CN1613218A - Ofdm系统中的导频复用方法和ofdm接收方法 - Google Patents

Abstract

在其中当m(其中m是大于等于1的整数)个相邻副载波被用作一组的OFDM发送设备中，正交码产生器以这样的方式产生每个组的正交码，即对于每个组的m个副载波，正交码会在时间方向正交，而对于m个导频符号，正交码会在副载波方向正交。正交码乘法器使用每个组的正交码与相应组的副载波分量相乘，IFFT单元对每个副载波中的乘法结果应用IFFT处理。

Description

OFDM系统中的导频复用方法 和OFDM接收方法

技术领域

本发明涉及OFDM系统中的导频复用方法及OFDM接收方法，尤其涉及OFDM系统中通过规定正交码扩展导频符号并且发送导频符号和发送符号的导频复用方法和OFDM接收方法。

背景技术

作为下一代移动通信方案，多载波调制方案已经变成关注的焦点。使用多载波调制不仅允许实现宽带高速数据传输，而且允许通过缩窄每个副载波的频带来减轻频率选择性衰减效应。此外，使用正交频分多路复用不仅允许提高频率利用率，而且允许通过为每个OFDM符号提供保护间隔来消除符号间干扰的影响。

图16的(a)是用于描述一个多载波传输模式的图例。串/并转换器1将串行数据转换成并行数据，并且分别通过低通滤波器2a到2d将并行数据输入到正交调制器3a到3d。在附图中，将转换成包括4个符号S1到S4的并行数据。每个符号包含同相分量和正交分量。正交调制器3a到3d通过具有图16的(b)所示的频率f₁到f₄的副载波对每个符号进行正交调制，混合器4混合正交调制信号，并且发送器(未示出)将混合信号上变转换成高频信号，并且接着发送高频信号。对于多载波传输模式，以频谱不会重叠的方式如图16的(b)所示排列频率，以满足副载波的正交性。

在正交频分多路复用中，安排频率间隔，以便使通过多载波传输的第n个副载波发送的调制频带信号和通过第(n+1)个副载波发送的调制频带信号之间的相关为零。图17的(a)是关于依赖正交频分多路复用模式的发送设备的结构的图例。串/并转换器5将串行数据转换成包括多个符号(I+jQ，为复数)的并行数据。用于以具有图17的(b)示出的频率间隔的副载波发送符号的IDFT(逆离散富立叶变换)6对频率数据应用逆离散富立叶变换以完成到时间数据的转换，并且通过低通滤波器7a，7b向正交调制器8输入实部和虚部。正交调制器8对输入数据进行正交调制，并且发送器(未示出)将调制信号上变转换成高频信号。根据正交频分多路复用，图17的(b)中示出的种类的频率布置成为可能，从而允许改进利用频率的效率。

近年来，已经对多载波CDMA方案(MD-CDMA)进行了广泛的研究，并且正在研究其在下一代宽带移动通信中的应用。通过MC-CDMA，通过发送数据的串并转换和正交码在频域的扩展，来分成多个副载波。由于频率选择性衰减，按其频率间隔分隔的副载波逐个经受独立衰减。因此，通过用频率交织使码扩展副载波信号沿着频率轴分布，解扩展信号可以获得频率分集增益。

也正在研究正交频分/码分多址(OFDM/CDMA)方案，它是OFDM和MC-CDMA的组合。在这个方案中，已经通过MC-CDMA分成副载波的信号被进行正交频率复用以提高频率利用率。

如图18所示，CDMA(码分多址)方案使用乘法器9使具有比特周期T_s的发送数据与具有码片周期Tc的扩频码C₁到C_N相乘，调制乘法结果并且发送调制信号。由于这种乘法，2/T_s窄带信号NM可以被扩频调制成2/Tc宽带信号DS并且发送，如图19所示。这里，T_s/Tc是扩展系数，并且在图解例子中，是扩频码的码长度N。根据这种CDMA传输模式，所获得的优点是干扰信号可以被降低到1/N。

根据多载波CDMA的原理，如图20所示，根据单项发送数据D产生N项复制数据，分别使用乘法器9₁到9_N使各项复制数据分别与作为扩频码(正交码)的码C₁到C_N中的相应码相乘，并且乘积DC₁到DC_N经过图21的(a)中图解的具有频率f₁到f_N的N个副载波的多载波传输。上述涉及的是单项符号数据经过多载波传输的情况。然而实际上如后面会描述的，发送数据被转换成M个符号的并行数据，对M个符号进行图20示出的处理，并且M×N个乘法的所有结果经过使用具有频率f₁到f_NM的M×N个副载波的多载波传输。此外，通过使用具有图21的(b)示出的频率布置的副载波，可以实现正交频分/码分多址。

图22的图例图解了MC-CDMA的发送端上的结构(即基站的结构)。数据调制器11调制用户的发送数据，并且将其转换成具有同相分量和正交分量的复基带信号(符号)。时间复用器12将复符号的导频时间复用到发送数据的前端。串/并转换器13将输入数据转换成M个符号的并行数据，并且当被分流到N个路径时，每个符号被输入到第一扩展器14。第一扩展器14具有M个的乘法器14₁到14_M。乘法器14₁到14_M将分流符号中的相应符号分别与构成正交码的码C₁，C₂，…，C_N相乘，并且输出结果信号。正交码C₁，C₂，…，C_N是对每个用户有所不同的Walsh码。结果，从第一扩展器14输出用于N×M个副载波的多载波传输的副载波信号S₁到S_MN。也就是说，第一扩展器14使每个并行序列的符号与正交码相乘，从而在频率方向执行扩展。接着，第二扩展器15还使副载波信号S₁到S_MN与信道识别码(小区扰频码)G₁到G_MN相乘，并且输出副载波信号S₁′到S_MN′。

