TECHNISCHES GEBIET:
-
Diese Erfindung betrifft einen taktgebungsreproduzierenden
oder -regenerierenden Schaltkreis zur Verwendung bei einem
Pulsbreitenmodulations- (nachstehend als PWM bezeichnet)
Digital-zu-Analog- (D/A) Wandler zum Zwecke des Verbesserns
eines Signal-zu-Rauschen-Verhältnisses (SIN) des
PWM-D/A-Wandlers.
STAND DER TECHNIK:
-
Seit einer langen Zeit sind Geräte, die digitale Techniken
verwenden, einer praktischen Verwendung zugeführt worden. Bei
einem solchen Gerät wird ein D/A-Wandler bei einem Verfahren
benutzt, bei dem eine digitale Verarbeitung auf einer
digitalen Größe durchgeführt wird, die als ein Ergebnis einer
Digitalisierung einer analogen Größe erhalten wird, und danach
eine andere digitale Größe, die das Ergebnis der digitalen
Verarbeitung darstellt, in eine andere analoge Größe
gewandelt wird. Bisher ist ein D/A-Wandler von dem sogenannten
Widerstands-Leiter-Tvp, der durch einen R-2R-Leiter-D/A-Wandler
verkörpert ist, für einen solchen Zweck benutzt worden.
Heutzutage sind Integrierter-Schaltkreis- (IC) D/A-Wandler mit
der Absicht entwickelt worden, die Kosten zu reduzieren. Ein
Anstieg bei der Quantifizierungsanzahl wirkt sich jedoch in
einem Anstieg der Produktionskosten von IC-D/A-Wandlern aus,
um eine gewünschte Wandlungspräzision zu erreichen, aufgrund
der Tatsache, daß die Wandlungspräzision eines
IC-D/A-Wandlers von der Genauigkeit des Widerstandes von dessen innerem
Schaltkreis abhängt. In jüngster Zeit ist es dazu gekommen zu
versuchen, die Wandlungspräzision eines D/A-Wandlers durch
Verwenden eines PWM-IC-D/A-Schaltkreises zu erhöhen, der eine
gewünschte Wandlungspräzision unabhängig von der Genauigkeit
des Widerstands von dessen innerem Schaltkreis durch Anwenden
von dessen Logikschaltkreis und Verwenden einer PWM erreichen
kann. Mit einem Anstieg bei der Wandlungspräzision steigt
jedoch die Frequenz einer Grundtaktgebung, die zu dem PWM-D/A-
Wandler eingegeben ist, bis zu dem Maß, das keine
Taktgebungen haben können, die durch einen Kristalloszillator zum
Ausgeben einer Grundwelle geliefert werden. Dementsprechend wird
darin ein Frequenzmultiplizierer als eine Gegenmaßnahme zu
einem solchen Problem verwendet.
-
In letzter Zeit sind jedoch drei Arten von Geräten (nämlich
ein Compakt-Disk-Abspielgerät (CD), ein Digital-Audio-Band-
Aufnahmegerät (DAT) und ein
Rundfunkübertragung-durch-Satellit- (BS) Abstimmgerät), die verschiedene Abtastfrequenzen
benutzen, einer praktischen Verwendung zugeführt worden.
