DE19826735A1

DE19826735A1 - Stromversorgungsschaltung

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Publication number: DE19826735A1
Application number: DE19826735A
Authority: DE
Inventors: Masahiro Nomura
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1997-06-17
Filing date: 1998-06-16
Publication date: 1998-12-24
Anticipated expiration: 2018-06-17
Also published as: JP3309898B2; DE19826735B4; US6057729A; JPH117330A

Description

Die Erfindung betrifft eine Stromversorgungsschaltung, die für einen integrierten Schaltkreis zu verwenden ist, und insbesondere eine Stromversorgungsschaltung, die einen stabilen Betrieb für einen integrierten Schaltkreis mit einer Vielzahl von Betriebsfrequenzmoden sicherstellt.

Eine für einen integrierten Schaltkreis zu verwendende Stromversorgungsschaltung ist derart aufgebaut worden, daß sie eine durch eine Resonanzoszillation verursachte Oszillation einer Versorgungsspannung unterdrücken kann, um dadurch eine Fehlfunktion des integrierten Schaltkreises zu verhindern, der durch die Stromversorgungsschaltung mit Leistung von einer Leistungsquelle versorgt wird.

Fig. 1 stellt eine von herkömmlichen Stromversorgungsschaltungen dar. Ein integrierter Schaltkreis 2201 enthält einen Ausgangspuffer 2202 und einen Takttreiber 2203, die beide eine große Last ansteuern. Der Ausgangspuffer 2202 und der Takttreiber 2203 sind an eine Stromversorgungsleitung 2204 und eine Erdungsleitung 2205 angeschlossen. Zwischen einer Leistungsquelle VDD und Erde GND des integrierten Schaltkreises 2202 existieren parasitäre Induktanzen (L) 2206 und 2207, parasitäre Widerstände (R) 2208, 2209, 2210, 2211, 2212 und 2213 und parasitäre Kapazitäten (C) 2214, 2215, 2216 und 2217. Der integrierte Schaltkreis 2201 ist derart aufgebaut, daß er eine Betriebsfrequenz und höhere Harmonische hat, die nicht mit einer Resonanzstelle einer RLC-Schaltung übereinstimmen, die durch die oben angegebenen parasitären Elemente R, L und C in einer Stromversorgungsleitung definiert sind. Zusätzlich sind die Widerstände 2212 und 2213 zu der Entkopplungskapazität 2214 auf dem Chip in Reihe geschaltet, um dadurch eine Verstärkung zu unterdrücken, was einen stabilen Betrieb der Stromversorgungsschaltung sicherstellt.

Beispielsweise hat die japanische Patentveröffentlichung mit der Nr. 5-28759 einen integrierten Halbleiterschaltkreis vorgeschlagen, der eine Spannungsabfallschaltung enthält. Der integrierte Schaltkreis ist derart aufgebaut, daß er einen Widerstand gegenüber einer an einen Vcc-Pin angelegten Stoßspannung hat, und eine Schaltung mit einer Kapazität und einem Widerstand, die zueinander in Reihe geschaltet sind, zwischen einer Vcc-Verdrahtung und einer Vss-Verdrahtung im integrierten Halbleiterschaltkreis enthält, um Störungen zu unterdrücken, die durch Stromschwankungen der Leistungsquelle verursacht werden. Die zwischen der Vcc- und der Vss-Verdrahtung positionierte Kapazität verzögert eine an den Vcc-Pin angelegte Stoßspannung von einer Ausbreitung zu einer internen Schaltung und vergrößert einen PN-Übergangsbereich, der mit der Vcc-Verdrahtung verbunden ist, um dadurch die Menge des dort hindurch laufenden Stroms zu erhöhen. Als Ergebnis ist es möglich, einen Widerstand gegenüber einer an den Vcc-Pin angelegten Stoßspannung zu erhöhen. Die Kapazität erniedrigt auch eine Resonanzfrequenz, die durch eine Induktanz in einer außerhalb des integrierten Halbleiterchips angeordneten Stromversorgungsleitung und durch eine Kapazität in der innerhalb des integrierten Halbleiterchips angeordneten Stromversorgungsleitung definiert ist, und als Ergebnis werden große Versorgungsstromschwankungen entspannt.

Die japanische Patentveröffentlichung mit der Nr. 5-55461 schlägt einen integrierten Halbleiterschaltkreis vor. Gemäß dieser Veröffentlichung gibt es das Problem, daß deshalb, weil eine Kapazität C zum Absorbieren von Störungen darin und eine Induktanz einer Leitung miteinander einen LC-Schaltkreis bilden, wenn eine LC-Resonanzfrequenz um das k-fache größer als eine Betriebsfrequenz des integrierten Schaltkreises ist, wobei k eine positive ganze Zahl ist, eine durch einen Störstrom verursachte Oszillation der Versorgungsspannung erhöht wird, was in einer Fehlfunktion des integrierten Schaltkreises resultiert. Der integrierte Schaltkreis ist derart aufgebaut, daß er einen Widerstand enthält, der einen Widerstandswert R hat und zur Kapazität C in Reihe geschaltet ist. Der Widerstandswert R ist folgendermaßen definiert:

0,219 × (L/C)^1/2 ≦ R ≦ 0,431 (L/C)^1/2.

Die japanische Patentveröffentlichung mit der Nr. 6-188323 schlägt ein Gehäuse für eine integrierte Halbleiterschaltkreisvorrichtung vor, wobei ein Gehäuse aus elektrisch leitendem Material hergestellt ist und mit einer Vertiefung ausgebildet ist, und wobei ein resistiver Chip, der als Widerstand gegenüber einer Versorgungsquelle wirkt, in einer Verlängerung einer Verdrahtungsschicht positioniert ist, so daß der resistive Chip keinen parallelen Resonanzkreis bildet.

Die japanische Patentveröffentlichung mit der Nr. 60-74467 schlägt eine Stromversorgungsschaltung vor, die zum Verhindern einer Resonanz ein resistives Element in einer Stromversorgungsleitung enthält. Gemäß dieser Veröffentlichung ermöglicht es die vorgeschlagene Stromversorgungsschaltung, eine Oszillation auf einen möglichst niedrigen Wert zu unterdrücken, welche sekundär erzeugt wird, wenn ein Ausgangspuffer in einem integrierten MOS-Schaltkreis mit hoher Geschwindigkeit betrieben wird, und welche durch eine Resonanz verursacht wird, die durch zwischen einer Stromversorgungsquelle und Erde angeordneten Kapazitäten und Induktanzen in einer außerhalb des integrierten MOS-Schaltkreises angeordneten Stromversorgungsleitung definiert ist, ohne eine Betriebsgeschwindigkeit des Ausgangspuffers des integrierten MOS-Schaltkreises zu verschlechtern.

Die japanische Patentveröffentlichung mit der Nr. 57-149763 schlägt einen integrierten Schaltkreis vor, der eine Impedanz zwischen einer Stromversorgungsquelle und einer Last enthält, wobei eine signifikante Stromschwankung erzeugt wird. Die Impedanz entspannt eine durch die signifikante Stromschwankung in der Last veranlaßte Stromschwankung in einem Stromversorgungsquellen-Anschluß.

Die japanische Patentveröffentlichung mit der Nr. 4-130659 schlägt einen integrierten Halbleiterschaltkreis vor, der einen Transistor zur Vorladung zwischen Busleitungen und einer Stromversorgungsleitung mit höherem Pegel enthält, und einen Transistor zur Entladung zwischen Busleitungen und einer Stromversorgungsleitung mit niedrigerem Pegel. Der vorgeschlagene integrierte Halbleiterschaltkreis ermöglicht es, eine Änderungsrate bei einer Gate-Spannung im Transistor zur Entladung zu unterdrücken, wodurch vermieden wird, daß eine GND-Spannung ansteigt.

