DE3871880T2 - Fsk-diskriminator. - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Diskriminatoren für Signale mit Frequenzumtastung (FSK).
• Bei einer Zwei-Frequenz-FSK-Modulation wird ein Zweipunktmodulationssignal verwendet, um zwischen einer höheren (fH) und einer niedrigeren (fN) Frequenz umzuschalten, üblicherweise mit kontinuierlichem Phasenübergang. Der allgemeine Aufbau eines Diskriminators (Fig. 1A) ist bekannt und umfaßt Bandpaßfilter 1, 2, die jeweils auf eine der zwei Frequenzen fH, fN abgestimmt sind. Die an den Filterausgängen anstehenden Wellenformen werden von Gleichrichtern oder (wie dargestellt) Quadrierstufen 3, 4 aufgenommen, deren Ausgänge dann subtrahiert (5) werden, um hochfrequente Welligkeit zu reduzieren. Das gefilterte Signal wird mittels einer Schwellwertstufe 7 in eine Rechteckwelle umgeformt.
• Es ist auch schon vorgeschlagen worden (vgl. US Patent 4 437 068), nichtrekursive Transversalfilter (FIR-Filter) zu verwenden, wie in Fig. 1B dargestellt. Daß das Eingangssignal die Form von Abtastwerten hat, ist durch einen Abtaster 10 veranschaulicht.
• Im allgemeinen Fall werden wegen der phasenempfindlichen Eigenschaften von FIR-Filtem Paare von Quadrierstufen mit Vektoraddition der Ausgänge verwendet. So wird in Fig. 1B die höhere Frequenz von Filtern 12, 13 verarbeitet, die Stufenkoeffizienten in Form von Sinus- und Kosinus-Funktionen der Stufenziffer haben. Die Filterausgänge werden quadriert (14, 15) und addiert (16).
• Für den niederfrequenten Kanal werden in ähnlicher Weise Filter; Quadrierstufen und ein Addierer (17-21) vorgesehen, wobei die Koeffizienten wiederum Sinus- und Kosinus-Funktionen der Stufenziffer sind, jedoch mit einer Periode, die der niedrigeren Frequenz entspricht.
• Da die Filterausgänge bereits quadriert worden sind, werden die Ausgänge direkt dem Subtrahierer 5 zugeführt.
• Eine alternative Lösung wurde von C J Waylan in dem Aufsatz "Detection of Fast, Noncoherent, Frequency-Hopped FSK" IEEE Trans Comm. Vol. 23, No. 5, Mai 1985, Seiten 543-546, IEEE New York, USA, beschrieben. Dort wird jedes Paar von um 90º phasenverschobenen Transversalfiltern durch ein Paar von Multiplikatoren ersetzt, die mit Sinus- und Kosinus-Signalen der relevanten getasteten Frequenz beaufschlagt werden, mit einem Integrator nach jedem Multiplikator.
• Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Diskriminator für durch Frequenzumtastung (FSK) modulierte Signale mit ersten Filtereinrichtungen zur Verarbeitung einer ersten umgetasteten Frequenz, zweiten Filtereinrichtungen zur Verarbeitung einer zweiten umgetasteten Frequenz, und einem Subtrahierer zur Erzeugung der Differenz zwischen den Ausgangssignalen der Filtereinrichtungen vorgesehen, wobei jede Filtereinrichtung ein Paar von nichtrekursiven (FIR-) Filtern zur Verarbeitung von um 90º phasenverschobenen Signalkomponenten, sowie Einrichtungen zur Bildung der Summe von einer geradzahligen Funktion des Ausgangssignals jedes der zwei Filter eines Paares aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß jede Filtercharakteristik durch eine Koeffizientengruppe derart definiert ist, daß die Filter des ersten Paares die Koeffizienten
• aHk = rHk sin (2πfH k/fs + ΦH)
• bHk = rHk cos (2πfH k/fs + ΦH)
• und die des zweiten Paares die Koeffizienten
• aNk = KrNk sin (2πfH k/fs + ΦH)
• bNk = KrNk cos (2πfH k/fs + ΦH)
• haben, wobei k die Stufenziffer, fH und fN im wesentlichen gleich den getasteten Frequenzen, ΦH und ΦN Konstante, K ein Normalisierungsfaktor und rHk und rNk Wertegruppen für die jeweiligen Paare sind, die eine Modifikationsfunktion ergeben.