Demzufolge wird eine Taktgebung, deren Frequenz ein spezifisches
Vielfaches der Eingangsabtastfrequenz ist, als eine
PCM-Taktgebung notwendig. Ferner wird es notwendig, die Frequenz
einer PWM-Taktgebung gemäß der Abtastfrequenz eines
Eingangssignals zu ändern, auf dem eine D/A-Wandlung durchgeführt
werden soll. Überdies wird, wie oben beschrieben ist, die
Frequenz einer Taktgebung, die zu dem PWM-D/A-Wandler
einzugeben ist, zu hoch zum Liefern für die Grundschwingung eines
Kristalloszillators. Dementsprechend werden ein
Frequenzmultiplizierer, der einen Phasenregelkreis verwendet, ein
anderer Frequenzmultiplizierer, der sogenannte
Obertonschwingungen anwendet, und ein Frequenzverdoppler, der eine
Induktivität oder einen Übertrager anwendet (nämlich eine Vorrichtung
zum Erhalten verschiedener Frequenzen, die zweimal, dreimal
oder mehr der Frequenz der Grundschwingung sind, durch
Anwenden paralleler Resonanz, erreicht mit Hilfe einer
Induktivität und einer Kapazität, die parallel geschaltet sind), als
Mittel vorgeschlagen worden, um höhere Taktgebungsfrequenzen
zu erreichen. Der Frequenzmultiplizierer, der
Obertonschwingungen anwendet, und der Frequenzverdoppler sind jedoch für
eine IC-Fertigung ungeeignet, da sie induktive Komponenten
benötigen. Folglich wird normalerweise der
Frequenzmultiplizierer benutzt, der einen PLL verwendet. Zu dieser Zeit wird
sowohl ein Spektrum einer unnötigen Frequenzkomponente im
Falle des Durchführens einer Frequenzdemultiplikation in
einem Schaltnetz, als auch ein Spektrum einer anderen unnötigen
Frequenzkomponente, die aufgrund von
Voreilungs-Verzögerungszeit-Filtereigenschaften des Frequenzmultiplizierers
auftritt, der einen PLL verwendet, bemerkt, wie in FIG. 1
veranschaulicht ist. Dementsprechend ergibt sich, daß das SIN des
PWM-D/A-Wandlers aufgrund der Spektren der unnötigen
Komponenten verschlechtert ist. Die Ergebnisse einer Simulation
der Art einer solchen Verschlechterung ist in einem Artikel
beschrieben, der "Consideration on Clock Jitters in PWM D/A
Converters", T. Kaneaki et al. (Matsushita Electric
Industrial Co., Ltd. AV Research Laboratory), Kouen-Ronbun-Shu (auf
japanisch), The Acoustical Society of Japan, Oktober 1988,
S. 411 - 412, betitelt ist. In diesem Artikel ist als eine
Schlußfolgerung der Simulation beschrieben, daß "ein
Taktgebungsjitter einen Rauschpegel erhöht und ferner der
Rauschpegel proportional zu der Größe des Jitters ist". Wenn ein
unnötiges Spektrum bei einer Frequenz erzeugt wird, die ein
n-tel der Frequenz der Grundwelle einer Takgebung ist, die zu
einem PWM-D/A-Wandler einzugeben ist (nebenbei bemerkt ist n
eine gegebene Ganzzahl), wie in FIG. 1 gezeigt ist (nebenbei
bemerkt veranschaulicht FIG. 1 einen Fall, wo n gleich 2
ist), hat ein Ausgangssignal, das bezogen auf die Zeit
dargestellt ist, die Wellenformen von FIG. 2. FIG. 2(a) ist ein
Wellenformdiagramm, um eine Wellenform des Ausgangssignals zu
zeigen, wenn nur die Grundwelle der Taktgebung für den PWM-
D/A-Wandler vorhanden ist. FIG. 2(b) ist ein
Wellenformdiagramm, um eine andere Wellenform des Ausgangssignals zu
zeigen, wenn eine Welle (hierunter manchmal als eine Ein-Halb-
Frequenzdemultiplikationswelle bezeichnet), deren Frequenz
Ein-Halb der Frequenz der Grundwelle der Taktgebung ist, in
die Grundwelle der Taktgebung für den PWM-D/A-Wandler hinein
gemischt wird. FIG. 2(b) zeigt nämlich eine Wellenform des
Ausgangssignals, das bezogen auf die Zeit dargestellt ist,
wenn das Signal mit den Spektren von FIG. 1, das bezogen auf
die Frequenz dargestellt ist, zu dem Wandler eingegeben wird.