Die japanische Patentveröffentlichung mit der Nr. 6-102946 schlägt eine Stromversorgungsschaltung vor, wobei selbst dann eine konstante Spannung daran angelegt gehalten wird, wenn eine Spannungsschwankung aufgrund einer kontinuierlichen Stromschwankung in der Stromversorgungsschaltung erzeugt wird.

Die oben angegebenen herkömmlichen Schaltkreise haben folgende Probleme.

Das erste Problem besteht darin, daß ein Widerstand, der zusätzlich in Reihe zu einer Entkopplungskapazität auf dem Chip geschaltet ist, um eine Resonanz zu verhindern, eine ursprüngliche Funktion der Entkopplungskapazität auf dem Chip verschlechtert. Der Grund dafür ist folgender. Wenn Ladungen durch eine Entkopplungskapazität zum Kompensieren eines durch ein Umschalten verursachten Spannungsabfalls zuzuführen sind, werden Ladungen auch durch einen Widerstand zugeführt. Somit werden dann, wenn der Widerstand einen großen Widerstandswert hat, Ladungen unvollständig zugeführt.

Das zweite Problem besteht darin, daß es sehr schwierig ist, eine Resonanzfrequenz aus einem Betriebsfrequenzbereich herauszunehmen, wenn eine Betriebsfrequenz eine weiten Bereich hat, selbst wenn eine Stromversorgungsquelle auf eine derartige Weise aufgebaut ist, daß eine Resonanzstelle nicht mit einer Betriebsfrequenz übereinstimmt. Die ist so, weil es nötig wäre, parasitäre Elemente zum Herausnehmen einer Resonanzstelle aus einem weiten Frequenzband signifikant abzuändern, was mit einem Problem einhergeht, daß ein großer Flächenbereich für einen Aufbau einer Schaltung zum Abändern parasitärer Elemente bereitgestellt bzw. vorbereitet werden muß.

Angesichts der vorangehenden Probleme der herkömmlichen Stromversorgungsschaltungen ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Stromversorgungsschaltung zu schaffen, die einen kleinen Flächenbereich hat, und die eine derartige Stromversorgung erreichen kann, daß ein stabiler Betrieb eines integrierten Schaltkreises in einer Vielzahl von Betriebsfrequenzmoden sichergestellt ist.

Es ist eine Stromversorgungsschaltung geschaffen, die für einen integrierten Schaltkreis mit einer Vielzahl von Betriebsfrequenzmoden zu verwenden ist. Die Stromversorgungsschaltung ist derart aufgebaut, daß sie eine Resonanzstelle verändert, die durch einen parasitären Widerstand, eine parasitäre Induktanz und eine parasitäre Kapazität definiert ist, die in einer Stromversorgungsleitung existieren, und zwar gemäß einer Betriebsfrequenz, um zu verhindern, daß die Betriebsfrequenz gleich einer Resonanzfrequenz wird.

Beispielsweise dann, wenn die Betriebsfrequenz relativ hoch ist, erniedrigt die Stromversorgungsschaltung die Resonanzstelle, und dann, wenn die Betriebsfrequenz relativ niedrig ist, erhöht die Stromversorgungsschaltung die Resonanzstelle.

Die Stromversorgungsschaltung kann weiterhin eine Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung enthalten, die eine Funktion zum Codieren hat, ein Betriebsfrequenzmodensignal empfängt und ein Ausgangssignal aussendet, das eine Betriebsfrequenz anzeigt. Es ist vorzuziehen, daß die Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung einen Codierer enthält.

Die Stromversorgungsschaltung kann weiterhin eine Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaftung enthalten, die eine Funktion zum Normalisieren auf eine Referenzfrequenz hat, ein Referenzfrequenzsignal und ein internes Taktsignal empfängt und ein Ausgangssignal aussendet, das eine Betriebsfrequenz anzeigt. Es ist vorzuziehen, daß die Betriebsfrequenzsignal- Erzeugungsschaltung eine Kombination aus einem Schieberegister und einem Register enthält, in welchem Fall die Kombination aus Schieberegister und Register das interne Taktsignal und das Referenzfrequenzsignal empfängt und ein Ausgangssignal aussendet, das eine Frequenz des internen Taktsignals anzeigt. Parasitäre Elemente werden gemäß der Frequenz des internen Taktsignals gesteuert. Das Referenzfrequenzsignal kann derart sein, daß es eine niedrigere Frequenz als das interne Taktsignal hat.

Die Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung kann derart aufgebaut sein, daß sie eine Kombination aus einem Zähler und einem Register enthält, in welchem Fall die Kombination aus Zähler und Register das interne Taktsignal und das Referenzfrequenzsignal empfängt und ein Ausgangssignal aussendet, das eine Frequenz des internen Taktsignals anzeigt, wobei die parasitären Elemente gemäß der Frequenz des internen Taktsignals gesteuert werden.

Die Stromversorgungsschaltung kann weiterhin eine Kapazitätsschaltung enthalten, die eine Kapazität hat, der gemäß einer Betriebsfrequenz geändert wird. Die Kapazität kann aus MOS-Transistoren gebildet sein. Beispielsweise kann die Kapazität gebildet sein aus: einem n-MOS-Transistor mit einem Gateanschluß, an welchen eine Spannung hohen Pegels angelegt wird, und mit Source- und Drainanschlüssen, an welche jeweils eine Spannung mit niedrigem Pegel angelegt wird; und einem p-MOS-Transistor mit einem Gateanschluß, an welchen eine Spannung mit niedrigem Pegel angelegt wird, und mit Source- und Drainanschlüssen, an welche jeweils eine Spannung mit hohem Pegel angelegt wird.

Als Alternative kann die Kapazität aus Diffusionsschichten gebildet sein. Beispielsweise kann die Kapazität aus einer p⁺-Diffusionsschicht gebildet sein, die in einer n-Typ-Wanne ausgebildet ist, und einer n⁺-Diffusionsschicht, die in einer p-Typ-Wanne ausgebildet ist, wobei eine Spannung mit hohem Pegel an die n⁺-Diffusionsschicht und die n-Typ-Wanne angelegt wird, und wobei eine Spannung mit niedrigem Pegel an die p⁺-Diffusionsschicht und die p-Typ-Wanne angelegt wird.

Die Kapazität kann aus Verdrahtungsschichten gebildet sein. Beispielsweise wird die Kapazität aus einer ersten Verdrahtungsschicht gebildet, die auf einem p- oder n-Typ-Bereich ausgebildet ist, und einer zweiten Verdrahtungsschicht, die auf der ersten Verdrahtungsschicht ausgebildet ist, wobei eine Spannung mit hohem Pegel an sowohl den p- oder n-Typ-Bereich als auch die zweite Verdrahtungsschicht angelegt wird, und wobei eine Spannung mit niedrigem Pegel an die erste Verdrahtungsschicht angelegt wird.

Die Stromversorgungsschaltung kann weiterhin eine Induktanzschaltung enthalten, die eine gemäß einer Betriebsfrequenz veränderliche Induktanz aufweist.

Die Stromversorgungsschaltung kann weiterhin eine Widerstandsschaltung enthalten, die einen gemäß einer Betriebsfrequenz veränderlichen Widerstandswert aufweist, in welchem Fall der Widerstand aus MOS-Transistoren, wenigstens einer Polysiliziumschicht oder Diffusionsschichten gebildet sein kann.

Eine Stromversorgungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist derart aufgebaut, daß sie eine Resonanzstelle in einer Stromversorgungsleitung gemäß ihrer Betriebsfrequenz verändert.

