DE68919704T2

DE68919704T2 - Strom-Spannungswandler.

Info

Publication number: DE68919704T2
Application number: DE68919704T
Authority: DE
Inventors: Michael Fleischer-Reumann; Siegfried Gross
Original assignee: Hewlett Packard GmbH Germany
Current assignee: Hewlett Packard GmbH Germany
Priority date: 1989-12-18
Filing date: 1989-12-18
Publication date: 1995-06-01
Anticipated expiration: 2009-12-19
Also published as: US5123732A; DE68919704D1; EP0433468A1; JPH03261209A; EP0433468B1

Description

Die Erfindung betrifft einen Strom-Spannungswandler, der ausgestattet ist mit:
einem Eingangsanschluß, Verstärkermitteln, die einen invertierenden Verstärker enthalten, der einen invertierenden Eingangsanschluß und einen Ausgangsanschluß besitzt, wobei der Ausgangsanschluß mit dem Eingangsanschluß des Strom-Spannungswandlers über einen Widerstand verbunden ist, wobei ein Ende eines Spannungsbegrenzungsmittels mit dem Eingangsanschluß des Strom-Spannungswandlers verbunden ist und wobei der invertierende Verstärker einen Verstärkungsfaktor derart besitzt, daß die maximale Ausgangsspannung einer bestimmten Polarität des invertierenden Verstärkers das Produkt der Verstärkung zwischen dem Eingangsanschluß des Strom-Spannungswandlers und dem Ausgangsanschluß des invertierenden Verstärkers und der entsprechenden maximalen Spannung am Begrenzungsmittel ist.
In optischen Zeitbereich-Reflektometern (OTDRs), die beispielsweise zum Testen von Glasfasern benutzt werden, wird ein optischer Empfänger benutzt, der eine Avalanche-Photodiode oder eine PIN-Diode als Empfängerelement für ein optisches Signal und einen Transimpedanzverstärker aufweist, der den von der Empfängerdiode gelieferten Photostrom in eine Spannung umwandelt. Das Prinzip einer solchen Schaltung ist im Hewlett-Packard Journal, Dezember 1988, auf Seiten den 26 bis 28 beschrieben.
Ein wesentliches Problem solcher Schaltungen ist ihr Verhalten bei Überlastung durch einen sehr großen optischen Impuls. Im Falle eines Umwandlungsfaktors zwischen der optischen Eingangsleistung und der Ausgangsspannung von 1000 V/mW, wie es bei Transimpedanzverstärkern in der Meßtechnik üblich ist, und unter der weiteren Voraussetzung, daß die Versorgungsspannung 12 beträgt, wird Sättigung bei einer optischen Leistung von weniger als 12 uW erreicht. (Ein Transimpedanzverstärker weist eine negative Rückkopplung auf.)
Nach einer Überlastung weisen solche Verstärker (für die Verwendung in optischen Empfängern) sehr lange Relaxationszeiten (bis zu 10 us) auf, bis der Arbeitspunkt erneut exakt eingestellt ist. Dieses Verhalten ist insbesondere dann unvorteilhaft, wenn eine optische Rückstreuung gemessen wird, da sehr niedrige Signalpegel (etwa 1 nW) zu messen sind und es gleichzeitig möglich ist, daß sehr große optische Impulse (bis zu 1 mW) auftreten, die durch Reflexionen an Steckern entstehen. Es ist erstrebenswert, die Übergangszeit in optischen Zeitbereich-Reflektometern auf einem so niedrigen Wert wie etwa eine Abweichung von 0,01 vom Arbeitspunkt zu halten, wenn ein hoher Reflektionsimpuls auftritt, der nicht größer als 30 ns ist. Dies ist mit bekannten Transimpedanzverstärkern nicht möglich.