-
Dann, wenn ein Ausgangssignal des Logikschaltkreises des
Wandlers veranlaßt wird durch einen Verstärker von FIG. 3 (a)
hindurchzugehen, der zu dem Typ gehört, der ein
Ausgangssignal eines Inverters des Logikschaltkreises des Wandlers zu
einem Eingangspol des Inverters zurückführt, wird die
Wellenform von dessen Ausgangssignal wie in FIG. 3(b) oder 3(c)
dargestellt ist. Die Wellenform des Ausgangssignals des
Verstärkers, das ausgegeben wird, wenn nur die Grundwelle von
FIG. 2(a) zu dem Wandler eingegeben wird, wird nämlich wie in
FIG. 3(b) dargestellt ist. Ferner wird die Wellenform des
Ausgangssignals des Verstärkers, das davon ausgegeben wird,
wenn sowohl die Grundwelle von FIG. 3(b) als auch die Ein-
Halb-Frequenzdemultiplikationswelle zu dem Wandler eingegeben
werden, wie in FIG. 3(c) dargestellt ist. Im Falle von FIG.
3(c) tritt nämlich Jitter auf und demzufolge ist das Rauschen
gesteigert, wie in dem früher erwähnten Artikel beschrieben
ist. Ferner ist ein Beispiel des Frequenzmultiplizierers, der
einen PLL anwendet, in FIG. 4 dargestellt. Wie in FIG. 4
gezeigt ist, wird ein Eingangssignal Vin von einem Eingangspol
31 zu einem Phasenkomparator 32 eingegeben. Außerdem wird ein
Ausgang eines Frequenzteilers oder -demultiplizierers 35,
dessen Demultiplikationsrate (im) ist, auch zu dem
Phasenkomparator 32 eingegeben. Dann wird ein Ausgang des
Phasenkomparators
32 zu einem Tiefpaßfilter (LPF) 33 eingegeben.
Die Schwingungsfrequenz eines C-R spannungsgesteuerten
Oszillators (VCO) 34 wird gemäß einem Ausgang des LPF 33
gesteuert. Ein Ausgangssignal dieses VCO's 34 wird von dessen Pol
36 als ein Taktgebungssignal (fp) ausgegeben.
-
Hier wird angenommen, daß das Eingangssignal Vin dargestellt
wird durch
-
Vin = Asin(ω int + θ (t)) ... ... (1)
-
bei der A die Amplitude des Eingangssignals; ωin dessen
Kreisfrequenz; und θ (t) dessen Phase bezeichnet.
-
Außerdem wird angenommen, daß ein Ausgangssignal eines
Frequenzmultiplizierers 35 erhalten wird durch
-
Im allgemeinen wird ein sinusförmiger Ausgang als der Ausgang
des Frequenzmultiplizierers 35 nicht erhalten.
Dementsprechend wird eine Oberwelle, deren Frequenz ein ganzzahliges
Vielfaches von dieser ωin ist, als dessen Ausgang erzeugt.
Ferner wird ein Multiplizierer als der Phasenkomparator 32
verwendet. Deshalb kann dessen Ausgang Vc dargestellt werden
durch
-
Vc = Vin . Vout ... ... (3)
-
Dann gibt Einsetzen der Gleichung (1) und (2) in die
Gleichung (3)
-
Ferner kann die Gleichung (4) durch Entfernen von Σ von dem
zweiten Term auf dessen rechter Seite wie folgt umgeschrieben
werden:
-
Vc = Asin( ω int + θ (t)) . B&sub1;cos( ω int + θ &sub1;(t))
-
+ Asin( ω int + θ (t)) . B&sub2;cos(2 ω int + θ &sub2;(t))
-
+ Asin( ω int + θ (t)) . B&sub3;cos(3 ω int + θ &sub3;(t))
-
:
-
+ Asin( ω int + θ (t)) . Bjcos(j . ω int + θ j(t))
-
:
-
... ... (5).