In einer Stromversorgungsleitung ist ein RLC-Resonanzkreis ausgebildet, der durch parasitäre Widerstände, parasitäre Induktanzen und parasitäre Kapazitäten eines Gehäuses, eines Bondierungsdrahtes, einer Entkopplungskapazität auf dem Chip, einer Verdrahtung zur Übertragung von Versorgungsstrom dort hindurch und eines Dämpfungswiderstandes definiert ist. Der RLC-Resonanzkreis hat eine Resonanzstelle. Die Anzahl von Stromversorgungsquellen-Pins, eine Kapazität auf dem Chip und ein Dämpfungswiderstand ist bei einem herkömmlichen Resonanzkreis derart bestimmt worden, daß eine Resonanzstelle nicht in Einklang mit Betriebsfrequenzen eines Ausgangspuffers, eines Takttreibers usw. ist. Ebenso ist die Stromversorgungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung derart aufgebaut, daß sie eine Resonanzstelle gemäß den Betriebsfrequenzen verändert. Beispielsweise werden dann, wenn eine Betriebsfrequenz relativ hoch ist, Kapazitäts- und Induktanzelemente vergrößert, um dadurch eine Resonanzstelle zu erniedrigen, und dann, wenn eine Betriebsfrequenz relativ niedrig ist, werden Kapazitäts- und Induktanzelemente verkleinert, um dadurch eine Resonanzstelle zu erhöhen. Auf derartige Weise wird eine Resonanzstelle gemäß einer Betriebsfrequenz verändert.

Bei einer herkömmlichen Stromversorgungsschaltung ist ein in Reihe zu einer Kapazität geschalteter Widerstand derart aufgebaut worden, daß er einen großen Widerstandswert hat, um eine Verstärkung bei einer Resonanzstelle zu erniedrigen. Jedoch wird dann, wenn eine Verstärkung ohne irgendeine Gegenmaßnahme erniedrigt wird, auch der Entkopplungseffekt verschlechtert, obwohl eine Kapazität auf dem Chip für den Zweck des Erhöhens des Entkopplungseffekts in eine Stromversorgungsschaltung eingebaut ist. Zum Lösen dieses Problems ist die Stromversorgungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung derart aufgebaut, daß sie einen Widerstand hat, der in Reihe zu einer Entkopplungskapazität geschaltet ist und einen Widerstandswert hat, der so klein wie möglich ist.

Gemäß der vorliegenden Erfindung besteht das, was man tun muß, darin, eine Resonanzstelle nur in einem Betriebsfrequenzmode zu bewegen, für den dies erforderlich ist. Es ist nicht nötig, eine Resonanzstelle in allen Betriebsfrequenzbändern für eine Vielzahl von Betriebsfrequenzmoden zu bewegen. Zusätzlich wäre es möglich, eine Verstärkung mittels eines Widerstandselements in bezug auf eine Frequenz zu unterdrücken, wo eine Resonanzstelle nicht richtig bewegt wird, und in bezug auf eine Frequenz, wo ein Problem höherer Harmonischer verursacht wird, was eine stabile Stromversorgung bei einer hohen Effizienz sicherstellt.

Es folgt eine kurze Beschreibung der Zeichnungen, wobei:

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm einer herkömmlichen Stromversor gungsschaltung ist.

Fig. 2 ein Schaltungsdiagramm einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist.

Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm einer Betriebsfrequenzsignal- Erzeugungsschaltung mit einem Codierer ist, die bei einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel verwendet wird.

Fig. 4 ein Beispiel für ein durch die in Fig. 3 dargestellte Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung auszuführendes Codieren darstellt.

Fig. 5 ein weiteres Beispiel für ein durch die in Fig. 3 dargestellte Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung auszuführendes Codieren darstellt.

Fig. 6 ein Schaltungsdiagramm einer Betriebsfrequenzsignal- Erzeugungsschaltung mit einem Schieberegister und einem Register ist, die bei einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel verwendet wird.

Fig. 7 ein Zeitdiagramm der in Fig. 6 dargestellten Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaftung ist.

Fig. 8 ein Schaltungsdiagramm einer Betriebsfrequenzsignal- Erzeugungsschaltung mit einem Zähler und einem Register ist, die bei einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel verwendet wird.

Fig. 9 ein Zeitdiagramm der in Fig. 8 dargestellten Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung ist.

Fig. 10 ein Schaltungsdiagramm einer Schaltung zum Verändern einer Kapazität ist, welche Schaltung bei einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel zu verwenden ist.

Fig. 11 ein Schaltungsdiagramm einer MOS-Kapazitätsschaltung ist, die bei einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel zu verwenden ist.

Fig. 12 ein Schaltungsdiagramm einer Diffusionskapazitätsschaltung ist, die bei einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel zu verwenden ist.

Fig. 13 ein Schaltungsdiagramm einer Verdrahtungskapazitätsschaltung ist, die bei einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel zu verwenden ist.

Fig. 14A, 14B und 14C Kennlinien einer Frequenz darstellen, die von einer Kapazität in einer RLC-Schaltung abhängt.

Fig. 15A und 15B Schaltungsdiagramme einer Schaltung zum Verändern einer Induktanz sind, welche Schaltung bei einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel zu verwenden ist.

Fig. 16A, 16B und 16C Kennlinien einer Frequenz darstellen, die von einer Induktanz in einer RLC-Schaltung abhängt.

Fig. 17 ein Schaltungsdiagramm einer Schaltung zum Verändern eines Widerstandes ist, welche Schaltung bei einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel zu verwenden ist.

Fig. 18 ein Schaltungsdiagramm einer MOS-Widerstandsschaltung ist.

Fig. 19 ein Schaltungsdiagramm einer Polysilizium-Widerstandsschal tung ist.

Fig. 20 ein Schaltungsdiagramm einer Diffusions-Widerstandsschaltung ist.

Fig. 21A und 21B Kennlinien einer Frequenz darstellen, die von einer Kapazität in einer RLC-Schaltung abhängt.

Fig. 22 eine Entkopplungskennlinie einer Entkopplungskapazität auf einem Chip darstellt, zu welcher ein Widerstand in Reihe geschaltet ist.

Es folgt eine Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele.

[Erstes Ausführungsbeispiel]

Fig. 2 ist ein Schaltungsdiagramm einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Ein integrierter Schaltkreis 101 enthält einen Ausgangspuffer 102 und einen Takttreiber 103, von welchen beide eine große Last ansteuern. Der Ausgangspuffer 102 und der Takttreiber 103 sind an sowohl eine Stromversorgungsleitung 104 als auch an eine Erdungsleitung 105 angeschlossen. Zwischen einer Stromversorgungsquelle VDD und Erdspannung GND des integrierten Schaltkreises 101 existieren parasitäre Induktanzen (L) 106 und 107, parasitäre Widerstände (R) 108, 109, 110, 111, 112 und 113, parasitäre Kapazitäten (C) 114, 115, 116 und 117.

Eine Schaltung 120 zum Aussenden eines Betriebsfrequenzsignals empfängt ein Betriebsartensignal oder ein Taktsignal und ein Referenzfrequenzsignal als Eingangssignale und sendet ein Betriebsfrequenzsignal 122 als Ausgangssignal aus. Die oben angegebenen parasitären Elemente RLC in einer Stromversorgungsleitung werden gemäß dem Betriebsfrequenzsignal 122 verändert, und als Ergebnis wird eine Resonanzstelle in einem mit den oben angegebenen parasitären Elementen RLC definierten RLC-Kreis bewegt, und eine Verstärkung wird gesteuert. Durch Bewegen einer Resonanzstelle ist es möglich, zu vermeiden, daß eine Betriebsfrequenz in Einklang mit einer Resonanzfrequenz ist, und durch Steuern einer Verstärkung ist es möglich, eine Resonanz der Stromversorgungsschaltung zu unterdrücken, was einen stabilen Betrieb sicherstellt.