• In einem anderen Aspekt stellt die Erfindung einen Diskriminator für durch Frequenzumtastung modulierte Signale zur Verfügung, mit ersten Filtereinrichtungen zur Verarbeitung einer ersten umgetasteten Frequenz, zweiten Filtereinrichtungen zur Verarbeitung einer zweiten umgetasteten Frequenz, und einem Subtrahierer zur Erzeugung der Differenz zwischen den Ausgangssignalen der Filtereinrichtungen, wobei jede Filtereinrichtung ein Paar von Multiplizierstufen sowie Einrichtungen aufweist, die den Multiplizierstufen um 90º phasenverschobene Referenzsignale mit der getasteten Frequenz zuführen, die die Filtereinrichtung zu verarbeiten hat, wobei in jeder Filtereinrichtung ein Paar nichtrekursiver (FIR-) Filter vorgesehen ist, die jeweils das Ausgangssignal einer zugeordneten Multiplikatorstufe aufnehmen, wobei die beiden Filter gleiche Charakteristik gemäß einer Modifikationsfunktion haben, und daß Einrichtungen zur Bildung der Summe geradzahliger Funktionen des Ausgangs jedes der beiden Filter des Paares vorgesehen sind. Weitere fakultative Merkmale des Erfindungsgegenstandes sind in den Unteransprüchen definiert.
• Im folgenden werden einige Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben; darin ist
• Fig. 2 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines FSK-Diskriminators nach der Erfindung;
• Fig. 3 eine Darstellung einer typischen idealisierten Eingangswellenform;
• Fig. 4 ein typisches Übergangsdiagramm;
• Fig. 5a
• - 5c eine graphische Darstellung der Form einiger möglicher Modifikationsfunktionen für die Filterkoeffizienten;
• Fig. 6 ein Blockdiagramm einer Filtersektion, die im Diskriminator nach Fig. 2 verwendbar ist;
• Fig. 7 ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform eines FSK- Diskriminators gemäß der Erfindung.
• Der Diskriminator nach Fig. 2 ist grundsätzlich ähnlich dem in Fig. 1B dargestellten; ähnliche Teile tragen dieselben Bezugszeichen. Die bevorzugte Realisation ist digital, und deswegen ist auch ein Analog-Digital- Umsetzer 11 vorgesehen, obwohl Filter mit ladungsgekoppelten (CCD-) Vorrichtungen, die getastete analoge Spannungs- (oder Ladungs-) Werte verarbeiten, ebenfalls verwendet werden können.
• Zum besseren Verständnis der weiteren Beschreibung ist in Fig. 3 die Form eines Zweifrequenz-FSK-Signals dargestellt Aufeinanderfolgende Bits des Modulationssignals sind in Symbolperioden der Dauer T ( d.h. mit einer Baud-Rate von 1/T) durch die höhere oder niedrigere Frequenz fH oder fN wiedergegeben, je nach dem ob das Bit den Wert 0 oder 1 hat (oder umgekehrt). Im allgemeinen müssen die verwendeten Frequenzen keine harmonische Beziehung zur Baud-Rate haben, daher wird sich die Signalphase am Übergang von Symbol zu Symbol ändern, wie aus der Zeichnung ersichtlich. Üblicherweise geht die Phase an den Übergängen stetig über (d.h. es entsteht kein Amplitudensprung). Eine Symbolperiode kann weniger als eine, eine oder mehr als eine vollständige Periode der getasteten Frequenz enthalten.
• Natürlich muß die verwendete Abtastrate, um innerhalb einer Symbolperiode die Frequenz feststellen zu können, während der Symbolperiode mehrere Abtastwerte des Siguals erzeugen. Die Abtastrate kann, muß aber nicht, ein vielfaches der Baud-Rate sein; ebenso muß ihre Phase nicht in Beziehung zur Phase der Symbolübergänge stehen (die am Diskriminatoreingang in der Regel unbekannt sind). Beispielsweise kann bei einem V23 Vorwärtskanal (nach CCITT-Norm) bei 1200 Baud mit fH = 2100 Hz und fN = 1300 Hz eine Abtastfrequenz von 9600 Hz gewählt werden (d.h. 8 Abtastwerte je Symbolperiode).
