten Seitenbandes eines Basisbandsignals genutzt.
Wenn jedoch die Bandbreite eines Spektrums des digitalen Signals begrenzt wird, tritt Symbolinterferenz (ISI) auf, was möglicherweise zu einem Bitfehler führt. Um dieses Problem zu beheben, wird weit verbreitet ein Nyquistfilter als Filter verwendet, der auch dann keine Symbolinterferenz verursacht, wenn die Bandbreite begrenzt wird.
Die Eigenschaften eines Roll-Off-Filters R(f), die durch Nyquist gegeben sind und einen symbolinterferenzfreien Nyquistfilter bilden, werden in der nachfolgenden Gleichung ausgedrückt und sind in 13 dargestellt:
wobei T ein Vorzeichenintervall und α ein Roll-Off-Faktor definiert als 0 ≤ α ≤ 1 ist. Der Roll-Off-Filter R(f) ist als Filter bekannt, der als Nyquistfilter arbeitet, und in der nachfolgenden Erläuterung wird der Nyquistfilter als Roll-Off-Filter bezeichnet.
In 13 bezeichnet ein Großbuchstabe W einen Übergangszeitraum. Der Übergangszeitraum W ist 0, wenn die Filtereigenschaften ideal sind, d.h. α = 0, und je größer der Roll-Off-Faktor α, desto größer ist der Übergangszeitraum W. 13 zeigt den Übergangszeitraum, wenn der Roll-Off-Faktor α 0,5 ist.
Wie in 13 dargestellt können, durch Vervollständigen des Übergangs von einem Vorzeichen zum anderen innerhalb eines Einheitsvorzeichenintervalls 1T, auch wenn eine Interferenzwelle existiert, die durch eine gestrichelte Linie in 14(b) angezeigt wird, die durch eine geschlossene Linie dargestellten Daten, d.h. die in 14(a) dargestellten Vorzeichendaten aus Daten reproduziert werden, die an vorbestimmten Lesepunkten, die durch Kreise in 14(b) gekennzeichnet sind, ausgelesen wurden. Folglich können die für die Errichtung eines symbolinterferenzfreien Übertragungswegs notwendigen Filtereigenschaften erzielt werden.
Eine Impulsantwort r(t) des Roll-Off-Filters R(f) wird auch ausgedrückt als:
Wenn der Roll-Off-Filter R(f) mit einer Zufallsimpulsfolge n (n = ..., –1, 0, 1, ...) mit positiven und negativen Polaritäten gespeist wird, wird ein sich ergebendes Ausgangssignal wie folgt ausgedrückt:
Wenn analoge Bauelemente wie z.B. L, C und R verwendet werden, ist ein hochentwickeltes Design unter Verwendung eines Computers notwendig, um diese Filtereigenschaften zu erreichen. Diese Eigenschaften können jedoch relativ leicht erzielt werden, wenn ein nichtrekursiver oder FIR (Finit Impuls Response)-Filter unter Verwendung von Verzögerungsschaltungen, die jede mit einer Abgriffstelle oder einem nichtzyklischen Filter, der als ein digitaler Filter bekannt ist, ausgestattet sind, verwendet wird.
15 ist ein Blockschaltbild, das eine elektrische Anordnung eines typischen herkömmlichen digitalen Filters 1 vom Typ FIR darstellt. Wie in der Zeichnung abgebildet weist der typische digitale Filter 1 vom Typ FIR Verzögerungseinrichtungen d1, d2,..., dm auf, die kaskadenartig in zahlreichen Stufen angeordnet sind, Multiplizierer g0, g1,..., gm, und eine Addiererschaltung 2 auf. Eingangsdaten x(n) werden sequentiell durch die Verzögerungseinrichtungen d1 bis dm verzögert. Hier werden der Eingang und der Ausgang jeder der Verzögerungseinrichtungen d1 bis dm als Abgriffstellen verwendet und die Daten an jeder Abgriffstelle werden mit Koeffizienten h0 bis hm von den Multiplizierern g0 bis gm entsprechend multipliziert. Alle Multiplikationsergebnisse werden durch die Addiererschaltung 2 addiert, wodurch man die Ausgangsdaten y(n) erhält. Zur leichteren Erklärung werden die Zeichen, die Multibit-Daten darstellen, nur an die Eingangsdaten x(n) und Ausgangsdaten y(n) angehängt, es versteht sich jedoch, dass die in dem digitalen Filter 1 verarbeiteten Daten ebenfalls Multibit-Daten sind.
Mit dem digitalen Filter 1 nach obiger Anordnung werden die Filtereigenschaften umso zufriedenstellender, je größer die Anzahl m der Abgriffstellen ist. Wenn die Anzahl m der Abgriffstellen jedoch erhöht wird, steigt ebenfalls die Anzahl der Verzögerungseinrichtungen d1 bis dm und die Anzahl der Elemente, die die Addiererschaltung 2 bilden. Zusätzlich wird, da die Multiplizierer g0 bis gm viel Einbauplatz in Anspruch nehmen, die gesamte Schaltungsgröße in unerwünschter Weise mit einer erhöhten Anzahl von Multiplizierern g0 bis gm vergrößert.
Andererseits hat eine drahtlose Kommunikation, insbesondere eine Spektrumdiffusionsübertragung, in den vergangenen Jahren weit verbreitete Beachtung erzielt, da sie bezüglich Vertraulichkeit, Volumen der übertragenen Daten, Übertragungsleistung usw. Vorteile bietet. Die Spektrumdiffusionsübertragung erfordert jedoch viele Arten von digitaler Signalverarbeitung einschließlich einer Modulationsverarbeitung, um ein Diffusionssignal an ein Übertragungssignal anzufügen und einer Decodierverarbeitung, um das Diffusionssignal von einem empfangenen Signal zu trennen.
Dadurch existiert bezüglich der digitalen Filter, die für einen PC verwendet werden, der dafür ausgelegt ist, Information mittels der Spektrumdiffusionsübertragung über ein Wireless LAN (WLAN) zu übertragen oder in einer Kommunikationsvorrichtung, die in ein tragbares Gerät eingebaut ist, ein erhöhter Bedarf, um die Anzahl der Bauteile zu reduzieren und die Schaltung zu verkleinern, um Platzbedarf, Kosten, Stromverbrauch usw. einzusparen. Auch wenn die Schaltungsbauelemente durch integrierte Schaltungen ersetzt werden, um die gesamte Schaltungsgröße zu reduzieren, ist es hinsichtlich Verkürzung der Entwicklungszeit und Einsparung von Eniwicklungskosten vorteilhaft, eine kleinste notwendige Anzahl von Schaltungen zu verwenden.
U5-A-5,400,271, die einen bekannten digitalen Filter offenbart, weist Mittel zum Berechnen einer Summe von Produkten mit einem hohen Genauigkeitsgrad auf. Der bekannte digitale Filter umfasst einen Datenspeicher zum Speichern von Daten darin, einen Koeffizientenspeicher zum Speichern von Koeffizienten darin und einen kumulativen Summierer, der einen Multiplizierer, eine kumulative Addiererschaltung und ein Register zum Berechnen der Produkte der in dem Datenspeicher gespeicherten Daten und der in dem Koeffizientenspeicher gespeicherten Koeffizienten in den Größenordnungen der Exponenten der in den Koeffizientenspeicher gespeicherten Koeffizienten, und zum kumulativen Aufsummieren der Produkte. Wie in 5 dieser Druckschrift dargestellt, werden die aus dem Datenspeicher ausgelesenen Eingangsdaten (siehe Kurve (i) in 5) weiterhin durch einen Sperrschaltung ohne jegliche Umwandlung ausgegeben (siehe Kurve (j) in einem Zeitraum von 2/CK, der gleich der zweifachen Periode des Vorzeichenintervalls der Eingangsdaten ist). Dadurch gibt es keine Periode, in der die Eingangsdaten absichtlich zu Null umgewandelt werden. Wie deutlich in 5 dieser Druckschrift dargestellt sind lediglich das Ausgangssignal des Abwärtszäh lers und das Ausgangssignal der XOR-Schaltung Null, doch diese Ausgangssignale sind weder die Eingangssignale noch die aus dem Datenspeicher ausgelesenen Daten.
EP-A-0 653 839 offenbart einen Datenratenwandler und ein Bildabtastgerät mit einem UND-Gatter und einem durch vier teilenden Zähler (10 dieser Druckschrift). Die Operationen dieser Elemente stehen in Verbindung mit einem ODER-Gatter oder mit D-Flipflops.