Fig. 3 stellt ein Beispiel der Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung 120 dar. Eine dargestellte Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung 220 ist derart aufgebaut, daß sie einen Codierer 223 enthält. Die Betriebsfrequenzsignal- Erzeugungsschaltung 220 empfängt Betriebsartensignale 221, die eine Betriebsfrequenz eines integrierten Schaltkreises anzeigen, und sendet Betriebsfrequenzsignale 222 aus, die zum Steuern parasitärer Elemente gemäß der Betriebsfrequenz zu verwenden sind. Die Betriebsfrequenzsignale 222 sind Signale, die durch den Codierer 223 codiert sind.

Fig. 4 zeigt ein Beispiel einer Funktion des Codierers 223, und weiterhin ein Beispiel einer Beziehung zwischen dem Betriebsartensignal 221 als Eingabe und dem Betriebsfrequenzsignal 222 als Ausgabe. Das Betriebsartensignal 221 wird in den Codierer 223 mit zwei Bits IN1 und IN0 eingegeben, und das Betriebsfrequenzsignal 222 wird vom Codierer 223 mit acht Bits OUT7, OUT6, OUT5, OUT4, OUT3, OUT2, OUT1 und OUT0 ausgegeben. Wenn die Betriebsartensignale 221 (IN1, IN0) Zwei-Bit-Signale (1, 0), (0, 1) und (0, 0) bilden, zeigen sie jeweils eine hohe, eine mittlere und eine niedrige Geschwindigkeit an, und die Betriebsfrequenzsignale 222 bilden jeweils Acht-Bit-Signale (1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1), (0, 0, 0, 0, 1, 1, 1, 1) und (0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 1). Die Ausgangssignale 222 werden derart codiert, daß die Anzahl der Zahl Eins (1) von einem niederwertigeren Bit erhöht wird, wenn eine Betriebsfrequenz hoch wird. Dieses Codieren ist dann effektiv, wenn eine zu steuernde Schaltung keine Gewichtung hat.

Fig. 5 zeigt ein weiteres Beispiel einer Funktion des Codierers 223, und ein weiteres Beispiel einer Beziehung zwischen dem Betriebsartensignal 221 als Eingabe und dem Betriebsfrequenzsignal 222 als Ausgabe. Das Betriebsartensignal 221 wird in den Codierer 223 mit zwei Bits IN1 und IN0 eingegeben und das Betriebsfrequenzsignal 222 wird vom Codierer 223 mit acht Bits OUT7, OUT6, OUT5, OUT4, OUT3, OUT2, OUT1 und OUT0 ausgegeben. Wenn die Betriebsartensignale 221 (IN1, IN0) Zwei-Bit-Signale (1, 0), (0, 1) und (0, 0) bilden, zeigen sie jeweils eine hohe, eine mittlere und eine niedrige Geschwindigkeit an, und die Betriebsfrequenzsignale 222 bilden jeweils Acht-Bit- Signale (0, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0), (0, 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0) und (0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 1). Die Ausgangssignale 222 werden derart codiert, daß die Zahl Eins (1) bei einem höherwertigen Bit enthalten ist, wenn eine Betriebsfrequenz hoch wird, d. h. die Ziffer Eins (1) in Fig. 4 wird mit einem binären Zahlensystem dargestellt. Dieses Codieren ist dann effektiv, wenn eine zu steuernde Schaltung eine Gewichtung hat, und macht es möglich, die Anzahl von Ausgangsbits im Betriebsfrequenzsignal 222 relativ zu dem in Fig. 4 gezeigten Beispiel zu erniedrigen.

[Zweites Ausführungsbeispiel]

Fig. 6 stellt eine bei einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel zu verwendende Betriebsfrequenzsignal Erzeugungsschaltung 520 dar. Die Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung 520 enthält ein Schieberegister 525 und ein Register 526. Das Schieberegister 525 empfängt eine Stromversorgung als Schiebeeingabe, ein internes Taktsignal 521 als Takteingabe und ein Referenzfrequenzsignal 524 als Rücksetzeingabe. Das Register 526 empfängt ein Referenzfrequenzsignal 524 als Takteingabe. Das Referenzfrequenzsignal 524 ist derart, daß es eine niedrigere Frequenz als das interne Taktsignal 521 hat.

Die Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung 520, die aus einer Kombination des Schieberegisters 525 und des Registers 526 besteht, empfängt ein internes Taktsignal 521 und das Referenzfrequenzsignal 524, erfaßt eine Frequenz des internen Taktsignals 521 und sendet Betriebsfrequenzsignale 522 aus, durch welche parasitäre Elemente gemäß der Frequenz des internen Taktsignals 521 gesteuert werden. Die Betriebsfrequenzsignale 522 werden derart codiert, daß die Anzahl der Zahl Eins (1) von einem niederwertigerem Bit erhöht wird, wenn die Frequenz hoch wird, und zwar auf dieselbe Weise wie bei dem in Fig. 4 gezeigten Codieren.

Fig. 7 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb der Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung 520 zeigt. Das Schieberegister 525 arbeitet bei führenden Flanken. Das Schieberegister 525 sendet Ausgaben IN0, IN1, IN2, IN3, IN4, IN5, IN6 und IN7 aus, wo die Zahl Eins (1) von einem niederwertigeren Bit jedesmal dann gebildet wird, wenn sich das interne Taktsignal 521 ändert, wenn das Referenzfrequenzsignal 524 Null (0) darstellt.

Das Register 526 besteht aus einem Flip-Flop zur Triggerung bei einer führenden Flanke und speichert eine vom Schieberegister 525 ausgesendete Ausgabe genau dann zwischen, wenn das Referenzfrequenzsignal 524 ansteigt. Beim dargestellten Beispiel sind alle Betriebsfrequenzsignale 522 auf Eins (1) eingestellt.

Wie es zuvor angegeben ist, wird das Referenzfrequenzsignal 524 in das Schieberegister 525 bei seinem Rücksetzeingang eingeführt. Das Schieberegister 525 wird rückgesetzt, nachdem das Betriebsfrequenzsignal 522 beim Register 526 zwischengespeichert ist. Bei dem in den Fig. 6 und 7 dargestellten Beispiel führt das Schieberegister 525 Verschiebungen mit der Anzahl entsprechend der Zahl durch, um welche sich das interne Taktsignal 521 verändert, während das Referenzfrequenzsignal 524 Null (0) darstellt. Somit ist es nötig, die Anzahl von Bits des Schieberegisters 525 und des Registers 526 derart einzustellen, daß sie gleich der Zahl sind, um welche sich das interne Taktsignal 521 in einem Hochfrequenz- Betriebsmode in einer halben Periode des Referenzfrequenzsignals 522 ändert.

[Drittes Ausführungsbeispiel]

Fig. 8 stellt eine Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung 720 dar, die bei einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel zu verwenden ist. Die Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung 720 enthält einen Fehler 727 und ein Register 726. Der Zähler 727 empfängt ein internes Taktsignal 721 als Takteingabe und ein Referenzfrequenzsignal 724 als Rücksetzeingabe. Das Register 726 empfängt ein Referenzfrequenzsignal 724 als Takteingabe. Das Referenzfrequenzsignal 724 ist derart entworfen, daß es eine niedrigere Frequenz als das interne Taktsignal 721 hat.

Die Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung 720, die aus einer Kombination des Zählers 727 und des Registers 726 besteht, empfängt das interne Taktsignal 721 und das Referenzfrequenzsignal 724, erfaßt eine Frequenz des internen Taktsignals 721 und sendet Betriebsfrequenzsignale 722 aus, durch welche parasitäre Elemente gemäß der Frequenz des internen Taktsignals 721 gesteuert werden. Die Betriebsfrequenzsignale 722 sind im binären Zahlensystem codiert.