码复用器16对如上所述产生的副载波信号，和通过类似方法产生的其它用户的副载波信号进行码复用。也就是说，对于每个副载波，码复用器16混合依据副载波的多个用户的副载波信号，并且输出结果。IFFT(逆快速富立叶变换)单元17对并行输入的副载波信号应用IFFT(逆快速富立叶变换)，从而转换成时间轴上的OFDM信号(实部信号和虚部信号)。保护间隔插入单元18向OFDM信号插入保护间隔，正交调制器对插入保护间隔的OFDM信号应用正交调制，并且无线发送器20将信号上变转换到射频，应用高频放大并且从天线发送结果信号。

副载波的总数是(扩展系数N)×(并行序列的数量M)。此外，由于传播路径上持续存在因副载波的不同而不同的衰减，导频被时间复用到所有副载波上，并且其被如此安排，使得可以在接收端逐个副载波地执行衰减补偿。时间复用导频是所有用户在信道估测中使用的公共导频。

图23的图例用于描述串并转换。这里，公共导频P已经时间复用到发送数据的一个帧的前端。应当注意，如后面会描述的，公共导频P可以分散在帧内。如果每帧的公共导频是例如4×M个符号并且发送数据是28×M个符号，则会从串/并转换器13输出导频的M个符号，这是并行数据的1/4倍，此后会从串/并转换器13输出发送数据的M个符号，这是并行数据的1/28倍。结果，在一个帧的周期中，导频可以被时间复用到所有副载波并且发送。通过在接收端使用这个导频，逐个副载波地执行信道估测，并且可以进行信道补偿(衰减补偿)。

图24的图例用于描述保护间隔的插入。如果依据M×N个副载波样本(＝1OFDM符号)的IFFT输出信号作为一个单元，则保护间隔插入表示将这个符号的尾端部复制到其前端部。插入保护间隔GI使得能够消除多径产生的符号间干扰的影响。

图25的图例示出了MC-CDMA接收端上的结构。无线接收器21对接收多载波信号进行频率转换处理，正交解调器对接收信号进行正交解调处理。定时同步/保护间隔清除单元23建立接收信号定时同步，从接收信号中清除保护间隔GI，并且将结果输入到FFT(快速富立叶变换)单元24。FFT单元24对信号执行FFT处理，并且按照FFT窗口定时在时域将信号转换成N×M个副载波信号(副载波样本)SP₁到SP_MN。信道估测单元25a使用在发送端时间复用的导频逐个副载波地执行信道估测，并且信道补偿单元25b将FFT输出与副载波中的相应副载波的信道估测值CC₁到CC_MN相乘。

信道估测单元25a将从FFT单元24输出的每个导频符号的副载波分量与信道识别Gold码相乘，逐个副载波地相加乘法结果，并且根据平均值计算每个副载波的信道估测值CC₁到CC_MN。也就是说，信道估测单元25a使用导频信号估计每个副载波的衰减对相位的影响exp(jΦ)，信道补偿单元25b将发送符号的副载波信号与exp(-jΦ)相乘以补偿衰减。

第一解扩展器26将经过衰减补偿的M×N个副载波信号分量与信道识别Gold码G₁到G_MN相乘并且输出结果。也就是说，通过信道识别Gold码解扩展衰减补偿信号，并且从码复用信号中提取站点的自身地址的信号。第二解扩展器27具有M个乘法器27₁到27_M。乘法器27₁将N个副载波信号分别与构成分配给用户的正交码(Walsh码)的码C₁，C₂，…，C_N相乘，并且输出结果。其它乘法器也执行类似的处理。结果，通过分配给每个用户的扩频码解扩展寻址到本地站点的信号，并且通过解扩展从码复用信号中提取期望用户的信号。

混合器28₁到28_M均相加从乘法器27₁到27_M中的相应乘法器输出的N个乘法结果，从而产生包括M个符号的并行数据。并/串转换器29将这个并行数据转换成串行数据，并且数据解调器30解调发送数据。

图26的(a)是用于描述用于信道识别目的的Gold码G₁到G_MN(MN＝512)的阵列的图例。对于每个OFDM符号，在副载波方向，码每次偏移8个。偏移码的原因如下：如上所述，接收端上的信道估测单元25a将从FFT单元24输出的每个导频符号的副载波分量与信道识别Gold码相乘，逐个副载波地相加乘法结果，并且根据平均值计算每个副载波的信道估测值CC₁到CC_MN。也就是说，通过以下等式提供第m个副载波的信道估测值CC_m：

CC_m＝(1/Np)·∑_iR_m(k)·^*G_m(k)(i＝1到Np)(1)

其中R_m(k)表示第k个导频符号中第m个副载波的FFT输出，G_m(k)表示第k个导频符号中第m个副载波的信道识别Gold码，并且*表示复共轭。因此，如图26的(b)所示，在不偏移信道识别Gold码G₁到G_MN的情况下，^*G_m(k)＝^*G_m成立，因此我们具有：

CC_m＝(^*G_m/Np)·∑_iR_m(k)    (2)

类似地，如果使G_m(k)′表示另一个信道的第k个导频符号中的第m个载波的信道识别Gold码，则通过以下等式提供第m个副载波的信道估测值CC_m：

CC_m＝(1/Np)·∑iR_m(k)·^*G_m(k)′(i＝1到Np)  (3)

如果不偏移信道识别Gold码G₁到G_MN，则^*G_m(k)′＝^*G_m′成立，因此我们具有：

CC_m＝(^*G_m′/Np)·∑_iR_m(k)    (4)

如果^*G_m＝^*G_m′成立，考虑到等式(2)和(4)，2个信道的第m个副载波的信道估测值会相同。此外，不再能够识别信道估测值属于哪个信道。因此，如图26的(a)所示，针对每个OFDM符号在副载波方向偏移信道识别码。

