DE3010435C2

DE3010435C2 -

Info

Publication number: DE3010435C2
Application number: DE3010435A
Authority: DE
Inventors: Rolf Dr.-Ing. 7742 St. Georgen De Mueller
Original assignee: Papst Motoren GmbH and Co KG
Current assignee: Papst Licensing GmbH and Co KG
Priority date: 1980-03-19
Filing date: 1980-03-19
Publication date: 1992-08-06
Also published as: DE3010435A1; GB2075288A; FR2478896A1; SG56287G; GB2075288B; HK31688A; FR2478896B1; US4374347A

Description

Die Erfindung betrifft einen zweipulsig betriebenen, zweisträngigen kollektorlosen Gleichstrommotor nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Kollektorlose Gleichstrommotoren werden gewöhnlich aus einem zweipoligen Gleichstromnetz gespeist, z. B. aus der Batterie eines Fahrzeugs (12 oder 24 V), der Batterie eines Telefonamts (48 oder 60 V) oder aus dem Niederspannungsteil eines Schaltschrankes. Man hat also gewöhnlich nur ein zweipoliges Gleichstromnetz zur Verfügung. Dies beschränkt die Auswahl der verfügbaren Schaltungen, vgl. hierzu den Aufsatz von Dr. Rolf Müller, "Zweipulsige kollektorlose Gleichstrommotoren" in der Zeitschrift "asr-digest für angewandte Antriebstechnik", 1977, Seiten 27-31, und dort die Bilder 1-6. Steht nämlich ein dreipoliges Gleichstromnetz zur Verfügung, also z. B. +12 V, Masse und -12 V, so kann man sehr einfache Schaltungen angeben, wie sie die Bilder 2 und 5 dieser Literaturstelle oder die GB-PS 14 34 192 zeigen, und man hat praktisch keine Probleme mit den beim Abschalten in den Wicklungen auftretenden induzierten Spannungen. Man kann auch künstlich ein solches drei poliges Netz schaffen, indem man mittels zweier Kondensatoren einen künstlichen Nullpunkt schafft, benötigt dann aber Kondensatoren erheblicher Baugröße, z. B. für einen 24-V-Motor mit 4 W Leistungsaufnahme 2 Kondensatoren von je 220 µF, 35 V. Außerdem besteht Kurzschlußgefahr, wenn beide Endstufentransistoren gleichzeitig eingeschaltet werden, und das macht besondere Schutzmaßnahmen erforderlich. Alternativ kann man auch mittels Widerständen einen künstlichen Mittelpunktsleiter schaffen, vgl. die DE-PS 20 00 498, hat dann aber entsprechende Wärmeverluste in diesen Widerständen, welche den Wirkungsgrad des Motors reduzieren.

Bei einem zweipoligen Gleichstromnetz kann man entweder eine - relativ aufwendige - Vollbrückenschaltung verwenden, wie sie Bild 5 der genannten Literaturstelle zeigt, oder aber eine im Stern geschaltete Wicklung, bei einem zweisträngigen, zweipulsigen Motor also eine in der Mitte angezapfte Wicklung, vergleiche Bild 3 der Literaturstelle oder Fig. 4 der DE-AS 12 14 771, und bei einem vierpulsigen Motor 4 Wicklungsstränge, die im Stern geschaltet sind, vgl. Bild 6 der Literaturstelle.

Eine Vollbrückenschaltung nützt zwar das Wicklungskupfer gut aus, und man hat bei ihr wenig Probleme mit den bei der Kommutierung frei werdenden induktiven Energien, aber sie erfordert auf der Elektronikseite einen hohen Aufwand, nämlich 4 Endstufentransistoren, 4 Ansteuersignale für diese Transistoren, davon 2 im Gegentakt, und außerdem müssen die Ansteuersignale zeitlich getrennt sein, denn wenn 2 in Reihe am Gleichstromnetz liegende Transistoren auch nur während weniger Mikrosekunden gleichzeitig eingeschaltet sind, werden sie durch den auftretenden Kurzschlußstrom zerstört. Zuverlässig arbeitende Motoren mit Brückenschaltungen erfordern deshalb einen entsprechend großen Aufwand.

Die britische Zusatzpatentschrift 15 58 686 zu der bereits erwähnten GB-PS 14 34 192 zeigt einen kollektorlosen Gleichstrommotor entsprechend dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Dieser Motor wird gesteuert von einem Reedkontakt, der durch die Pole des Rotormagneten geöffnet und geschlossen wird und den Strom in 2 Wicklungssträngen steuert. Der eine Wicklungsstrang ist über einen pnp-Transistor an eine Plusleitung angeschlossen. Der andere Wicklungsstrang ist über einen npn-Transistor an eine Minusleitung angeschlossen, und da beide Wicklungen auf demselben Spulenkörper angeordnet sind, wird beim alternierenden Schließen bzw. Öffnen dieser beiden Transistoren an diesem Spulenkörper ein Wechselfeld erzeugt. Da diese beiden Wicklungsstränge auf demselben Spulenkörper angeordnet sind, sind sie miteinander gekoppelt, und beim Abschalten eines Stranges wird die in diesem gespeicherte Energie teilweise zum anderen Strang übertragen und in dessen Transistor in Wärme umgewandelt oder ggf. über entsprechende Schaltelemente zur Energiequelle, z. B. einer Batterie, zurückgeführt. Die nicht auf diese Weise zum anderen Strang übertragene Energie bewirkt einen Spannungsanstieg am abzuschaltenden Strang und entsprechende HF-Störungen sowie eine Belastung des zugeordneten Transistors und der Wicklung, da solche Spannungspitzen die Wicklungsisolation stark beanspruchen und sie mit der Zeit "zermürben". Dies macht bei Spannungen oberhalb des Bereichs 12 . . . 24 V die Verwendung doppelt lackisolierter Drähte bei solchen Motoren erforderlich. - Die Ansteuerung der beiden Transistoren nach dieser GB- PS erfolgt über eine vom Reedkontakt gesteuerte bistabile Schaltung und 2 Treibertransistoren und ist recht aufwendig.

Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, einen kollektorlosen Gleichstrommotor zu schaffen, der für den Betrieb an einem zweipoligen Gleichstromnetz geeignet ist, der Spannungsspitzen an dem jeweils abzuschaltenden Wicklungsstrang stark reduziert oder vermeidet, bei dem ferner die Isolation der Wicklungsstränge nicht im Übermaß gefährdet ist, und bei dem die rotorstellungsabhängige Steuerung für die Halbleitersteuermittel einfach aufgebaut ist.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung gelöst durch die im Anspruch 1 angegebenen Maßnahmen. Über die im Abschnitt d) des Anspruchs 1 angegebene enge wechselspannungsmäßige Kopplung kann die induktiv in dem abzuschaltenden Wicklungsstrang gespeicherte Energie praktisch vollständig zum anderen Wicklungsstrang übertragen werden, so daß an dem jeweils abzuschaltenden Wicklungsstrang keine störenden Spannungsspitzen auftreten können. Außerdem treten hierbei zwischen den beiden Wicklungssträngen eines Strangpaares keine Spannungsdifferenzen auf, die größer sind als die Betriebsspannung. Auch treten praktisch keine Schaltspannungen auf, welche die Isolation "zermürben" könnten, d. h. zwischen den Wicklungssträngen liegt im wesentlichen eine Gleichspannung, so daß selbst bei paralleldrähtiger Ausführung, welche im Rahmen der Erfindung große Vorteile bietet, die Beanspruchung der Wicklungsisolation niedrig ist und eine lange Lebensdauer und hohe Zuverlässigkeit erwarten läßt.

Die enge wechselspannungsmäßige Kopplung gemäß dem Merkmal d) des Anspruchs 1 ist also entscheidend für die Unterdrückung von Spannungsspitzen. Durch die Erfindung wird eine "Energiebrücke" zwischen dem gerade abschaltenden und dem gerade einschaltenden Wicklungsstrang geschaffen, welche die induktiv gespeicherte Energie des einen Wicklungsstranges möglichst verlust- und verzögerungsfrei auf den anderen Wicklungsstrang überträgt, von wo dann diese Energie z. B. über eine ihm zugeordnete Freilaufdiode an das Netz oder einen Speicherkondensator abgegeben oder sonstwie unschädlich gemacht werden kann. Die Übertragung dieser Energie erfolgt dabei ohne Gefährdung der Wicklungsisolation durch hohe Spannungsspitzen, im Gegensatz z. B. zu der Schaltung nach der DE-OS 25 27 744 oder der DE-OS 22 39 167, da zwischen den beiden Strängen als Differenzspannung eine Gleichspannung liegt, der eine geringe Wechselspannungskomponente von wenigen V überlagert ist. Eine solche Differenzspannung ist isolationstechnisch gut beherrschbar, und da hochfrequente Wechselspannungsanteile völlig eliminiert werden können, ist auch über längere Zeit keine Schädigung der Wicklungsisolation zu befürchten, so daß ein solcher Motor eine große Betriebssicherheit mit langer Lebensdauer verbindet.

Es ergibt sich außerdem ein weiterer, wichtiger Vorteil: Die beiden im Abschnitt a) des Anspruchs 1 genannten Halbleitersteuermittel entgegengesetzten Leitungstyps lassen sich gemäß dem Abschnitt e) des Anspruchs 1 von einer einzigen Vorrichtung aus steuern, welche ein rotorstellungsabhängiges Signal entsprechenden Spannungshubs liefert, d. h., die Kommutierungssteuerung, auch Auswahlschaltung genannt, wird außerordentlich einfach und preiswert, und man benötigt hierfür nur sehr wenige Bauteile. Dies ist gerade bei der Verwendung in Gerätelüftern mit kurzer axialer Baulänge sehr wichtig, da man dort im Motor nur sehr wenig Platz zur Verfügung hat. Bildet man die Vorrichtung gemäß dem Merkmal e) des Anspruchs 1 z. B. aus Hall-IC aus, so kann man dessen Ausgangssignal den beiden Halbleitersteuermitteln - ohne zwischengeschaltete Phasenumkehrstufe - einfach über ein Netzwerk aus passiven Bauelementen zuführen (Anspruch 6) und erhält so eine sehr einfache und kostengünstige Ansteuerung dieser Halbleitersteuermittel.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsformen erläutert. Es zeigt

Fig. 1a eine schematische Darstellung eines zweisträngigen, zweipulsigen Außenläufermotors bekannter Bauart,

Fig. 1b die Darstellungsweise der beiden Wicklungsstränge des Motors nach Fig. 1 nach der sogenannten Punktkonvention zur Darstellung des Vorzeichens der Gegeninduktivität,

Fig. 2 die Darstellung einer Kommutiersteuerschaltung für den Motor der Fig. 1, nach dem Stand der Technik,

Fig. 3 ein erstes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Motors,

Fig. 4 die schematische Darstellung einer Wicklungsanordnung mit parallelgeführten Drähten sowie die zugehörige Darstellung nach der Punktkonvention,

Fig. 5 ein Schaubild zur Erläuterung des Motors nach Fig. 3,

Fig. 6 ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung und

Fig. 7 ein drittes, bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 1 zeigt einen Außenläufermotor 10 mit einem äußeren, als durchgehender Magnetring ausgebildeten zweipoligen Rotor 11, dessen Magnetisierung etwa trapezförmig ausgebildet ist, also mit einer praktisch konstanten Induktion im Bereich der Pole und mit schmalen Pollücken.

In Fig. 1 sind die Stellen mit praktisch konstanter Induktion für den Nordpol durch Schraffieren und für den Südpol durch Punkte symbolisch angedeutet, um das Verständnis der Erfindung zu erleichtern. Der Rotor 11 ist als radial magnetisiertes permanentmagnetisches Teil, z. B. aus Bariumferrit oder einem "Gummimagneten", ausgebildet. Die beiden Pollücken sind ebenfalls symbolisch angedeutet und mit 12 und 13 bezeichnet. Fig. 1 zeigt den Rotor 11 in einer seiner beiden stabilen Ruhestellungen, die er bei stromlosem Zustand des Motors einnehmen kann. Diese Ruhestellungen sind durch die Form des Luftspalts und die Form der Magnetisierung bestimmt. Im Betrieb läuft der Rotor 11 in Richtung des Pfeiles 14.