Fig. 9 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb der Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung 720 zeigt. Der Zähler 727 zählt die internen Taktsignale 721 und sendet Ausgaben IN0, IN1, IN2, IN3, IN4, IN5, IN6 und IN7 aus, wobei ein nach oben Zählen im binären Zahlensystem jedesmal dann durchgeführt wird, wenn das interne Taktsignal 721 sich ändert, wenn das Referenzfrequenzsignal 724 Null (0) darstellt.

Das Register 726 besteht aus einem Anstiegsflanken-Trigger-Flip-Flop und speichert eine vom Zähler 727 ausgesendete Ausgabe genau dann zwischen, wenn das Referenzfrequenzsignal 724 ansteigt. Beim dargestellten Beispiel sind die Betriebsfrequenzsignale 722 bei OUT3 auf Eins (1) eingestellt.

Wie es zuvor angegeben ist, wird das Referenzfrequenzsignal 724 in den Zähler 727 bei seinem Rücksetzeingang eingeführt. Der Zähler 727 wird rückgesetzt, nachdem das Betriebsfrequenzsignal 722 beim Register 726 zwischengespeichert ist. Bei dem in den Fig. 8 und 9 dargestellten Beispiel wird ein Hochzählen um die Anzahl entsprechend der Zahl durchgeführt, um welche sich das interne Taktsignal 721 ändert, während das Referenzfrequenzsignal 724 Null (0) darstellt. Somit ist es nötig, die Anzahl von Bits des Zählers 727 und des Registers 726 derart einzustellen, daß sie gleich der Zahl sind, um welche sich das interne Taktsignal 721 in einem Hochfrequenz-Betriebsmode in einer halben Periode des Referenzfrequenzsignals 722 ändert.

[Viertes Ausführungsbeispiel]

Fig. 10 stellt eine Schaltung zum Verändern einer Kapazität dar, welche Schaltung bei einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu verwenden ist. Die dargestellten Kapazitätsveränderungsschaltungen 914 und 915 sind äquivalent zur Entkopplungskapazität 114 auf dem Chip, einer in Fig. 2 dargestellten parasitären Kapazität. Die Kapazitätsveränderungsschaltungen 914 und 915 verändern eine Kapazität, um dadurch eine Resonanzstelle zu bewegen. Die dargestellte Kapazitätsveränderungsschaltung 914 besteht aus einer Vielzahl von p-MOS-Transistoren 941 und einer Vielzahl von Kondensatoren 931, von welchen jeder mit einem jeweiligen der p-MOS-Transistoren 941 in Reihe geschaltet ist. Die dargestellte Kapazitätsveränderungsschaltung 915 besteht aus einer Vielzahl von n-MOS-Transistoren 942 und einer Vielzahl von Kondensatoren 932, von welchen jeder zu einem jeweiligen der n-MOS-Transistoren 942 in Reihe geschaltet ist. Ein Betriebsfrequenzsignal 922 wird in Gateanschlüsse jedes der p-MOS-Transistoren 941 und der n-MOS-Transistoren 942 eingeführt. Die p-MOS und n-MOS-Transistoren 941 und 942 wirken als Schalter.

Es wäre möglich, eine gewünschte Kapazität durch Einführen der Betriebsfrequenzsignale 922 in eine bestimmte Anzahl der Transistoren zu erhalten, um dadurch die Transistoren mit der gewünschten Anzahl einzuschalten. Als Alternative wäre es ebenso möglich, die Anzahl von Signalleitungen durch Verändern einer Gewichtung von Kapazitäten zu reduzieren, um dadurch für eine Gewichtung der Betriebsfrequenzsignale 922 zu sorgen.

Die Fig. 11, 12 und 13 stellen Beispiele der Kapazitätsveränderungsschaltung dar.

Fig. 11 stellt eine Kapazitätsveränderungsschaltung dar, wobei eine Kapazität aus einem p-MOS-Transistor 1031 und einem n-MOS-Transistor 1032 gebildet ist. Wie es dargestellt ist, enthält ein p-Typ-Halbleitersubstrat 1040 eine n-Typ-Wanne 1041 und eine p-Typ-Wanne 1042. In der n-Typ-Wanne 1041 sind zwei p⁺-Bereiche als Source- und Drainbereiche ausgebildet, von welchen beide den p-MOS-Transistor 1031 zusammen mit einem Gateanschluß bilden, und ein n⁺-Bereich, durch welchen die n-Typ-Wanne 1041 mit einer Stromversorgungsquelle VDD elektrisch verbunden ist. In der p-Typ-Wanne 1042 sind zwei n⁺-Bereiche als Source- und Drainbereiche ausgebildet, von welchen beide den n-MOS-Transistor 1032 zusammen mit einem Gateanschluß bilden, und ein p⁺-Bereich, durch welchen die p-Typ-Wanne 1042 elektrisch mit Erde GND verbunden ist.

Ein Anschluß 0 zeigt einen Anschluß an, der mit einer Spannung niedrigeren Pegels elektrisch verbunden ist, und ein Anschluß 1 zeigt einen Anschluß an, der mit einer Spannung hohen Pegels elektrisch verbunden ist. Im n-MOS-Transistor 1032 ist der Anschluß 1 mit einem Gateanschluß verbunden, und die Anschlüsse 0 sind mit Source- und Drainanschlüssen verbunden. Im p-MOS-Transistor 1031 ist der Anschluß 0 mit einem Gateanschluß verbunden, und die Anschlüsse 1 sind mit Source- und Drainanschlüssen verbunden.

Fig. 12 stellt eine Kapazitätsveränderungsschaltung dar, wobei eine Kapazität aus Diffusionsschichten gebildet ist. Wie es dargestellt ist, enthält ein p-Typ-Halbleitersubstrat 1140 eine n-Typ-Wanne 1141 und eine p-Typ-Wanne 1142. In der n-Typ-Wanne 1141 sind zwei n⁺-Bereiche als n-Wannenkontakte ausgebildet, und ein p⁺-Diffusionsbereich 1131 zwischen den n⁺-Bereichen. In der p-Typ-Wanne 1142 sind zwei p⁺-Bereiche als p-Wannenkontakte ausgebildet, und ein n⁺-Diffusionsbereich 1132 zwischen den p⁺-Bereichen.

Ein Anschluß 0 zeigt einen Anschluß an, der mit einer Spannung niedrigeren Pegels elektrisch verbunden ist, und ein Anschluß 1 zeigt einen Anschluß an, der mit einer Spannung hohen Pegels elektrisch verbunden ist. In der n-Typ-Wanne 1141 ist der Anschluß 0 mit dem p⁺-Diffusionsbereich 1131 verbunden, und die Anschlüsse 1 sind mit den n⁺-Diffusionsbereichen verbunden. In der p-Typ-Wanne 1142 ist der Anschluß 1 mit dem n⁺-Diffusionsbereich 1132 verbunden, und die Anschlüsse 0 sind mit den p⁺-Diffusionsbereichen verbunden. Bei diesem Beispiel hat die p-Typ-Wanne 1142 deshalb, weil das p-Typ-Substrat 1140 verwendet wird, dieselbe Spannung wie das p-Typ-Substrat 1140. Somit ist es nötig, den Anschluß 0 derart einzustellen, daß er eine Erdspannung hat.

Fig. 13 stellt eine Kapazitätsveränderungsschaltung dar, wobei eine Kapazität aus Verdrahtungsschichten gebildet ist. Wie es dargestellt ist, besteht die Kapazitätsveränderungsschaltung aus einem p-Typ-Substrat 1240, das eine n-Typ-Wanne 1241 enthält, auf welcher eine erste und eine zweite Verdrahtungsschicht 1231 und 1232 ausgebildet sind.