• Ein Ziel der Auslegung des Diskriminators nach Fig. 2 ist es, Verzerrungen im demodulierten Ausgang zu reduzieren. Es gibt mehrere Arten zur Definition der Verzerrung. Wo in dieser Beschreibung auf ein Kriterium für Verzerrung Bezug genommen wird, kann jedes gewünschte Maß für die Verzerrung verwendet werden. Die angegebenen Verzerrungswerte gelten jedoch für isochrone Verzerrung, d.h. die Spitzenwerte der zeitlichen Streuung ΔT der Nulldurchgänge am Diskriminatorausgang, als Prozentsatz der Symbolperiode T - dies ist im Übergangsdiagramm von Fig. 4 veranschaulicht.
• Um beispielsweise den Frequenzübergang während des Zeitintervalls t&sub1; bis t&sub3; gemäß Fig. 3 identifizieren zu können, muß man das Verhalten des Eingangssignals während dieses Intervalls beobachten. Obwohl es nicht beabsichtigt ist, die Erfindung unter Bezugnahme auf irgendeine spezielle Theorie auszulegen, wird angenommen, daß die Verwendung von analogen konzentrierten Filtern oder ihres digitalen Äquivalents, den rekursiven Filtern (IIR-Filter; deren Ausgangssignal auf einer Vorgeschichte des Eingangs über eine theoretisch unendliche Zeit beruht, obwohl in der Praxis durch Rauschen oder Abbruchfehler begrenzt) zu Verzerrungen beiträgt. Daher verwendet der Diskriminator nach Fig. 3 nichtrekursive (FIR-) Filter mit begrenzter Länge (d.h. der Zeitdifferenz zwischen dem ersten und letzten Eingangsabtastsignal, die an jeweils einem Ausgangssignal des Filters beteiligt sind). Vorzugsweise ist diese Länge kleiner als die doppelte Symbolperiode; beispielsweise kann man für die oben genannten V23-Werte ein Filter mit acht Stufen verwenden.
• Der wesentliche Unterschied des Diskriminators nach Fig. 2 zu dem nach Fig. 1B ist, daß die Filterkoeffizienten von den Sinus- und Kosinus- Formen, wie sie in der Beschreibungseinleitung erwähnt wurden, nach einer Modifikationsfunktion R abweichen. Daher wird im Beispiel nach Fig. 2 die höhere Frequenz von Filtern 12, 13 verarbeitet, die die Stufenkoeffizienten
• aHk = rHk sin (2πfH k/fs + ΦH) .... (1)
• bHk = rHk cos (2πfH k/fs + ΦH) .... (2)
• haben, worin k die Stufenzlffer ist. ΦH ist eine beliebige Phasenverschiebung, die gleich 0 oder auch so gewählt sein kann, daß sie das Argument der Sinus- und Kosinus-Funktion am Mittelpunkt des Filters zu 0 macht (für eine gerade Zahl von Stufen entspricht dies dem Wert einer fiktiven Halbstufe), so daß zumindest bei fehlender Modifikationsfunktion die Koeffizienten symmetrisch (cos) oder antisyminetrisch (sin) sind (z.B. für Filter mit acht Stufen a&sub1; = ±a&sub8;, a&sub2; = ±a&sub7; usw.) Wenn die Modifikationsfunktion auch symmetrisch ist, kann man so die Zahl der erforderlichen Multiplizierstufen reduzieren. Wie vorher, werden die Filterausgangssiguale quadriert (14, 15) und summiert (16).
• Für den niedrigfrequenten Kanal sind in ähnlicher Weise Filter, Quadrierstufen und ein Addierer (17-21) vorgesehen, wobei die Koeffizienten aNk, bNk durch die obige Gleichung gegeben sind und fN, ΦN an die Stelle von fH, ΦH treten, nämlich:
• aNk = KrNk sin (2πfH k/fs + ΦH) .... (3)
• bNk = KrNk cos (2πfH k/fs + ΦH) .... (4)
• worin K ein Normalisierungsfaktor (der gleich 1 sein kann) einer geeigneten Größe ist, so daß die Ausgangsamplitude des Addierers 16 für ein Eingangssigual mit fH die gleiche wie die vom Addierer für das Eingangssigual mit fN ist.