Aus DE-A-3 543 677 ist ein Strom-Spannungswandler der oben genannten Art bekannt. Diese Druckschrift offenbart einen optischen Empfänger, der eine Photodiode und einen Transimpedanzverstärker enthält, der eine zusätzliche Schaltung aufweist, die eine nichtlineare Zweipolschaltung enthält, zum Beispiel eine Diode geringer Kapazität, die den Gleichstrom der Photodiode durch eine Zweipolschaltung während einer Zunahme leitet, wenn der Gleichstrom zunimmt, und so ihren differentiellen Widerstand derart reduziert, daß die Ausgangswechselspannung des optischen Empfängers bei hohen Pegeln des optischen Eingangssignals nur unwesentlich mit zunehmendem Photowechselstrom zunimmt.
Die vorliegende Erfindung zeigt eine Möglichkeit auf, einen Transimpedanzverstärker oder allgemeiner einen Strom-Spannungswandler mit einem besseren Verhalten bei Überlastung zu schaffen, ohne die Bandbreite und andere wesentliche Parameter des Verstärkers zu ändern.
Deshalb ist es ein Ziel der Erfindung, den Einfluß der Überlastung auf Strom- Spannungswandler zu reduzieren.
Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Verstärker in den Übertragungsweg vom Eingangsanschluß des Strom-Spannungswandlers zum invertierenden Eingangsanschluß des invertierenden Verstärkers eingefügt wird, ein dritter Verstärker vorgesehen ist, dessen Eingangsanschluß mit dem Ausgangsanschluß des zweiten Verstärkers verbunden ist, und der Ausgangsanschluß des dritten Verstärkers mit dem anderen Ende der Begrenzungsmittel so verbunden ist, daß das Produkt der Verstärkungsfaktoren des zweiten und dritten Verstärkers ungefähr +1, jedoch nicht größer als +1 ist, und daß die Ausgangsspannungsspitze des dritten Verstärkers begrenzt ist, ohne daß der dritte Verstärker in Sättigung tritt.
Wenn der zweite Verstärker einen Verstärkungsfaktor von etwa +1 besitzt, wie es in einer Ausführungsform der Erfindung der Fall ist, beeinflußt der zweite Verstärker nicht die Funktion des invertierenden Verstärkers. Ist der Verstärkungsfaktor verschieden von +1, so ist es notwendig, den Verstärkungsfaktor des invertierenden Verstärkers zu ändern, um die gleiche Gesamtverstärkung wie oben erörtert zu erhalten.
Die Begrenzungsmittel können auf einfache Weise durch mindestens eine Diode realisiert werden, die eine Schwellenspannung besitzt, vorzugsweise eine Schottky-Diode mit einer Sperrschichtspannung oder einer Schwellenspannung von etwa 0,4 V in Durchgangsrichtung.
Für kleine Eingangssignale (Eingangsströme) ist die Wirkung einer parasitären Kapazität der Begrenzungsmittel (im allgemeinen die parasitäre Kapazität der erwähnten Schottky-Diode), die an den Eingangsanschluß des Strom- Spannungswandlers angeschlossen sind, infolge der durch den zweiten und dritten Verstärker gelieferten positiven Rückkopplung vollständig oder fast vollständig kompensiert, da die Ausgangsspannung des dritten Verstärkers fast den gleichen Wert und Phase wie die Eingangsspannung des Strom- Spannungswandlers besitzt und deshalb fast oder absolut keinen Strom durch die Kapazität fließt. Daher ist eine große Bandbreite für kleine Eingangssignale vorhanden.
Nachdem der Eingangsstrom auf einen solchen Wert angestiegen ist, daß die Ausgangsspannung des dritten Verstärkers begrenzt wird und deshalb nicht mehr der Eingangsspannung des Strom-Spannungswandlers folgt, tritt bei einem weiteren Anstieg des Eingangsstroms am Begrenzungsmittel eine Spannung auf. Wenn diese Spannung die Sperrschichtspannung oder die Schwellenspannung des Begrenzungsmittels erreicht, wird die Eingangsspannung des Strom-Spannungswandlers begrenzt, ohne daß einer der Verstärker in Sättigung tritt.