-
Überdies kann die Gleichung (5) durch Erweitern jedes Terms
auf dessen rechter Seite, der die Form von sin × cos hat, wie
folgt umgeschrieben werden:
-
VC = (A . B&sub1;/2) [sin{2 ω int + θ (t) + θ &sub1;(t) }
-
+ sin{ θ (t) - θ &sub1;(t)}] +
-
(A . B&sub2;/2) [sin{3 ω int + θ (t) + θ &sub2;(t)}
-
+ sin{- ω int + θ (t) - θ &sub2;(t)}] +
-
(A . B&sub3;/2) [sin{4 ω int + θ (t) + θ &sub3;(t) }
-
+ sin{-2 ω int + θ (t) - θ &sub3;(t)}] +
-
:
-
(A . Bj/2) [sin{1 + j) ω int + θ (t) + θ j(t)}
-
+ sin{(1 - j) ωint + θ (t) - θ j(t)}] +
-
:
-
... ... (6).
-
Dementsprechend wird eine Oberwelle, deren Kreisfrequenz ein
ganzzahliges Vielfaches von ωin ist, als ein Ausgang des
Phasenkomparators 32 produziert. Im allgemeinen erfüllen die
Werte der Amplituden Bj der oben beschriebenen Gleichung die
folgende Ungleichung:
-
B&sub1; > B&sub2; > B&sub3; > ... ... > Bj > ... .
-
Dann werden gewöhnliche Oberwellenkomponenten durch den LPF
33, der bei dem PLL verwendet wird, beseitigt. Nebenbei
bemerkt wird ein LPF vom Voreilungs-Verzögerungszeit-Typ als
der LPF verwendet, um eine sogenannte schnelle
Ansprechpositionseigenschaft des PLL zu sichern. Der Filter vom
Voreilungs-Verzögerungszeit-Typ weist jedoch Eigenschaften auf,
daß dessen Amplitude nicht nach Null konvergiert, sondern
konstant wird und in einem Hochfrequenzbereich.
Dementsprechend wird ein Steuerungssignal, das Oberwellen einschließt,
deren Frequenzen ganzzahlige Vielfache von ωin sind, zu dem
C-R-VCO 34 eingegeben. Demzufolge werden unnotige Spektren
bei Frequenzen von fin x 1, bzw. fin x 2, fin x 3 ... ... fin x j
erzeugt, wenn ein Ausgang des C-R-VCO 34, nämlich dessen
Taktgebungsausgang, in einem Zustand ist, bei dem dessen
Amplitudenausschlag bei der Frequenz von fp = n . fin am
größten ist. Folglich stellt sich ein Problem, daß Jitter
aufgrund von Komponenten erzeugt wird, die Frequenzen niedriger
als fp aufweisen, entsprechend zu diesen unnötigen Spektren,
wie oben beschrieben (durch Beziehen auf FIG. 1 bis 3) und
dementsprechend ist das S/N des PWM-D/A verschlechtert.
-
Die vorliegende Erfindung ist ausgeführt ein solches Problem
zu lösen. Es ist folglich ein Ziel der vorliegenden Erfindung
einen taktgebungsreproduzierenden Schaltkreis zum Beseitigen
eines unnotigen Spektrums zu schaffen.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG:
-
In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung wird ein
taktgebungsreproduzierender Schaltkreis zur Verwendung bei
einem PWM-D/A-Wandler zur Verfügung gestellt, der einen
ersten und einen zweiten taktgebungsreproduzierenden Abschnitt
umfaßt. Der erste taktgebungsreproduzierende Abschnitt ist
mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) versehen, der
einen Kristall anwendet. Wenn eine Taktgebungsfrequenz für
einen PWM-D/A-Wandler fp beträgt, reproduziert oder
regeneriert der Kristall-VCO eine Taktgebung bei einer Frequenz von
(fp/n) (nebenbei bemerkt ist n eine Ganzzahl). Ferner wird
ein Ausgang dieses Kristall-VCO's (entsprechend zu dem ersten
taktgebungsreproduzierenden Abschnitt) als ein Eingang zu dem
zweiten taktgebungsreproduzierenden Abschnitt benutzt. Dieser
zweite taktgebungsreproduzierende Abschnitt ist mit einem VCO
vom Widerstands-Kapazitäts-Typ (nämlich einem R-C-VCO)
versehen, der bei der Frequenz von fp schwingt und benutzt wird,
um die Frequenz von (fp/n) mit n zu multiplizieren (nebenbei
bemerkt ist n eine Ganzzahl).