• Somit wird jeder Filterkoeffizient mit einem Faktor rHk (für die höherfrequenten Filter) oder rNk (für die niederfrequenten Filter) modifiziert. Es ist festzustellen, daß die Verwendung von Sinus- und Kosinus-Filtern, deren Ausgänge quadriert und addiert werden, den Zweck hat, am Addiererausgang auf ein konstantes Eingangssigual der relevanten Frequenz ein konstantes Ausgangssignal zu gewährleisten. Um dies aufrecht zu erhalten, wird die gleiche Funktion RH = [rHk] (oder RN = [rNk]) sowohl für Sinus- als auch Kosinus-Filter benutzt. Die Funktionen RH, RN für die höher- und niedrigfrequenten Filter können gleich sein, doch ist dies nicht wesentlich.
• Wie man aus den unten gegebenen Beispielen erkennen kann, läßt sich durch Auswahl einer geeigneten Modiflkationsfunktion eine bedeutende Verbesserung bei der Diskriminator-Verzerrung erreichen. Der Grund hierfür ist nicht bekannt.
• Wenn im Diskriminatorausgang ein Nulldurchgang stattfindet, enthält jedes Filter Teile der Eingangssignale mit beiden Frequenzen fH, fN. Die Modifikationsfunktion konzentriert den Eimluß (oder das Stufengewicht) im wesentlichen auf die Zentralregion jedes FIR-Filters. Die Konzentration stellt sicher, daß ein Frequenzübergang am Eingang vom Filtersystem sehr rasch aufgespürt wird. Ohne Modifikationsfunktion ist der Ausgang bei Übergängen anfällig für Schwankungen um den Schwellenwert, was beträchtliche Verzerrungen hervorruft. Eine analytische Bestimmung der Optimalform der Funktion ist nicht gefunden worden.
• Einige Funktionen, die in der Praxis als nützlich festgestellt worden sind, sind in den Fig. 5a bis 5c (für ein 8-stufiges Filter) dargestellt, wobei die Funktionen über der Stufenziffer k aufgetragen sind. Der Klarheit wegen sind sie als Kurven dargestellt; tatsächlich existiert rk natürlich nur für ganze Werte von k. Mathematisch ausgedrückt:
• rk = hp - (k-4.5)² (Fig. 5a) .... (5)
• rk = p + sin πk/9 (Fig. 5b) .... (6)
• rk = ht - k-4.5 (Fig. 5c) .... (7)
• Es wird für wünschenswert angesehen, daß die Funktionen im wesentlichen symmetrisch um den Filtermittelpunkt sind, was intuitiv mit der Tatsache übereinstimmt, daß sie den Übergang von zu fH zu fN und von fN zu fH festzustellen haben; die diskutierten Optimierungsmethoden erzeugen aber doch einen Grad von Asymmetrie. Es ist zu erkennen, daß die Funktionen von Fig. 5a bis 5c einen monotonen Anstieg von k=0 bis zum Filtermittelpunkt aufweisen; dies erscheint ebenfalls als eine wünschenswerte Eigenschaft, doch hat sich eine ganz andere Form als bevorzugt erwiesen, wenn bestimmte Typen von Empfangsfiltern (d.h. ein Filter am Diskriminatoreingang) verwendet werden.
• Der Ausgang an diesem Punkt ist immer noch in der Form digitalkodierter Abtastwerte, die eine Wellenform der in Fig. 4 dargestellten Art wiedergeben. Der Nulldurchgang kann durch Feststellung eines Vorzeichenwechsels in den Abtastwerten identifiziert werden; dies fixiert den Nulldurchgang jedoch nur mit einer Genauigkeit von ± der Hälfte der Abtastperiode (±6.75% in diesem Fall), die für viele Anwendungen unzureichend ist. Eine zweite Möglichkeit besteht darin, einen Digital- Analog-Umsetzer zu verwenden, mit einem Filter zur Entfernung von Komponenten der Frequenz fs, dem eine Schwellwertstufe wie im Fall der Fig. 1 nachfolgt. Die bevorzugte Wahl ist jedoch die Verwendung eines Interpolators 22, der zwischen den Abtastwerten auf beiden Seiten des Nulldurchganges (z.B. linear) interpoliert, um den Nulldurchgang präziser festzulegen.
• Im folgenden wird das Beispiel eines Filters mit durch ein Computerprogramm ermittelten Resultaten beschrieben.