Die erwähnte Begrenzung des dritten Verstärkers kann auf einfache Weise durch ein weiteres Begrenzungsmittel (vorzugsweise mindestens eine Diode) realisiert werden, das zwischen ein festes Potential, im allgemeinen das Massepotential, und an das Ende des Begrenzungs-mittels angeschlossen ist, das nicht mit dem Eingangsanschluß des Strom-Spannungswandlers verbunden ist.
Weitere Ausführungsformen der Erfindung liefern einfache Schaltungen zur Ausführung der Erfindung.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der nun folgenden Beschreibung der Ausführungsformen der Erfindung, die auf die Zeichnungen Bezug nimmt, welche die wichtigsten Details der Erfindung zeigen, und aus den Ansprüchen sichtbar werden. Die einzelnen Merkmale können einzeln oder in jeder gewünschten Kombination in einer Ausführungsform der Erfindung realisiert werden.
Fig. 1 zeigt das Schaltbild eines ersten Beispiels eines Transimpedanzverstärkers gemäß der Erfindung,
Fig. 2 zeigt die idealisierte Kennlinie einer bekannten Verstärkerschaltung,
Fig. 3 zeigt ein zweites Beispiel eines Transimpedanzverstärkers gemäß der Erfindung,
Fig. 4 zeigt ein drittes Beispiel eines Transimpedanzverstärkers gemäß der Erfindung,
Fig. 5 zeigt das Verhalten der Schaltung aus Fig. 4,
Fig. 6 zeigt eine gemäß dem Prinzip aus Fig. 5 realisierte Schaltung und
Fig. 7 zeigt eine Gleichstrom-Schaltung, die in der Schaltung aus Fig. 6 verwendbar ist.
Obwohl die Erfindung unter spezieller Bezugnahme auf Transimpedanzverstärker für OTDRs erörtert worden ist, ist es für den Fachmann ersichtlich, daß die Erfindung auch für andere Arten von Strom-Spannungswandlern geeignet ist. Die Erfindung ist sowohl für Eingangssignale hoher Frequenz als auch für Niederfrequenz-Eingangssignale und für Gleichstrom-Eingangssignalegeeignet.
In den Figuren ist das Kappen oder die Begrenzung der Eingangsspannung Uo nur für eine Polarität gezeigt. Es ist möglich, das Kappen für zwei Polaritäten vorzusehen, indem Begrenzungsmittel, die auch die andere Polarität kappen, eingesetzt werden. Dies kann auf einfache Weise durch die Verwendung von Schottky-Dioden realisiert werden, da Schottky-Dioden in Durchgangsrichtung verwendet werden und in Rückwärtsrichtung sperren (im Gegensatz zu beispielsweise Zener-Dioden, die in Rückwärtsrichtung verwendet werden). Auch die unten erwähnten Verstärker U1, U2 und U3 müssen für Eingangssignale beider Polaritäten funktionieren.
Der Transimpedanzverstärker aus Fig. 1 unterscheidet sich von den bekannten Transimpedanzverstärkern lediglich dadurch, daß er ein Begrenzungsmittel enthält, das durch eine Diode D2 gebildet wird, die eine durch den Kondensator Cb dargestellte parasitäre Kapazität aufweist, und daß der absolute Wert des Verstärkungsfaktors des erfindungsgemäßen Verstärkers viel kleiner als der des bekannten Verstärkers ist. Im folgenden wird der bekannte Verstärker erörtert. Bei dem bekannten Transimpedanzverstärker hat der invertierende Verstärker U1 einen großen Spannungsverstärkungsfaktor von -v. Der invertierende Verstärker U1 wird von Versorgungsspannungen +Uv und -Uv versorgt. Zwischen seinem Ausgangsanschluß C und dem