Der Stator 15 des Motors 10 ist als Doppel-T-Anker mit einem oberen Pol 16 und einem unteren Pol 17 ausgebildet, welche beide etwa die Umrißform eines Regenschirms haben, also jeweils fast den ganzen Polbogen umspannen, und welche zwischen sich zwei Nuten 18 und 19 einschließen, in denen zwei Wicklungsstränge 20 und 21 einer zweisträngigen Wicklung angeordnet sind. Die Anschlüsse des Wicklungsstranges 20 sind mit a 1 und e 1 bezeichnet, die des Wicklungsstranges 21 mit a 2 und e 2. Die Wicklungen 20 und 21 haben gleiche Windungszahlen und den gleichen Wicklungssinn, d. h., wenn ein Gleichstrom von a 1 nach e 1 fließt, ergibt sich identisch dieselbe Magnetisierung des Stators 15, wie wenn derselbe Gleichstrom von a 2 nach e 2 fließt. In diesem Falle ergibt sich die Punktdarstellung gemäß Fig. 1b, d. h., die Wicklung 20 hat den Punkt beim Anschluß a 1, die Wicklung 21 beim Anschluß a 2. Diese Darstellung wird auch in den folgenden Figuren in gleicher Weise angewendet.

Rotorstellungsabhängige Sensormittel 25, hier ein Hall-IC, sind in einer Winkelstellung am Stator 15 angeordnet, die etwa der Öffnung der Nut 18 entspricht oder gegenüber dieser Öffnung entgegen der Drehrichtung 14, also entgegen dem Uhrzeigersinn, um einige Grad versetzt ist. Der Hall-IC 25 wird hier durch das Magnetfeld des permanentmagnetischen Rotors 11 gesteuert und gibt abhängig von der Rotorstellung ein Signal ab, das entweder hoch oder tief ist, also bei Drehung des Rotors 11 praktisch ein Rechtecksignal darstellt, dessen hohe und tiefe Abschnitte jeweils etwa 180° el. lang sind.

Der Luftspalt 26 über dem Statorpol 16 und der Luftspalt 27 über dem Statorpol 17 sind in besonderer Weise ausgebildet. Ausgehend von der Nut 18 nimmt, in Drehrichtung 14 gemessen, der Luftspalt 26 während etwa 10 . . . 15° monoton bis zu einer ersten Stelle 30 zu, an welcher er sein Maximum erreicht. Von da an nimmt der Luftspalt 26 über etwa 170° monoton ab bis etwa zur Öffnung der Nut 19, wo er seinen Minimalwert d 1 erreicht. Der Luftspalt 27 hat, wie dargestellt, einen identischen Verlauf. Diese Luftspaltform, im Zusammenwirken mit der beschriebenen Art der Magnetisierung des Rotors 11, bewirkt im Betrieb die Entstehung eines Reluktanzmoments bestimmter Form, wie das ausführlich in der DE-PS 23 46 380 beschrieben ist, auf die zur Vermeidung von Längen verwiesen werden kann. - Naturgemäß kann statt eines Motors der in Fig. 1 beschriebenen Art auch ein Flachmotor mit eisenlosem Stator nach der bereits erwähnten DE-OS 22 39 167 verwendet werden. Die Erfindung ist also in keiner Weise auf die Ausführungsform der Fig. 1 beschränkt, sondern diese dient nur dazu, die Erfindung an einem konkreten Beispiel verständlich zu machen.

Fig. 2 zeigt eine übliche Schaltung für den Motor der Fig. 1. Eine Plusleitung 33 liegt an einer positiven Betriebsspannung U _B, z. B. von einer Batterie 34, und eine Minusleitung 35 kann z. B. am Minuspol der Batterie 34 (z. B. 12, 24 oder 48 V) angeschlossen sein. Die Anschlüsse e 1 und a 2 der beiden Wicklungsstränge 20 und 21 sind mit der Plusleitung 33 verbunden, die Anschlüsse a 1 und e 2 mit den Kollektoren zweier npn-Transistoren 36 und 37, deren Emitter an der Minusleitung 35 liegen und zu denen jeweils eine Diode 38 bzw. 39 antiparallel geschaltet ist. - Die rotorstellungsabhängigen Sensormittel 25 steuern eine sogenannte Auswahlschaltung 42, an deren Ausgänge die Basen der Transistoren 36 und 37 angeschlossen sind. Wenn der Transistor 37 ein positives Signal 43 erhält, damit Strom im Wicklungsstrang 21 fließt, muß der Transistor 36 gleichzeitig ein negatives Signal 44 erhalten, damit er sperrt, und dasselbe gilt mit umgekehrtem Vorzeichen, wenn der Transistor 36 leiten und der Transistor 37 sperren soll. Man benötigt also antivalente Signale 43, 44, und der Aufbau der Auswahlschaltung 42 wird entsprechend kompliziert, besonders, wenn man eine "sanfte" Abschaltung der Ströme in den Wicklungssträngen 20 und 21 anstrebt. Ist eine solche sanfte Abschaltung nicht möglich, so muß man die Dioden 38 und 39 als Zenerdioden ausbilden und erhält relativ starke Funkstörungen, die in vielen Fällen unerwünscht oder sogar unzulässig sind. Ein Speicherkondensator 45 dient dazu, diese Störungen teilweise zu beseitigen.

Die Erfindung geht deshalb einen anderen Weg. Fig. 3 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung. Es soll ausdrücklich darauf hingewiesen werden, daß Fig. 3 zwei Varianten enthält, von denen sich die eine auf die paralleldrähtige Ausführung bezieht, wie sie in Fig. 4 dargestellt ist. Eine solche Ausführung benötigt entweder nur einen sehr kleinen oder gar keinen Koppelkondensator 47, während bei einem Motor, dessen Wicklungsstränge 20, 21 nur schwach oder gar nicht gekoppelt sind, z. B. einem Motor mit eisenloser Statorwicklung, wie ihn die DE-OS 22 25 442 in Fig. 1 zeigt und bei dem die beiden Wicklungsstränge nur ganz schwach gekoppelt sind, ein entsprechend großer Kondensator 47 benötigt wird, um die in dem abzuschaltenden Wicklungsstrang gespeicherte induktive Energie zu übertragen. Der Koppelkondensator 47 kann auch selbst als Energiespeicher dienen, so daß der Speicherkondensator 45 dann nur eine Kapazität in der Größenordnung von nF zu haben braucht und nurmehr zur Unterdrückung von Funkstörungen auf den Zuleitungen 33 und 35 dient.