-
Der zweite taktgebungsreproduzierende Abschnitt ist aus einem
Schleifenfilter, einem R-C-VCO und einem
Frequenzdemultiplizierer zusammengesetzt, dessen Demultiplikationsverhältnis n
ist (nebenbei bemerkt ist n eine Ganzzahl). Ferner weist der
Schleifenfilter zwei Stufen auf. Nebenbei bemerkt ist die
zweite Stufe des Schleifenfilters ein LPF vom
Voreilungs-Verzögerungs-Typ, der benutzt wird, um die passenden
Eigenschaften des PLL zu bestimmen. Außerdem gibt es zwei Arten von
Filtern, die als die erste Stufe des Schleifenfilters
verwendet werden können. Einer ist ein LPF, dessen Grenzfrequenz in
einer solchen Art ausgewählt ist, um höher als die des PLL
vom Voreilungs-Verzögerungszeit-Typ zu sein und eine
ausreichende Dämpfung der Frequenzkomponenten mit Frequenzen gleich
oder höher als fp/n zu erreichen. Der andere ist ein Filter,
der aus einem Sperrkreis besteht, dessen Sperrf requenz als
(fp/n) x k ausgewählt ist (nebenbei bemerkt ist k eine
Ganzzahl). Zusätzlich kann die Reihenfolge der Filter der ersten
und zweiten Stufe umgekehrt werden. Überdies können unnotige
Spektren, die bei dem "Teile-durch
n"-Frequenzdemultiplizierer und dem Phasenkomparator erzeugt werden, durch den LPF
oder durch den Sperrschaltkreis der ersten Stufe entfernt
werden. Demzufolge kann eine Taktgebung, welche die Frequenz
von fp aufweist und so "rein" ist, daß darin kein unnötiges
Spektrum eingeschlossen ist, durch den zweiten
taktgebungsreproduzierenden Abschnitt erreicht werden. Folglich kann das
SIN des PWM-D/A-Wandlers verbessert werden.
-
Dementsprechend treten mit der oben beschriebenen
Konfiguration keine unnötigen Spektren bei dem ersten
taktgebungsreproduzierenden Abschnitt auf, da der VCO, der einen Kristall
verwendet, darin benutzt wird, um ein Eingangssignal zu
verarbeiten. Ferner wird bei dem zweiten
taktgebungsreproduzierenden Abschnitt der R-C-VCO verwendet und dementsprechend
folgt der VCO einer Steuerungsspannung, die durch den
Phasenkomparator und den Schleifenf ilter erhalten wird. Der
Schleifenfilter besteht aus dem ersten Filter und dem zweiten LPF.