Eingangsanschluß A des Transimpedanzverstärkers oder Strom-Spannungswandlers ist ein Widerstand RF eingefügt, der eine negative Rückkopplung bewirkt. Ein Strom ii, der in die Ausgangsspannung -UD umzuwandeln ist, wird durch die Photodiode Dph geliefert, deren Kathode an den Anschluß A und deren Anode an die negative Versorgungsspannung LUD angeschlossen ist. Die Eingangskapazität des invertierenden Verstärkers wird durch einen Kondensator Ci symbolisiert, und die Kapazität der Photodiode wird durch eine Kondensator Cd versinnbildlicht, deren Summe den Wert Cg annimmt. Es ist bekannt, daß die Übertragungsfunktion der Schaltung aus Fig. 1 die folgende ist:
wo
und s die komplexe Kreisfrequenz ist.
Die Photodiode Dph verhält sich so ähnlich wie eine Stromquelle, deren Strom vom empfangenen Licht abhängig ist.
Wenn der invertierende Verstärker durch einen großen Stromimpuls von der Photodiode Dph in Sättigung versetzt wird, wird die Kapazität Cg entladen; die Zeitkonstante beträgt:
τ' = RFCg
Erst nach dem Entladen der Kapazität Cg kann der Verstärker linear arbeiten. Desweiteren haben alle gegenwärtig erhältlichen invertierende Verstärker eine sehr große Übergangszeit, wenn sie in Sättigung übergehen, infolge des resultierenden thermischen Ungleichgewichts, wenn sehr kleine Abweichungen vom Arbeitspunkt erforderlich sind. Diese Tatsachen machen es notwendig, den Eintritt in die Sättigung des Verstärkers in jedem Fall zu vermeiden.
Beim erfindungsgemäßen Transimpedanzverstärker, der in Fig. 1 gezeigt ist, wird dies durch die Diode D2 und dadurch erreicht, daß der absolute Wert der Verstärkung so gewählt worden ist, daß die folgende Beziehung gilt.
Uo max ist die maximale Ausgangsspannung, bei welcher der invertierende Verstärker noch nicht in Sättigung ist. Diese Ausgangsspannung ist von den Versorgungsspannungen +Uv und -Uv abhängig, und deren absoluter Wert ist notwendigerweise kleiner als die genannten Versorgungsspannungen. Uc ist der Schwellenspannung oder die Sperrschichtspannung der Diode D2.
In der Schaltung aus Fig. 1 wird die Eingangsspannung Ui wegen der relativ niedrigen Verstärkung des invertierenden Verstärkers U1 nicht nahe bei Null gehalten, wie es bei bekannten Verstärkern der Fall ist, sie kann jedoch die Sperrschichtspannung oder die Schwellenspannung der Diode D2 erreichen, die 0,4 V betragen kann, und deshalb kann diese Diode als Begrenzungsmittel für den Strom-Spannungswandler arbeiten. Die Schaltung aus Fig. 1 funktioniert gut bei niedrigen Frequenzen, da bei niedrigen Frequenzen der Kondensator Cb nicht wesentlich zu einer Reduzierung der Bandbreite des Strom-Spannungswandlers beiträgt.
In der in Fig. 3 gezeigten Ausführungsform ist das untere Ende der Diode D2 nicht wie in Fig. 1 an Masse geschlossen. Zwischen dem Verbindungspunkt der Photodiode Dph und der Diode D2, der auch den Anschluß A in dieser Ausführungsform bildet, und dem invertierenden Eingangsanschluß des invertierenden Verstärkers U1 ist ein zweiter Verstärker U2 angeschlossen, der einen positiven Verstärkungsfaktor V2+ aufweist. Der Ausgangsanschluß des zweiten Verstärkers U2 ist mit dem Eingangsanschluß eines dritten Verstärkers U3 verbunden, der einen positiven Verstärkungsfaktor V3+ aufweist. Der Ausgangsanschluß des dritten Verstärkers ist mit dem unteren Ende der Diode D2 verbunden.