Zunächst wird die Version mit Koppelkondensator 47 beschrieben. Gleiche oder gleichwirkende Teile wie in den vorhergehenden Figuren werden in Fig. 3 mit denselben Bezugszeichen bezeichnet und nicht nochmals beschrieben.

Der als rotorstellungsabhängiges Sensormittel dienende Hall-IC 25 ist mit einem Anschluß an die Minusleitung 35 und mit dem anderen Anschluß über einen Widersand 48 an die Plusleitung 33 angeschlossen. Parallel zu ihm liegt eine Zenerdiode 49, die die Spannung am Hall-IC 25 z. B. auf 5 V regelt. Der Ausgang 50 des Hall-IC 25 ist an ein passives Widerstandsnetzwerk 53 mit drei Widerständen 54, 55, 56 angeschlossen. Der Widerstand 54 führt vom Ausgang 50 zur Basis eines pnp-Transistors 57, der Widerstand 55 von dieser Basis zur Plusleitung 33, und der Widerstand 56 führt vom Ausgang 50 zur Basis eines npn-Transistors 58, der ein zum Transistor 57 komplementärer Typ ist. Der Emitter des Transistors 57 ist mit der Plusleitung 33 verbunden, sein Kollektor mit dem Anschluß a 1 des Wicklungsstranges 20, und antiparallel zu ihm liegt eine Freilaufdiode 59. Der Anschluß e 1 des Wicklungsstranges 20 liegt an der Minusleitung 35. Der Hall-IC 25 bildet zusammen mit dem passiven Netzwerk 53 eine Vorrichtung zur Ansteuerung der Transistoren 57 und 58 mit einem einzigen Rotorstellungssignal hohen Spannungshubs.

Der Emitter des Transistors 58 liegt an der Minusleitung 35; sein Kollektor ist mit dem Anschluß a 2 des Wicklungsstranges 21 verbunden, dessen anderer Anschluß e 2 an der Plusleitung 33 liegt. Antiparallel zum Transistor 58 liegt eine Freilaufdiode 60. Zwischen den Kollektoren der Transistoren 57 und 58, also zwischen den Anschlüssen a 1 und a 2 der Wicklungsstränge 20 und 21, liegt der Koppelkondensator 47. Dieser ist nach der Erfindung so dimensioniert, daß er mindestens einen Teil der in den Wicklungssträngen 20 und 21 gespeicherten induktiven Energie aufnehmen kann, ohne daß sich seine Ladespannung u _c wesentlich erhöht, z. B. nicht wesentlich über die Netzspannung zwischen den Leitungen 33 und 35 hinaus.

Bezüglich der Anschlüsse a 1, e 1 und a 2, e 2 wird auf die Darstellung nach Fig. 1a und 1b verwiesen. - Schaltet z. B. der Transistor 57 ein, so fließt ein Strom von a 1 nach e 1, und der Statorpol 16 wird ein Südpol, der Statorpol 17 dagegen ein Nordpol. Schaltet dagegen der Transistor 58 ein, so fließt ein Strom von e 2 nach a 2, d. h., der Statorpol 16 wird ein Nordpol, und der Statorpol 17 wird ein Südpol. In der in Fig. 1 dargestellten Stellung, in der dem Hall-IC 25 ein Nordpol des Rotors 11 gegenübersteht, wird also der Transistor 57 und damit der Wicklungsstrang 20 eingeschaltet, und im umgekehrten Fall (Südpol des Rotors 11 bei Hall-IC 25) der Wicklungsstrang 21, damit sich die Drehrichtung 14 ergibt. Wenn dem Hall-IC 25 ein Nordpol gegenübersteht, wird sein Ausgang 50 niedrig, hat also etwa das Potential der Minusleitung 35, und deshalb sperrt der Transistor 58, und der Transistor 57 wird leitend. Steht umgekehrt dem Hall-IC 25 ein Südpol gegenüber, so wird der Ausgang 50 hoch, also positiv, der Transistor 58 wird leitend, und der Transistor 57 sperrt. Man kann also mit dem einen Ausgangssignal am Ausgang 50 die beiden Transistoren 57 und 58 über das einfache Widerstandsnetzwerk 53 gegenphasig ansteuern, d. h., die "Auswahlschaltung" 42 nach Fig. 2 reduziert sich hier auf drei Widerstände.

Was geschieht nun bei der Kommutierung? Vor dem Abschalten des zu kommutierenden Transistors, z. B. des Transistors 57, liegt am Koppelkondensator 47 eine Spannung u _c, deren Polarität in Fig. 3 angegeben ist und mit der Polarität der Anschlüsse e 1 und e 2 übereinstimmt. (Das Potential von e 1 und e 2 differiert ständig um die Betriebsspannung U _B, da diese Anschlüsse an den Leitungen 33 und 35 liegen.) Diese Spannung u _c ist etwa gleich der mittleren Amplitude der Spannung, welche durch die Drehung des permanentmagnetischen Rotors 11 in den Wicklungssträngen 20, 21 induziert wird.

Sobald bei der Kommutierung durch das Abschalten des Transistors 58 der Strom i₂₁ in der Wicklung 21 sich zu vermindern beginnt, steigt das Potential p₂ am Anschluß a 2 an, und zwar so lange, bis es etwa um den Wert u _c positiver ist als das Potential U _B der Plusleitung 33, vgl. Fig. 5B. Zu diesem Zeitpunkt ist durch die Kopplung der Anschlüsse a 1 und a 2 durch den Koppelkondensator 47 das Potential p₁ am Anschluß a₁ etwa auf den Wert des Potentials U _B angestiegen, vgl. Fig. 5B. Bei weiterer geringfügiger Überschreitung dieses Potentials U _B um mehr als 0,6 V wird die Freilaufdiode 59 leitend, und es fließt durch sie ein Strom i₅₉ (Fig. 5C) zum Speicherkondensator 45 oder in das Gleichstromnetz, wodurch die induktive Energie aus dem Wicklungsstrang 21 über diese "Energiebrücke" rekuperiert wird. Das Leitendwerden der Diode 59 verhindert ein weiteres Ansteigen des Potentials p₁ und damit - infolge der engen Wechselspannungskopplung zwischen den Punkten a 1 und a 2 durch den Koppelkondensator 47 - ein weiteres Anwachsen des Potentials p₂ über einen Wert hinaus, der über (U _B+u _c) liegt, vgl. Fig. 5B. (Fig. 5A zeigt die Ströme i₂₀ und i₂₁ in den beiden Wicklungssträngen 20 und 21.)