US-A-5,383,144 offenbart ein Subsampling- und Interpolationsverfahren von digitalen Signalen. In einer Subsampling-Operation wird beurteilt, ob ein Eingangssignal ein interpoliertes Signal ist oder nicht und der Subsampling-Schritt wird lediglich zum Durchführen des Entfernens eines Abtastwerts, wenn das Eingangssignal das interpolierte Signal ist und zum Durchführen der Vorverarbeitung und des Entfernens des Abtastwerts durchgeführt, wenn das Eingangssignal nicht das interpolierte Signal ist. Das Interpolationsverfahren weist mindestens einen Interpolationsschritt auf, in dem die Abtastdaten eines Eingangssignals direkt gespeichert werden. Die Interpolationsoperation eines Eingangssignals kann in Antwort auf zusätzliche Information umgeschaltet werden. Diese Druckschrift beschreibt weiterhin die Ermittlung von zusätzlichen Informationen unter Verwendung der Abtastung eines Eingangssignals nur an einer vorbestimmten Stelle und deren Vergleich mit dem Eingangssignal, um dadurch zusätzliche Information, die gleichzeitig mit dem Eingangssignal gesendet wird, zu erfassen.
Nach der US-A-5,383,144 wird das Signal B gemäß einer Abtastrate Fs/2 an vorbestimmten Stellen Y einer Interpolationsschaltung (5(j)) abgetastet, und ein neuer Abtastwert, dessen Datenwert Null ist, wird in eine Zwischenstellung zwischen angrenzenden Abtastpunkten (vorbestimmte Stellen X: nichtgemeinsame Abtaststelle) von einer Null-Einfügeschaltung eingefügt, wodurch man ein Signal erhält, dessen Abtastrate Fs ist (5(k)). Das Signal wird als ein Ausgangssignal (das Signal C) ausgegeben, nachdem unnötige Frequenzbestandteile durch einen Filter entfernt wurden.
Gemäß dieser Druckschrift sind die Abtastdaten des Eingangssignals und die des Ausgangssignals C gleich bei gemeinsamen Abtastpunkten (vorbestimmte Stellen Y: nichtgemeinsame Abtaststelle). Deshalb durchläuft das Eingangssignal B an den vorbestimmten Positionen Y die Interpolationsschaltung, ohne vom Interpolationsverfahren beeinflusst zu werden. Da durch wird jeder der Abtastdatenpunkte des Eingangssignals B direkt und ideal an den vorbestimmten Stellen Y gespeichert, und die Abtastdaten des Signals C an den vorbestimmten Stellen Y werden immer gespeichert, woraus sich keine Generierung einer Anhäufung einer Signalverschlechterung ergibt.
In dieser Druckschrift wird jedoch ein neuer Abtastpunkt nur an einer vorbestimmten Abtaststelle eingefügt; demgemäß bleibt es während einer vorbestimmten Zeitdauer nicht eingefügt. Dies rührt, wie in dieser Druckschrift beschrieben, daher, dass der neue Abtastpunkt, dessen Datenwert Null ist, in eine Zwischenstelle zwischen angrenzenden Abtastpunkten eingefügt wird (vorbestimmte Stellen X: nichtgemeinsame Abtaststelle), so dass man ein Signal erhält, dessen Abtastrate Fs ist aus dem Signal B einer Abtastrate von Fs/2.
Zusammenfassung der Erfindung
Es ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen digitalen Filter einer einfachen Anordnung zur Verfügung zu stellen, der die Anzahl der Bauelement reduziert und Kosten und Stromverbrauch bei gleichzeitiger Verkürzung der Entwicklungsdauer einspart.
Um die obige Aufgabe zu erreichen, weist ein digitaler Filter der vorliegenden Erfindung auf: Verzögerungsmittel, die in vielfachen Stufen kaskadenartig angeordnet sind und jeweils eine Abgriffstelle aufweisen, zum schrittweisen Verzögern umgewandelter Eingangsdaten, wobei die Verzögerungsmittel synchron zu einem Übertragungstakt mit einer Frequenz von N·Fs sind, wobei N ein Überabtast-Verhältnis und Fs die Abtastfrequenz von eigentlichen Eingangsdaten ist, aus denen die umgewandelten Eingangsdaten erhalten werden; einer Vielzahl von ersten Additionsmitteln zum Addieren von Ausgangssignalen von den Abgriffstellen, die bezüglich der Abgriffstelle, die in der kaskadenartigen Anordnung der Verzögerungsmittel zentral angeordnet ist, symmetrisch angeordnet sind, wobei jedem Paar dieser symmetrisch angeordneten Abgriffstellen ein identischer Multiplikationskoeffizient zugewiesen ist; einer Vielzahl von Multiplikationsmitteln zum Multiplizieren des Ausgangssignals von jedem der ersten Additionsmittel mit seinem entsprechenden Multiplikationskoeffizienten; zweiten Additionsmitteln zum Addieren der Multiplikationsergebnisse, die durch die Multiplikationsmittel ausgegeben werden, und zum Ausgeben eines Additionsergebnisses als Interpolationsda ten; dadurch gekennzeichnet, dass der digitale Filter weiterhin Eingangsumwandlungsmittel zum Empfangen der eigentlichen Eingangsdaten als erstes Eingangssignal und zum Empfangen des Übertragungstakts als zweites Eingangssignal aufweist sowie einen Basiszahl N-Zähler zum Empfangen des Übertragungstakts als Eingangssignal, und eine UND-Schaltung zum Durchführen einer UND-Operation zwischen dem Ausgangssignal des Basiszahl N-Zählers und der eigentlichen Eingangsdaten und zum Ausgeben des Ergebnisses der UND-Operation an die Verzögerungsmittel als die umgewandelten Eingangsdaten, wobei die UND-Schaltung die eigentlichen Eingangsdaten über einen Zeitraum von T/N ausgibt, in den "1" vom Ausgang des Basiszahl N-Zählers in die UND-Schaltung eingegeben wird, hingegen "0" für den verbleibenden Zeitraum von (N – 1)·T/N, wobei T = 1/fs das Vorzeichenintervall der eigentlichen Eingangsdaten ist.
Gemäß der obigen Anordnung werden Eingangsdaten für eine 1/N-Zeitdauer eines Vorzeichenintervalls T der Eingangsdaten und "0" als Eingangsdaten für die verbleibende Zeitdauer des Intervalls T eingegeben. Dadurch ist, sogar wenn die Eingangsdatenform ein Rechteckwellenimpuls ist, der sich ergebende Zustand identisch mit dem, wenn eine Impulsfolge eingegeben wird. Folglich kann, da die Impulsantworteigenschaften des Roll-Off-Filters verwendet werden können, ein Roll-Off-Filter mit optimalen Eigenschaften mit einer Anordnung aufgebaut werden, so dass die Ausgangssignale jedes Paars von Abgriffstellen, die aufgrund der Symmetrie der Impulsantworteigenschaften mit demselben Koeffizienten gespeist werden, miteinander addiert werden, und jedes Additionsergebnis wird mit seinen entsprechenden Koeffizienten multipliziert.
Folglich kann, da die Anzahl der Elemente, insbesondere die Anzahl der die Multiplikationsmittel bildenden Elemente reduziert wird, die Anzahl der Bauelemente reduziert werden und Kosten und Stromverbrauch können eingespart werden, während der Entwicklungszyklus verkürzt werden kann. Demgemäß kann der in der obigen Weise angeordnete digitale Filter in geeigneter Weise für eine Datenkommunikationsvorrichtung verwendet werden, die die Spektrumdiffusionsübertragung anwendet.
Für das weitere Verständnis des Wesens und der Vorteile der Erfindung wird auf die folgende detaillierte Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen Bezug genommen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockschaltbild, das eine elektrische Anordnung eines digitalen Filters gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
2 ist eine Kurve, die eine Impulsantwort eines Roll-Off-Filters zeigt;
3 ist ein Blockschaltbild, das eine Anordnung einer Eingangsdatenumwandlungsschaltung im digitalen Filter von 1 zeigt;
4 ist ein Blockschaltbild, das eine Anordnung einer Schaltsteuerungsschaltung im digitalen Filter von 1 darstellt;
5 ist ein Blockschaltbild, das eine elektrische Anordnung eines digitalen Filters gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
6 ist eine Darstellung, die einen Betriebsablauf des digitalen Filters von 5 erläutert;
7 ist ein Blockschaltbild, das eine elektrische Anordnung eines digitalen Filters gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
8 ist eine Darstellung, die einen Betriebsablauf des digitalen Filters von 7 erläutert;
9 ist ein Blockschaltbild, das eine elektrische Anordnung eines digitalen Filters gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
10(a) bis 10(c) sind Darstellungen, die einen Betriebsablauf des digitalen Filters von 9 erläutern;
11 ist ein Blockschaltbild, das schematisch eine Anordnung einer drahtlosen Kommunikationseinrichtung als einer Beispielanwendung des in den 1 bis 10 dargestellten digitalen Filters zeigt;
12(a) und 12(b) sind Darstellungen, die die Seitenbandspreizung eines digitalen Signals erläutern;
13 ist eine Kurve, die eine Übertragungsfunktion eines Roll-Off-Filters darstellt;
14(a) und 14(b) sind Darstellungen, die eine Wellenform zeigen, um einen Betriebsablauf des Roll-Off-Filters zu erklären; und
15 ist ein Blockschaltbild, das eine elektrischen Anordnung eines typischen herkömmlichen digitalen Filters zeigt.