Ein Anschluß 0 zeigt einen Anschluß an, der mit einer Spannung niedrigeren Pegels elektrisch verbunden ist, und ein Anschluß 1 zeigt einen Anschluß an, der mit einer Spannung hohen Pegels elektrisch verbunden ist. Die erste Verdrahtungsschicht 1231 ist mit dem Anschluß 0 elektrisch verbunden, und die zweite Verdrahtungsschicht 1232 und die n-Typ-Wanne 1241 sind beide mit dem Anschluß 1 elektrisch verbunden. Dieses Beispiel zeigt eine Kapazität mit einer Struktur in Sandwichbauweise.

Die Fig. 14A, 14B und 14C stellen eine von einer Kapazität in einem RLC-Kreis abhängige Frequenzkurve dar. Eine Kurve, die die Frequenzkurve darstellt, hat eine Resonanzstelle, wenn eine Kreisfrequenz ω gleich 1/(LC)^1/2 ist, und hat einen Spitzenwert bei der Resonanzstelle. Die Kurve wird in einem Bereich gedämpft, wo eine Kreisfrequenz ω größer als 1/CR(ω < 1/CR) ist.

Fig. 14A zeigt eine Frequenzkennlinie eines RLC-Kreises mit einer Kapazität C.

Fig. 14B zeigt eine Frequenzkennlinie eines RLC-Kreises mit einer Kapazität C1, die größer als die Kapazität C der in Fig. 14A dargestellten Schaltung ist. Wie es in der in Fig. 14B im Vergleich mit Fig. 14A dargestellten Kurve gezeigt ist, erscheint dann, wenn ein RLC-Kreis derart entworfen ist, daß er eine größere Kapazität enthält, seine Resonanzstelle bei einer niedrigeren Kreisfrequenz, und eine Grenz-Kreisfrequenz wird auch erniedrigt.

Fig. 14C zeigt eine Frequenzkennlinie eines RLC-Kreises, der eine Kapazität C2 enthält, die kleiner als die Kapazität C der in Fig. 14A dargestellten Schaltung ist. Wie es in der in Fig. 14C im Vergleich mit Fig. 14A dargestellten Kurve gezeigt ist, erscheint dann, wenn ein RLC-Kreis derart entworfen ist, daß er eine kleinere Kapazität enthält, seine Resonanzstelle bei einer höheren Kreisfrequenz, und auch eine Grenz-Kreisfrequenz wird erhöht.

[Fünftes Ausführungsbeispiel]

Die Fig. 15A und 15B stellen eine Schaltung zum Variieren einer Induktanz dar, welche Schaltung bei einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu verwenden ist. Die dargestellten Induktanzveränderungsschaltungen 1406 und 1407 sind äquivalent zu den parasitären Induktanzen 106 und 107, die in Fig. 2 dargestellt sind. Die Induktanzveränderungsschaltungen 1046 und 1047 verändern eine Induktanz, um dadurch eine Resonanzstelle zu bewegen, obwohl eine hohe Induktanz in einer Leistungsversorgungsleitung nicht vorzuziehen ist, weil eine Induktanz für einen Hochfrequenzstrom als hohe Impedanz wirkt.

Die dargestellte Induktanzveränderungsschaltung 1406 besteht aus einer Vielzahl von p-MOS-Transistoren 1441 und einer Vielzahl von Spulen 1431, von welchen jede zu einem jeweiligen der p-MOS-Transistoren 1441 in Reihe geschaltet ist. Die dargestellte Induktanzveränderungsschaltung 1407 besteht aus einer Vielzahl von n-MOS-Transistoren 1442 und einer Vielzahl von Spulen 1432, von welchen jede zu einem jeweiligen der n-MOS-Transistoren 1442 in Reihe geschaltet ist. Ein Betriebsfrequenzsignal 1422 wird in Gateanschlüsse jedes der p-MOS-Transistoren 1441 und der n-MOS-Transistoren 1442 eingegeben. Die p-MOS- und n-MOS-Transistoren 1441 und 1442 wirken als Schalter.

Wie es in Fig. 15B dargestellt ist, ist ein Leistungsversorgungsanschluß 1465 eines Gehäuses elektrisch mit einem Stromversorgungsanschlußflecken 1461 durch einen Bondierungsdraht 1463 verbunden, und ein Erdungsanschluß 1466 eines Gehäuses ist mit einem Erdungsanschlußflecken 1464 durch einen Bondierungsdraht 1464 elektrisch verbunden. Der Stromversorgungsanschluß 1461 ist mit einem internen Leistungsversorgungsanschluß 1404 durch einen Schalttransistor 1441 elektrisch verbunden, und der Erdungsanschluß 1462 ist mit einem internen Erdungsanschluß 1405 durch einen Schalttransistor 1442 elektrisch verbunden.

Es wäre möglich, eine gewünschte Induktanz durch Einführen der Betriebsfrequenzsignale 1422 in eine bestimmte Anzahl von Stromversorgungs- Erdungs-Pins einzuführen. Als Alternative wäre es ebenso möglich, die Anzahl von Signalleitungen durch Verändern einer Gewichtung von Induktanzen zu reduzieren, um dadurch den Betriebsfrequenzsignalen 1422 eine Gewichtung zu geben.

Die Fig. 16A, 16B und 16C stellen eine Frequenzkennlinie abhängig von einer Induktanz in einem RLC-Kreis dar. Eine Kurve, die die Frequenzkennlinie darstellt, hat eine Resonanzstelle, wenn eine Kreisfrequenz ω gleich 1/(LC)^1/2 ist, und hat einen Spitzenwert bei der Resonanzstelle. Die Kurve wird in einem Bereich gedämpft, wo eine Kreisfrequenz ω größer als 1/CR (ω < 1/CR) ist.

Fig. 16A zeigt eine Frequenzkennlinie eines RLC-Kreises mit einer Induktanz L.

Fig. 16B zeigt eine Frequenzkennlinie eines RLC-Kreises mit einer Induktanz L1, die größer als die Induktanz L des in Fig. 16A dargestellten Kreises ist. Wie es in der in Fig. 168 dargestellten Kurve im Vergleich mit Fig. 16A gezeigt ist, erscheint dann, wenn ein RLC-Kreis derart entworfen ist, daß er eine größere Induktanz enthält, seine Resonanzstelle bei einer niedrigeren Kreisfrequenz.

Fig. 16C zeigt eine Frequenzkennlinie eines RLC-Kreises mit einer Induktanz L2, die kleiner als die Induktanz L des in Fig. 16A dargestellten Kreises ist. Wie es in der in Fig. 16C dargestellten Kurve im Vergleich mit Fig. 16A gezeigt ist, erscheint dann, wenn ein RLC-Kreis derart entworfen ist, daß er eine kleinere Induktanz enthält, seine Resonanzstelle bei einer höheren Kreisfrequenz.

Die Anzahl von Stromversorgungs-Pins ist normalerweise auf ein Maximum eingestellt, um einen durch eine Induktanz verursachten Spannungsabfall zu vermeiden.

[Sechstes Ausführungsbeispiel]

Fig. 17 stellt eine Schaltung zum Verändern eines Widerstandes dar, die bei einer Stromversorgungsschaltung gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu verwenden ist. Die dargestellten Widerstandsveränderungsschaltungen 1610 und 1611 sind äquivalent zu den parasitären Widerständen 110, 111, 112 und 113, die in Fig. 2 dargestellt sind. Die Widerstandsveränderungsschaltungen 1610 und 1611 verändern einen Widerstand, um dadurch eine Grenzfrequenz zu verändern.