图27是描述信道估测单元的操作的图例。这里，当分散在由32个OFDM符号组成的一个帧内时，复用n(n＝4)个导频符号(4个OFDM导频符号)。由于一个导频符号由数量等于副载波的数量M的副载波样本组成(M×N个，例如512)，通过在接收端上以导频接收定时使FFT输出与信道识别Gold码相乘，可以得到逐副载波信道(幅度特征和相位特征)估测。更具体地，为执行信道估测，在时间方向收集均包括频率方向的m(m＝8)个副载波样本的n(＝4)个集合，以构成一个有总共m×n个(＝32)副载波样本的组，如图27中的PG1所示，并且这个组中m×n个(＝32)信道估测值的平均值被用作中心处的副载波的信道估测值。此外，为获得下一个副载波的信道估测值，在时间方向收集均包括频率方向的被偏移一个副载波的m(m＝8)个副载波样本的n(＝4)个集合，以构成一个有总共32个副载波样本的组，如PG2所示，并且使用组PG2中的平均值以类似方式计算信道估测值。通过上述求平均值来获得信道值的原因在于，由于每个符号包含噪声，通过求平均值消除这种噪声的影响以改进S/N比。如果副载波在频率方面非常接近，则信道值几乎相同，因此求平均值不导致任何问题。

在上述OFDM通信中，只可以使用一个导频，并且不能处理希望使用多个类型的导频的情况。例如，如图28所示，基站的附近被分成扇区，并且从扇区SC₁到SC₃中的天线AT₁到AT₃发射定向射束。在这个方案中，有必要逐个扇区地识别移动站MS1到MS3。这意味着有必要使用对每个扇区均有所不同的导频。然而对于常规方法，不能使用多个类型的导频。

使用正交码的方法可用作一个复用多个类型的导频信号的方法。这个方法涉及采用m(其中m是大于等于1的整数)个相邻副载波作为一组，并且使n个导频符号中每个组的总共m×n个副载波分量与正交码相乘。其数量等于正交码数量的导频信号可以按照相同频率和相同定时来复用。

然而如果通过正交码复用导频，则不能执行每个导频的解复用，直到接收了所有的码。因此，出现一个问题，即不能处理期望在已经接收例如1个或2个导频符号的阶段得到瞬时信道估测值的情况。

因此，本发明的一个目的是提供一个方案，使得可以复用多个类型的导频，并且使得在接收了帧开始处的若干导频符号的情况下可以计算信道估测值。

发明内容

根据本发明的OFDM设备采用m(m是大于等于1的整数)个相邻副载波作为一组，并且使多个(n个)导频符号中的每个组的m×n个副载波分量与正交码相乘，并且将结果复用到发送数据上。此时，按顺序偏移与另一个组的m×n个副载波分量相乘的正交码的序列，从而仅通过接收帧开始处的若干导频符号便可以计算信道估测值。

更具体地，OFDM发送设备中的正交码产生器以这样的方式产生每个组的正交码，即对于每个组的m×n个副载波，正交码会在时间方向正交，而对于m个导频符号中的总共m×n个副载波，正交码会在副载波方向正交。正交码乘法器使第一组的m×n个副载波分量与正交码相乘，并且类似地，在偏移码时，使其它组的m×n个副载波与正交码相乘。IFFT单元逐个导频符号地对以相继方式从正交码乘法器获得的副载波的乘法结果应用IFFT处理，并且发送处理结果和数据。

在OFDM接收设备中，针对每个导频符号，FFT单元对接收信号应用FFT处理并且输出多个副载波分量。信道估测单元的正交码产生器以这样的方式产生每个组的正交码，即对于每个组的m×n个副载波，正交码会在时间方向正交，而对于m个导频符号中的总共m×n个副载波，正交码会在副载波方向正交。第一信道估测值计算单元将每个组的m×n个副载波分量与该组的正交码相乘，并且根据乘法结果的平均值产生每个组的副载波的信道估测值。第二信道估测值计算单元根据正交码和m个导频符号中总共m×n个副载波分量之间的乘法结果的平均值产生每个组的副载波的信道估测值。使用从第一或第二信道估测值计算单元获得的副载波的信道估测值，信道补偿单元执行信道补偿。

于是，根据本发明，通过使用正交码扩展导频符号，可以复用多个类型的导频。此外，如果接收了帧开始处的若干(m个)导频符号，可以计算信道估测值。

此外，根据第一信道估测值计算单元，需要等于一个帧的时间来计算信道估测值，但是可以获得精确的信道估测值。根据第二信道估测值计算单元，存在一定的精度下降，但是可以通过接收m个导频符号在短时间段内获得信道估测值。因此，可以通过适当方法得到信道估测值。

附图说明

图1的图例用于描述使用正交码的导频复用方法；

图2图解了正交码的例子；

图3是用于使用正交码实现导频复用的OFDM发送设备的模块图；

图4详细示出了导频OFDM符号产生器；

图5是OFDM接收设备的主要部分的模块图；

图6的图例用于描述子块的排列；

图7的图例用于描述本发明中子块的排列；

图8的图例图解了OFDM发送设备中导频OFDM符号产生器的结构；

图9图解了OFDM接收设备中信道估测单元的结构的例子；

图10的图例用于描述通过平面近似得到信道估测值的分布的情况；

图11的图例用于描述通过差分插值(difference interpolation)得到信道估测值的分布的情况；

图12的处理流程图说明了根据信道估测值中波动量的方差转换逼近方法的情况；

图13的图例用于描述信道识别Gold码的偏移量不足时的情况；

图14的图例用于描述决定信道识别Gold码的偏移量的方法；

图15是通过信道识别Gold码执行扩展的情况中OFDM发送设备的模块图；

图16的图例用于描述现有技术的多载波传输模式；

图17的图例用于描述现有技术的正交频分多路复用模式；

图18的图例用于描述CDMA中的码扩展调制；

图19的图例用于描述CDMA中频带的扩展；

图20的图例用于描述多载波CDMA方案的原理；

图21的图例用于描述副载波的布置；

图22的模块图示出了现有技术MC-CDMA中的发送端；

图23的图例用于描述串并转换；

图24的图例用于描述保护间隔；

图25的模块图示出了现有技术MC-CDMA中的接收端；

图26的图例用于描述信道识别Gold码G1到GMN(MN＝512)的阵列；

图27的图例用于描述信道估测单元的操作；而

图28的图例用于描述基站附近已经分成扇区的情况。

具体实施方式

(A)使用正交码的第一导频复用模式

图1的帧结构图例用于描述使用正交码的导频复用方法。由于已知信道的值与时间方向和副载波方向具有某种相关度，可以在沿着时间和副载波方向延伸的区域中执行求平均值。例如，在遍布每帧8个OFDM符号(总共2×8＝16个副载波分量)的区域中，每次对2个副载波执行求平均值。2×8＝16个平均块单元被称作解扩展单元。此外，解扩展单元中的每个2×2单元被称作子块，其中字符A，B，C，D被分配给子块。