Ferner kann der erste Filter ein LPF sein, der eine
Grenzfrequenz höher als die Grenzfrequenz des zweiten LPF aufweist
und ausreichend Komponenten beseitigen kann, welche die
Frequenz fp/n oder mehr aufweisen. Alternativ kann der erste
Filter ein Sperrschaltkreis sein, der aus Filtern besteht,
von denen jeder eine Sperrfrequenz von (fp/n) x k aufweist
(nebenbei bemerkt ist k eine Ganzzahl). Dadurch können
Oberwellen, deren Frequenzen ganzzahlige Vielfache der Frequenz
von fp/n sind, beseitigt werden. Dies beruht darauf, daß alle
der unnötigen Spektren den Oberwellen entsprechen, welche die
Kreisfrequenzen aufweisen, die ganzzahlige Vielfache von ωin
sind (entsprechend zu der Frequenz von fp/n), wie durch die
Gleichung (6) angezeigt ist. Folglich kann eine Taktgebung,
welche die Frequenz von fp = n . fin aufweist und darin kein
unnötiges Spektrum enthält, als ein Ausgang des R-C-VCO
erreicht werden.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN:
-
FIG. 1 ist ein Diagramm zur Veranschaulichung von Spektren
einer Taktgebung zu der Zeit, wenn ein Taktgebungsjitter
verursacht ist;
-
FIG. 2(a) ist ein Wellenformdiagramm zum Veranschaulichen der
Wellenform der Taktgebung, die nur das Spektrum der
Grundwelle von FIG. 1 aufweist, bezogen auf die Zeit;
-
FIG. 2(b) ist ein Wellenformdiagramm zum Veranschaulichen der
Wellenform der Taktgebung bezogen auf die Zeit, wenn die
Frequenzdemultiplikationswelle in die Grundwelle der Taktgebung
hinein gemischt ist, wie in FIG. 1 veranschaulicht ist;
-
FIG. 3(a) ist ein schematisches Blockdiagramm zum
Veranschaulichen des Verstärkers;
-
FIG. 3 (a) und 3 (b) sind Wellenformdiagramme, welche die
Wellenformen der Ausgänge des Verstärkers von FIG. 3(a) bezogen
auf die Zeit veranschaulichen;
-
FIG. 4 ist ein schematisches Blockdiagramm zum
Veranschaulichen der Konfiguration eines herkömmlichen
Frequenzmultipliziererschaltkreises;
-
FIG. 5(a) ist ein schematisches Blockdiagramm der gesamten
Konfiguration eines taktgebungsreproduzierenden
Schaltkreises, der die vorliegende Erfindung verkörpert;
-
FIG. 5(b) ist ein Blockdiagramm des ersten
taktgebungsreproduzierenden Abschnitts von FIG. 5(a); und
-
FIG. 5(c) ist ein Blockdiagramm des zweiten
taktgebungsreproduzierenden Abschnitts von FIG. 5 (a).
BESTE ART ZUM AUSFÜHREN DER ERFINDUNG:
-
FIG. 5 veranschaulicht einen taktgebungsreproduzierenden
Schaltkreis, der die vorliegende Erfindung verkörpert. FIG.
5(a) ist ein schematisches Blockdiagramm der gesamten
Konfiguration des taktgebungsreproduzierenden Schaltkreises. FIG.
5(b) und 5(b) veranschaulichen die innere Konfiguration des
ersten taktgebungsreproduzierenden Abschnitts bzw. des
zweiten taktgebungsreproduzierenden Abschnitts von FIG. 5(a).
-
In FIG. 5(a) kennzeichnet das Referenzbezugszeichen 1 einen
Signaleingangspol; und 10 eine taktgebungsreproduzierende
Einheit, die aus dem ersten taktgebungsreproduzierenden
Abschnitt 11 und dem zweiten taktgebungsreproduzierenden
Abschnitt 12 zusammengesetzt ist. Ferner bezeichnet das
Referenzbezugszeichen 13 einen PWM-D/A-Wandler; 14, 15 und 16
verkörpern eine Datenschiebetaktgebung, bzw. ein
Entscheidungssignal und ein Serielidatensignal, das serielle Daten
verkörpert, die zu dem PWM-D/A-Wandler 13 einzugeben sind.
Der erste taktgebungsreproduzierende Abschnitt 11 weist den
Aufbau auf, der in FIG. 5(b) veranschaulicht ist. In FIG.