Man erhält also hier eine Energieübertragung von dem abschaltenden Wicklungsstrang 21 über den Koppelkondensator 47 und die Diode 59 auf die Quelle der Netzspannung, z. B. die Batterie 34 der Fig. 1 oder den Speicherkondensator 45. Wesentlich hierbei ist, daß der Kondensator 47 die Potentiale der Anschlüsse a 1 und a 2 miteinander verklammert, d. h. wenn p 1 steigt, steigt auch p 2, und es liegt also zwischen diesen beiden Anschlüssen immer nur die - im wesentlichen gleichbleibende - Spannung am Koppelkondensator 47, während zwischen den Anschlüssen e 2 und e 1 immer nur die - konstante - Betriebsspannung U _B liegt. Die Isolation der Wicklungsstränge 20 und 21 wird hierbei also nur mit einer mäßigen Gleichspannung beansprucht und in keiner Weise überlastet.

Wenn wie bei Fig. 1 die Wicklungsstränge 20 und 21 durch das Statoreisen transformatorisch gekoppelt sind, wird ein Teil der Energie vom abzuschaltenden Wicklungsstrang 21 zum Wicklungsstrang 20 (oder umgekehrt) und vom letzteren Wicklungsstrang zur Freilaufdiode 59 übertragen, d. h., man hat dann zwei "Energiebrücken", die eine über den Koppelkondensator 47 und die andere über die transformatorische Kopplung zwischen den Wicklungssträngen 20 und 21. Je nach dem Ausmaß dieser transformatorischen Kopplung muß man den Koppelkondensator 47 bemessen: Ist diese Kopplung sehr klein, wie das z. B. beim Flachmotor nach Fig. 1 der DE-OS 22 25 442 der Fall ist, so benötigt man einen großen Koppelkondensator. Bei der Anordnung nach Fig. 1 der vorliegenden Anmeldung kommt man mit einem wesentlich kleineren Koppelkondensator 47 aus. Verwendet man dagegen eine ganz enge Kopplung durch paralleldrähtiges Wickeln der beiden Wicklungsstränge 20′ und 21′, wie das Fig. 4 ganz schematisch zeigt, so kann der Koppelkondensator 47 ganz entfallen, da dann diese enge Kopplung die einzige "Energiebrücke" darstellen kann.

Hierbei ist besonders auf folgendes hinzuweisen: Nach der Lehre der Erfindung genügt es bei der Ausführung ohne Koppelkondensator 47 nicht allein, die beiden Wicklungsstränge in gemeinsamen Nuten unterzubringen, um sie transformatorisch miteinander zu koppeln. Der bei einer solchen Wicklungsanordnung auftretende räumliche Abstand der Wicklungsstränge bewirkt eine Streuung, die die Kopplung zwischen den Wicklungssträngen unvollständig macht. Dies ist z. B. bei der Wicklungsanordnung nach Fig. 1 der Fall, so daß bei der Schaltung nach Fig. 2, die von dieser Wicklungsanordnung Gebrauch macht, die Energieübertragung, insbesondere bei schnellen Schaltvorgängen, unvollkommen ist und Spannungsspitzen an dem abschaltenden Wicklungsstrang entstehen. Dagegen ist die Kopplung sehr gut, wenn die Wicklungsstränge gemeinsam als Bifilarwicklung gewickelt werden, so daß sie ineinander vermischt sind und die transformatorische Streuung praktisch völlig unterdrückt wird.

Bei einer solchen Bifilarwicklung in Kombination mit der erfindungsgemäßen Schaltung tritt überraschend der Effekt auf, daß zwischen den beiden Wicklungssträngen 20′, 21′ im wesentlichen eine Gleichspannung als Differenzspannung entsteht, deren Größe an den Wicklungsenden e 1, e 2 gleich der Betriebsspannung U _B ist und deren Größe an den Wicklungsenden a 1, a 2 etwa der Amplitude der Spannung entspricht, die von dem rotierenden permanentmagnetischen Rotor im Betrieb in den Wicklungssträngen induziert wird, und der eine kleine Wechselspannung überlagert sein kann. (Die Amplitude dieser induzierten Spannung beträgt ca. 50 . . . 70% der Betriebsspannung.) - Die auftretende kleine Wechselspannung kann durch einen zwischen die Kollektoren der Transistoren 57 und 58 geschalteten Koppelkondensator 47 unterdrückt oder wenigstens hinsichtlich ihrer Flankensteilheit beliebig geglättet werden, so daß sie die Isolation weit weniger gefährdet als eine Rechteckspannung großer Amplitude und hoher Flankensteilheit.

Selbstverständlich erfolgt - wegen der Symmetrie der Schaltung - die Übertragung der induzierten Energie aus dem abzuschaltenden Wicklungsstrang 20 (bzw. 20′) zur Diode 60 in genau analoger Weise, vgl. die Darstellung in Fig. 5B, ohne daß dies nochmals ausführlich beschrieben werden muß: Die in dem Wicklungsstrang 20 (oder 20′) gespeicherte Energie wird über den Koppelkondensator 47 und/oder die transformatorische Kopplung sowie die Diode 60 auf die Quelle der Betriebsspannung oder den Speicherkondensator 45 übertragen, also in geeigneter Weise verarbeitet ohne Funkstörungen oder dgl. zu bewirken.