Die Verstärkungsfaktoren des zweiten und des dritten Verstärkers U2 und U3 sind so gewählt, daß deren Produkt zumindest ungefähr +1 beträgt, jedoch nicht größer als +1 ist, um Instabilitäten zu vermeiden. Die Verstärkung jedes Verstärkers, U2 und U3, ist +1. Demzufolge tritt die Spannung am Anschluß A auch mit dem gleichen Wert und der gleichen Phase am Knoten D auf, welcher der Ausgangsanschluß des dritten Verstärkers U3 ist. Deshalb ist an der Diode D2 und ihrem zugehörigen Kondensator Cb keine Spannung vorhanden, und kein Strom kann durch den Kondensator fließen. Dies ist solange der Fall, als die Spannung Ua an Knoten D genau der Spannung Ui am Anschluß A folgt. Der dritte Verstärker U3 ist mit einer Begrenzung für seine Ausgangsspannung versehen, ohne daß der Verstärker U3 in Sättigung tritt.
Gemäß dem in Fig. 4 gezeigten Beispiel wird diese Begrenzung durch eine Diode D3 realisiert, die zwischen dem Ausgangsanschluß des dritten Verstärkers U3 und Masse angeschlossen ist. Auch Diode D3 besitzt eine parasitäre Kapazität, die dem Kondensator Ca entspricht. Deshalb ist der Ausgangsanschluß des dritten Verstärkers U3 in Fig. 4 auch an den Verbindungspunkt der Kondensatoren Cb und Ca angeschlossen.
Solange die Spannung Ui am Eingangsanschluß A des Strom- Spannungswandlers und somit die Spannung Ua am Knoten D kleiner als die Schwellenspannung ist, die der dritte Verstärker U3 (Fig. 3) oder die Diode D3 (Fig. 4) liefert, kann die Spannung Ua entsprechend der Spannung Ui variieren.
Demzufolge ist für kleine Eingangssignale (kleine Ströme ii) und daraus resultierende kleine Spannungen Ui die Bandbreite relativ groß, da die Kapazität Cb der Diode D2 keinerlei Wirkung auf die Bandbreite hat.
Im folgenden wird die Schaltung der Fig. 4 beschrieben. Wenn der Strom ii größer wird und die Spannung Ui am Anschluß A deshalb negativer wird, wird die Spannung Ua ungefähr konstant gehalten, da die Diode D3 so ausgewählt worden ist, daß der Spannungsabfall an ihr ungefähr konstant ist, wenn durch die Diode D3 ein Strom fließt. Ist das genannte Signal ii am Anschluß A größer, so liegt an der Diode D2 und an ihrer zugehörigen Kapazität Cb eine von Null verschiedene Spannung an. Deshalb reduziert die Kapazität Cb die Bandbreite des Strom-Spannungswandlers.
Wenn der Strom ii und entsprechend die Spannung Ui größer wird, wird schließlich die Schwellenspannung der Diode D2 erreicht, mit dem Ergebnis, daß eine weitere Zunahme des Stroms ii eine weitere Zunahme der Spannung Ui nicht bewirkt und daß deshalb die Spannung Uo nicht ansteigt. ln diesem Augenblick besitzt der gesamte Strom-Spannungswandler einen dynamischen Verstärkungsfaktor von Null. Allerdings ist keiner der Verstärker U1, U2, U3 in Sättigung. Sobald der Strom ii so klein wird, daß die Schwellenspannung der Diode nicht mehr erreicht wird, arbeitet der Strom-Spannungswandler augenblicklich wieder korrekt.
Die oben beschriebene Funktion der Schaltung gemäß Fig. 4 macht es notwendig, die Verstärkung des invertierenden Verstärkers U1 und die Abhängigkeit der Spannung Ui von dem Strom ii so einzustellen, daß die zwei Dioden D2, D3 vollständig leitend sind, bevor der invertierende Verstärker U1 in Sättigung tritt. Unter der Voraussetzung, daß die Dioden D2, D3 identisch sind, kann dies durch die folgende Beziehung ausgedrückt werden:
Fig. 5 a) bis c), zeigt die Abhängigkeit der Spannung Ua von ii, der Spannung Ui von i und der Spannung Uo von ii. Es sind drei verschiedene Zonen zu sehen:
Zone 1: Eine lineare Funktion bei großer Bandbreite
Zone 2: Eine Übergangszone zur Begrenzung hin (mit reduzierter Bandbreite)
Zone 3: Begrenzungszone (die Verstärker U2, U2 und U3 arbeiten im linearen Bereich).
Fig. 6 zeigt eine realisierte Schaltung. Der invertierende Verstärker U1 ist in der Ausführungsform durch eine integrierte Schaltung CLC 400 realisiert. Der nichtinvertierende Eingang des invertierenden Verstärkers U1 ist an Masse geschlossen. Der Verstärker U2 aus Fig. 4 ist durch einen Feldeffekttransistor (FET) Q1 gebildet, dessen Gate-Anschluß an den Knoten A angeschlossen ist, dessen Source-Anschluß an einen Knoten B und dessen Drain-Anschluß über einen Widerstand R3 an eine positive Versorgungsspannung angeschlossen ist. Der Knoten B ist über einen Widerstand R4 mit dem invertierenden Eingang des invertierenden Verstärkers U1 verbunden.
Der Transistor U1 der Ausführungsform ist ein GaAs-Feldeffekttransistor für Kleinsignale mit geringen Kapazitäten zwischen dem Gate- und Drain-Anschluß einerseits und dem Gate- und Source-Anschluß andererseits (Cgs = 0,2 pF, Cgd = 0,08 pF). Gleichzeitig hat dieser Transistor eine sehr große Eingangsimpedanz an seinem Gate-Anschluß, was wesentlich ist, wenn sehr kleine Stromsignale ii zu verarbeiten sind.
Der invertierende Eingang des invertierenden Verstärkers U1 ist über einen Widerstand R5 mit dem Ausgang des invertierenden Verstärkers verbunden und über einen einstellbaren Widerstand R6 an eine positive Versorgungsspannung angeschlossen. Dies macht es möglich, die Gleichstrom-Offsetspannung zwischen Gate- und Source-Anschluß von Q1 so zu kompensieren, daß für eine Eingangsspannung Ui von 0 V die Ausgangsspannung Uo 0 V beträgt.
Der Verstärker U3 aus Fig. 3 wird in Fig. 6 durch einen Emitterfolger gebildet, der einen npn-Transistor Q2 enthält, dessen Emitter über einen Widerstand R7 an eine negative Spannungsquelle und dessen Kollektor an eine positive Spannungsquelle angeschlossen ist. Der Emitter ist mit dem Knoten D zwischen den zwei Dioden D2 und D3 verbunden. Diese Schaltung ist sehr einfach und liefert automatisch eine Strombegrenzung, die notwendig ist, um die Zerstörung der Diode D3 und/oder des dritten Verstärkers U3 zu vermeiden. Wenn das Basispotential von Q2 infolge des Auftretens eines optischen Signals an der Photodiode Dph erniedrigt wird, dann folgt die Emitterspannung dem Basispotential, solange die Diode D3 nicht leitend ist. Wenn das Emitterpotential so niedrig ist, daß an der Diode D3 die Schwellenspannung Uc anliegt, wird diese Diode leitend und verhindert ein weiteres Absinken des Emitterpotentials von Q2. Wenn infolge eines größeren Stroms ii durch die Photodiode Dph das Basispotential von Q2 mehr in Richtung zu negativen Werten gesteuert wird, dann wird die Basis-Emitter-Spannung von Q2 reduziert und somit der Strom durch Transistor Q2 ebenfalls reduziert. In diesem Fall erhöht sich der Strom durch die Diode D3, wird allerdings durch Widerstand R7 begrenzt. Der weitere Vorteil dieser Schaltung liegt darin, daß der Transistor Q2 nie vollständig ausgeschaltet wird, da die Emitterspannung von Q2 nie ein niedrigeres Potential als -Uc erreicht und da die Spannung Ui nie negativer als -2xUc wird.