5(b) kennzeichnet der Referenzbuchstabe ha einen Kristall,
der bei einer Frequenz von, zum Beispiel, 12 Megahertz (MHz)
schwingt; 11b einen VCO; 11c einen Frequenzdemultiplizierer;
und 11d einen Phasenkomparator, der an den Signaleingangspol
1 bei dessen Eingangspol angeschlossen ist. Ferner wird ein
Ausgang des VCO 11b zu dem zweiten
taktgebungsreproduzierenden Abschnitt 12 geliefert. Außerdem weist der zweite
taktgebungsreproduzierende Abschnitt 12 den Aufbau auf, der in FIG.
5(c) veranschaulicht ist. Bei dieser Figur kennzeichnet
Referenzbezugszeichen 21 einen Pol, zu dem ein Signalausgang von
dem ersten taktgebungsreproduzierenden Abschnitt 11; 22 einen
Phasenkomparator, zu dem der Signaleingang von dem Pol 21 und
ein Ausgangssignal des Frequenzdemultiplizierers 25
eingegeben werden; 23 einen ersten LPF, zu dem ein Ausgang des
Phasenkomparators
22 eingegeben wird; 24 einen zweiten LPF vom
Voreilungs-Verzögerungszeit-Typ, zu dem ein Ausgang des
ersten LPF eingegeben wird; 26 einen R-C-VCO, dessen
Schwingungsfrequenz gemäß einem Ausgang des zweiten LPF 24
gesteuert wird; und 27 einen Sperrschaltkreis, der anstelle des
ersten LPF 23 zur Verfügung steht.
-
Als nächstes wird ein Arbeitsgang der oben beschriebenen
Ausführungsform nachstehend beschrieben. Bei der Vorrichtung von
FIG. 5(a) wird ein Eingangssignal mit der Frequenz von, zum
Beispiel, 2 MHz zu dem ersten taktgebungsreproduzierenden
Abschnitt 11 eingegeben. Dann führt der erste
taktgebungsreproduzierende Abschnitt 11 durch Verwenden eines Kristalls eine
Taktgebungsreproduktion bei einer Frequenz durch, die (1/n)
der Frequenz fp der Grundtaktgebung ist, die zu dem PWM-D/A-
Wandler 13 einzugeben ist (nebenbei bemerkt ist n eine
Ganzzahl). Dementsprechend wird ein Ausgangssignal des ersten
taktgebungsreproduzierenden Abschnitts 11, das die Frequenz
von fp/n aufweist, zu dem zweiten taktgebungsreproduzierenden
Abschnitt 12 eingegeben. Nachfolgend führt der zweite
taktgebungsreproduzierende Abschnitt 12 eine
Taktgebungsreproduktion bei der Frequenz von fp durch Verwenden eines
R-C-Oszillators durch. Nach Vollendung einer solchen
Taktgebungsreproduktion wird ein Ausgangssignal des zweiten
taktgebungsreproduzierenden Abschnitts 12, das die Frequenz von fp aufweist,
zu dem PWM-D/A-Wandler 13 eingegeben. Nebenbei bemerkt werden
ein Seneildatensignal 16, eine Datenschiebetaktgebung 14 und
ein Entscheidungssignal 15 auch zu dem PWM-D/A-Wandler 13
eingegeben. Das Entscheidungssignal 11, das anzeigt, welchem
des ersten und zweiten Kanals zu wandelnde Daten entsprechen,
wird benutzt, wenn der PWM-D/A-Wandler 16 Daten von zwei
Kanälen wandelt (nämlich des ersten und zweiten Kanals).
-
Bei dem Abschnitt von FIG. 5(c) wird ein Eingangssignal mit
der Frequenz fp/n zu einem der Pole des Phasenkomparators 22
eingegeben. Zu dessen anderem Pol wird ein Ausgangssignal des
R-C-VCO's 26 dazu durch den Frequenzdemultiplizierer 25
eingegeben. Dementsprechend wird ein Phasenvergleich der Signale
darin bewirkt, die zu dem Komparator 22 eingegeben sind. Dann
wird ein Ausgang des Phasenkomparators 22 zu dem ersten LPF
23 oder dem Sperrschaltkreis 27 eingegeben. Nebenbei bemerkt
sind die Filterungseigenschaften des ersten LPF in einer
solchen Weise ausgewählt, daß dessen Grenzfrequenz höher als die
des zweiten (Voreilungs-Verzögerungszeit-Typ) LPF 24 ist, der
die passenden Schleifenfiltereigenschaften aufweist, des PLL
und außerdem Frequenzkomponenten mit Frequenzen gleich oder
höher als fp/n ausreichend gedämpft werden können.