使用正交码的方法可用作一个复用多个导频信号的方法。这个使用正交码的复用方法涉及采用m(图1中m＝2)个相邻副载波作为一组，并且使n(图1中n＝8)个导频符号P₀到P₇中的相同组的总共m×n个(＝16)副载波分量P_i0到P_i7，P_(i+1)0到P_(i+1)7(i＝1，3，5，…511)与图2图解的正交码K₀到K₁₅相乘，并且发送结果。在接收端，该方法涉及通过使m×n个(＝16)接收副载波分量P_i0′到P_i7′，P_(i+1)0′到P_(i+1)7′(i＝1，3，5，…511)与正交码K₀到K₇，K₈到K₁₅分别相乘，并且采用平均值作为每个组的m个副载波的信道估测值，执行解调。根据这个使用正交码的方法，其数量等于正交码数量的导频信号可以按照相同频率和相同定时来复用。此外，通过在接收端使用正交码K₀到K₁₆进行相乘并且求平均值，可以以简单方式计算副载波的信道估测值。

图3是用于使用正交码实现导频复用的OFDM发送设备的模块图，而图4详细示出了导频OFDM符号产生器。数据OFDM符号产生器51具有图22示出的部分11，13到17，对数据符号应用IFFT处理并且输出结果。具有串/并转换器52a，正交码产生器52b，正交码乘法器52c和IFFT单元52d的导频OFDM符号产生器52采用2个相邻副载波作为一组(图1中总共有256个组)，使8个导频符号P₀到P₇中每个组的总共16个副载波分量P_i0到P_i7，P_(i+1)0到P_(i+1)7(i＝1，3，5，…511)与图2图解的正交码K₀到K₁₅相乘，对一个符号的乘法结果值应用IFFT处理，并且输出结果。

转换电路53在数据发送定时选择由数据OFDM符号产生器51产生的IFFT信号，并且在导频发送定时选择由导频OFDM符号产生器52产生的IFFT信号。保护间隔插入单元54向OFDM信号插入保护间隔，正交调制器对插入保护间隔的OFDM信号应用正交调制，并且无线发送器56将信号上变转换到射频，应用高频放大并且从天线发送结果信号。

在导频OFDM符号产生器52(参见图4)中，串/并转换器52a将作为位串输入的导频数据转换成M项的并行数据，将单项导频数据分流到N个路径，并且输出总共M×N个(例如512)副载波分量。针对均由2个相邻副载波组成的总共256组的组CLS₁到CLS₂₅₆中的每个组，正交码产生器52b产生正交码K₀到K₇，K₈到K₁₅。正交码乘法单元52c具有512个乘法器。每个组的2个乘法器MP₁，MP₂分别使每个组的总共16个副载波分量P_i0到P_i7，P_(i+1)0到P_(i+1)7与正交码K₀到K₇，K₈到K₁₅相乘。IFFT单元52d逐个符号地对512个乘法结果应用IFFT处理，并且输出结果。

在图3中，描述了在数据OFDM符号产生器51和导频OFDM符号产生器52中执行IFFT处理的情况。然而，可以如此安排，使得在执行IFFT处理之前混合数据OFDM符号和导频OFDM符号，并且之后执行IFFT处理。

图5是OFDM接收设备的主要部分的模块图。其它部件类似于图25中示出的结构的那些部件。FFT单元61对接收信号应用FFT处理，并且针对每个导频符号，输出512个副载波分量。信道估测单元62具有正交码产生器62a，512乘法器正交码乘法器62b和平均计算器62c。针对均由2个相邻副载波组成的总共256组的组CLS₁到CLS₂₅₆中的每个组，正交码产生器62a产生正交码K₀到K₇，K₈到K₁₅。正交码乘法器62b具有512个乘法器。每个组的2个乘法器MP₁，MP₂使每个组的总共16个接收副载波分量P_i0′到P_i7′，P_(i+1)0′到P_(i+1)7′(i＝1，3，5，…511)与正交码K₀到K₇，K₈到K₁₅相乘。

平均计算器62c具有平均单元AVR₁到AVR₂₅₆，用于计算与每个组中的正交码的乘法的乘积的平均值，并且用于输出计算结果以作为副载波的信道估测值。例如，通过以下等式求出第一组的平均值AV：

AV＝[∑_jP_1j′·K_j+∑_jP_2j′·K_(j+8)]/16(j＝0到7)  (5)

各个组的平均单元AVR₁到AVR₂₅₆输出其平均值作为各个组中的相应组的2个副载波的信道估测值CC_i，CC_(i+1)(i＝1，3，5，…511)。信道补偿单元63使FFT输出与副载波中的相应副载波的信道估测值CC_i，CC_(i+1)(i＝1，3，5，…511)相乘以补偿衰减。

应当注意，在已经为信道识别目的用Gold码进行扩展的情况下，在FFT单元61和信道估测单元62之间提供信道识别Gold码乘法器，信道识别Gold码乘法器使从FFT单元61输出的512个副载波分量与信道识别Gold码相乘，并且向信道估测单元62输入512个乘法结果。

(B)使用正交码的第二导频复用模式

使用正交码的导频复用模式的问题

当使用正交码复用导频时，如等式(5)所示，出现了一个问题，即不能执行每个导频的解复用，即信道估测值的获取，直到接收了所有的码。因此，出现一个问题，即不能处理期望在例如已经接收帧开始处的若干导频符号的阶段得到瞬时信道估测值的情况。

第二导频复用模式的原理

根据第二导频复用模式，通过将正交码划分成适当的N个子块并且适当排列子块，复用的导频可以被解复用，并且可以在其中已经在时间方向选择N个子块的块中，以及在其中已经在副载波方向选择N个子块的块中获得信道估测值。