Bei einer Betriebsspannung von 24 V ergeben sich für einen Motor mit 4 W Leistungsaufnahme und 3000 U/min folgende Werte für die Schaltung der Fig. 3 bei Wicklung gemäß Fig. 1, also zwei getrennten Wicklungen für die Wicklungsstränge 20 und 21, wobei R = Ohm und k = kOhm:

Zenderdiode 49:5,1 V Hall-IC 25:TL 170 Widerstand 54:2,2 k Widerstand 55:100 R Widerstand 56:5,1 k Widerstand 48:3,3 k Kondensatoren 45 und 47:22 µF Transistor 57:BD 136 Transistor 58:BD 135 Dioden 59, 60:1N4148

Man erkennt auch aus dieser Aufstellung, daß sehr wenige Bauteile benötigt werden, was gerade für die Verwendung in Gerätelüftern mit kurzer axialer Baulänge von größter Wichtigkeit ist, da dort für den Einbau der Elektronik in den Motor selbst nur sehr wenig Platz verfügbar ist.

Wie bereits erläutert, besteht ein weiterer wichtiger Vorteil der beschriebenen Anordnung darin, daß die beiden Transistoren 57 und 58 mit reckteckförmigen Signalen einschaltbar sind, welche die gleiche Phasenlage zueinander haben und sich im wesentlichen nur in ihrem Gleichspannungspotential unterscheiden müssen.

Die beiden Ansteuersignale für die Transistoren 57 und 58 können daher ohne zwischengeschaltete Phasenumkehrstufe gebildet werden, z. B. wie dargestellt aus dem einzigen Ausgangssignal des Hall-IC's 25 über ein geeignet dimensioniertes Widerstands- Netzwerk 53. Damit ermöglicht die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung eine sehr einfache und kostengünstige Ansteuerschaltung.

Bei der Anordndung nach Fig. 3 sind die Basen der Transistoren 57 und 58 gleichspannungsmäßig direkt über Widerstände verbunden. Im Rahmen der Erfindung hat es sich gezeigt, daß eine gleichspannungsmäßige Entkopplung dieser Basen verschiedene Vorteile bringt. Eine solche bevorzugte Trennung der Gleichspannungspotentiale an den Basen der Endstufentransistoren ist in den Fig. 6 und 7 dargestellt.

Der Anschluß des Hall-IC 25 ist in beiden Fällen gleich wie bei Fig. 3.

Bei Fig. 6 ist ein Anpassungs-Netzwerk 65 aus drei Widerständen vorgesehen, und zwar führt vom Ausgang 50 ein Widerstand 66 zur Plusleitung 33, ein Widerstand 67 in Reihe mit einem Kondensator 68 zur Basis eines pnp-Transistors 69, welche Basis über einen Ableitwiderstand 70 mit der Plusleitung 33 verbunden ist, an der auch der Emitter des Transistors 69 liegt. Ferner führt vom Ausgang 50 ein Widerstand 73 in Reihe mit einem Kondensator 74 zur Basis eines npn-Transistors 75, die auch über einen Ableitwiderstand 76 mit der Minusleitung 35 verbunden ist, an der auch der Emitter dieses Transistors liegt. Der Kollektor des Transistors 69 ist mit dem Anschluß a 1 des Wicklungsstranges 20 (oder 20′ nach Fig. 4) verbunden, der Kollektor des Transistors 75 mit dem Anschluß a 2 des Wicklungsstranges 21 (oder 21′ nach Fig. 4). Die Freilaufdioden 59 und 60 sind wie bei Fig. 3 antiparallel zu den zugeordneten Transistoren 69 bzw. 75 geschaltet. Zwischen den Anschlüssen a 1 und a 2 liegt der Koppelkondensator 47.

Wenn beim Anlaufen z. B. dem Hall-IC 25 ein Nordpol gegenübersteht, wie das Fig. 1 zeigt, wird sein Ausgangspotential niedrig, nimmt also etwa das Potential der Minusleitung 35 an. Es fließt deshalb ein Ladestrom über die Emitter-Basis-Strecke des Transistors 69 zum Kondensator 68, lädt diesen mit der angegebenen Polarität auf und macht den Transistor 69 leitend, so daß ein Strom im Wicklungsstrang 20 (oder 20′ nach Fig. 4) fließt. Wird dieser Strom anschließend abgeschaltet, so wird, wie bereits beschrieben, die Energie aus dem Wicklungsstrang 20 über die transformatorische Kopplung, den Koppelkondensator 47, die Diode 60 und den Kondensator 45 rekuperiert. Anschließend wird dann der Transistor 75 leitend gesteuert, und in dieser Zeit entlädt sich der Kondensator 68 teilweise über die Widerstände 66, 67 und 70. Analoges geschieht beim Kondensator 74. Die Widerstände 70 und 76 dienen auch dazu, evtl. Leckströme der Kondensatoren 68 und 74 abzuleiten. Im Betrieb nehmen beide Kondensatoren 68 und 74 ständig eine Ladung an, welche durch die beschriebenen Lade- und Entladevorgänge etwas schwankt, aber insgesamt ein relativ gleichmäßiges Potential an diesen Kondensatoren bewirkt, z. B. von einigen Volt, d. h., diese Kondensatoren haben im Betrieb die Funktion von kleinen Batterien, welche bewirken, daß die Transistoren 69 und 75 sicher sperren. Ersichtlich wird der Kondensator 74 mit der umgekehrten Polarität aufgeladen wie der Kondensator 68. Wird der Rotor 11 blockiert, so erhält der gerade leitende Transistor 69 und 75 nur noch so lange Strom, bis der zugeordnete Kondensator 68 oder 74 voll aufgeladen ist. Dann wird dieser Transistor, und mit ihm der Motor 10, stromlos, was ein zusätzlicher Vorteil dieser Anordnung ist. - Die Diode 77 in der Plusleitung 33 dient zur Sicherung gegen einen Anschluß des Motors mit falscher Polarität.