Beschreibung der Ausführungsformen
Unter Bezugnahme auf die 1 bis 4 beschreibt die folgende Beschreibung eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
1 ist ein Blockschaltbild, das eine elektrische Anordnung eines digitalen Filters 11 gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Der digitale Filter 11 der vorliegenden Erfindung ist ein nichtrekursiver digitaler (FIR)-Filter, der eine Eingangsdatenumwandlungsschaltung 12, Verzögerungseinrichtungen D1, D2,..., Dm kaskadenartig in vielfachen Stufen angeordnet (m ist ein Vielfaches von 2, im Fall von 1 ist m = 12, nachstehend gemeinsam durch D bezeichnet), Addierer K1, K2,..., K(m/2) (nachstehend gemeinsam mit K bezeichnet), Multiplizierer G1, G2, ..., G(m/2) (nachstehend gemeinsam mit G bezeichnet), eine Addiererschaltung 13, einen Wechselschalter SW und eine Schaltsteuerungsschaltung DET aufweist. Im Wesentlichen werden die eigentlichen Eingangsdaten durch Abtasten der Eingangsdaten X(n) in jedem vorbestimmten Vorzeichenintervall T ermittelt, aus denen die Interpolationsdaten berechnet werden. Anschließend werden die Interpolationsdaten in die eigentlichen Eingangsdaten eingefügt. Dieses Verfahren ist als Überabtastung bekannt, mit dem eine Tiefpassfilterung durchgeführt wird.
Im Speziellen werden die Eingangsdaten X(n) sequentiell durch die Verzögerungseinrichtungen D verzögert, und unter der Annahme, dass die Eingänge und Ausgänge der Verzögerungseinrichtungen D Abgriffstellen a, b,... (in 1 bis zu m) sind, dann werden die Daten an den Abgriffstellen a, b,... mit den Koeffizienten H1 bis H(m/2) (im Fall der 1 bis zu H6, nachste hend gemeinsam mit H bezeichnet) durch die Multiplizierer G1 bis G(m/2) multipliziert. Die Multiplikationsergebnisse werden durch die Addiererschal8tung 13 aufaddiert, wodurch man die Interpolationsdaten erhält. Zur leichteren Erklärung werden die Bezeichnungen, die Multibit-Daten darstellen, nur an die Eingangsdaten X(n) und Ausgangsdaten Y(n) angehängt, man sollte sich jedoch bewusst sein, dass die in dem digitalen Filter verarbeiteten Daten ebenfalls Multibit-Daten sind.
In der vorliegenden Erfindung, mit N als Überabtast-Vielfaches, gibt dann insbesondere die Eingangsdatenumwandlungsschaltung direkt die Eingangsdaten X(n) an die Verzögerungseinrichtung D1 der ersten Stufe für eine 1/N-Zeitdauer des Vorzeichenintervalls T ein, und gibt "0" für den Rest der Zeitdauer ein. Aus diesem Grund wird, im Hinblick auf eine Abtastfrequenz fs der Eingangsdaten X(n), ein Übertragungstakt mit einer Frequenz N·fs sowohl in die Eingangsdatenumwandlungsschaltung 12 als auch in die Verzögerungeinrichtungen D aus einer nicht dargestellten Taktsignalquelle eingegeben (die Verbindungslinien des Übertragungstakts zu den Verzögerungseinrichtungen D sind in der Zeichnung zur leichteren Erklärung weggelassen).
Demgemäß ist, wie im Folgenden beschrieben wird, sogar wenn die Eingangsdaten X(n) einen Rechteckimpuls bilden, ein Ergebniszustand identisch mit dem, als wenn eine Impulsfolge eingegeben wird. Auf diese Weise können die Impulsantworteigenschaften des Roll-Off-Filters verwendet werden. Hier werden die Ausgangssignale von zwei Abgriffstellen mit demselben Koeffizienten aufgrund der Symmetrie der Impulsantworteigenschaften multipliziert (im Fall der 1 sind die paarweisen Abgriffstellen: f, h; e, i; d, j; symmetrisch bezüglich der Abgriffstelle g, von der die nicht interpolierten eigentlichen Eingangsdaten abgenommen werden). Anschließend werden die Ausgangssignale von jedem symmetrischen Paar Abgriffstellen aufaddiert, und die Summen werden entsprechend mit den Koeffizienten H1, H2,... multipliziert.
2 ist eine graphische Darstellung, die ein Berechnungsergebnis darstellt, um die Impulsantwort r(t) gemäß obiger Gleichung 2 durch Variation des Roll-Off-Faktors α aus den zuvor durch Nyquist gegebenen symbolinterferenzfreien Filtereigenschaften zu ermitteln. Die Vertikalachse zeigt die Höhe der Impulsantwort, nämlich die Koeffizienten, an und die Horizontalachse zeigt einen Abtastzyklus t normalisiert mit dem Vorzeichenintervall T. Der nächste Absatz beschreibt, wie die Koeffizienten H unter Bezugnahme auf 2 ermittelt werden.
Zunächst wird ein Überabtast-Vielfaches N bestimmt. Z.B. erhält man mit N = 2 durch Normalisieren des Abtastzyklusses t mit dem Vorzeichenintervall T(t/T) den Wert 0,5. Demnach werden die bei t/T = 0,5, 1,5, 2,5,... ermittelten Interpolationsdaten in die eigentlichen Eingangsdaten der bei t/T = 0, 1, 2,... ermittelten Eingangsdaten X(n) eingefügt. Wie erläutert sind, da die Impulsantworten r(t) symmetrisch in der Zeitabfolge sind, die Werte der Impulsantwort r(t) zu den Zeitpunkten t/T = ±0,5, ±1, ±1,5,... alle dieselben.
Als nächstes wird der Roll-Off-Faktor α derart bestimmt, dass die gewünschten Übertragungseigenschaften des digitalen Filters 11 gegeben sind. Z.B. sind mit α = 0,5 daraus die Koeffizienten H1, H2, H3,... die Werte der Impulsantwort r(t) 0,58, –0,11,... zu den entsprechenden Zeitpunkten t/T = ±0,5, ±1, ±1,5,.... Alternativ sind mit N = 3 dann die Koeffizienten H1, H2, ... die Werte der Impulsantwort mit einem gewünschten Roll-Off-Faktor zu den entsprechenden Zeitpunkten ±0,33, ±0,67, ±1, ±1,33, ±1,67,....
Aus 2 ist ersichtlich, dass der Koeffizient bei der Abgriffstelle g der eigentlichen Eingangsdaten den Wert 1 hat. Für den Fall, dass die verbleibenden Koeffizienten H1, H2,... nicht weiter mit irgendeinem anderen Koeffizienten multipliziert werden können, wird das Ausgangssignal der Abgriffstelle g direkt an den Wechselschalter SW ausgegeben.
Auf diese Weise werden die Ausgangssignale jedes Paares von Abgriffstellen, die bezüglich der Abgriffstelle g der eigentlichen Eingangsdaten symmetrisch sind und mit demselben Multiplikationskoeffizienten versehen werden, zuerst miteinander addiert, und anschließend werden die Summen mit ihren entsprechenden Koeffizienten multipliziert. Folglich kann die Anzahl der Multiplizierer G, die aus einer besonders großen Anzahl von Transistoren bestehen, auf die Hälfte reduziert werden. Dadurch kann die Anzahl der Bauelemente gesenkt und Kosten und Stromverbrauch können bei gleichzeitiger Verkürzung der Entwicklungsdauer eingespart werden. Deshalb kann der resultierende digitale Filter in geeigneter Weise für eine Datenkommunikationseinrichtung verwendet werden, die eine Spektrumdiffusionsübertragung anwendet.
Hier ist die dem Addierer K zugeordnete Aufgabe die Aufgabe, die der Addiererschaltung 13 zugeordnet ist. Infolgedessen kann, obwohl die Anzahl der Komponenten durch die Anzahl der Addierer K ansteigt, die Erhöhung aufgehoben werden, da die gleiche Anzahl von Komponenten aus der Addiererschaltung 13 weggelassen werden kann.