在图1示出的帧结构的例子中，假定可以在2×8个区域中解码正交码，每个2×2区域被用作一个子块，并且从左边开始子块被表示成A，B，C，D。在图6和7中图解了子块的排列。对于图6所示的子块A到D的简单排列，可以通过在时间方向得到4个子块来解码正交码，但是如果在副载波方向得到4个子块，则不能对它们进行解码。因此，如果通过每次将它们偏移一点，例如如图7所示每次偏移一个子块，来排列子块，则即使对于在副载波方向以及时间方向得到4个子块的情况，仍然可以解码正交码。

OFDM发送设备中的导频复用控制

图8的图例图解了使用第二导频复用模式的OFDM发送设备中的导频OFDM符号产生器52的结构。OFDM发送设备的总体结构与图3示出的相同。导频OFDM符号产生器52的硬件实现类似于图4的导频OFDM符号产生器，并且相同部件被指定类似的附图标记。这个方案的不同之处在于，正交码产生器52b′产生的每组正交码的序列被偏移。

以类似于第一导频复用模式的方式，图8中的导频OFDM符号产生器52采用m(大于等于1的整数，例如2)个相邻副载波作为一组，使多个(n个)导频符号中每个组的m×n个副载波分量与正交码相乘，并且将结果复用到发送数据上。例如，导频OFDM符号产生器52采用2个相邻副载波作为一组(图1中总共有256个组)，使8个导频符号P₀到P₇中每个组的总共16个副载波分量P_i0到P_i7，P_(i+1)0到P_(i+1)7(i＝1，3，5，…511)与图2图解的正交码K₀到K₁₅相乘，对一个符号的乘法结果值应用IFFT处理，并且输出结果。

此时，正交码产生器52b′以这样的方式产生每个组的正交码，即对于n个导频符号中每个组的m×n个副载波，正交码会在时间方向(参见图7)正交，而对于m个导频符号中的总共m×n个副载波，正交码会在副载波方向正交。正交码乘法器52c′将该组的副载波分量与每个组的正交码相乘，IFFT单元52d对每个副载波中与正交码的乘法结果应用IFFT处理，并且发送结果和数据。

更具体地，在导频OFDM符号产生器52中，串/并转换器52a将作为位串输入的导频数据转换成M项的并行数据，将单项导频数据分流到N个路径，并且输出总共M×N个(例如512)副载波分量。针对均由2个相邻副载波组成的总共256组的组CLS₁到CLS₂₅₆中的每个组，正交码产生器52b′产生正交码K₀到K₁₅，同时偏移这些正交码的序列。例如，正交码K₀到K₇和K₈到K₁₅分别被输入到第一组的乘法器MP₁和MP₂；正交码K₆，K₇，K₀到K₅和K₁₄，K₁₅，K₈到K₁₃分别被输入到第二组的乘法器MP₁和MP₂；正交码K₄到K₇，K₀到K₃和K₁₂到K₁₅，K₈到K₁₁分别被输入到第三组的乘法器MP₁和MP₂；并且正交码K₂到K₇，K₀，K₁和K₁₀到K₁₅，K₈，K₉分别被输入到第四组的乘法器MP₁和MP₂。换言之，正交码产生器52b′以这样的方式产生正交码K₀到K₁₅，即对于每个组的m×n个(＝2×8)副载波，正交码会在时间方向(参见图7)正交，而对于m个导频符号中的总共m×n个副载波，正交码会在副载波方向正交。

正交码乘法器52c′使第一导频符号的第一到第八副载波分量P₁₀到P₈₀与码K₀，K₈，K₆，K₁₄，K₄，K₁₂，K₂，K₁₀相乘，并且使第二导频符号的第一到第八副载波分量P₁₁到P₈₁与码K₁，K₉，K₇，K₁₅，K₅，K₁₃，K₃，K₁₁相乘。结果，在接收到2个导频符号时，第一到第八副载波的16个副载波分量会已经与正交码K₀到K₁₅相乘。类似地，第9到第16副载波，第17到第24副载波，…和第505到第512副载波的16个副载波分量与正交码K₀到K₁₅相乘。因此，如果在接收端接收2个导频符号，可以获得每个副载波的信道估测值。此外，如果接收下2个导频符号，则可以获得在下一刻居主要的每个副载波的信道估测值。

此外，正交码乘法器52c′中每个组的乘法器MP₁，MP₂使8个导频符号的总共16个副载波分量P_i0到P_i7，P_(i+1)0到P_(i+1)7与正交码K₀到K₇，K₈到K₁₅(i＝1，3，5，…511)相乘。因此在接收端，如果接收8个导频符号，则可以通过类似于第一导频复用模式的方式以良好的精度获得每个副载波的信道估测值。

在导频复用的情况下对接收的控制

图9的图例图解了OFDM接收设备中的信道估测单元的结构。只示出了针对4个组的结构；针对其余组的结构相同。此外，与图5中信道估测单元的那些部件相同的部件被指定类似的附图标记。这个方案的不同之处在于，(1)正交码产生器62a′产生的每组正交码的序列被偏移，并且(2)提供第二平均计算器62d。

通过类似于第一导频复用模式的方式，在接收到导频复用信号时，OFDM接收设备的FFT单元61对接收信号应用FFT处理，并且针对每个导频符号，输出多个副载波分量。信道估测单元62采用m(大于等于1的整数，例如2)个相邻副载波作为一组，使多个(n个，例如8)导频符号中每个组的m×n个副载波分量与在发送端使用的正交码相乘，并且计算信道估测值。此时，通过类似于发送端上的正交码产生器52b′的方式，信道估测单元的正交码产生器62a′以这样的方式产生每个组的正交码，即对于n个导频符号中相同组的m×n个副载波，正交码会在时间方向正交，而对于m个导频符号中的相应导频符号中的多个相邻组的总共m×n个副载波，正交码会在副载波方向正交。