Die dargestellte Widerstandsveränderungsschaltung 1610 besteht aus einer Vielzahl von p-MOS-Transistoren 1641 und einer Vielzahl von Widerständen 1631, von welchen jeder mit einem jeweiligen der p-MOS-Transistoren 1641 in Reihe geschaltet ist. Die dargestellte Widerstandsveränderungsschaltung 1611 besteht aus einer Vielzahl von n-MOS-Transistoren 1642 und einer Vielzahl von Widerständen 1632, von welchen jeder mit einem jeweiligen der n-MOS-Transistoren 1642 in Reihe geschaltet ist. Ein Betriebsfrequenzsignal 1622 wird in Gateanschlüsse jedes der p-MOS-Transistoren 1641 und der n-MOS-Transistoren 1642 eingeführt. Die p-MOS- und n-MOS-Transistoren 1641 und 1642 wirken als Schalter.

Es wäre möglich, einen gewünschten Widerstand durch Einführen der Betriebsfrequenzsignale 1622 in eine bestimmte Anzahl von Transistoren zu erhalten, um sie dadurch einzuschalten. Als Alternative wäre es ebenso möglich, die Anzahl von Signalleitungen durch Verändern einer Gewichtung von Widerständen zu reduzieren, um dadurch den Betriebsfrequenzsignalen 1622 eine Gewichtung zu geben.

Wenn ein Widerstand zu einem Stromversorgungsanschluß und einem Erdungsanschluß in einer internen Schaltung in Reihe geschaltet ist, wird ein Spannungsabfall erzeugt. Gegenteilig dazu wird dann, wenn ein Widerstand nicht zu einem Stromversorgungsanschluß und einem Erdungsanschluß in Reihe geschaltet wird, sondern zu einer Entkopplungskapazität, der Entkopplungseffekt reduziert.

Die Fig. 18, 19 und 20 stellen Beispiele der Widerstandsveränderungsschaltung dar.

Bei einer in Fig. 18 dargestellten Widerstandsveränderungsschaltung besteht ein Widerstand aus p-MOS-Transistoren 1731 und 1733 und aus n-MOS-Transistoren 1732 und 1734. Ein Anschluß 0 ist ein Anschluß, an welchen eine Spannung niedrigeren Pegels angelegt wird, und ein Anschluß 1 ist ein Anschluß, an welchen eine Spannung höheren Pegels angelegt wird. Im p-MOS-Transistor 1731 wird eine Referenzvorspannung Vrefp an einen Gateanschluß angelegt, ist der Anschluß 1 elektrisch mit einem Sourceanschluß verbunden, und ist der Anschluß 0 elektrisch mit einem Drainanschluß verbunden. Im n-MOS-Transistor 1732 wird eine Referenzvorspannung Vrefn an einen Gateanschluß angelegt, ist der Anschluß 1 elektrisch mit einem Sourceanschluß verbunden, und ist der Anschluß 0 elektrisch mit einem Drainanschluß verbunden. Im p-MOS-Transistor 1733 ist ein Gateanschluß elektrisch mit einem Drainanschluß verbunden, mit welchem der Anschluß 0 elektrisch verbunden ist, und ist der Anschluß 1 elektrisch mit einem Sourceanschluß verbunden. Im n-MOS-Transistor 1734 ist ein Gateanschluß elektrisch mit einem Drainanschluß verbunden, mit welchem der Anschluß 0 elektrisch verbunden ist, und ist der Anschluß 1 elektrisch mit einem Sourceanschluß verbunden.

Bei einer in Fig. 19 dargestellten Widerstandsveränderungsschaltung besteht ein Widerstand aus einer Schicht 1831, die aus Polysilizium aufgebaut ist, und die auf einem p-Typ-Substrat 1830 ausgebildet ist. Ein Anschluß 0 ist ein Anschluß, an welchen eine Spannung niedrigeren Pegels angelegt wird, und ein Anschluß 1 ist ein Anschluß, an welchen eine Spannung höheren Pegels angelegt wird. Der Anschluß 0 ist elektrisch mit der Polysiliziumschicht 1831 an ihrem einen Ende verbunden, und der Anschluß 1 ist elektrisch mit der Polysiliziumschicht 1831 an dem anderen Ende verbunden.

Bei einer in Fig. 20 dargestellten Widerstandsveränderungsschaltung besteht ein Widerstand aus Diffusionsschichten 1931 und 1932. Ein p-Typ-Substrat 1930 enthält eine p-Typ-Wanne 1931 und eine n-Typ-Wanne 1932. Eine n⁺-Diffusionsschicht 1933 ist in der p-Typ-Wanne 1931 ausgebildet, und die p⁺-Diffusionsschicht 1934 ist in der n-Typ-Wanne 1932 ausgebildet. Ein Anschluß 0 ist ein Anschluß, an welchen eine Spannung niedrigeren Pegels angelegt wird, und ein Anschluß 1 ist ein Anschluß, an welchen eine Spannung höheren Pegels angelegt wird. Der Anschluß 0 ist elektrisch mit der n⁺-Diffusionsschicht 1933 an ihrem einen Ende verbunden, und der Anschluß 1 ist elektrisch mit der n⁺-Diffusionsschicht 1933 am anderen Ende verbunden. Gleichermaßen ist der Anschluß 0 elektrisch mit der p⁺-Diffusionsschicht 1934 an ihrem einen Ende verbunden, und ist der Anschluß 1 elektrisch mit der p⁺-Diffusionsschicht 1934 am anderen Ende verbunden.

Zum Verhindern, daß ein Strom zwischen den Diffusionsschichten 1933, 1934 und den p- und n-Typ-Wannen 1931, 1932 fließt, ist die n-Typ-Wanne 1932 derart entworfen, daß sie eine Versorgungsspannung hat, und ist die p-Typ-Wanne 1931 derart entworfen, daß sie eine Erdungsspannung hat. Als Alternative kann die n-Typ-Wanne 1932 derart entworfen sein, daß sie eine Spannung hat, die gleich oder größer als eine Spannung der p⁺-Diffusionsschicht 1934 ist, und kann die p-Typ-Wanne 1931 derart entworfen sein, daß sie eine Spannung hat, die gleich oder kleiner als eine Spannung der n⁺-Diffusionsschicht 1933 ist.

Die Fig. 21A und 21B stellen eine Frequenzkennlinie in Abhängigkeit von einem Widerstand in einem RLC-Kreis dar. Eine Kurve, die die Frequenzkennlinie darstellt, hat eine Resonanzstelle, wenn eine Kreisfrequenz ω gleich 1/(LC)^1/2 ist, und hat einen Spitzenwert bei der Resonanzstelle. Die Kurve ist in einem Bereich gedämpft, wo eine Kreisfrequenz ω größer als 1/CR ist (ω < 1/CR).

Die Fig. 21A zeigt eine Frequenzkennlinie eines RLC-Kreises mit einem Widerstand R.

Die Fig. 21B zeigt eine Frequenzkennlinie eines RLC-Kreises mit einem Widerstand R1, der größer als der Widerstand R des in Fig. 21A dargestellten Kreises ist. Wie es in der in Fig. 21B dargestellten Kurve im Vergleich mit Fig. 21A gezeigt ist, wäre es dann, wenn ein RLC-Kreis derart entworfen ist, daß er einen größeren Widerstand enthält, möglich, eine Grenz-Kreisfrequenz zu erniedrigen, und es wäre auch möglich, eine Verstärkung zu steuern.

Die Fig. 22 ist eine Kurve, die eine Kennlinie über Entladungen von einer Entkopplungskapazität auf dem Chip darstellt, zu welcher ein Widerstand in Reihe geschaltet ist. Es ist möglich, übrige bzw. restliche Ladungen mit einer höheren Geschwindigkeit zuzuführen, wenn sich eine an den RLC-Kreis angelegte Spannung Vc in einer kürzeren Zeitperiode (t) Null (0) nähert. Dies bedeutet, daß der Entkopplungseffekt verstärkt wird. Der Entkopplungseffekt wird reduziert, wenn der Widerstand R1 größer wird.