3 ist ein Blockschaltbild, das eine Anordnung der Eingangsdatenumwandlungsschaltung 12 darstellt. Die Eingangsdatenumwandlungsschaltung 12 setzt sich aus einem Basiszahl N-Zähler 21 und einem UND-Gatter 22 zusammen. Der Basiszahl N-Zähler 21 empfängt den Übertragungstakt, der wie zuvor erwähnt N mal so schnell wie die Abtastfrequenz fs der Eingangsdaten X(n) ist, und gibt "1" an einen der Eingänge des UND-Gatters 22 jedesmal dann aus, wenn er die N Übertragungstakte hochzählt. Der andere Eingang des UND-Gatters 22 wird mit den Eingangsdaten X(n) gespeist. Folglich werden mit der einfachen obigen Anordnung die Eingangsdaten X(n) aus dem UND-Gatter 22 zur Verzögerungseinrichtung D1 in der ersten Stufe für eine Zeitdauer T/N ausgegeben, während der das UND-Gatter 22 "1" aus dem Basiszahl N-Zähler 21 erhält, und "0" wird an selbige für den Rest der Zeitdauer ausgegeben. Insbesondere für den Fall N = 3 werden die Eingangsdaten X(n) für 1/3 des Vorzeichenintervalls T und "0" für die verbleibenden 2/3 des Vorzeichenintervalls T ausgegeben.
4 ist ein Blockschaltbild, das eine Anordnung der Schaltsteuerungsschaltung DET darstellt. Ein Beispiel in der Zeichnung ist durch ein NOR-Gatter ausgeführt, das so viele Eingänge aufweist wie Datenbits vorhanden sind. Obwohl es nachfolgend beschrieben wird, sind entweder die Daten von der Abgriffstelle g oder die Daten von der Addiererschaltung 13 immer "0". Deshalb überwacht die Schaltsteuerungsschaltung DET eine dieser Daten (den Eingang von der Abgriffstelle g in den Fällen der 1 und 4), und gibt weiterhin "1" an den Steuerungsanschluss S des Wechselschalters SW aus, solange die überwachten Daten "0" sind. Der Eingang A des Wechselschalters SW empfängt die Daten von der Addiererschaltung 13, während der Eingang B die Daten von der Abgriffstelle g empfängt. Das Eingangssignal auf der Eingangsseite A wird zum Ausgang Y geführt, wenn der Steuerungsanschluss S "1" zeigt, während das Eingangssignal auf der Eingangsseite B eingeführt wird, wenn der Steuerungsanschluss S "0" zeigt. Auf diese Weise werden durch die Wirkungen der Schaltsteuerungsschaltung DET und des Wechselschalters SW, wenn eigentliche Eingangsdaten vorliegen, die eigent lichen Eingangsdaten als Ausgangsdaten Y(n) ausgegeben; anderenfalls werden Interpolationsdaten ausgegeben.
Wie oben erläutert können mit einer einfachen Anordnung unter Verwendung von Multiplizierern G, die aus einer geringeren Anzahl von Bauelementen stehen, die mit den Multiplikationskoeffizienten versehenen und von der Addiererschaltung 13 ausgegebenen Interpolationsdaten in die von der Abgriffstelle g ausgegebenen eigentlichen Eingangsdaten eingefügt werden, wodurch ein N-facher Überabtast-Roll-Off-Filter gebildet wird. Daraus folgend kann die Anzahl an Bauelementen reduziert und Kosten sowie Stromverbrauch können bei gleichzeitiger Verkürzung der Entwicklungsdauer eingespart werden. Insbesondere kann im Falle einer Spektrumsdiffusionsübertragungseinrichtung durch Verkleinerung der Schaltung nach obiger Art und Weise der digitale Filter in den Übertragungsabschnitt eingebaut werden, der eine umfangreiche Signalverarbeitung durchführt, und die Basisbandbreite kann verkleinert werden. Dadurch wird, da die für jeden Kanal notwendige Bandbreite verkleinert werden kann, eine Mehrkanalübertragung möglich, die mittels konventioneller Verfahren bisher unmöglich war.
Unter Bezugnahme auf 5 und 6 beschreiben die folgenden Ausführungen eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
5 ist ein Blockschaltbild, das eine elektrische Anordnung eines digitalen Filters 31 gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Der digitale Filter 31 verwendet in dem Fall ein Vielfaches, das eine ungerade Zahl ist, als Überabtastvielfaches N. Im Falle des Beispiels in 5 ist N = 3. Da der digitale Filter 31 ähnlich dem digitalen Filter 11 ist, werden Komponenten mit den gleichen Bezugszeichen wie beim digitalen Filter 11 versehen, und die Beschreibung dieser Komponenten wird aus Vereinfachungsgründen nicht wiederholt.
Unter Bezugnahme auf 6 erläutert das Folgende einen Betriebsablauf des digitalen Filters 31 mit dreifacher Überabtastung. Eine in der oberen Hälfte von 6 aufgesetzte Tabelle zeigt die Daten, die von den Abgriffstellen a bis m ausgegeben werden, wenn die Eingangsdatenumwandlungsschaltung 12 die Eingangsdaten X(n) für 1/3 des Vorzeichenintervalls T eingibt, und "0" für die verbleibenden 2/3 des Vorzeichenintervalls T. Es wird angenommen, dass zum Bezugszeitpunkt 0 die Daten A(n) zum gewünschten Zeitpunkt n an die Abgriffstelle g der eigentlichen Eingangsdaten ausgegeben werden.
Dadurch werden zum Zeitpunkt 0 die Daten A(n–1) eine Zeitdauer zurück an die Abgriffstelle d ausgegeben, die drei Abgriffstellen (= ein Vorzeichenintervall T) vor der Abgriffstelle g liegt, und die Daten A(n–2) zwei Zeitdauern danach werden an die Abgriffstelle a ausgegeben, die sechs Abgriffstellen vor der Abgriffstelle g liegt. Demgegenüber werden die Daten A(n+1) eine Zeitdauer voraus zur Abgriffstelle j ausgegeben, die symmetrisch zur Abgriffstelle d bezüglich der Abgriffstelle g ist, und die Daten A(n+2) zwei Zeitdauern voraus werden an die Abgriffstelle m ausgegeben, die symmetrisch zur Abgriffstelle a bezüglich der Abgriffstelle g liegt.
Anschließend werden T/3 später, d.h. zum Zeitpunkt 1 die Daten an den Abgriffstellen a bis l zum Zeitpunkt 0 zu den Abgriffstellen b bis m entsprechend übertragen, und in der Zwischenzeit werden neue Daten "0" an der Abgriffstelle a eingegeben. In gleicher Weise werden ein weiteres T/3 später, d.h. zum Zeitpunkt 2, die Daten an den Abgriffstellen a bis l zum Zeitpunkt 1 zu den Abgriffstellen b bis m entsprechend übertragen, und in der Zwischenzeit werden neue Daten "0" bei der Abgriffstelle a eingegeben.
Aus 2 folgt, dass an den Abgriffstellen, die t/T = ±1, ±2,... entsprechen, die Impulsantwort r(t) "0" ist, mit anderen Worten der Multiplikationskoeffizient ist "0". Infolgedessen sind im Falle des digitalen Filters 31 mit 3-fach Überabtastrate in 5, wie in 6 dargestellt, Daten an den Abgriffstellen d und j vorhanden, die beide drei Abgriffstellen vor und hinter der Abnahmeabgriffstelle g der eigentlichen Eingangsdaten liegen und mit dem Koeffizienten H3 multipliziert werden, und ebenfalls an den Abgriffstellen a und m, die beide sechs Abgriffstellen vor und nach der Abgriffstelle g liegen und die mit dem Koeffizienten H6 multipliziert werden. Da jedoch die Koeffizienten H3 und H6 für die Abgriffstellen d und j und für die Abgriffstellen a und m beide "0" sind, wurden die Addierer K3 und K6 und die Multiplizierer G3 und G6, die mit diesen Abgriffstellen verbunden sind, in 5 weggelassen und sind mit gestrichelten Linien gekennzeichnet.
Wie aus 6 ersichtlich gibt es für die Abgriffstellen b, c, e, f, h, i, k und l anders als für die zuvor erwähnten Abgriffstellen a, d, g, j und m, die t/T = 0, ±1, ±2 entsprechen, keinen Zeitpunkt, an dem die Daten an beiden symmetrischen Abgriffstellen, z.B. an den Abgriffstellen f und h existieren. D.h. es sind entweder Daten an einer der symmetrischen Abgriffstellen alleine vorhanden oder es existieren keine Daten an beiden symmetrischen Abgriffstellen. Wie in 5 dargestellt können die mit diesen Abgriffstellenpaaren f, h; e, i; c, k; b, l verbundenen Addierer K1, K2, K4 und K5 durch die Wechselschalter SW1, SW2, SW4 und SW5 ersetzt werden, die auf die gleiche Art und Weise aufgebaut sind wie der Wechselschalter SW der Ausführungsform 1 mit einer geringeren Anzahl von Bauelementen als diese Addierer. Ebenfalls werden in Verbindung mit den Wechselschaltern SW1, SW2, SW4 und SW5 Schaltsteuerungsschaltungen DET1, DET2, DET4 und DET5 bereitgestellt, die in der gleichen Art und Weise angeordnet sind wie die Schaltsteuerungsschaltung DET der Ausführungsform 1.