Die Schaltung nach Fig. 6 kann bei 24 V Betriebsspannung und einem Motor mit 4 W Leistungsaufnahme bei 3000 U/min wie folgt dimensioniert werden, wobei auch hier k = kOhm ist:

Zenerdiode:5,1 V Hall-IC 25:TL 170 Widerstand 48:3,3 k Widerstand 66:1,2 k Widerstände 67, 73:5,1 k Widerstände 70, 76:22 k Kondensatoren 68, 74, 45:15 µF Kondensator 47:10 µF Transistor 69:BD 136 Transistor 75:BD 135 Dioden 59, 60:1 N 4148

Die Größe des Kondensators 47 hängt, wie beschrieben, von der Größe der transformatorischen Kopplung ab.

Manchmal stört in der Praxis die etwas große Baugröße der Kondensatoren 68, 74. Fig. 7 erlaubt die Verwendung kleinerer Kondensatoren und ist für die Wicklungsart nach Fig. 4 ausgelegt, also für eine paralleldrähtige Wicklung (sogenannte "bifilare" Wicklung), benötigt also keinen oder nur einen sehr kleinen Koppelkondensator zwischen den Anschlüssen a 1 und a 2 der Wicklungsstränge 20′ und 21′.

Statt der einfachen Transistoren 69 und 75 nach Fig. 6 werden hier komplementäre Darlingtontransistoren 80, 81 verwendet, und zwar bevorzugt solche Typen, welche die Ableitwiderstände 80′, 81′ und die Freilaufdioden 80′′, 81′′ bereits enthalten. Da die Darlingtontransistoren eine wesentlich größere Stromverstärkung haben als einfache Transistoren, können sie auch mit RC-Gliedern höherer Impedanz angesteuert werden.

Das als Anpassungsglied dienende Widerstandsnetzwerk 82 ist hier im Prinzip gleich aufgebaut wie das Netzwerk 65 der Fig. 6. Zwischen dem Ausgang 50 und einem Knotenpunkt 83 wird bei höheren Betriebsspannungen (über 30 V) eine Zenerdiode 84 geschaltet, z. B. bei einer Betriebsspannung bis 60 V eine Zenerdiode 84 für 30 V, um den Hall-IC 25 an seinem Ausgang 50 vor zu hohen Spannungen zu schützen. (Bei Spannungen unter 30 V entfällt diese Zenerdiode; sie kann analog auch bei den Anordnungen nach den Fig. 3 und 6 verwendet werden.) Der Knotenpunkt 83 ist über einen Widerstand 85 mit der Plusleitung 33, über einen Widerstand 86 in Reihe mit einem Kondensator 87 mit der Basis des Transistors 80, und über einen Widerstand 88 in Reihe mit einem Kondensator 89 mit der Basis des Transistors 81 verbunden. Zwischen dem Kollektor und der Basis der Transistoren 80 und 81 liegt jeweils ein kleiner (Miller-)Kondensator 91 bzw. 92 zur Unterdrückung von HF-Störungen. Der Emitter des pnp-Transistors 80 ist auch hier mit der Plusleitung 33, sein Kollektor mit dem Anschluß a 1 des Wicklungsstranges 20′ verbunden, und der Emitter des npn-Transistors 81 ist mit der Minusleitung 35 verbunden, während sein Kollektor mit dem Anschluß a 2 des Wicklungsstranges 21′ verbunden ist.

Die Arbeitsweise ist mit der von Fig. 6 identisch, d. h., auch hier laden sich die Kondensatoren 87 und 89 im Betrieb mit der in der Zeichnung angegebenen Polarität auf und wirken als kleine Batterien, welche ein sicheres Sperren der Transistoren 80 und 81 gewährleisten und gleichzeitig bei Blockieren des Rotors 11 ein rasches Abschalten bewirken.

Die von Fig. 6 abweichenden Bauelemente können bei einem Motor für 24 V, 3000 U/min, und einer Leistungsaufnahme von 4 W folgende Werte haben:

Zenerdiode 84:nicht erforderlich Widerstand 85:3,3 k Widerstände 86, 88:10 k Kondensatoren 87, 89:4,7 µF Kondensatoren 91, 92:100 . . . 220 pF Transistor 80:BD 678 Transistor 81:BD 677

Man erkennt aus dieser Aufstellung, daß diese bevorzugte Anordnung mit "bifilarer" Wicklung besonders wenige und besonders kleine Bauelemente benötigt und daher nach dem derzeitigen Stand der Erkenntnis eine optimale Lösung darstellt.

Bei einer Betriebsspannung von beispielsweise 24 V beträgt die Amplitude der Rechteckspannung zwischen den Teilwicklungen bei der Schaltung nach der DE-OS 22 39 167 ca. 36 bis 44 V. Bei einer erfindungsgemäßen Schaltung dagegen liegt zwischen den Teilwicklungen bei gleicher Betriebsspannung und gleichen sonstigen Verhältnissen eine Gleichspannung von ca. 12 bis 24 V, der eine geringe Wechselspannungskomponente von ca. 2 bis 5 V überlagert sein kann. Eine solche Differenzspannung kann isolationstechnisch als gut beherrschbar angesehen werden, und da hochfrequente Wechselspannungsanteile völlig eliminiert werden können, ist auch über längere Zeit keine Schädigung der Isolation zu befürchten, d. h., man erhält durch die Erfindung bei einfachstem Aufwand einen Motor mit einer sehr großen Betriebssicherheit und langer Lebensdauer.

Die Wicklungsenden wurden nach folgender Konvention mit Punkten gekennzeichnet: Wenn sich bei einem Motor der permanentmagnetische Rotor dreht, werden in den Wicklungen Spannungen induziert, die üblicherweise phasengleich sind. Wenn z. B. bei zwei Wicklungssträngen mit den Anschlüssen a 1-e 1 bzw. a 2-e 2 zum gleichen Zeitpunkt an den Anschlüssen a 1 und a 2 jeweils eine positive Spannung an e 1 und e 2 dagegen jeweils eine negative Spannung induziert wird, werden a 1 und a 2 als gleichwirkend jeweils mit einem Punkt gekennzeichnet. Der Punkt bedeutet also: gleichwirkendes Wicklungsende innerhalb des Systems (Motors).

Bei der Ausführungsform nach Fig. 7, also ohne Koppelkondensator 47 oder mit einem nur sehr kleinen Koppelkondensator 47, ergibt sich ferner der große Vorteil, daß eine kurzzeitige zeitliche Überlappung der Ströme in den Transistoren 80 und 81 nicht stört, während eine solche zeitliche Überlappung bei der Schaltung nach Fig. 6 eine Serienschaltung der geladenen Kondensatoren 45 und 47 bewirken würde und dadurch zu einer Zerstörung der Transistoren 69 und 75 führen könnte.