Während die vorliegende Erfindung in Zusammenhang mit den bevorzugten Ausführungsbeispielen beschrieben worden ist, zeigt die vorliegende Erfindung folgende Vorteile.

Der erste Vorteil besteht darin, daß es möglich ist, Leistungsresonanzstörungen zu reduzieren. Dies ist so, weil es die vorliegende Erfindung möglich macht, eine Resonanzstelle eines Resonanzkreises gemäß einer Betriebsfrequenz zu bewegen und eine Verstärkung zu unterdrücken.

Der zweite Vorteil besteht darin, daß es möglich ist, ein Umschaltrauschen bzw. Schaltstörungen zu reduzieren. Dies ist so, weil es die vorliegende Erfindung möglich macht, einen Widerstand zu reduzieren, der zu einer Kapazität auf dem Chip in Reihe zu schalten ist, was eine bessere Absorption von Schaltstörungen sicherstellt.

Der dritte Vorteil besteht darin, daß eine Stromversorgungsschaltung mit einer guten Effizienz erreicht werden kann. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Resonanzstelle in jedem der Betriebsmoden lediglich aus einer Frequenz und einer höheren Harmonischen bewegt. Es ist nicht mehr nötig, eine Resonanzstelle aus einem gesamten breiten Betriebsfrequenzbereich zu bewegen. Somit ist es möglich, einen Wert eines zu einer Bewegung einer Resonanzstelle gehörenden parasitären Elements auf einen ganz kleinen Wert unten zu halten, was sicherstellt, daß eine Stromversorgungsschaltung in einem kleinen Flächenbereich hergestellt werden kann.

Somit ist es gemäß der vorliegenden Erfindung nun möglich, Leistung mit wenig Störungen zuzuführen, was für einen stabilen Betrieb unentbehrlich ist.

Claims

1. Stromversorgungsschaltung, die für einen integrierten Schaltkreis (101) mit einer Vielzahl von Betriebsfrequenzmoden zu verwenden ist, wobei die Stromversorgungsschaltung dadurch gekennzeichnet ist, daß sie eine Resonanzstelle verändert, die durch einen parasitären Widerstand (108, 109, 110, 111, 112, 113), eine Induktanz (106, 107) und eine Kapazität (114, 115, 116, 117) definiert ist, die in einer Stromversorgungsleitung existieren, und zwar gemäß einer Betriebsfrequenz, um zu verhindern, daß die Betriebsfrequenz in Einklang mit einer Resonanzfrequenz gelangt.

2. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, wobei dann, wenn die Betriebsfrequenz relativ hoch ist, die Stromversorgungsschaltung die Resonanzstelle erniedrigt, und dann, wenn die Betriebsfrequenz relativ niedrig ist, die Stromversorgungsschaltung die Resonanzstelle erhöht.

3. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, die weiterhin eine Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung (220) aufweist, welche eine Funktion zum Codieren hat, ein Betriebsfrequenzmodensignal (221) empfängt und ein Ausgangssignal (222) aussendet, das eine Betriebsfrequenz anzeigt.

4. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 3, wobei die Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung (220) einen Codierer (223) enthält.

5. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, die weiterhin eine Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung (520, 720) aufweist, die eine Funktion zum Normalisieren auf eine Referenzfrequenz hat, ein Referenzfrequenzsignal (524, 724) und ein internes Taktsignal (521, 721) empfängt und ein Ausgangssignal (522, 722) aussendet, das eine Betriebsfrequenz anzeigt.

6. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 5, wobei die Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung (520) eine Kombination aus einem Schieberegister (525) und aus einem Register (526) enthält.

7. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 6, wobei die Kombination aus einem Schieberegister (525) und aus einem Register (526) das interne Taktsignal (521) und das Referenzfrequenzsignal (524) empfängt und ein Ausgangssignal (522) aussendet, das eine Frequenz des internen Taktsignals (521) anzeigt, wobei parasitäre Elemente gemäß der Frequenz des internen Taktsignals (521) gesteuert werden.

8. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 7, wobei das Referenzfrequenzsignal (522) eine niedrigere Frequenz als das interne Taktsignal (521) hat.

9. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 5, wobei die Betriebsfrequenzsignal-Erzeugungsschaltung (720) eine Kombination aus einem Zähler (727) und aus einem Register (726) enthält.

10. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 9, wobei die Kombination aus einem Zähler (727) und aus einem Register (726) das interne Taktsignal (721) und das Referenzfrequenzsignal (724) empfängt und ein Ausgangssignal (722) aussendet, das eine Frequenz des internen Taktsignals (721) anzeigt, wobei parasitäre Elemente gemäß der Frequenz des internen Taktsignals (721) gesteuert werden.

11. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 9, wobei das Referenzfrequenzsignal (724) eine niedrigere Frequenz als das interne Taktsignal (721) hat.

12. Stromversorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, die weiterhin eine Kapazitätsschaltung (914, 915) mit einer gemäß einer Betriebsfrequenz veränderten Kapazität (931, 932) aufweist.

13. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 12, wobei die Kapazität aus MOS-Transistoren (1031, 1032) gebildet ist.

14. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 12, wobei die Kapazität gebildet ist aus: einem n-MOS-Transistor (1032) mit einem Gateanschluß, an welchen eine Spannung hohen Pegels angelegt wird, und mit Source- und Drainanschlüssen, an welche jeweils eine Spannung niedrigen Pegels angelegt wird; und einem p-MOS-Transistor (1031) mit einem Gateanschluß, an welchen eine Spannung niedrigen Pegels angelegt wird, und mit Source- und Drainanschlüssen an welche jeweils eine Spannung hohen Pegels angelegt wird.

15. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 12, wobei die Kapazität aus Diffusionsschichten (1131, 1132) gebildet ist.

16. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 12, wobei die Kapazität aus einer p⁺-Diffusionsschicht (1131) gebildet ist, die in einer n-Typ-Wanne (1141) ausgebildet ist, und aus einer n⁺-Diffusionsschicht (1132), die in einer p-Typ-Wanne (1142) ausgebildet ist, wobei eine Spannung hohen Pegels an die n⁺-Diffusionsschicht (1132) und die n-Typ-Wanne (1141) angelegt wird, und wobei eine Spannung niedrigen Pegels an die p⁺-Diffusionsschicht (1131) und die p-Typ-Wanne (1142) angelegt wird.

17. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 12, wobei die Kapazität aus Verdrahtungsschichten (1231, 1232) gebildet ist.

18. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 12, wobei die Kapazität aus einer ersten Verdrahtungsschicht (1231) gebildet ist, die auf einem p- oder n-Typ-Bereich (1241) ausgebildet ist, und aus einer zweiten Verdrahtungsschicht (1232), die auf der ersten Verdrahtungsschicht (1231) abgelagert ist, wobei eine Spannung hohen Pegels an sowohl den p- oder n-Typ-Bereich (1241) als auch die zweite Verdrahtungsschicht (1232) angelegt wird, und wobei eine Spannung niedrigen Pegels an die erste Verdrahtungsschicht (1231) angelegt wird.

19. Stromversorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, die weiterhin eine Induktanzschaltung (1406, 1407) mit einer gemäß einer Betriebsfrequenz veränderten Induktanz (1431, 1432) aufweist.

20. Stromversorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, die weiterhin eine Widerstandsschaltung (1610, 1611) mit einem gemäß einer Betriebsfrequenz veränderten Widerstandswert (1631, 1632) aufweist.

21. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 20, wobei der Widerstandswert (1631, 1632) aus irgendeinem der folgenden Bauteile gebildet ist:

a) MOS-Transistoren (1731, 1732, 1733, 1734);
b) wenigstens einer Polysiliziumschicht (1831); und
c) Diffusionsschichten (1933, 1934).