正交码乘法器62b′使第一导频符号的第一到第八接收副载波分量P₁₀′到P₈₀′与码K₀，K₈，K₆，K₁₄，K₄，K₁₂，K₂，K₁₀相乘，并且使第二导频符号的第一到第八副载波分量P₁₁′到P₈₁′与码K₁，K₉，K₇，K₁₅，K₅，K₁₃，K₃，K₁₁相乘。结果，在接收到2个导频符号时，第一到第八副载波的16个副载波分量会已经与正交码K₀到K₁₅相乘。类似地，第9到第16副载波，第17到第24副载波，…和第505到第512副载波的16个副载波分量与正交码K₀到K₁₅相乘。因此，如果接收2个导频符号，可以获得每个副载波的信道估测值。此外，如果接收下2个导频符号，则可以获得在下一刻居主要的每个副载波的信道估测值。

此外，正交码乘法器62b′中组CLS₁到CLS₂₅₆中的每个组的乘法器MP₁′，MP₂′使8个导频符号的总共16个副载波分量P_i0′到P_i7′，P_(i+1)0′到P_(i+1)7′(i＝1，3，5，…511)与正交码K₀到K₇，K₈到K₁₅(i＝1，3，5，…511)相乘。因此，如果接收8个导频符号，则可以通过类似于第一导频复用模式的方式以良好的精度获得每个副载波的信道估测值。

第一平均计算器62c的平均单元AVR₁到AVR₂₅₆计算从每个组的乘法器MP₁′，MP₂′输出的乘法的2×8个乘积的平均值，并且输出这些平均值以作为各个组中的相应组的2个副载波的信道估测值CC_i，CC_(i+1)。然而应当注意，第一平均计算器62c以一个帧的间隔计算和输出信道估测值CC_i，CC_(i+1)。结果，第一平均计算器62c比第二平均计算器62d需要更多的时间来计算信道估测值(以后描述)，虽然可以获得更加精确的信道估测值。

通过使用使2个导频符号中的每个的8个副载波分量，即总共2×8个副载波分量与正交码相乘的结果，第二平均计算器62d计算这些结果的平均值，并且输出平均值以作为8个信道估测值CCi到CC(i+7)。在图9的情况下，通过将第一导频符号的第一到第八接收副载波分量P₁₀′到P₈₀′与码K₀，K₈，K₆，K₁₄，K₄，K₁₂，K₂，K₁₀相乘的结果，与第二导频符号的第一到第八接收副载波分量P₁₁′到P₈₁′与码K₁，K₉，K₇，K₁₅，K₅，K₁₃，K₃，K₁₁相乘的结果的总和值除以16，第二平均计算器62d计算平均值。由于每当接收2个导频符号时第二平均计算器62d能够输出信道估测值，能够以高于第一平均计算器62c的速度获得信道估测值。然而存在精度的下降。

根据来自控制器(未示出)的命令，信道补偿单元63选择从第一平均计算器62c输出的信道估测值或从第二平均计算器62d输出的信道估测值。

(C)信道估测值计算的修改

在图9的实施例中，在使用从第一平均计算器62c输出的信道估测值的情况下，信道估测值在一个帧上是相同的值。此外，在使用从第二平均计算器62d输出的信道估测值的情况下，8个副载波的信道估测值是相同的值。然而严格地讲，从第一平均计算器62c输出的信道估测值是图10的(a)中的导频符号中心处垂直方向上的4个信道估测值。此外，从第二平均计算器62d输出的信道估测值是图10的(a)中的副载波中心处水平方向上的4个信道估测值。换言之，如果在一个在时间方向较长的块中解码正交码，以及在一个在副载波方向较长的块中解码正交码，严格地讲，会获得x点附近的8个信道估测值。

根据这些信道估测值可以确定副载波和时间方向上平均信道估测值的转换。因此，使用这些信道估测值可以近似求出每个导频符号中每个副载波的信道估测值。

第一逼近方法

在通过最小二乘法等等得到的图10的(b)的平面PLN中，第一逼近方法逼近信道估测值的分布。图10的(c)的图例用于描述最小二乘法。尽管这是针对线性逼近的情况，然而该方法同样适用于平面逼近。令存在关于2个变量x，y的尺寸为n的样本组(x₁，y₁)，(x₂，y₂)…，(x_n，y_n)。假定在x和y之间存在如以下等式指示的线性关系：

y＝a+bx    (6)

即使直线很好地逼近样本值，然而当x＝x_i成立，即相对直线有偏差时，y_i＝a+bx_i不成立。如果令点(x_i，y_i)处相对直线的偏差代表为e_i，则得到

e_i＝y_i-(a+bx_i)(i＝1，2，…，n)  (7)

这个等式被称作线性回归模型。在图解的例子中，(x₁，y₁)处的点位于直线之上，因此e₁为正，(x₂，y₂)处的点位于直线之下，因此e₂为负。当点，例如(x₃，y₃)处的点在直线上时，e₃＝0成立。如果决定直线的系数a，b以便使误差e₁，e₂，…，eⁿ尽可能小，则直线会最优逼近样本值。

例如以使下式最小的方式通过样本数据表示未知系数a，b的方法是最小二乘法：

Q＝e₁ ²+e₂ ²+…+e_n ²    (8)

就使误差的平方的和数较小而言，如此获得的直线是最优匹配观察结果的直线。如果使用等式(7)，则Q变成如下：

Q＝(y₁-a-bx₁)²+(y₂-a-bx₂)²+…+(y_n-a-bx_n)²

由于x₁，x₂，…，x_n，y₁，y₂，…，y_n是作为样本值的已知量，Q是2个变量a和b的函数Q(a，b)。为了求出使Q最小的a，b，考虑2变量函数的极值问题是足够的。当a和b变化时使Q具有极值的要求如下所示：

ΔQ/Δa＝0    (9)

ΔQ/Δb＝0    (10)