Wenn, wie bevorzugt, die Dioden D2, D3 Schottky-Dioden mit Uc = 0,4 V sind, dann beträgt die minimale Spannung Ube von 02 0,4 V. Folglich ist der Transistor Q2 nicht vollständig gesperrt. Würde Q2 vollständig ausgeschaltet sein, so würde dies einen negativen Einfluß auf das dynamische Verhalten der Schaltung ausüben.
Die Gleichstrom-Offsetspannung Ugso zwischen dem Gate- und dem Source- Anschluß FET Q1 wird mittels einer einstellbaren konstanten stromliefernden Schaltung (sogenannte Stromquelle) Iq so eingestellt, daß die folgende Beziehung gilt:
Ugso = UBEO
Mit dieser Einstellung ist Ua 0 V, und der Spannungsabfall an der Diode D2 ist ebenfalls 0 V.
Die Wirkung der parasitären Kapazitäten der Photodiode Dph werden durch einen Kondensator C1 eliminiert, der zwischen der Anode der Photodiode und dem Knoten B angeschlossen ist. Folglich hat die in Fig. 6 gezeigte Schaltung gute Begrenzungseigenschaften und eine Bandbreite für kleine Signale von 100 MHz.
Die Stromquelle 10 kann in einigen Fällen durch einen Widerstand gebildet werden. Allerdings kann die in Fig. 7 gezeigte Schaltung in allen Fällen verwendet werden. Ein npn-Transistor Q3 und ein Operationsverstärker U4 sind in der in Fig. 7 gezeigten Weise verbunden. E ist der Ausgangsanschluß der Konstantstromquelle oder -einrichtung und ist mit Knoten B in Fig. 6 zu verbinden. Eine Spule am Kollektor von Q3 liefert eine Induktivität L1, die Schwingungen verhindert. R8 ist ein Potentiometer für das Einstellen des Ausgangsstroms. Im Beispiel ist Q3 ein Transistor des Typs 2N3904 und U4 ein Operationsverstärker des Typs OP07.
In Fig. 6 sind die Werte der verschiedenen Widerstände, der Kondensatoren und so weiter angegeben. Der Wert von beispielsweise "237" für R5 bedeutet 237 Ohm. Ein Wert von beispielsweise 5,11 K bedeutet 5,11 Kiloohm. Die Versorgungsspannungen der Schaltung aus Fig. 6 betragen, wie in der Zeichnung angegeben, +5 V, -5 V, +12 V und 112 V. Die Photodiode Dph im Beispiel hat ein metallisches Gehäuse, das mit dem Knoten B verbunden ist, um den Einfluß parasitärer Kapazitäten zu reduzieren.
Im Beispiel aus Fig. 6 ist Transistor Q1 ein Transistor des Typs MGF 1302, Transistor Q2 ein Transistor des Typs BFR 96, die Dioden D2, D3 sind Schottky-Dioden des Typs HP 2811, und die Photodiode Dph besitzt eine Ansprechempfindlichkeit von 15 A/W bei etwa 1300 nm und weist eine Spannung LUD von etwa 80 V auf, die daher viel geringer als die Spannung Ui ist. Die Verstärkung des Verstärkers U1 wird durch die Widerstände R5 und R4 bestimmt und ist etwa 2,34. Die Verstärkungsfaktoren der anderen Verstärker betragen jeweils +1. Die maximale Eingangsspannung am Knoten A ist -0,8 V, die maximale Ausgangsspannung an Knoten C beträgt 1,872 V.
Die Schottky-Dioden sind in Durchgangsrichtung angeschlossen, um deren Schwellenspannung von 0,4 V in Durchgangsrichtung zu benutzen. Schottky- Dioden sind sehr schnell und besitzen parasitäre Kapazitäten. In anderen Fällen könnte es ratsam sein, zum Beispiel Z-Dioden (im allgemeinen Zener-Dioden) zu benutzen und diese in Rückwärtsrichtung, wie bei diesen Dioden üblich, anzuschließen.
Die Bezugszeichen in den Ansprüchen sind nicht als Einschränkung gedacht, sondern sollen das Verständnis erleichtern.