-
Ferner weist der Sperrschaltkreis 27 Sperreigenschaften auf,
durch die Frequenzkomponenten mit Frequenzen von fp/n x k
(nebenbei bemerkt ist k eine Ganzzahl), nämlich, fp/n&sub1; 2fp/n,
3fp/n ... kfp/n... gedämpft werden. Dadurch können
Oberwellenkomponenten, die durch Gleichung (6) ausgedrückt sind,
durch einen solchen Filter beseitigt werden. Folglich wird
ein Signal, dessen Oberwellenkomponenten dementsprechend
beseitigt sind, das Information über die Ergebnisse des
Phasenvergleichs verkörpert, zu dem zweiten
(Voreilungs-Verzögerungszeit-Typ) LPF 24 eingegeben. Dementsprechend erhält
dieser LPF dessen passende Eigenschaften und steuert den R-C-VCO
26.
INDUSTRIELLE ANWENDBARKEIT:
-
Wie aus der vorhergehenden Beschreibung der Ausführungsform
ersichtlich ist, kann die Vorrichtung der vorliegenden
Erfindung eine Taktgebung mit Hochspektren-"Reinheit" liefern,
deren Frequenz bis zu dem Maß hoch ist, das der
Grundschwingungsmodus eines Kristalls nicht zur Verfügung stellen kann.
Ferner ist die Taktgebung, die durch die Vorrichtung der
vorliegenden Erfindung geliefert wird, höchst geeignet, um durch
den PWM-D/A-Wandler benutzt zu werden. Dementsprechend kann
das S/N des PWM-D/A-Wandlers gesteigert werden. Ferner kann
die Vorrichtung der vorliegenden Erfindung eine Taktgebung
schaffen, deren Frequenz höher als die Schwingungsfrequenz
des Kristall-VCO's ist, durch Durchführen einer
Taktgebungsreproduktion einmal in dem Kristall-VCO und dann Bewirken
einer Frequenzmultiplikation eines Ausgangssignals des
Kristall-VCO's durch Verwenden des R-C-VCO's. Zusätzlich werden,
um eine hohe Taktgebungsfrequenz zu erreichen, ein
herkömmlicher Obertonkristalloszillator, der einen Kristall verwendet,
ein herkömmlicher Frequenzverdopplerschaltkreis, der eine
Induktivität oder übertrager anwendet, und dergleichen benutzt.
Induktive Komponenten oder übertrager sind für diese
herkömmlichen Vorrichtungen jedoch unabdingbar und werden zu der
Zeit von deren IC-Herstellung dafür extern zur Verfügung
gestellt. Dies ist ungünstig für eine Verringerung der
Produktionskosten von und ein Hohe-Dichte-Packen dieser
herkömmlichen Vorrichtungen. Im Gegensatz dazu wird, im Falle der
Vorrichtung der vorliegenden Erfindung, ein Kristalloszillator
dafür extern zur Verfügung gestellt, während der R-C-VCO in
dessen IC eingeschlossen werden kann. Die Vorrichtung der
vorliegenden Erfindung benötigt nämlich nicht die induktiven
Komponenten oder Teile, wie für die herkömmlichen
Vorrichtungen vqrgesehen ist. Folglich weist die vorliegende Erfindung
den Effekt des Erreichens einer erheblichen Verringerung bei
den Produktionskosten einer taktgebungsreproduzierenden
Vorrichtung auf.