并且根据等式(9)，(10)求出a，b。

根据使用最小二乘法的平面逼近方法，可以获得信道估测值，即使是对于不同于x点处的部分的部分。应当注意，由于信道估测值是复数值，有必要对实部和虚部执行相同操作。

第二逼近方法

如图11所示，通过相加时间方向的波动的差值与副载波方向的波动的差分插值，或通过相加副载波方向的波动的差值与时间方向的波动的差分插值，第二逼近方法获得信道估测值的分布。图11的(a)图解了以类似于图10的(a)的方式通过平均计算器62c，62d求出的信道估测值，并且如O标记所示，图11的(b)图解了已经通过差分插值得到的估测值。图11的(c)是用于描述相加时间方向的波动与副载波方向的波动的差值的差分插值。这里，Q₀到Q₃是依据平均计算器62c，62d得到的信道估测值的点，Q_a，Q_b表示通过差分插值得到的点。求出点Q₁和Q₃处的信道估测值之间的差值(C₁-C₃)，以作为时间方向的波动的差值。这里x₀＝x₂，x₀-x₃＝x₁-x₀成立，因此按照比例分布根据以下等式求出点Q_a，Q_b处的信道估测值C_a，C_b。

C_a＝C₂+(C₁-C₃)/2

C_b＝C₂-(C₁-C₃)/2

也就是说，通过相加时间方向的差值(C₁-C₃)/2与副载波方向的波动C₂或从C₂减去(C₁-C₃)/2，可以计算点Q_a，Q_b处的信道估测值C_a，C_b。应当注意，由于信道估测值是复数值，有必要对实部和虚部执行相同操作。

第一和第二逼近方法的组合使用

当信道估测值的波动率(rate of fluctuation)均匀时，执行平面逼近较优，因为噪声被平均，导致逼近具有良好精度。然而当波动率明显变化时，平面逼近导致较大误差，因此应当使用差分插值方法以获得更好精度。因此，如果根据信道估测值的波动量的方差σ²执行平面逼近和差分插值之间的转换，则可以改进精度。

图12的处理流程图说明了根据信道估测值中波动量的方差转换逼近方法的情况。首先，计算信道估测值的差值(步骤101)，接着使用这个差值获得方差σ²(步骤102)。如果离散(dispersion)σ²小于参考值，则通过平面逼近求出信道估测值的分布；如果σ²大于参考值，则通过差分插值求出信道估测值的分布(步骤103)。

(D)判定信道识别Gold码的偏移量

存在这样的情况，其中以可以解复用多个基站的导频的方式通过OFDM符号单元中的信道估测Gold码进一步扩展复用导频。此时，当逐个OFDM符号地被偏移一个等于若干副载波的量以避免对Gold码规则化时，使用时间方向的信道识别Gold码(参见图26)。在其中解扩展正交码的单元(解扩展单元)71中，如果偏移量不足，如图13所示，并且小于副载波方向的码长度4，则在正交码解扩展单元71中的信道识别Gold码中会出现相关部分，并且会有效缩短信道识别Gold码的长度。例如，如果站点A上信道识别Gold码G₁₁到G_1N的偏移量为一个副载波，如图14的(a)所示，则正交码的解扩展单元71中的信道识别Gold码G₁₁到G₁₃会一致，并且正交码的解扩展单元71中的信道识别Gold码的长度会基本上为5。类似地，如果站点B上信道识别Gold码G₂₁到G_2N的偏移量为一个副载波，如图14的(b)所示，则正交码的解扩展单元71′中的信道识别Gold码G₂₁到G₂₃会一致，并且正交码的解扩展单元71′中的信道识别Gold码的长度会基本上为5。结果，站点A的解扩展单元71中的信道识别Gold码和站点B的解扩展单元71′中的信道识别Gold码非常可能会一致。如果它们确实一致，则不再能够解复用多个基站的导频。

考虑到上述情况，有必要加长正交码的解扩展单元71中的信道识别Gold码的有效长度。因此在本发明中，使正交码的解扩展单元中的偏移量大于副载波方向的长度S，如图14的(c)所示。如果这样，则信道识别Gold码的有效长度会为8，并且使得Gold码与其它站点的信道识别Gold码一致的可能性最小。应当注意，S＝L/s成立，其中L表示正交码的长度，m表示其每个组中的副载波的数量。

图15是通过信道识别Gold码执行扩展的情况中OFDM发送设备的模块图。与图3中OFDM发送设备的那些部件相同的部件被指定类似的附图标记。这个方案的不同之处在于，为设备提供信道识别Gold码产生器81，用于逐个OFDM符号地将信道识别Gold码偏移超过正交码的解扩展单元的移位器82，和在正交码乘法器52c的输出端的信道识别Gold码乘法器83。此外，假定数据OFDM符号产生器51使用信道识别Gold码执行扩展并且执行IFFT处理。

下面针对数据OFDM符号产生器51和导频OFDM符号产生器52均被提供了信道识别Gold码乘法器和IFFT单元的情况描述图15。然而，可以采用在与信道识别Gold码相乘之前混合数据OFDM符号和导频OFDM符号并且之后用信道识别Gold码执行乘法并且执行IFFT处理的方案。

应当注意，OFDM接收设备每次将基站信道识别码偏移S，其中S表示解扩展单元71中副载波方向的长度，将FFT处理的结果与基站信道识别Gold码相继相乘，接着将这个相乘的结果与发送端使用的正交码相乘，并且计算信道估测值。

于是，根据本发明，可以复用多个类型的导频。此外，如果接收了一个帧的开始处的若干导频符号，可以在短时间段内计算信道估测值。

进一步，根据本发明，可以通过第一和第二方法计算信道估测值。结果，根据是希望使用高度精确的信道估测值执行信道补偿(尽管处理需要时间)，还是希望在以较短时间获得信道估测值时执行信道补偿(尽管精度较低)，通过适当的方法可以计算信道估测值并且应用信道补偿。

此外，根据本发明，当通过平面逼近方法或差分插值方法在规定时间获得规定副载波的信道估测值时，可以执行信道补偿。

此外，根据本发明，可以如此安排，使得如果通过信道识别Gold码执行扩展，则对于每个导频符号，码被偏移一个规定长度。结果，可以提高信道识别Gold码的有效长度，使得它们不同于其它站点的信道识别Gold码。这使得能够可靠地解复用其自身站点的导频。