Claims

1. Strom-Spannungswandler mit einem Eingangsanschluß (A), Verstärkermitteln, die einen invertierenden Verstärker (U1) enthalten, der einem invertierenden Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß besitzt, wobei der Ausgangsanschluß mit dem Eingangsanschluß (A) des Strom-Spannungswandlers über einen Widerstand (RF) verbunden ist,

wobei ein Ende eines Spannungsbegrenzungsmittels mit dem Eingangsanschluß (A) des Strom-Spannungswandlers verbunden ist und wobei der invertierende Verstärkers (U1) einen Verstärkungsfaktor derart besitzt, daß die maximale Ausgangsspannung (Uo) einer bestimmten Polarität des invertierenden Verstärkers (U1) das Produkt der Spannungsverstärkung zwischen dem Eingangsanschluß (A) des Strom-Spannungswandlers und dem Ausgangsanschluß (C) des invertierenden Verstärkers (U1) und der entsprechenden maximalen Spannung am Begrenzungsmittel ist,

dadurch gekennzeichnet, daß

ein zweiter Verstärker (U2) in den Übertragungsweg vom Eingangsanschluß (A) des Strom-Spannungswandlers zum invertierenden Eingangsanschluß des invertierenden Verstärkers (U1) eingefügt ist,

ein dritter Verstärker (U3) vorgesehen ist, dessen Eingangsanschluß mit dem Ausgangsanschluß des zweiten Verstärkers (U2) verbunden ist, und der Ausgangsanschluß des dritten Verstärkers (U3) mit dem anderen Ende des Begrenzungsmittels so verbunden ist, daß das Produkt der Verstärkungsfaktoren des zweiten und dritten Verstärkers ungefähr +1, jedoch nicht größer als +1 ist, und daß die Ausgangsspannungsspitze des dritten Verstärkers (U3) begrenzt ist, ohne daß der dritte Verstärker in Sättigung tritt.

2. Strom-Spannungswandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungsfaktoren des zweiten Verstärkers (U2) und des dritten Verstärkers (U3) ungefähr +1 betragen.

3. Strom-Spannungswandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Begrenzung der Ausgangsspannungsspitze des dritten Verstärkers (U3) durch ein weiteres Begrenzungsmittel gebildet wird, das zwischen den Ausgangsanschluß des dritten Verstärkers und ein festes Potential angeschlossen ist.

4. Strom-Spannungswandler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Verstärker (U3) einen Transistor (Q2) enthält, dessen Basis mit dem Ausgang des zweiten Verstärkers (U2) verbunden ist, dessen Emitter an den Verbindungspunkt (D) des Begrenzungsmittels und des weiteren Begrenzungsmittels angeschlossen ist und der über einen Widerstand (R7) an einen von Masse verschiedenen Spannungspegel angeschlossen ist.

5. Strom-Spannungswandler nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Verstärker einen Feldeffekttransistor enthält, dessen Gate-Anschluß mit dem Eingangsanschluß (A) des Strom-Spannungswandlers verbunden ist und dessen Source-Anschluß der Ausgangsanschluß des zweiten Verstärkers ist.

6. Strom-Spannungswandler nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangsanschluß des zweiten Verstärkers mit einer Konstantstrom-Einrichtung (IQ) verbunden ist.

7. Strom-Spannungswandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sein Eingangsanschluß (A) an ein photoelektrisches Empfängerelement, vorzugsweise an eine Photodiode (Dph) angeschlossen ist.