Beispiel I
• Der Diskriminator hatte die Form von Fig. 2, unter Verzicht auf das Filter 6, für 1200 Baud mit fH = 2100 Hz, fN = 1300 Hz, fS = 9600 Hz. Es wurde kein Empfangsfilter verwendet. 8-stufige Filter wurden eingesetzt, wie in den Gleichungen (5) bis (7) beschrieben, mit K = 1.
• Es wurden Modifikationsfunktionen gemäß Fig. 5 verwendet (und zwar die gleiche für alle vier Filter).
• Diskriminator 1: rk = 1
• Diskriminator 2: rk = 17.2 - (k-4.5)²
• Diskriminator 3: rk = -0.9 + sin πk/9
• Diskriminator 4: rk = 4.1 - k4.5
• Der Interpolator 22 führte eine lineare Interpolation zwischen den Werten beidseits des Nulldurchganges durch, unter Verwendung von Fließkommazahlen mit einer Genauigkeit von 9 Dezimalstellen.
• Die Resultate waren wie folgt, unter Verwendung eines Eingangssignals, das mit einer 63-Bit Pseudo-Zufallsfolge moduliert war:
• Diskriminator 1: Verzerrung = 16,394%
• Diskriminator 2: Verzerrung = 1,168%
• Diskriminator 3: Verzerrung = 0,961%
• Diskriminator 4: Verzerrung = 0,390%
• Wie oben erwähnt, kann man auf die Funktion eine Optimierungsprozedur anwenden. Als Ausgangspunkt sei eine Funktion gemäß der Definition nach Gleichung 7 angenommen. Diese Funktion hat nur einen Freiheitsgrad (ht), und ht kann zur Minimierung der Verzerrung empirisch variiert werden. Eine einfache Optimierungsmethode für die Koeffizienten rk kann dann iterativ verändert werden, wie folgt:
• (i) Verähdere (in separaten Tests) jedes rk um einen kleinen Betrag in beide Richtungen (z.B. ±10%);
• (ii) wenn einer dieser 16 Tests (für ein 8-stufiges Filter) eine Verbesserung ergibt, halte man diejenige Änderung, die die größte Verbesserung ergibt, als neuen Wert für den relevanten Ausdruck fest;
• (iii) wiederhole (i) und (ii) bis keine weitere Verbesserung erzielbar ist.
• Auf Wunsch kann der Prozess für kleinere Zuwächse und Verminderungen wiederholt werden.
• Dieser Prozess wird durch ein weiteres Beispiel erläutert.
Beispiel II
• Der Diskriminator hatte die gleiche Form wie im Beispiel I, jedoch wurde ein elliptisches Vorfilter nach folgender Definition verwendet:
• Das Filter hatte vier Sektionen in Kaskade. Eine Sektion ist in Fig. 6 dargestellt, mit einem Eingang 40 für das Eingangssignal bzw. den Ausgang der vorhergehenden Sektion. Der Ausgang des Addierers 41 wird zwei Verzögerungsstufen 42, 43 zugeführt, deren Ausgange in Multiplikatorstufen 44, 45 mit Koeffizienten B1, B2 multipliziert werden. Die Eingänge des Addierers 41 sind der Eingang 40 und die Ausgänge der zwei Multiplikatorstufen. Der Ausgang der Sektion (an die nächste Sektion oder an den Diskriminator) wird von einem Addierer 46 gebildet, dessen drei Eingänge der Ausgang des Addierers 41 und die Ausgänge von zwei Multiplikatorstufen 47, 48 sind, in denen die Ausgänge der Verzögerungsstufen 42, 43 mit Koeffizienten A1, A2 multipliziert werden.
• Die Werte der Koeffizienten (wobei A2 (3) den Koeffizienten A2 für die dritte Sektion bedeutet, usw.) waren:
• A1(1) = .528102: A2(1) = 1: B1(1) = -0.24946: B2(1) = 0.46491
• A1(2) = -1.74852: A2(2) = 1: B1(2) = -1.14611: B2(2) = 0.59096
• A1(3) = 1.423245: A2(3) = 1: B1(3) = 0.10045: B2(3) = 0.84652
• A1(4) = -1.92382: A2(4) = 1: B1(4) = -1.55017: B2(4) = 0.90748
• Mit der Definition von rk durch Gleichung 7 wurde der Optimalwert von ht mit 4,8 festgestellt (d.h. rk = 4,8 - k-4.5 ), mit einer Verzerrung von 6.9%. Diese rk wurden dann als Ausgangspunkte für einen Optimierungsprozess gemäß obiger Beschreibung verwendet (nur ±10% Änderungen), was eine Verbesserung auf 3,774% Verzerrung ergab. Die entsprechenden Werte für rk waren:
• k 1 2 3 4 5 6 7 8
• rk 1.0059 2.6225 3.3 4.3 4.3 3.3 2.3 1.0059
• Versuche wurden auch mit einem nachgeschalteten Ausgangsfilter 6 durchgeführt, einem FIR-Filter vierter Ordnung für das Sperren der Frequenzen 2600 Hz und 4200 Hz (doppelte getastete Frequenzen). Die Transferfunktion des Filters war
• (z² + 0.26105z + 1) (z² + 1.84776z + 1)
• Optimierung mit eingeschaltetem Filter ergab schließlich eine Verzerrung von 3,633%.
• Wenn ein Diskriminator sowohl für niedrigere als auch für höhere Baud- Raten verwendet werden soll, ist es bei niedrigen getasteten Frequenzen (z.B. für einen Rückwärtssignalkanal wie in V23) günstig, die gleiche Abtastrate zu verwenden. Jedoch kann dies, unter der Annahme der gleichen Filterordnung, zu einem unerwünscht kurzen Filter relativ zur getasteten Frequenz führen. Eine modifizierte Version des Diskriminators sieht daher ein Subtasten des Signals vor; so daß die effektive Filterlänge vergrößert wird.
• Fig. 7 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung. Komponenten, die mit denen in Fig. 2 übereinstimmen, haben die gleichen Bezugszeichen.
• Der Unterschied zwischen Fig. 2 und 7 ist der; daß statt eines Paars von FIR-Filtern 12, 13, die sowohl die nötige Unterscheidung der um 90º phasenverschobenen Frequenzen durch Multiplikation der Signalwerte mit Sinus- oder Kosinus-Funktionen der Filterstufen repräsentierenden Koeffizienten, als auch die erwünschte Modifikationsfunktion durch modifizieren dieser Koeffizienten bewirken, das erste dieser Erfordernisse durch ein Paar von Multiplikatorstufen 30, 31 erfüllt wird, in denen das Eingangssignal mit zugeordneten, um 90º phasenverschobenen Referenzsignalen der Frequenz fH aus einer geeigneten Quelle (nicht dargestellt) multipliziert wird, zum Beispiel
• sin (2πfHt+ΦH) .... (8)
• cos (2πfHt+ΦH) .... (9)
• wobei ΦH eine beliebige Konstante ist.
• Das zweite Erfordernis wird durch FIR-Filter 32, 33 erfüllt, die auf die Multiplikatorstufen 30, 31 folgen und sich von den Filtern 12, 13 der Fig. 2 nur darin unterscheiden, daß ihre Koeffizienten nun nur noch von der Modifikationsfunktion bestimmt sind, d.h. aHk = bHk = rHk .... (10)
• Es ist natürlich offensichtlich, daß im Falle der Verschiedenheit der Amplituden des Multiplikationssignals, zwecks Korrektur das Verhältnis von aHk zu bHk (aHk/bHk für alle Werte von k gleich) oder umgekehrt variiert werden kann, vorausgesetzt, daß die Gesamtverstärkung in den zwei Pfaden die gleiche ist.
• Die Filterausgänge werden wie vorher quadriert und addiert. Obwohl die Filterausgänge selbst nicht die gleichen sind wie in Fig. 2, kann man zeigen, daß der Ausgang des Addierers 16 der gleiche ist - d.h. die zwei Anordnungen sind mathematisch identisch (obwohl in der Praxis bei einer digitalen Realisierung kleine Unterschiede wegen der Verwendung einer Arithmetik mit endlicher Genauigkeit auftreten können).
• Der niedrigere Kanal wird in ähnlicher Weise modifiziert, mit Multiplikatorstufen 34, 35 für die Multiplikation mit sin (2πfNt+ΦN) und cos (2πfNt+ΦN) sowie Filtern 36, 37 mit Koeffizienten aNk=bNk=KrNk.
• Obwohl die Erfindung am Beispiel eines Zweilrequenz-FSK-Diskriminators beschrieben worden ist, kann sie natürlich auch auf einem Dreifrequenz- FSK-System (oder ein solches höherer Ordnung) angewendet werden, indem man eine entsprechende Zahl von Filtereinrichtungen sowie geeignete Schaltungen für "Majoritätsentscheidungen" verwendet.