Deshalb können für die Abgriffstellenpaare d und j sowie für a und m, die die nN-ten Abgriffstellen (n ganzzahlig) vor und nach der Abnahmeabgriffstelle g der nicht interpolierten eigentlichen Eingangsdaten sind, die Addierer K3 und K6 und die Multiplizierer G3 und G6 weggelassen werden. Ebenso werden für die Abgriffstellenpaare f, h; e, i; c, k; b, l anders als für die vorhergehenden nN-ten Abgriffstellen die Addierer K1, K2, K4 und K5 durch die Wechselschalter SW1, SW2, SW4 und SW5 ersetzt, die aus einer geringeren Anzahl von Bauelementen als diese Addierer aufgebaut sind. Folglich kann die Anzahl von Bauelementen weiter gesenkt werden.
Aus 6 ist ersichtlich, dass beim Ausgabezeitpunkt 0 der eigentlichen Eingangsdaten von der Abgriffstelle g die Daten an den Abgriffstellen bei jedem der Paare f, h; e, i; c, k; b, l, die mit den Multiplikationskoeffizienten H1, H2, H3 bzw. H5 versorgt werden, "0" sind. Andererseits liegen an den Abgriffstellenpaaren d, j; a, m, die mit den Multiplikationskoeffizienten H3 bzw. H6 versorgt sind, Daten vor, doch die Multiplikationskoeffizienten H3 und H6 sind "0". Infolgedessen werden die Daten A(n) an der Abgriffstelle e mit einem Koeffizienten "1" multipliziert. Mit anderen Worten, nur die ursprünglichen Daten müssen direkt ausgegeben werden. Deshalb wird zum Zeitpunkt 0 der Wechselschalter SW geschaltet, um die Daten von der Abgriffstelle g direkt auszugeben, und deshalb ist kein Multiplizierer für die Abgriffstelle g notwendig.
Unter Bezugnahme auf die 7 und 8 wird im Folgenden eine dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben.
7 ist ein Blockschaltbild, das eine elektrische Anordnung eines digitalen Filters 41 gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Der digitale Filter 41 ist ein Beispiel, das ein aus einer geraden Zahl bestehendes Vielfaches als Überabtastvielfaches N verwendet. Im Beispiel von 7 ist N = 4. Die 7 und 8 sind ähnlich zu den 5 bzw. 6, außer dass für das Paar Abgriffstellen c und k, deren Koeffizienten H4 "0" bei t/T = ±1,0 (s. 2) ist, der Addierer K4 und der Multiplizierer G4 beim digitalen Filter 41 weggelassen werden. Für ein Paar Abgriffstellen e und i, die t/T = ±0,5 entsprechen, und für ein weiteres Paar Abgriffstellen a und m, die t/T = ±1,5 entsprechen, werden der Addierer K2 und Multiplizierer G2 und der Addierer K6 und der Multiplizierer G6 unversehrt belassen. Für die verbleibenden Abgriffstellenpaare f, h; d, j; b, l, bei denen an einem oder beiden Abgriffstellen keine Daten (0) vorhanden sind, werden jedoch die Addierer K1, K3 und K5 durch die Wechselschalter SW1, SW3 bzw. SW5 ersetzt. Weiterhin sind in Verbindung mit den Wechselschaltern SW1, SW2 und SW5 die Schaltsteuerungsschaltungen DET1, DET3 bzw. DET5 vorgesehen.
Auf diese Weise können, sogar wenn das Überabtastvielfache N eine gerade Zahl ist, die mit den Abgriffstellen c und k verbundenen Addierer K4 und Multiplizierer G4 weggelassen werden, und die Addierer K1, K3 und K5 können mit den Wechselschalter SW1, SW3 bzw. SW5 ersetzt werden. Folglich kann die Anzahl von Bauelementen weiter reduziert werden.
Wie in 8 dargestellt sind auch in diesem Fall die Daten bei beiden Abgriffstellen bei jedem der Paare f, h; e, i; d, j; b, l; a, m, die mit den Multiplikationskoeffizienten H1, H2, H3, H4 bzw. H6 gespeist werden, gleich "0". Darüber hinaus sind an beiden der Abgriffstellen c und k, die mit dem Multiplikationskoeffizienten H4 gespeist werden, Daten vorhanden, doch der Multiplikationskoeffizient H4 ist "0". Folglich müssen, wie in dem Fall, wo das Vielfache N eine ungerade Zahl ist, die Daten an der Abgriffstelle g nur direkt über den Wechselschalter SW ausgegeben werden, und deshalb ist für die Abgriffstelle g kein Multiplizierer notwendig.
Unter Bezugnahme auf die 9 und 10 wird im Folgenden eine vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben.
9 ist ein Blockschaltbild, das eine elektrische Anordnung eines digitalen Filters 51 gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Der digitale Filter 51 ist ähnlich zu dem digitalen Filter 11 und gleiche Bestandteile werden mit den gleiche Bezugszeichen im Hinblick auf den digitalen Filter 11 gekennzeichnet, und die Beschreibung dieser Bestandteile wird der einfacheren Erklärung halber nicht wiederholt.
Der digitale Filter 51 arbeitet unter gewissen Bedingungen, dass die Eingangsdaten X(n) und Ausgangsdaten Y(n) begrenzte Arten von Daten wie z.B. mittels 36-QAM-Technik (Quadratur Amplituden Modulation) oder QPSK-Technik (Quadrature Phase Shift Keying) modulierte Daten enthalten, so dass die modulierten Daten alleine eine Vielzahl von vorbestimmten Werten annehmen. Aus diesem Grund ist eine Codierschaltung 52 in der vorgeschalteten Stufe der Verzögerungseinrichtung D1 in der ersten Stufe vorgesehen (im Beispielfall von 9 die der Eingangsumwandlungsschaltung 12 vorgeschaltete Stufe), während eine Decodierschaltung 53 an einer dem Wechselschalter SW in der Ausgangsstufe nachfolgenden Stufe vorgesehen ist.
Im Allgemeinen wird bei der operativen Verarbeitung, wenn die Eingangsdaten X(n) auf eine bestimmte Art von Daten begrenzt sind, die wie zuvor erwähnt nur vorbestimmte Werte annehmen, die operative Verarbeitung durch Speichern der Operationsergebnisse in einem Speicherbereich in jeder entsprechenden Adresse wie in 10(a) unter Verwendung einer ROM-Tabelle dargestellt, und durch Auslesen der entsprechenden Daten unter Verwendung der Eingangsdaten X(n) als Adressdaten ausgeführt. Das Beispiel des in 10(a) dargestellten operativen Ablaufs ist ein Fall, wo die Eingangsdaten mit einem Koeffizienten 0,5 multipliziert werden. Auch sind in dem Beispiel die Eingangsdaten die Werte, die das vorerwähnte 64 QAM-Signal annimmt, d.h. +85, +51, +17, –17, –51 und –85.
Im obigen Fall ist es nicht notwendig, Daten in Adressbereichen zu speichern, wo keine Eingangsdaten ausgelesen werden (gekennzeichnet durch diagonale Linien in 10(a)). In der vorliegenden Ausführungsform umfasst die Codierschaltung 52 eine Umwandlungstabelle, die wie in 10(b) dargestellt die oben beschriebenen sechs Werte als Adressen und Codes oder Zählern in ihren entsprechenden Adressbereichen speichert. Hingegen speichert die Decodierschaltung 53 wie in 10(c) dargestellt die Code- oder Zählerdaten als Adressdaten und die entsprechenden Daten in deren entsprechenden Adressbereichen. Gemäß der obigen Anordnung kann die Anzahl von Bits der in dem digitalen Filter 51 verarbeiteten Daten reduziert werden.
Eine Kapazität der ROM-Tabelle kann ebenfalls auf folgende Weise reduziert werden. D.h. die zuvor erwähnten sechs unterschiedlichen Amplitudenwerte können digital durch lediglich 3 Bits dargestellt werden (2³ = 8). 6 bis 8 Bits werden jedoch in Praxisanwendungen verwendet, um einen Geräuschabstand zwischen den angrenzenden Amplituden sicherzustellen und eine zufriedenstellende Auflösung für eine D/A-Wandlung zu behalten. Dadurch ist unter der Annahme, dass die Amplitudenwerte durch 8 Bits dargestellt werden, die Daten 8 Bit lang (= 1 Byte) sind und sechs unterschiedliche Koeffizienten verwendet werden, dann also eine notwendige ROM-Kapazität: 2⁸·1·6 = 1536 (Byte). Dagegen kann durch Konvertieren der Amplitudenwerte in sechs verschiedene Codes oder Zähler nach obiger Art und Weise eine notwendige ROM-Kapazität drastisch auf ungefähr 2⁸/6 = 36 (Byte) (1/43) reduziert werden, wodurch eine weitere Reduktion der Anzahl von Bauelementen ermöglicht wird.