Claims

1. Zweisträngiger, zweipulsiger kollektorloser Gleichstrommotor (10),

a) mit rotorstellungsabhängig gesteuerten Halbleitersteuermitteln (57, 58) zum Steuern der Ströme in den beiden Wicklungssträngen (20, 21; 20′, 21′),
- a1) wobei der eine Wicklungsstrang (21; 21′) mit einem Ende (a 2) über Halbleitersteuermittel eines Leitungstyps (z. B. npn-Transistor 58; 75; 81) mit dem einen Pol (z. B. Minuspol) des Gleichstromnetzes und
- a2) der andere Wicklungsstrang (20; 20′) mit einem Ende (a 1) über Halbleitersteuermittel des entgegengesetzten Leitungstyps (z. B. pnp-Transistor 57; 69; 80) mit dem anderen Pol (z. B. Pluspol) des Gleichstromnetzes
- a3) rotorstellungsabhängig alternierend verbindbar ist,
b) wobei ferner der eine Wicklungsstrang (21; 21′) mit seinem anderen Ende (e 2) an den anderen Pol (z. B. Pluspol) und der andere Wicklungsstrang (20; 20′) mit seinem anderen Ende (e 1) an den einen Pol (z. B. Minuspol) des Gleichstromnetzes angeschlossen ist,
c) und mit Mitteln (34, 45, 57, 58, 59, 60; 69; 75; 80, 81) zur Verarbeitung der bei der Kommutierung frei werdenden, in dem jeweils bisher stromführenden Wicklungsstrang (20, 21; 20′, 21′) gespeicherten Energie,

dadurch gekennzeichnet,

d) daß mindestens die mit den Halbleitersteuermitteln (57, 58; 69, 75; 80, 81) verbundenen Enden (a 1, a 2) der beiden Wicklungsstränge eine enge wechselspannungsmäßige Kopplung aufweisen, um bei der Kommutierung eine effektive Übertragung der im jeweils abzuschaltenden Wicklungsstrang gespeicherten induktiven Energie auf den jeweils einzuschaltenden Wicklungsstrang zu ermöglichen und dadurch Spannungsspitzen am abzuschaltenden Wicklungsstrang entgegenzuwirken,
e) und daß zur Ansteuerung der Halbleitersteuermittel (57, 58; 69, 75; 80, 81) entgegengesetzten Leitungstyps eine Vorrichtung (25, 48, 49, 53; 65; 82) vorgesehen ist, welche ein rotorstellungsabhängiges Signal entsprechenden Spannungshubs liefert.

2. Motor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Wicklungsstränge (20′, 21′) eine enge transformatorische Kopplung aufweisen.

3. Motor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Wicklungsstränge (20′, 21′) des Strangpaares paralleldrähtig gewickelt sind (sogenannte bifilare Wicklung, Fig. 4).

4. Motor nach mindestens einem der Ansprüche 1-3, dadurch gekennzeichnet, daß als Koppelglied ein Koppelkondensator (47) zwischen den mit den Halbleitersteuermitteln verbundenen Enden (a 1, a 2) der beiden Wicklungsstränge (20, 21) angeordnet ist.

5. Motor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Energiespeichervermögen des Koppelkondensators (47) größenordnungsmäßig der beim Kommutierungsvorgang aus einem Wicklungsstrang ins Gleichstromnetz oder ein Speicherglied (45) des Motors (10) rückzuspeisenden Energie entspricht.

6. Motor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das rotorstellungsabhängige Signal entsprechenden Spannungshubs den Halbleitersteuermitteln (57, 58; 69, 75; 80, 81) entgegengesetzten Leitungstyps über ein Netzwerk aus passiven Bauelementen (53; 65; 82) zuführbar ist.

7. Motor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk aus passiven Bauelementen als Widerstandsnetzwerk (65; 82) ausgebildet ist und daß in den Verbindungen von ihm zu den Steuereingängen der Halbleitersteuermittel (69, 75; 80, 81) entgegengesetzten Leitungstyps jeweils ein Koppelkondensator (68, 74 bzw. 87, 89) vorgesehen ist, dem eine Entladeschaltung zugeordnet ist.

8. Motor nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppelkondensatoren Kapazitätswerte in der Größenordnung von Mikrofarad aufweisen.

9. Motor nach einem der Ansprüche 6-8, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zum Liefern des rotorstellungsabhängigen Signals einen Hall-IC (25) aufweist, der direkt mit dem einen Pol (35) des Gleichstromnetzes verbindbar ist, und daß das Widerstandsnetzwerk einen ersten Widerstand (73; 88) aufweist, der vom Ausgang (50) dieses Hall-IC (25) zum Steuereingang der an den gleichen Pol angeschlossenen Halbleitersteuermittel (75; 81) führt, einen zweiten Widerstand (66; 85), der von diesem Ausgang (50) zum anderen Pol (33) führt, und einen dritten Widerstand (67; 86), der von diesem Ausgang zum Steuereingang der an den anderen Pol angeschlossenen Halbleitersteuermitteln (69; 80) führt.

10. Motor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang (50) des Hall-IC (25) und dem zweiten und dritten Widerstand (85 und 86) ein Konstantspannungsglied, insbesondere eine Zenerdiode (84) zum Schutze des Ausgangs (50) des Hall-IC (25) gegen zu hohe Betriebsspannungen vorgesehen ist.

11. Motor nach Anspruch 9 oder 10 und nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der erste (73; 88) und der dritte (67; 86) Widerstand jeweils mit einem Koppelkondensator (74, 68 bzw. 89, 87) in Reihe geschaltet ist und daß diese Serienschaltung jeweils an den Steuereingang der zugeordneten Halbleitersteuermittel (69, 75 bzw. 80, 81) angeschlossen ist.

12. Verwendung eines Motors nach einem der vorhergehenden Ansprüche zum Antrieb eines Gerätelüfters, insbesondere eines Gerätelüfters axial kurzer Bauweise.