Claims (10)

1. Diskriminator für durch Frequenzumtastung (FSK) modulierte Signale, mit ersten Filtereinrichtungen (12, 13, 14, 15, 16) zur Verarbeitung einer ersten umgetasteten Frequenz, zweiten Filtereinrichtungen (17, 18, 19, 20, 21) zur Verarbeitung einer zweiten umgetasteten Frequenz, und einem Subtrahierer (5) zur Erzeugung der Differenz zwischen den Ausgangssignalen der Filtereinrichtungen, wobei jede Filtereinrichtung ein Paar (12, 13; 17, 18) nichtrekursiver (FIR-) Filter zur Verarbeitung von um 90º phasenverschobenen Signalkomponenten, sowie Einrichtungen (14, 15, 16; 19, 20, 21) zur Bildung der Summe von einer geradzahligen Funktion des Ausgangssignals jedes der zwei Filter eines Paares aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß jede Filtercharakteristik durch eine Koeffizientengruppe definiert ist, und daß die Filter des ersten Paares die Koeffizienten

aHk = rHk sin (2πfH k/fs + ΦH)

bHk = rHk cos (2πfH k/fs + ΦH)

und die des zweiten Paares die Koeffizienten

aNk = KrNk sin (2πfH k/fs + ΦN)

bNk = KrNk cos (2πfH k/fs + ΦN)

haben, wobei k die Stufenziffer, fH und fN im wesentlichen gleich den getasteten Frequenzen, ΦH und ΦN Konstante, K ein Normalisierungsfaktor und rHk und rNk Wertegruppen für die jeweiligen Paare sind, die eine Modifikationsfunktion ergeben.

2. Diskriminator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Wertegruppe rHk für das erste Paar gleich der Wertegruppe rNk für das zweite Paar ist.

3. Diskriminator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstanten ΦH, ΦN so gewählt sind, daß die Argumente der Sinus- und Kosinus-Funktionen im Mittelpunkt des Filters gleich 0 sind.

4. Diskriminator für durch Frequenzumtastung (FSK) modulierte Signale, mit ersten Filtereinrichtungen zur Verarbeitung einer ersten umgetasteten Frequenz, zweiten Filtereinrichtungen zur Verarbeitung einer zweiten umgetasteten Frequenz, und einem Subtrahierer (5) zur Erzeugung der Differenz zwischen den Ausgangssignalen der Filtereinrichtungen, wobei jede Filtereirrrichtung ein Paar von Multiplizierstufen (30, 31; 34, 35) und Einrichtungen aufweist, die den Multiplizierstufen um 90º phasenversetzte Referenzsignale mit der umgetasteten Frequenz zuführen, die die Filtereinrichtung zu verarbeiten hat, dadurch gekennzeichnet, daß in jeder Filtereinrichtung ein Paar von FIR-Filtern (32, 33; 36, 37) vorgesehen ist, die jeweils das Ausgangssigual einer zugeordneten Multipllkatorstufe aufnehmen, wobei die Filter gleiche Charakteristik in Form einer Modifikationsfunktion haben, und daß Einrichtungen (16; 21) zur Bildung der Summe geradzahliger Funktionen des Ausgangssignals jedes der beiden Filter des Paares vorgesehen sind.

5. Diskriminator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die bzw. jede Modifikationsfunktion im wesentlichen symmetrisch zum Mittelpunkt des jeweiligen Filters ist.

6. Diskriminator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die geradzahlige Funktion eine quadratische ist.

7. Diskriminator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Filter eine Impulsansprechzeit haben, die kleiner ist als die doppelte Symbolperiode des zu demodulierenden Signals.

8. Diskriminator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Filter eine Impulsansprechzeit haben, die im wesentlichen gleich der Symbolperiode des zu demodulierenden Signals ist.

9. Diskriminator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Interpolator (22), der zwischen aufeinanderfolgenden Ausgangstastsignalen des Subtrahierers mit verschiedenen Vorzeichen interpoliert, um den Moment des Nulldurchganges zu bestimmen.

10. Diskriminator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß er umschaltbar ist zwischen einem ersten Arbeitsmodus für eine erste Baud-Rate unter Verwendung eines ersten Paares von umzutastenden Frequenzen, und einem zweiten Arbeitsmodus für eine zweite, niedrigere Baud-Rate unter Verwendung eines zweiten Paares von umzutastenden Frequenzen, die niedriger als die des ersten Paares sind, wobei Einrichtungen vorgesehen sind, die im zweiten Arbeitsmodus eine Subtastung des zu demodulierenden Signals bewirken, bevor es den ersten und zweiten Filtereinrichtungen zugeführt wird.