In der obigen Erläuterung und in 10 sind die Eingangs- und Ausgangsdaten X(n) und Y(n) durch Dezimalzahlen mit Plus- und Minuszeichen dargestellt. Man sollte sich jedoch bewusst sein, dass diese Daten und Vorzeichen in Form von Binärzahlen verarbeitet werden.
11 ist ein Blockschaltbild, das schematisch eine Anordnung einer drahtlosen Kommunikationseinrichtung 61 unter Verwendung der Spektrumdiffusionsübertragung als Beispielanwendung der digitalen Filter 11, 31, 41 bzw. 51 zeigt, die in der obigen Art und Weise angeordnet sind. In einer Übertragungsvorrichtung 62 werden Übertragungsdaten in einen Diffusionsbereich 63 eingegeben und werden der Spektrumdiffusion unterzogen. Anschließend werden die Übertragungsdaten in die digitalen Filter 11, 31, 41 oder 51 der vorliegenden Erfindung eingegeben, so dass die Bandbreite des Spektrums begrenzt wird. Das Ausgangssignal der digitalen Filter 11, 31, 41 oder 51 wird durch einen DAC (Digital-Analog-Wandler) 64 in ein analoges Signal umgewandelt und z.B. mittels der 36-QAM-Technik in einem Übertragungsabschnitt 65 moduliert. Weiterhin wird das Ausgangssignal verstärkt und von einer Antenne 66 übertragen. Die Wirkungen des Diffusionsabschnitts 63, der digitalen Filter 11, 31, 41 oder 51, des DAC 64 usw. werden von einem Taktsignal aus einem Steuersignalerzeugungsabschnitt 67 gesteuert.
In einer Empfängervorrichtung 72 wird ein von einer Antenne 73 empfangenes Signal verstärkt und von einem Empfängerabschnitt 74 decodiert. Ein decodiertes Signal wird in ein digitales Signal durch einen ADC (Analog- Digital-Wandler) 75 umgewandelt und wird einer Rückdiffusion durch einen Rückdiffusionsabschnitt 76 unterzogen. Folglich wird das empfangene Signal in Empfangsdaten decodiert, die genau den Übertragungsdaten ohne jegliche Symbolinterferenzen entsprechen. Die Wirkungen des ADC 75, des Rückdiffusionsabschnitts 76 usw. werden durch ein Taktsignal aus einem Steuersignalerzeugungsabschnitt 77 gesteuert.
Die drahtlose Kommunikationseinrichtung 61, die eine solche Spektrumdiffusionsübertragung anwendet, verwendet aufgrund der Diffusion eine Frequenzbandbreite, die breiter ist als die der Übertragungsdaten. Durch die Verwendung der digitalen Filter 11, 31, 41 oder 51 der vorliegenden Erfindung kann die Bandbreite jedoch begrenzt werden, während gleichzeitig ungewollte Seitenbandbestandteile im Diffusionssignal entfernt werden, ohne die Symbolinterferenzen zu erzeugen. Folglich kann, sogar wenn die Frequenzbandbreite begrenzt ist, eine große Anzahl von Kanälen mittels Frequenzmultiplex sichergestellt werden, wodurch die Frequenzbandbreite effizient genutzt wird. Die drahtlose Kommunikationsvorrichtung 61 erfordert eine große Anzahl von Schaltungen zur digitalen Signalverarbeitung wie z.B. für die Diffusions- und Rückdiffusionsverarbeitung. Die digitalen Filter 11, 31, 41 oder 51 der vorliegenden Erfindung können jedoch die Schaltung durch Weglassen von einigen der Multiplizierer G eines FIR-Filters verkleinern, die sonst leicht durch Ausnutzen der Impulsantworteigenschaften des Roll-Off-Filters vergrößert würde. Folglich kann der resultierende digitale Filter als integraler Bestandteil in eine LSI (Large Scale Integration) eingebaut werden, die die digitale Signalverarbeitung durchführt. Daraus folgt, dass es möglich geworden ist, einen kleineren und leichteren digitalen Filter zur Verfügung zu stellen, der Stromverbrauch und Kosten einsparen und den Entwicklungszyklus verkürzen kann.
Die japanische veröffentlichte Patentanmeldung Nr. 46096-1994 (japanischer offizieller Anzeiger Tokukaihei Nr. 6-46096, veröffentlicht am 18. Februar 1994) offenbart ein gutes Beispiel des Standes der Technik, um ungewollte Seitenbandbestandteile unter Verwendung eines digitalen Filters zu entfernen. Die darin offenbarte Technik bezieht sich jedoch auf einen Quadraturdetektor und ein Speicher wird lediglich zur Gewichtung (äquivalent zu den Koeffizienten der vorliegenden Erfindung) in einem Laufdurchschnittsfilter verwendet (der mit dem in 15 der vorliegenden Erfindung dargestellten identischen Filter). Demgemäß werden die Eingangsdaten bloß durch den Speicher gewichtet, und wenn die Daten sequentiell durch die Verzögerungs einrichtungen angeliefert werden, bleiben die Daten als die aus dem Speicher ausgegebenen sich ergebenden multiplizierten Werte erhalten. Infolgedessen ist dieser Stand der Technik für die vorliegende Erfindung völlig irrelevant, in der das Ausgangssignal jede Abgriffstelle mit einem frei wählbaren Koeffizienten multipliziert wird.
Wie erläutert wurde ist der digitale Filter der vorliegenden Erfindung ein nichtrekursiver digitaler Filter vom Typ FIR, der durch die folgende Anordnung ausgeführt wird. D.h. mit N als Überabtastvielfaches und N·fs als Frequenz des Übertragungstakts jeder Verzögerungseinrichtung werden dann die Eingangsdaten für eine 1/N-Zeitdauer des Vorzeichenintervalls T der Eingangsdaten eingegeben und "0" wird für den Rest der Zeitdauer als Eingangsdaten eingegeben, so dass, sogar wenn die Eingangsdatenform ein Rechteckimpuls ist, ein Ergebniszustand identisch zu dem wird, als wenn eine Impulsfolge eingegeben wird, und dadurch können die Impulsantworteigenschaften des Roll-Off-Filters verwendet werden. Unter diesen Bedingungen kann der digitale Filter der vorliegenden Erfindung durch Anordnung eines Roll-Off-Filters mit optimalen Eigenschaften durch Addieren der Ausgangssignale von jedem Abgriffstellenpaar, das mit dem selben Koeffizienten aufgrund der Symmetrie der Impulsantworteigenschaften gespeist wird, und durch Multiplizieren jedes Additionsergebnisses mit dem Koeffizient aufgebaut werden.
Mit einem nichtrekursiven digitalen Filter (FIR-Filter) sind die mit Gleichung (2) oben berechneten Multiplikationskoeffizienten die, die in dem Fall ermittelt wurden, wo eine Impulsfolge die Eingangsdaten bildet. Dagegen formen die praktischen Eingangsdaten einen Rechteckimpuls wie z.B. eine NRZ (Non Return to Zero)-Impulsfolge und in einem eigentlichen Filter wird die Übertragungsfunktion der Gleichung (1) oben mit einem Kehrwert von sinc(fT), nämlich πfT/sin(πfT) multipliziert, um die Wellenantwort der Gleichung (2) oben zu erhalten. Wenn jedoch die Eingangsdaten für eine 1/N-Zeitdauer des Vorzeichenintervalls T der Eingangsdaten und "0" für den Rest der Zeitdauer als Eingangsdaten in der oben beschriebenen Weise eingegeben werden, sogar wenn die Eingangsdaten von einer Rechteckimpulsform sind, ist ein Ergebniszustand identisch zu dem, als wenn eine Impulsfolge eingegeben wird. Infolgedessen kann, da die Impulsantworteigenschaften des Roll-Off-Filters genutzt werden, ein Roll-Off-Filter mit optimalen Eigenschaften mit einer Anordnung gebildet werden, so dass die Ausgangssignale jedes Abgriffstellenpaars, die aufgrund der Symmetrie der Impulsantworteigenschaften mit dem selben Koeffizienten versehen werden, miteinander addiert werden und jedes Additionsergebnis wird mit seinen entsprechenden Koeffizienten multipliziert.