Claims (11)

1.一种OFDM设备中的导频复用方法，用于对发送数据和导频进行正交频分多路复用(OFDM)和发送，其特征在于：

当m(其中m是大于等于1的整数)个相邻副载波被用作一组时，使多个导频符号中的每个组的副载波分量与正交码相乘，并且发送导频符号；

以这样的方式产生每个组的正交码，即对于每个组的m个副载波，正交码会在时间方向正交，而对于m个导频符号，正交码会在副载波方向正交；

使每个组的副载波分量与该组的正交码相乘；和

对每个副载波中的乘法结果进行IFFT处理并且发送结果。

2.如权利要求1所述的导频复用方法，其特征在于，逐个OFDM符号地在副载波方向将基站识别码偏移超过(正交码长度)/m的量；并且将每个副载波的所述相乘的结果与所述基站识别码相乘。

3.一种OFDM接收方法，用于接收正交频分多路复用(OFDM)信号并且对这个接收信号应用FFT处理以解调发送数据，其特征在于：

逐个导频符号地对接收信号应用FFT处理并且输出多个副载波分量；和

当m(其中m是大于等于1的整数)个相邻副载波被用作一组时，使每个组的m×n个副载波分量与发送端使用的正交码相乘，并且计算信道估测值；

以这样的方式产生每个组的正交码，即对于每个组的m×n个副载波，正交码会在时间方向正交，而对于m个导频符号中的总共m×n个副载波，正交码会在副载波方向正交；

通过使每个组的副载波分量与该组的正交码相乘并且根据乘法结果的平均值产生每个组的副载波的信道估测值的第一信道估测值计算方法，或通过根据m个导频符号中的m×n个副载波分量与正交码之间的乘法结果的平均值产生每个组的副载波的信道估测值的第二信道估测方法，计算副载波的信道估测值；和

使用所述信道估测值执行信道补偿。

4.如权利要求3所述的OFDM接收方法，其特征在于，使用通过所述第一和第二信道估测值计算方法中的相应方法得到的多个信道估测值计算任一时间点处任何副载波的信道估测值。

5.如权利要求4所述的OFDM接收方法，其特征在于，计算任一时间点处任何副载波的信道估测值的步骤包含：

使用通过所述第一和第二信道估测值计算方法中的相应方法得到的所述多个信道估测值，通过具有副载波轴，时间轴和信道估测值轴的三维平面逼近信道估测值的分布；和

使用所述分布获得任一时间点处任何副载波的信道估测值。

6.如权利要求4所述的OFDM接收方法，其特征在于，计算任一时间点处任何副载波的信道估测值的步骤包含：

使用通过所述第一和第二信道估测值计算方法中的相应方法得到的多个信道估测值，通过其中将副载波方向的信道估测值的波动的差值加到时间方向的信道估测值的波动上的差分插值，或通过其中将时间方向的信道估测值的波动的差值加到副载波方向的信道估测值的波动上的差分插值，获得信道估测值的分布；和

使用所述分布获得任一时间点处任何副载波的信道估测值。

7.如权利要求4所述的OFDM接收方法，其特征在于，当存在使用通过第一和第二信道估测值计算方法中的相应方法得到的多个信道估测值通过具有副载波轴，时间轴和信道估测值轴的三维平面逼近信道估测值的分布的第一计算方法，和使用通过所述第一和第二信道估测值计算方法中的相应方法得到的多个信道估测值通过其中将副载波方向上信道估测值的波动的差值加到时间方向上信道估测值的波动的差分插值，或通过其中将时间方向上信道估测值的波动的差值加到副载波方向上信道估测值的波动的差分插值获得信道估测值的分布的第二计算方法时，

计算任一时间点处任何副载波的信道估测值的步骤包含：

在信道估测值的波动较小的情况下通过所述第一计算方法的逼近获得信道估测值的分布；

在波动较大的情况下根据所述插值通过所述第二计算方法的逼近获得信道估测值的分布；和

使用所述分布获得任一时间点处任何副载波的信道估测值。

8.如权利要求3所述的OFDM接收方法，其特征在于，计算副载波的信道估测值的步骤包含：

逐个OFDM符号地将基站识别码偏移超过(L/m)个码的量，其中L表示正交码长度；

使FFT处理的结果与基站识别码相继相乘；和

使乘法结果与发送端使用的正交码相乘以计算信道估测值。

9.一种OFDM发送设备，用于对发送数据和导频进行正交频分多路复用(OFDM)和发送，其特征在于具有：

正交码产生器，其中当m(其中m是大于等于1的整数)个相邻副载波被用作一个组时，所述正交码产生器用于以这样的方式产生每个组的正交码，即对于每个组的m个副载波，正交码会在时间方向正交，而对于m个导频符号，正交码会在副载波方向正交；

正交码乘法器，用于使每个组的副载波分量与该组的正交码相乘；和

IFFT单元，用于对通过正交码乘法器得到的每个副载波中的乘法结果应用IFFT处理。

10.一种OFDM接收设备，用于接收正交频分多路复用(OFDM)信号并且对这个接收信号应用FFT处理以解调发送数据，其特征在于具有：

FFT单元，用于逐个导频符号地对接收信号应用FFT处理并且输出多个副载波分量；和

正交码产生器，用于采用m(其中m是大于等于1的整数)个相邻副载波作为一组，以这样的方式产生每个组的正交码，即对于每个组的m×n个副载波，正交码会在时间方向上正交，而对于m个导频符号中的总共m×n个副载波，正交码会在副载波方向上正交；

第一信道估测值计算单元，用于将每个组的m×n个副载波分量与该组的正交码相乘，并且根据乘法结果的平均值产生每个组的副载波的信道估测值；

第二信道估测值计算单元，用于根据m个导频符号中m×n个副载波分量和正交码之间的乘法结果的平均值产生每个组的副载波的信道估测值；和

信道补偿单元，用于使用从第一或第二信道估测值计算单元获得的副载波的信道估测值执行信道补偿。

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