Genauer gesagt werden die durch Berechnung ermittelten Daten (als ein Interpolationsbeispiel) in die eigentlichen Eingangsdaten für jedes Vorzeichenintervall T auf folgende Weise eingefügt. D.h. aus den Impulsantworteigenschaften des Roll-Off-Filters von 2 werden Koeffizienten berechnet, die den Impulsantwortwerten bei einem gewünschten Roll-Off-Faktor bei einem mit dem Vorzeichenintervall normalisierten Abtastzyklus t/T entsprechen (t: Abtastzyklus, T: Vorzeichenintervall). Z.B. ist t/T = ±0,5, ±1,5,..., wenn N = 2, und t/T = ±0,33, ±0,67, ±1,33, ±1,67,..., wenn N = 3. Die so berechneten Koeffizienten werden als Multiplikationskoeffizienten für die Abgriffstellen verwendet, die symmetrisch den t/T-Werten bezüglich der Abgriffstelle entsprechen, von der die nicht interpolierten eigentlichen Eingangsdaten abgenommen werden. Anschließend werden die Ausgangssignale von jedem Abgriffstellenpaar, das mit dem selben Multiplikationskoeffizienten versehen ist, miteinander addiert und jede Summe wird mit ihren entsprechenden Multiplikationskoeffizienten multipliziert.
Folglich kann, da die Anzahl der Elemente, insbesondere die Anzahl der Elemente, die die Multiplizierer bilden, reduziert werden kann, die Anzahl der Bauelemente reduziert und Kosten und Stromverbrauch können bei gleichzeitiger Verkürzung der Entwicklungsdauer eingespart werden. Demgemäß kann der auf obige Weise angeordnete digitale Filter in geeigneter Weise für eine Datenkommunikationseinrichtung verwendet werden, die Spektrumdiffusionsübertragung anwendet.
Wie erläutert lässt ein weiterer digitaler Filter der vorliegenden Erfindung einen Multiplizierer und einen Addierer für die nN-ten Abgriffstellen vor und nach der Abgriffstelle weg, von der die nicht interpolierten eigentlichen Eingangsdaten abgenommen werden, basierend auf der Tatsache, dass der Koeffizient für die nN-ten Abgriffstellen immer "0" bei allen Roll-Off-Faktoren ist.
Gemäß der obigen Anordnung ist, wie aus den Impulsantworteigenschaften des in 2 vorgestellten Roll-Off-Filters ersichtlich, der Koeffizient immer "0" bei allen Roll-Off-Faktoren für die nN-ten Abgriffstellen vor und nach den Abgriffstellen, von denen die eigentlichen Eingangsdaten zum Zeitpunkt t = 0 abgenommen werden (dritte, sechste,... und N-te Abgriffstellen, wenn N = 3; vierte, achte,... Abgriffstellen, wenn N = 4). Infolgedessen können die Multiplizierer und Addierer für diese Abgriffstellen weggelassen werden, was die Anzahl der Elemente weiter reduziert.
Wie erläutert wurde ersetzt ein weiterer digitaler Filter der vorliegenden Erfindung die Addierer, wenn das Überabtastvielfache N eine ungerade Zahl ist, wobei die Wechselschalter in der Lage sind, wahlweise eines der Ausgangssignale von zwei Abgriffstellen auszugeben, basierend auf der Tatsache, dass für die anderer Abgriffstellen als die nN-ten Abgriffstellen, die mit dem "0"-Koeffizienten versehen sind, die Ausgangsdaten "0" sind für mindestens eine der beiden Abgriffstellen, die mit dem selben Koeffizienten gespeist werden.
Nach der obigen Anordnung ist, wenn das Überabtastvielfache N eine ungerade Zahl ist, das Ausgangssignal von mindestens einem der mit dem selben Koeffizienten versorgten Abgriffstellen "0" für die Abgriffstellen außer den nN-ten Abgriffstellen, die mit dem "0"-Koeffizienten versorgt sind. Deshalb ist für diese Abgriffstellen eine zusätzliche Verarbeitung nicht notwendig, so dass der Addierer durch einen Wechselschalter einer einfachen Anordnung ersetzt werden kann. Folglich kann der Aufbau weiter vereinfacht werden.
Wie erläutert wurde ersetzt ein weiterer digitaler Filter der vorliegenden Erfindung die Addierer, wenn das Überabtastvielfache N eine gerade Zahl ist, mit Wechselschaltern, die in der Lage sind, umzuschalten, um wahlweise eines der Ausgangssignale von zwei Abgriffstellen basierend auf der Tatsache auszugeben, das für die Abgriffstellen außer den nN-ten Abgriffstellen, die mit dem "0"-Koeffizienten versehen sind und außer den nN/2-ten Abgriffstellen, die Ausgangsdaten bei mindestens einem der beiden Abgriffstellen, die mit dem selben Koeffizienten versehen sind, "0" sind.
Gemäß der obigen Anordnung ist, wenn das Überabtastvielfache N eine gerade Zahl ist, das Ausgangssignal von mindestens der Abgriffstellen, die mit dem selben Koeffizienten gespeist werden, gleich "0" für die Abgriffstellen außer den nN-ten Abgriffstellen die mit dem "0"-Koeffizienten versorgt sind und außer den nN/2-ten Abgriffstellen (zweiten, vierten, sechsten, achten,... Abgriffstellen, wenn N = 4). Dadurch ist für diese Abgriffstellen eine zusätzliche Verarbeitung nicht notwendig, so dass der Addierer durch einen Wechselschalter eines einfacheren Aufbaus ersetzt werden kann. Infolgedessen kann der Aufbau weiter vereinfacht werden. Wie erläutert wurde steuert ein weiterer digitaler Filter der vorliegenden Erfindung die Schaltwirkung des Wechselschalters durch Schaltsteuerungsmittel, die ein Ausgangssignal von einer der mit dem selben Koeffizienten versorgen Abgriffstellen beobachten und lassen den Wechselschalter das Ausgangssignal von der Abgriffstelle ausgeben, die überwacht wurde, wenn das überwachte Ausgangssignal nicht "0" ist, und ansonsten ein Ausgangssignal von der anderen Abgriffstelle.
Nach der obigen Anordnung können die Schaltsteuerungsmittel, die den Wechselschalter steuern, durch einen einfach Aufbau ausgeführt werden wie z.B. ein NOR-Gatter, das so viele Eingangsanschlüsse aufweist wie Bits von allen Abgriffstellen vorhanden sind.
Wie erläutert wurde wandelt ein weiterer digitaler Filter der vorliegenden Erfindung die Eingangsdaten durch Codiermittel im vorbestimmten Code oder Zähler um, wenn es sich bei den Eingangsdaten um eine besondere Art von Daten handelt die eine Vielzahl von vorbestimmten Einzelwerten annehmen, und decodiert den Code oder den Zähler der Ausgangsdaten in die Daten des selben Formats wie das der Eingangsdaten.
Nach der obigen Anordnung wird, wenn die Eingangsdaten eine bestimmte Datenart sind, die lediglich eine Vielzahl von vorbestimmten Amplitudenwerten annehmen (z.B. sechs unterschiedliche digital gewandelte Werte für ein mittels 64-QAM-Technik modulierte Signal), der als Eingangsdaten eingegebene Amplitudenwert durch Codiermittel in einen Code oder einen Zähler an einer vorgeschalteten Seite der Verzögerungsmittel in der ersten Stufe, z.B. an der vorausgehenden oder nachfolgenden Stufe der Eingangsdatenumwandlungsmittel codiert. Anschließend werden die gefilterten Ausgangsdaten durch die Decodiermittel in die Daten des selben Formats wie das der Eingangsdaten umgewandelt.
Deshalb werden, für den Fall, dass die Eingangsdaten von 8 Bits dargestellte 36 QAM-Daten sind, sechs verschiedene Werte als Amplitudenwerte angegeben und diese Werte können durch einen 3-Bit-Code oder -Zähler dargestellt werden. Folglich kann die Anzahl der Elemente weiter reduziert werden.
Mit einer derartigen Anordnung, die einen Betriebsablauf realisiert, der einfacher und schneller als ein Betrieb unter Verwendung eines Rechners ist, durch Auslesen der gespeicherten Daten von einem Adressbereich, der durch die als Adressdaten aus der ROM-Tabelle verwendeten Eingangsdaten ge kennzeichnet ist, ist eine Reduktion der Bitanzahl der Eingangsdaten nach obiger Art und Weise vorzuziehen, da die Kapazität des ROM-Speichers drastisch reduziert werden kann. Infolgedessen kann verglichen mit den Eingangsdaten die Anzahl der Bits der Daten, die einer Filterung ausgesetzt sind, reduziert werden, wodurch die Anzahl der Elemente weiter reduziert wird.
Wie erläutert wurde gibt ein weiterer digitaler Filter der vorliegenden Erfindung die eigentlichen Eingangsdaten nur durch einen Wechselschalter aus, der die eigentlichen Eingangsdaten ausgibt, nachdem die Interpolationsdaten darin eingefügt wurden, basierend auf der Tatsache, dass die Abgriffstelle, von der die nicht interpolierten eigentlichen Eingangsdaten abgenommen werden, immer mit dem "1"-Koeffizienten multipliziert wird, der nicht mit irgendeinem anderen Koeffizienten addiert wird.
Gemäß der obigen Anordnung können, da die Abgriffstelle, von der die nicht interpolierten eigentlichen Eingangsdaten zum Zeitpunkt T = 0 abgenommen werden, immer mit dem "1"-Koeffizienten multipliziert werden, der nicht mit irgendeinem anderen Koeffizienten addiert wird, der Multiplizierer und Addierer weggelassen werden.
Nachdem die Erfindung somit beschrieben wurde, liegt es auf der Hand, dass sie in vielfacher Art und Weise verändert werden kann. Solche Veränderungen werden nicht als Abweichung vom Umfang der Erfindung betrachtet, wie er durch die nachfolgenden Ansprüche definiert ist.

Claims

Digitaler Filter mit: – Verzögerungsmitteln (D1–Dm), die in vielfachen Stufen kaskadenartig angeordnet sind und jeweils eine Abgriffstelle (a–m) aufweisen, zum schrittweisen Verzögern umgewandelter Eingangsdaten, wobei die Verzögerungsmittel synchron zu einem Übertragungstakt mit einer Frequenz von N·fs sind, wobei N ein Überabtast-Verhältnis und fs die Abtastfrequenz von eigentlichen Eingangsdaten (X(n)) ist, aus denen die umgewandelten Eingangsdaten erhalten werden; – einer Vielzahl von ersten Additionsmitteln (K1–K6) zum Addieren von Ausgangssignalen von den Abgriffstellen (a–m), die bezüglich der Abgriffstelle (g), die in der kaskadenartigen Anordnung der Verzögerungsmittel (D1–Dm) zentral angeordnet ist, symmetrisch angeordnet sind, wobei jedem Paar dieser symmetrisch angeordneten Abgriffstellen ein identischer Mulitplikationskoeffizient (H1–H6) zugewiesen ist; – einer Vielzahl von Multiplikationsmitteln (G1–G6) zum Multiplizieren des Ausgangssignals von jedem der ersten Additionsmittel mit seinem entsprechenden Multiplikationskoeffizienten (H1–H6); – zweiten Additionsmitteln (13) zum Addieren der Mulitplikationsergebnisse, die durch die Multiplikationsmittel (G1–G6) ausgegeben werden, und zum Ausgeben eines Additionsergebnisses als Interpolationsdaten (Y(n)); dadurch gekennzeichnet, dass der digitale Filter weiterhin Eingangsdatenumwandlungsmittel zum Empfangen der eigentlichen Eingangsdaten (X(n)) als erstes Eingangssignal und zum Empfangen des Übertragungstakts als zweites Eingangssignal aufweist sowie – einen Basiszahl N-Zähler zum Empfangen des Übertragungstakts als Eingangssignal, und – eine UND-Schaltung zum Durchführen einer UND-Operation zwischen dem Ausgangssignal des Basiszahl N-Zählers und der eigentlichen Eingangsdaten (X(n)) und zum Ausgeben des Ergebnisses der UND-Operation an die Verzögerungsmittel (D1–Dm) als die umgewandelten Eingangsdaten, wobei die UND-Schaltung die eigentlichen Eingangsdaten (X(n)) über einen Zeitraum von T/N ausgibt, in dem "1" vom Ausgang des Basiszahl N-Zählers in die UND-Schaltung eingegeben wird, hingegen "0" für den verbleibenden Zeitraum von (N–1)·T/N, wobei T=1/fs das Zeichenintervall der eigentlichen Eingangsdaten ist.
Digitaler Filter nach Anspruch 1, wobei die Multiplikationsmittel (G6, G3; G4) und ersten Additionsmittel (K6, K3; K4) für diejenigen Abgriffstellen weggelassen werden, die die n·N-ten Abgriffstellen vor und hinter der Abgriffstelle (g) sind, die zentral in der kaskadenartigen Anordnung der Verzögerungsmittel (D1–Dm) angeordnet ist, wobei n eine ganze Zahl ist.
Digitaler Filter nach Anspruch 1 oder 2, des weiteren mit: Schaltsteuerungsmitteln (DET) zum Ausgeben eines Schaltsteuerungssignals auf der Basis eines Ausgangssignals von der Abgriffstelle (g), die zentral in der kaskadenförmigen Anordnung der Verzögerungsmittel (D1–Dm) angeordnet ist, an Schaltmittel (sw) zum Schalten und selektiven Ausgeben eines der Interpolationsdaten-Ausgangssignale von den zweiten Additionsmitteln (13) und den umgewandelten Eingangsdatenausgangssignalen von der Abgriffstelle (g), die zentral in der kaskadenförmigen Anordnung der Verzögerungsmittel (D1–Dm) angeordnet ist.
Digitaler Filter nach Anspruch 3, wobei: die Schaltsteuerungsmittel (DET) eine NOR-Schaltung sind, die ein Ergebnis einer NOR-Operation als das Schaltsteuerungssignal ausgibt; und die Schaltmittel (sw) die Interpolationsdaten ausgeben, wenn das Schaltsteuerungssignal "1" ist, und die umgewandelten Eingangsdaten von der zentral angeordneten Abgriffstelle (g) ausgeben, wenn das Schaltsteuerungssignal "0" ist.
Digitaler Filter nach Anspruch 2, wobei, wenn das vielfache N des Überabtastens eine ungerade Zahl ist, die ersten Additionsmittel, die den entsprechenden Paaren von Abgriffstellen außer den n·N-ten Abgriffstellen vor und hinter der zentral angeordneten Abgriffstelle (g) zugeordnet sind, aufweisen: Schaltsteuerungsmittel zum Ausgeben eines Schaltsteuerungssignals auf der Basis eines Ausgangssignals von den entsprechenden Paaren von Abgriffstellen außer den n·N-ten Abgriffstellen; und Schaltmittel (SW1, SW2, SW4, SW5) zum Schalten und selektiven Ausgeben eines der Ausgangssignale von den entsprechenden Paaren von Abgriffstellen (f, h; e, i; c, k; b, l) auf der Basis des Schaltsteuerungssignals.
Digitaler Filter nach Anspruch 2, wobei, wenn das vielfache N des Überabtastens eine gerade Zahl ist, die ersten Additionsmittel, die den entsprechenden Paaren von Abgriffstellen außer den n·N-ten Abgriffstellen und n·N/2-ten Abgriffstellen zugeordnet sind, aufweisen: Schaltsteuerungsmittel (DET1, DET3, DET5) zum Ausgeben eines Schaltsteuerungssignals auf der Basis von Ausgangssignalen von den entsprechenden Paaren von Abgriffstellen außer den n·N-ten Abgriffstellen und n·N/2-ten Abgriffstellen; und Schaltmittel (SW1, SW3, SW5) zum Schalten und selektiven Ausgeben eines der Ausgangssignale von den entsprechenden Paaren von Abgriffstellen (f, h; d, j; b, l) auf der Basis des Schaltsteuerungssignals.
Digitaler Filter nach Anspruch 5 oder 6, wobei: die Schaltsteuerungsmittel (DET1, DET2, DET4, DET5 und DET1, DET3, DET5) eine NOR-Schaltung sind, die ein Ergebnis einer NOR-Operation als Schaltsteuerungssignal ausgibt; und die Schaltsteuerungsmittel (DET1, DET2, DET4, DET5 und DET1, DET3, DET5) ein Ausgangssignal von einem der entsprechenden Paare von Abgriffstellen, das mit einem gleichen Koeffizienten (H1, H2, H4, H5; H1, H3, H5) versorgt wurde, überwachen und die Schaltmittel (SW1, SW2, SW4, SW5; SW1, SW3, SW5) steuern, um zum Ausgang von der Abgriffstelle zu schalten, die überwacht wurde, wenn das überwachte Ausgangssignal nicht "0" ist, und um zum Ausgang von der anderen Abgriffstelle des entsprechenden Paars von Abgriffstellen zu schalten, wenn das überwachte Ausgangssignal "0" ist.
Digitaler Filter nach Anspruch 3 oder 4, wobei, wenn die eigentlichen Eingangsdaten (X(n)) eine Mehrzahl von vorbestimmten Werten alleine annehmen, die eigentlichen Eingangsdaten in die Eingangsdatenumwandlungsmittel (12) durch Verschlüsselungsmittel (52) eingegeben werden, die die eigentlichen Eingangsdaten auf einen vorbestimmten Code oder eine vorbestimmte Nummer verschlüsseln, wobei der digitale Filter weiterhin Entschlüsselungsmittel (53) aufweist, die den vorbestimmten Code oder die vorbestimmte Nummer in einem Ausgangssignal von den Schaltmitteln zu den eigentlichen Eingangsdaten entschlüsseln.
Digitaler Filter nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Interpolationsdaten lediglich durch einen Wechselschalter (SW) ausgegeben werden, der die umgewandelten Eingangsdaten in einer periodischen Abfolge ausgibt, die N-1 Interpolationsdaten umfasst, die zwischen zwei aufeinanderfolgende Datensätze eingefügt werden.